JP5316631B2 - 光送信装置、光受信装置、およびそれらを含む光通信システム - Google Patents

Description

本発明は、光送信装置、光受信装置、およびそれらを含む光通信システムに係わり、特に、ＰＳＫ変調を利用して光信号を送信する光送信装置、そのような光送信装置からの光信号を受信する光受信装置、およびそれらを含む光通信システムに係わる。

近年、光伝送システムの大容量化と長距離化に向けた光送信装置の実用開発が待望されている。特に、大容量化及び長距離化に適合した光変調方式を採る光送信装置の実システムへの導入期待が高まっている。その期待に応えるために、ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）やＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）といった位相変調方式を用いた光伝送システムが想定されている。

現実の光変調方式として、陸上や海底で実稼働しているＮＲＺ（Non-Return-to-Zero）変調方式やＲＺ（Return-to-Zero）変調方式が知られている。そして、これらの変調方式を用いた光伝送システムでは、光伝送信号の安定化ための送信装置の構成部品に対する安定化技術が非常に重要になる。例えば、ＮＲＺ変調方式での、ＬＮ（Lithium Niobate）変調器の動作点ドリフトによる伝送信号劣化を防ぐための自動バイアス制御（ＡＢＣ：Automated Bias Control）回路があげられる。（特許文献１参照）

また、複数の光変調部を有する光ＳＳＢ（Single Side-Band）光変調器に対して、変調器の通常動作中に、各光変調部の直流バイアスを適正に補正することが可能な光変調器のバイアス制御方法もある。（特許文献２参照）

一方、ＤＱＰＳＫ信号を受信する光受信機の一例が特許文献３に記載されている。特許文献３に記載の光受信機は、マッハツェンダ干渉計を構成する１組の導波路の一方に光信号の位相をπ／４だけシフトさせる構成を有している。

特開平０３−２５１８１５号公報 特開２００４−３１８０５２号公報 特表２００４−５１６７４３号公報

図８６は、ＮＲＺ用ＡＢＣ回路を有する従来のＮＲＺ変調方式を採る光送信装置の構成を示すブロック図である。図８６において従来のＮＲＺ変調方式を採る光送信装置は、半導体レーザ（ＬＤ）１１１、ＮＲＺのデータ信号DATAを変調電極に入力して位相変調を行うＭＺ（Mach-Zehnder）変調器等からなる位相変調器２２１と、位相変調器２２１の出力光の一部をモニタすることにより、データ信号DATAに重畳されている低周波信号を検波して位相変調器２２１のバイアスティ（図示せず）に制御信号を印加して動作点のずれを補償するＮＲＺ用ＡＢＣ回路５５０から構成されている。

しかし、上記ＮＲＺ変調方式を採る従来の光送信装置におけるＡＢＣ回路は、ＭＺ変調器の動作点のずれを補償するバイアス制御を行っているだけで、将来性が期待されているＤＱＰＳＫなどの位相変調方式において必要な位相シフト部の位相シフト量をモニタする手段を備えていない。このため、図８６に示す従来の技術は、ＤＱＰＳＫなどの位相変調方式には適用できなかった。また、ＤＱＰＳＫなどの位相変調方式を採る光送信装置全体を考慮して位相ずれやＤＣドリフトをトータルで制御しようとする発想がないという課題があった。

さらに、特許文献３に記載されている光受信機においては、光信号の位相をπ／４だけシフトさせる必要があるが、光デバイスの経年劣化等によりその精度が低下することに対する対策がなされていなかった。

本発明の目的は、位相変調器を含む光送信装置において、位相シフトおよびＤＣドリフトなどを適切に制御できる構成を提供することである。

本発明の他の目的は、光送信装置全体として、位相シフト部、位相変調器、および強度変調器における位相シフトやＤＣドリフトなどを適切に制御できる構成を提供することである。

本発明のさらに他の目的は、変調光信号を受信する光受信装置において、受信信号を復調するために必要な位相シフトを適切に制御できる構成を提供することである。

上記課題を解決するために本発明は、位相変調器と、該位相変調器を駆動する駆動信号発生部を備える光送信装置において、前記位相変調器は、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部と、分岐した光導波路上にあって入力光の位相変調を行うデータ変調部と、低周波信号の重畳を行う電極とを有し、適正な位相差の低周波信号を生成し分岐した前記光導波路上で前記電極に前記低周波信号の重畳を可能にする低周波重畳手段と、分岐した前記光導波路を結合した後に重畳された前記低周波信号または前記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値，パワー最小値および位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、該モニタ手段からの出力に基づいて適正な位相差となるよう前記位相シフト部を制御する位相差制御手段を備える。

本発明の他の態様の光送信装置は、データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を位相変調するデータ変調部と、上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号の平均光パワーをモニタするモニタ手段と、上記モニタ手段の出力に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、を有する。

本発明の光受信装置は、位相変調光信号を受信して復調する光受信装置であって、入力光の第１の分岐光をシンボル時間だけ遅延させる第１のアームおよび上記入力光の第２の分岐光の位相を所定量だけシフトさせる第２のアームを備える干渉計と、上記干渉計から出力される光信号を電気信号に変換する受光回路と、上記電気信号の二乗信号または絶対値信号を生成する演算回路と、上記演算回路に接続され、例えばシンボル周波数よりも低い信号成分を通過させるフィルタのようなシンボル周波数の整数倍の周波数を除く連続した周波数成分の少なくとも一部を透過させるフィルタと、上記フィルタから出力される信号に基づいて上記第２のアームの位相シフト量を制御する制御手段、を有する。

本発明によれば、光送信装置を構成する構成要素の温度変化、経時変化などに起因する適正な位相差からの位相ずれなどの変動を適正な位相差になるように制御を行うことで出力光信号の品質安定化を図ることができる。

また、受信光信号を復調するために必要な位相シフトを適切に制御できるので、受信特性の劣化を防ぐことができる。

本発明の実施形態に係る光通信システムの構成を示す図である。 ＤＱＰＳＫ変調の原理を説明する図である。 ＤＱＰＳＫ変調における通信品質の劣化について説明する図である。 本発明の実施形態に係るＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式を用いた光送信装置の全体構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信装置の第１の構成を示す図である。 移相器においてｎ＝１とした場合の位相シフト部モニタ成分変動のシミュレーション結果を示す波形図である。 移相器においてｎ＝２とした場合の位相シフト部モニタ成分変動のシミュレーション結果を示す波形図である。 移相器においてｎ＝３とした場合の位相シフト部モニタ成分変動のシミュレーション結果を示す波形図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信装置の第２の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信装置の第３の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る光送信装置の第４の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る光送信装置の第１の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る光送信装置の第２の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る光送信装置の第３の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る光送信装置の第４の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る光送信装置の第１の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る光送信装置の第２の構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る光送信装置の第１の構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る光送信装置の第２の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態に係る光送信装置の構成を示す図である。 本発明の第６の実施形態に係る光送信装置の構成を示す図である。 本発明の第７の実施形態に係る光送信装置の構成を示す図である。 本発明の第８の実施形態に係る光送信装置の構成を示す図である。 本発明の第９の実施形態に係る光送信装置の構成を示す図である。 （ａ）は二乗検波された光パワーの波形を示す図であり、（ｂ）は位相シフト量とピークパワーとの関係を示す図である。 ＤＭＰＳＫ変調方式を用いた光送信装置の全体構成を示す図である。 図２６に示した制御方式の第１の具体例を示す図である。 図２６に示した制御方式の第２の具体例を示す図である。 ＣＳＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式を用いる光変調送信装置の全体構成を示す図である。 図２９に示す光送信装置における変動制御方式の第１の実施例を示す図である。 図２９に示す光送信装置における変動制御方式の第２の実施例を示す図である。 図３０に示した第１の構成の具体例を示す図である。 図３１に示した第２の構成の具体例を示す図である。 ＭＺ変調器におけるバイアスと検出される低周波信号の関係を示す図である。 強度変調器におけるバイアスと検出される低周波信号の関係を示す図である。 図３０に示す光送信装置の変形例を示す図である。 第１２の実施形態の原理を説明する図である。 第１２の実施形態の第１の実施例である。 第１２の実施形態の第２の実施例である。 第１２の実施形態の第３の実施例である。 第１３の実施形態の原理を説明する図である。 データ信号のマーク率を制御する方法の概要を説明する図である。 光送信装置内の制御についてまとめた表である。 ＲＺ変調器のＶπ対応ＡＢＣ制御について説明する図である。 位相変調器が備えるＩアーム／Ｑアームの２×Ｖπ対応ＡＢＣ制御について説明する図である。 検出される信号についての比較結果をまとめた図である。 第１４の実施形態の光送信装置の構成を示す図である。 第１４の実施形態における移相量調整方法の概要を説明する図である。 低周波信号の振幅と検出されるｆ0 成分との関係を示す図である。 第１４の実施形態による効果について説明する図である。 第１４の実施形態における移相量調整方法のフローチャートである。 図５１に示すフローチャートの参考図である。 本発明の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。 第１の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。 差動受信信号の波形を示す図である。 差動受信信号のアイダイアグラムを示す図である。 二乗信号の波形を示す図である。 二乗信号のスペクトルを示す図である。 図５４に示す光受信装置の変形例である。 第２の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。 第２の実施形態の光受信装置の動作原理を説明する図である。 第３の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。 第３の実施形態の光受信装置の動作原理を説明する図である。 ＤＰＳＫ変調信号を受信する光受信装置の構成を示す図である。 図６４に示す光受信装置により受信された信号のアイダイアグラムを示す図である。 第４の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。 差動受信信号の波形を示す図である。 二乗信号の波形を示す図である。 遅延時間のずれ量と二乗信号の平均パワーとの関係を示す図である。 図６６に示す光受信装置の変形例を示す図である。 第５の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。 第５の実施形態の光受信装置の動作原理を説明する図である。 第６の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。 受光回路の出力電流の波形を示す図である。 受光器の出力電流の二乗の時間平均パワーを示す図である。 第７の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。 第８の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。 第８の実施形態の光受信装置の変形例を示す図である。 第９の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。 受光回路の出力電流の波形を示す図である。 リミッタアンプの動作を説明する図である。 リミッタアンプの出力信号の時間平均パワーを示す図である。 第８の実施形態の光受信装置の変形例を示す図（その１）である。 第８の実施形態の光受信装置の変形例を示す図（その２）である。 第８の実施形態の光受信装置の変形例を示す図（その３）である。 従来のＮＲＺ変調器を含む光送信装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る光通信システムの構成を示す図である。図１に示す光通信システム１０００は、光送信装置１０１０、光受信装置１０２０、およびそれらの間を接続する伝送路光ファイバ１０３０を備える。光送信装置１０１０は、データ生成部１０１１および変調器１０１２を備える。データ生成部１０１１は、送信すべきデータを生成する。変調器１０１２は、データ生成部１０１１が生成するデータを利用して変調光信号を生成する。なお、変調方式は、特に限定されるものではないが、例えば、ＤＱＰＳＫである。光受信装置１０２０は、伝送路光ファイバ１０３０を介して伝送される光信号を復調してデータを再生する。伝送路光ファイバ１０３０上には、光アンプまたは光中継器が設けられていてもよい。

図２は、ＤＱＰＳＫ（または、ＱＰＳＫ）変調の原理を説明する図である。ＤＱＰＳＫ変調では、２ビットのデータ（data１、data２）が１つのシンボルとして送信される。このとき、各シンボルには、データ（data１、data２）の組合に応じて対応する位相が割り当てられる。図２に示す例では、シンボル（０，０）に対して「π／４」が割り当てられ、シンボル（１，０）に対して「３π／４」が割り当てられ、シンボル（１，１）に対して「５π／４」が割り当てられ、シンボル（０，１）に対して「７π／４」が割り当てられる。よって、光受信装置は、受信光の位相を検出することによりデータを再生できる。

上述の位相変調を実現するためには、連続（ＣＷ：Continuous Wave）光を２分岐した一方の分岐光をデータdata１で位相変調し、他方の分岐光をデータdata２で位相変調する。そして、このとき、データdata１に対して割り当てる位相と、データdata２に対して割り当てる位相とが互いに「π／２」だけシフトされる。すなわち、ＤＱＰＳＫ変調においては、π／２位相シフトを発生させるデバイスが必要である。

図３は、ＤＱＰＳＫ変調における通信品質の劣化について説明する図である。ＤＱＰＳＫ変調の光送信装置は、上述したように、π／２位相シフトを発生させるデバイスを備える。しかし、経年変化等により、位相シフト量が「π／２」からずれると、図３に示すように、位相平面上における各シンボルの位置もずれてしまい、光受信装置において誤ってデータを認識する可能性が高くなってしまう。すなわち、ＤＱＰＳＫ変調方式の通信品質を向上させるためには、光送信装置の変調器が備えるπ／２位相シフトデバイスの精度を高く保つことが重要である。

＜＜光送信装置＞＞
＜第１の実施形態＞
図４は、本発明の実施形態に係るＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式を用いた光送信装置の全体構成を示す概略ブロック図である。図４において、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ光変調送信装置は、入力信号とクロック信号発生部１２０からのクロック信号を受けＭＺ（Mach-Zehnder）変調器２００に対し駆動信号を生成する駆動信号発生部１１０と、駆動信号発生部１１０およびＲＺ強度変調器３００にクロック信号を供給するクロック信号発生部１２０と、ＣＷ（Continuous Wave）光を生成するＣＷ光源１１５と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部２２０と、複数の変調電極を第１のアーム及び第２のアームに備え該電極にＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を入力するための端子を有するＭＺ変調器２００と、ＭＺ変調器２００の出力をＲＺパルス化するためのＲＺ強度変調器３００とを備えて構成される。なお、ＭＺ変調器２００は、各アームのドリフトを補償するためのバイアス信号を受けるバイアス入力部２３０、２４０を有する。また、ＲＺ強度変調器３００は、ドリフトを補償するためのバイアス信号を受けるバイアス入力部３３０を有する。なお、駆動信号発生部１１０の構成および動作については、例えば、特表２００４−５１６７４３号公報等に記載されている。

さらに、実施形態の光送信装置は、ＣＷ光源１１５の波長変動やＭＺ変調器２００における動作点ずれ（ＤＣドリフト）を補償するために２×Ｖπ対応ＡＢＣ制御器５００、およびＲＺ強度変調器３００おける動作点ずれ（ＤＣドリフト）を補償するためにＶπ対応ＡＢＣ制御器６００が設けられている。ここで、ＣＳＲＺ変調を行う場合には、Ｖπ対応ＡＢＣ制御器６００に代わりに、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御器を設ければよい。なお、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御器の構成および動作については、例えば、特開２０００−１６２５６３号公報に詳しく記載されている。

本発明の実施形態に係る光送信装置においては、位相シフト部２２０による位相シフト量が適正値（例えば、π／２の奇数倍、言い換えると入力光のλ／４の奇数倍）となるように、位相シフト部制御４００がバイアス制御（図４に示す（１）参照）を行う。また、ＡＢＣ制御器５００、６００は、ＡＢＣ制御（図４に示す(２)、(３)、(４)参照）によりＤＣドリフトを補償する。

図５は、本発明の第１の実施形態に係る光送信装置の第１の構成を示す概略ブロック図である。図５において本実施形態に係る光送信装置は、クロック信号発生部１２０と、クロック信号発生部１２０からのクロック信号を受けてＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部１１０と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１２、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第1及び第２のアーム２１、２２の該当端子に入力するデータ変調部２０およびデータ変調部２０の両アーム後段に配置され低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極２３、２４からなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部１２０からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（ただし、ｎは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 第１の電極２３に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 を第２の電極２４に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、中心周波数が２ｆ0 （高調波の１つ)である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２を位相比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１２の位相が適正値（例えばπ／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段と、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて位相シフト部１２の位相シフト量を制御する位相差制御手段とを備えている。なお、低速受光器(ＰＤ)３に代えて強度変調器３１の出力側から光信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。

なお、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

上記構成の光送信装置において、半導体レーザ（ＬＤ）１１は、ＣＷ光を生成する。このＣＷ光は、２分岐され、一方の分岐光はデータ変調部２０の上アーム２１に導かれ、他方の分岐光は位相シフト部１２を介して下アーム２２に導かれる。ここで、位相シフト部１２による位相シフト量は、フィードバック制御により「ｎπ／２（ｎは、０及び４の倍数を除く自然数）」に制御される。

電極２３、２４は、それぞれアーム２１、２２の出力側に接続される導波路にバイアスを加えるために設けられている。電極２３、２４は、導波路の結晶方位を考慮して、例えばＸカットまたはＺカットで形成される。ここで、電極２３には、低周波信号発生器１が生成する低周波信号がそのまま与えられる。一方、電極２４には、移相器２を用いてその低周波信号の位相を「ｎπ／２（ｎは、０及び４の倍数を除く自然数）」シフトさせた信号が与えられる。なお、低周波信号発生器１が生成する低周波信号は、例えば正弦波信号または矩形波信号であり、その振幅は、送信される光信号に悪影響を与えない程度に充分に小さいものとする。

データ変調部２０により生成される光信号は、強度変調器３１に導かれるが、その一部が分岐されて低速受光器３に導かれる。ここで、光信号は、例えば、光スプリッタにより分岐される。ただし、本発明において光信号の「分岐」は、光スプリッタで分岐する構成に限定されるものではなく、Ｙ分岐における漏れ光を低速受光器３に導くようにしてもよい。なお、ＭＺ変調器の漏れ光をモニタする技術については、例えば、特開平１０−２２８００６号公報に記載されている。また、アーム２１、２２の出力側導波路を「Ｘ分岐」で結合した場合は、そのＸ分岐の一方を強度変調器３１に導くと共に、そのＸ分岐の他方を低速受光器３に導くようにしてもよい。なお、Ｘ分岐光変調器については、例えば、特開２００１−２４４８９６号公報に記載されている。

図６は、移相器２においてｎ＝１とした場合の位相シフト部モニタ成分変動のシミュレーション結果を示す波形図である。なお、「ｎ＝１」とは、図５において電極２３、２４に与えられる低周波信号の位相がπ／２だけシフトしている状態に相当する。

このシミュレーションでは、位相シフト部１２の位相を０°〜１８０°の間でπ／４ずつ変化させて、電気スペクトル、ｆ0 成分、２ｆ0 成分が観測される。この結果、位相シフト部１２の位相が「９０°」すなわち「π／２」に接近しているとき、下記の特徴が得られた。
（１）ｆ0 成分の電気スペクトルを顕著に検出される。
（２）ｆ0 成分のパワーが最大になる。
（３）２ｆ0 成分のパワーが最小になる。

なお、位相シフト部１２により与えられる位相シフト量が「π／２」よりも小さいとき（図６では、４５°）と、その位相シフト量が「π／２」よりも大きいとき（図６では、１３５°）とでは、２ｆ0 成分信号の位相が互いに反転している。

したがって、ｆ0 成分のパワーが最大になるように位相シフト部１２に与えるバイアス電圧をフィードバック制御すれば、位相シフト部１２により与えられる位相シフト量を「π／２」に保持することができる。あるいは、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１２に与えるバイアス電圧をフィードバック制御すれば、位相シフト部１２により与えられる位相シフト量を「π／２」に保持することができる。なお、これらのフィードバック制御において、２ｆ0 成分信号の位相をモニタすることにより、バイアス電圧を大きくすべきなのか、小さくすべきなのかを判断することができる。

図７は、移相器２においてｎ＝２とした場合の位相シフト部モニタ成分変動のシミュレーション結果を示す波形図である。なお、「ｎ＝２」とは、図５において電極２３、２４に与えられる低周波信号の位相がπだけシフトしている状態に相当する。ｎ＝２の場合のシミュレーション結果は、ｎ＝１の場合と同じであった。すなわち、ｎ＝２であっても、上記特徴（１）〜（３）が得られた。また、位相シフト部１２の位相が４５°の場合と１３５°の場合とで、２ｆ0 成分の位相が反転する。

図８は、移相器２においてｎ＝３とした場合の位相シフト部モニタ成分変動のシミュレーション結果を示す波形図である。なお、「ｎ＝３」とは、図５において電極２３、２４に与えられる低周波信号の位相が３π／２だけシフトしている状態に相当する。ｎ＝３の場合のシミュレーション結果は、ｎ＝１、２の場合と同じであった。すなわち、ｎ＝３であっても、上記特徴（１）〜（３）が得られた。また、位相シフト部１２の位相が４５°の場合と１３５°の場合とで、２ｆ0 成分の位相が反転する。なお、ｎが５以上の自然数（４の倍数を除く）であっても、ｎ＝１〜３のときと同様の結果が得られる。

図６〜図８に示すシミュレーションにおいて、電気スペクトルは、低速受光器３の出力に相当する。また、ｆ0 成分は、低速受光器３の出力に含まれているｆ0 成分である。さらに、２ｆ0 成分は、低速受光器３の出力に含まれている２ｆ0 成分である。

このように、図５に示す光送信装置においては、電極２３、２４を介して変調光信号に低周波信号を重畳する際に、一方の電極に与える低周波信号の位相と他方の電極に与える低周波信号との位相差をｎπ／２（ｎは、自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう制御する。また、低速受光器３、バンドパスフィルタ４、位相比較器５等を利用して出力光信号に含まれている２ｆ0 成分を同期検波により抽出する。そして、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１２をフィードバック制御することにより、位相シフト部１２の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つ。これにより、出力光信号の品質安定化を図ることができる。

なお、上述の実施例では、低周波信号の周波数ｆ0 の２倍の周波数成分をモニタしているが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、本発明は、変調光信号に重畳すべき低周波信号のｎ次高調波（ｎは、２以上の自然数）を利用してフィードバック制御を行うことも可能である。

図９は、本発明の第１の実施形態に係る光送信装置の第２の構成を示す概略ブロック図である。図９では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０については図示を省略している。

図５に示す光送信装置では、低周波信号の周波数の２倍成分（２ｆ0 ）のパワーをモニタしてフィードバック制御を行った。これに対して、図９に示す光送信装置では、低周波信号の周波数ｆ0 のピークパワーをモニタしてフィードバック制御を行う。このため、この光送信装置は、周波数ｆ0 を通過させるＢＰＦ７、およびＢＰＦ７の出力のピークパワーを検出するピークパワー検出器８を備える。なお、図９に示す光送信装置の他の構成は、基本的に、図５に示した光送信装置と同じである。

すなわち、図９に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１２、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム２１、２２の該当端子に入力するデータ変調部２０およびデータ変調部２０の両アーム後段に配置され低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極２３、２４を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を第１の電極２３に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 を第２の電極２４に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数がｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ７および帯域通過フィルタＢＰＦ７の出力のピークパワーを検出するピークパワー検出器８からなるモニタ手段を備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（ピークパワー検出器８）の出力に基づいて位相シフト部１２の位相シフト量を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ））３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器(ＰＤ)３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

変調光信号に含まれている周波数ｆ0 の光パワーのシミュレーション結果は、図６〜図８に示した通りである。すなわち、位相シフト部１２による位相シフト量が「π／２」に近づくにつれて周波数ｆ0 のピークパワーが大きくなる。

このように、図９に示す光送信装置においては、電極２３、２４を介して変調光信号に低周波信号を重畳する際に、一方の電極に与える低周波信号の位相と他方の電極に与える低周波信号との位相差をｎπ／２（ｎは、自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう制御する。また、低速受光器３、バンドパスフィルタ７、ピークパワー検出期８を利用して出力光信号に含まれているｆ0 成分のピークパワーを検出する。そして、ｆ0 成分のピークパワーが最大になるように位相シフト部１２をフィードバック制御することにより、位相シフト部１２の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つ。これにより、出力光信号の品質安定化を図ることができる。

図１０は、本発明の第１の実施形態に係る光送信装置の第３の構成を示す概略ブロック図である。図１０では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０については図示を省略している。

図１０に示す光送信装置は、図５に示す制御機能（２ｆ0 を利用してバイアス電圧を生成する構成）および図９に示す制御機能（ｆ0 を利用してバイアス電圧を生成する構成）を併せ持っている。そして、制御装置（cont）９は、双方の制御機能により得られるバイアス電圧を利用（例えば、平均値を利用）して位相シフト部１２による位相シフト量を制御する。ただし、制御装置９は、いずれか一方の制御機能に従って位相シフト量を制御するようにしてもよい。

すなわち、図１０に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けDQPSK用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１２、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム２１、２２の該当端子に入力するデータ変調部２０およびデータ変調部２０の両アーム後段に配置され低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極２３、２４を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を第１の電極２３に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号f0を第２の電極２４に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較する位相比較器５からなる第１のモニタ手段と、低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数がｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ７および帯域通過フィルタＢＰＦ７から出力される信号のピークパワーを検出するピークパワー検出器８からなる第２のモニタ手段と、第１のモニタ手段（位相比較器５）の出力を監視し同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１２の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号をバイアス制御信号として位相シフト部１２に出力し、また、第２のモニタ手段（ピークパワー検出器８）のパワー変動をモニタし、そのパワーがピークとなるように位相シフト部１２にバイアス制御を行う制御装置ＣＯＮＴ９とを備えている。なお、低速受光器(ＰＤ)３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

変調光信号に含まれている周波数ｆ0 の光パワーのシミュレーション結果は、図６〜図８に示した通りである。すなわち、位相シフト部１２による位相シフト量が「π／２」に近づくにつれて周波数ｆ0 のピークパワーが大きくなり、また、周波数２ｆ0 のパワーが小さくなる。

このように、図１０に示す光送信装置においては、変調光信号に含まれているｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方を利用して位相シフト部１２の位相シフト量を制御するので、位相シフト部１２による位相シフト量をより高い精度で適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。これにより、さらに出力光信号の品質安定化を図ることができる。

図１１は、本発明の第１の実施形態に係る光送信装置の第４の構成を示す概略ブロック図である。図１１では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０については図示を省略している。

図１１に示す光送信装置においては、低周波信号ｆ0 が電極２５に与えられる。これにより、データ変調部２０のアーム２１から出力される光信号に低周波信号ｆ0 が重畳される。また、移相器２を利用して低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（ただし、nは自然数で０及び４の倍数を除く）シフトさせることにより得られる信号は、位相シフト部１２を制御するためのバイアス電圧（DCBias）に重畳される。なお、図１１に示す光送信装置の他の構成は、基本的に、図５に示した光送信装置と同じである。

すなわち、図１１に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１２、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム２１、２２の該当端子に入力するデータ変調部２０およびデータ変調部２０の第１のアーム２１後段に配置され低周波信号の重畳を行う電極２５を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を電極２５に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 を位相シフト部１２のバイアス入力部に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器(ＰＤ)３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１２の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段とを備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて位相シフト部１２を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図１１に示す光送信装置では、低周波信号を重畳する位置が図５に示す光送信装置と異なっている。しかし、図１１に示す構成であっても、図６〜図８に示した特性が得られる。すなわち、位相シフト部１２による位相シフト量がｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくにつれて、２ｆ0 成分が小さくなる。

したがって、図１１に示す光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１２をフィードバック制御することにより、位相シフト部１２の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。そして、このようなフィードバック制御により、出力光信号の品質安定化を図ることができる。

なお、第１の実施形態の光送信装置は、図１１に示す構成においてｆ0 成分を利用してフィードバック制御を行ってもよいし、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方を利用してフィードバック制御を行ってもよい。

＜第２の実施形態＞
第１の実施形態の光送信装置は、データ変調部２０の前段に位相シフト部１２が設けられている。これに対して、第２の実施形態の光送信装置は、データ変調部４０の後段に位相シフト部１３が設けられている。データ変調部４０の後段に位相シフト部１３を配置することにより、第１の実施形態と比べて、図６〜図８に示したｆ0 成分および２ｆ0 成分の振幅が大きくなる。よって、第２の実施形態では、第１の実施形態に比べてｆ0 成分および２ｆ0 成分検出が容易であり、位相シフト量の制御の精度が向上する。

図１２は、本発明の第２の実施形態に係る光送信装置の第１の構成を示す概略ブロック図である。図１２に示す光送信装置の構成は、基本的には、図５に示した光送信装置と同じである。ただし、図１２に示す光送信装置においては、データ変調部４０の後段に位相シフト部１３が配置されている。なお、図１２では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０については図示を省略している。

図１２に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム４１、４２の該当端子に入力するデータ変調部４０、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１３およびデータ変調部４０の第１のアーム４１の後段および位相シフト部１３の後段にそれぞれ配置され低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極４３、４４を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を第１の電極４３に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 を第２の電極４４に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１３の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段とを備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて位相シフト部１３をバイアス制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図１２に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。ただし、図１２に示す光送信装置は、データ変調部４０の後段に位相シフト部１３を設けた構成なので、上述したように、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の振幅が大きくなる。

したがって、図１２に示す光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１３をフィードバック制御することにより、位相シフト部１３の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

図１３は、本発明の第２の実施形態に係る光送信装置の第２の構成を示す概略ブロック図である。図１３に示す光送信装置の構成は、基本的には、図９に示した光送信装置と同じである。ただし、図１３に示す光送信装置においては、データ変調部４０の後段に位相シフト部１３が配置されている。なお、図１３では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０については図示を省略している。

図１３に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム４１、４２の該当端子に入力するデータ変調部４０、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１３およびデータ変調部４０の第１のアーム４１の後段および位相シフト部１３の後段にそれぞれ配置された低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極４３、４４を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を第１の電極４３に、また移相器２によりｎπ／２（ただし、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 を第２の電極４４に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数がｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ７および帯域通過フィルタＢＰＦ７から出力されるパワーがピークであるかを検出するピークパワー検出器８からなるモニタ手段を備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（ピークパワー検出器８）の出力に基づいて位相シフト部１３を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図１３に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、ｆ0 成分のパワーが最大になるように位相シフト部１３をフィードバック制御することにより、位相シフト部１３の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

図１４は、本発明の第２の実施形態に係る光送信装置の第３の構成を示す概略ブロック図である。図１４に示す光送信装置の構成は、基本的には、図１０に示した光送信装置と同じである。ただし、図１４に示す光送信装置においては、データ変調部４０の後段に位相シフト部１３が配置されている。なお、図１４では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０については図示を省略している。

図１４に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム４１、４２の該当端子に入力するデータ変調部４０、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１３およびデータ変調部４０の第１のアーム４１の後段および位相シフト部１３の後段にそれぞれ配置され低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極４３、４４を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を第１の電極４３に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 を第２の電極４４に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較する位相比較器５からなる第１のモニタ手段と、上記低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数がｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ７および帯域通過フィルタＢＰＦ７から出力されるパワーがピークであるかを検出するピークパワー検出器８からなる第２のモニタ手段と、第１のモニタ手段（位相比較器５）の出力を監視し同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１３の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号をバイアス制御信号として位相シフト部１３に出力し、また、第２のモニタ手段（ピークパワー検出器８）のパワー変動をモニタしパワーがピークとなるように位相シフト部１３にバイアス制御を行う制御装置CONT９とを備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図１４に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になり、且つ、ｆ0 成分のパワーが最大になるように位相シフト部１３をフィードバック制御することにより、位相シフト部１３の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

図１５は、本発明の第２の実施形態に係る光送信装置の第４の構成を示す概略ブロック図である。図１５に示す光送信装置の構成は、基本的には、図１１に示した光送信装置と同じである。ただし、図１５に示す光送信装置においては、データ変調部４０の後段に位相シフト部１３が配置されている。なお、図１５では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０については図示を省略している。

図１５に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム４１、４２の該当端子に入力するデータ変調部４０、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１３およびデータ変調部４０の第１のアーム４１の後段に配置され低周波信号の重畳を行う電極４５を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を電極４５に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号f0を位相シフト部１３のバイアス入力部に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１３の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段を備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて位相シフト部１３を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図１５に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１３をフィードバック制御することにより、位相シフト部１３の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

なお、第２の実施形態の光送信装置は、図１５に示す構成においてｆ0 成分を利用してフィードバック制御を行ってもよいし、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方を利用してフィードバック制御を行ってもよい。

＜第３の実施形態＞
第３の実施形態の光送信装置では、データ変調を行うＭＺ変調器において光信号に低周波信号が重畳される。この構成においても、ｆ0 成分および２ｆ0 成分について図６〜図８に示した特性が得られる。なお、以下の説明では、２ｆ0 成分を利用してフィードバック制御を行う構成を示すが、第３の実施形態においても、ｆ0 成分を利用してフィードバック制御を行ってもよいし、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方を利用してフィードバック制御を行ってもよい。

図１６は、本発明の第３の実施形態に係る光送信装置の第１の構成を示す概略ブロック図である。この光送信装置においては、データDATA１およびデータDATA２にそれぞれ低周波信号が重畳される。なお、図１６では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０については図示を省略している。

図１６に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１２およびプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム２７、２８の該当端子に入力するＭＺ（Mach-Zehnder）型変調器２６を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 をＭＺ型変調器２６の第１のアーム２７のデータ信号DATA１の入力端子に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 をＭＺ型変調器２６の第２のアーム２８のデータ信号DATA２の入力端子に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１２の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段とを備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて位相シフト部１２をバイアス制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図１６に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１２をフィードバック制御することにより、位相シフト部１２の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

図１７は、本発明の第３の実施形態に係る光送信装置の第２の構成を示す概略ブロック図である。図１７に示す光送信装置の構成は、基本的には、図１６に示す光送信装置と同じである。ただし、図１７に示す光送信装置においては、ＭＺ変調器のＤＣバイアス信号に低周波信号が重畳される。なお、図１７では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０については図示を省略している。

図１７において本実施形態に係る光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１２およびプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２の入力端子の他にバイアス入力部を第１及び第２のアーム２７、２８に備え、データ信号DATA１、DATA２を該当端子に入力するとともに低周波信号ｆ0 を第１及び第２のアーム２７、２８の該当端子に位相を異ならせて入力するＭＺ（Mach-Zehnder）型変調器２６を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 をＭＺ型変調器２６の第１のアーム２７のバイアス入力部に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 をＭＺ型変調器２６の第２のアーム２８のバイアス入力部に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１２の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段とを備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて位相シフト部１２を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図１７に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１２をフィードバック制御することにより、位相シフト部１２の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

＜第４の実施形態＞
第４の実施形態の光送信装置の構成は、基本的には、第３の実施形態の光送信装置と同じである。ただし、第４の実施形態の光送信装置の構成においては、ＭＺ変調器（データ変調部）の後段に位相シフト部１３が設けられている。なお、第４の実施形態を示す図１８および図１９においては、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０は省略されている。

図１８は、本発明の第４の実施形態に係る光送信装置の第１の構成を示す概略ブロック図である。図１８に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム４７、４８の該当端子に入力するＭＺ型変調器４６および光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１３を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 をＭＺ型変調器４６の第１のアーム４７のデータ信号DATA１の入力端子に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 をＭＺ型変調器４６の第２のアーム４８のデータ信号DATA２の入力端子に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１３の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段とを備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて位相シフト部１３を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図１８に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１３をフィードバック制御することにより、位相シフト部１３の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

図１９は、本発明の第４の実施形態に係る光送信装置の第２の構成を示す概略ブロック図である。図１９に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２の入力端子の他にバイアス入力部を第１及び第２のアーム４７、４８に備え、データ信号DATA１、DATA２を該当端子に入力するとともに低周波信号ｆ0 を第１及び第２のアーム４７、４８の該当端子に位相を異ならせて入力するＭＺ型変調器４６および光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１３を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 をＭＺ型変調器４６の第１のアーム４７に設けられたバイアス入力部に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 をＭＺ型変調器４６の第２のアーム４８に設けられたバイアス入力部に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１３の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段とを備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて位相シフト部１３を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図１９に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１３をフィードバック制御することにより、位相シフト部１３の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

なお、第４の実施形態においても、ｆ0 成分を利用してフィードバック制御を行ってもよいし、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方を利用してフィードバック制御を行ってもよい。

＜第５の実施形態＞
第５の実施形態の光送信装置においては、光信号に低周波信号を重畳するための電極がデータ変調部の前段に配置されており、さらにその電極の前段に位相シフト部が配置されている。なお、第５の実施形態を示す図２０においては、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０は省略されている。

図２０は、本発明の第５の実施形態に係る光送信装置の構成を示す概略ブロック図である。図２０に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１２、データ変調部２０の両アーム前段に配置され低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極２３、２４およびプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム２１、２２の該当端子に入力するデータ変調部２０を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を第１の電極２３に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 を第２の電極２４に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１２の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段とを備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて位相シフト部１２を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図２０に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１２をフィードバック制御することにより、位相シフト部１２の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

なお、第５の実施形態においても、ｆ0 成分を利用してフィードバック制御を行ってもよいし、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方を利用してフィードバック制御を行ってもよい。

＜第６の実施形態＞
第６の実施形態の光送信装置においては、光信号に低周波信号を重畳するための電極がデータ変調部の前段に配置されており、また、データ変調部の後段に位相シフト部が配置されている。なお、第６の実施形態を示す図２１においては、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０は省略されている。

図２１は、本発明の第６の実施形態に係る光送信装置の構成を示す概略ブロック図である。図２１に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、データ変調部４０の両アーム前段に配置され低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極４３，４４、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第1及び第２のアーム４１，４２の該当端子に入力するデータ変調部４０および光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１３を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１と低周波信号ｆ0 の位相をｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相する移相器２を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を第１の電極４３に、また移相器２によりｎπ／２（但し、nは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相した低周波信号ｆ0 を第２の電極４４に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆo である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１３の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段とを備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて位相シフト部１３を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。また、移相器２は、低周波で動作するため、相対的な位相差量を適正な固定値として有するものであってもよい。

図２１に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１３をフィードバック制御することにより、位相シフト部１３の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

なお、第６の実施形態においても、ｆ0 成分を利用してフィードバック制御を行ってもよいし、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方を利用してフィードバック制御を行ってもよい。

＜第７の実施形態＞
第１〜第６の実施形態の光送信装置においては、１組の光信号の一方に低周波信号が重畳され、他方の光信号にはその低周波信号の位相を所定値だけシフトさせた信号が重畳される。これに対して第７および第８の実施形態の光送信装置においては、１組の光信号の一方のみに低周波信号が重畳される。低周波信号は、図２２に示す例では、位相シフト部１２のバイアス入力端子を介して与えられるが、低周波信号を重畳するために設けられる電極を介して与えられてもよいし、データ信号DATA１またはデータ信号DATA２に重畳されてもよいし、データ変調部の一方のアームのバイアス端子を介して与えられてもよい。なお、１組の光信号の一方のみに低周波信号が重畳される構成であっても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られることについて、シミュレーションにより確認している。

図２２は、本発明の第７の実施形態に係る光送信装置の構成を示す概略ブロック図である。なお、図２２では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０は省略されている。

図２２に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１２、データ変調部２０の両アーム前段に配置され低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極２３、２４およびプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム２１、２２の該当端子に入力するデータ変調部２０を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を第２の電極２３または２４に与える、または低周波信号ｆ0 を加算器１４を介して位相シフト部１２のバイアス入力部に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１２の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段とを備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて加算器１４を介して位相シフト部１２を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。

図２２に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１２をフィードバック制御することにより、位相シフト部１２の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

なお、第７の実施形態においても、ｆ0 成分を利用してフィードバック制御を行ってもよいし、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方を利用してフィードバック制御を行ってもよい。

＜第８の実施形態＞
第８の実施形態の光送信装置の構成は、基本的には、第７の実施形態の光送信装置と同じである。ただし、第８の光送信装置においては、データ変調部４０の後段に位相シフト部１３が設けられ、また、低周波信号を重畳するための電極が必要な場合にはその電極はデータ変調部４０の後段に配置される。

図２３は、本発明の第８の実施形態に係る光送信装置の構成を示す概略ブロック図である。なお、図２３では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０は省略されている。

図２３に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム４１、４２の該当端子に入力するデータ変調部４０、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１３およびデータ変調部４０の両アーム後段に配置され低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極４３，４４を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、数ｋＨｚ程度（数ＭＨｚも可）の低周波信号ｆ0 を発生する低周波信号発生器１を有し、低周波信号発生器１からの低周波信号ｆ0 を第２の電極４３または４４に与える、または低周波信号ｆ0 を加算器１４を介して位相シフト部１３のバイアス入力部に重畳する低周波重畳手段と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して低周波信号を取り出す低速受光器（ＰＤ）３、通過周波数が２ｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ４、低周波信号発生器１からの周波数を２逓倍する逓倍器６および逓倍器６の出力φ１とＢＰＦ４の出力φ２の位相を比較し、同相の場合には「＋」信号、また逆相の場合には「−」信号を発生し、位相シフト部１３の位相が適正値（例えば、π／２の奇数倍）にあるときには略０信号を出力する位相比較器５からなるモニタ手段とを備えている。さらに、図示していないがモニタ手段（位相比較器５）の出力に基づいて加算器１４を介して位相シフト部１３を制御する位相差制御手段を備えている。なお、低速受光器（ＰＤ）３に代えて強度変調器３１の出力側から低周波信号を取り出すように低速受光器（ＰＤ）３’を配置してもよい。

図２３に示す光送信装置においても、ｆ0 成分および２ｆo 成分について図６〜図８に示す特性が得られる。したがって、この光送信装置においても、２ｆ0 成分のパワーが最小になるように位相シフト部１３をフィードバック制御することにより、位相シフト部１３の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保つことができる。

なお、第８の実施形態においても、ｆ0 成分を利用してフィードバック制御を行ってもよいし、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方を利用してフィードバック制御を行ってもよい。

＜第９の実施形態＞
上述した第１〜第８の実施形態の光送信装置は、光信号に低周波信号を重畳した状態で変調器出力パワーまたは送信装置出力パワーの変動成分をモニタし、位相シフト部の位相シフト量を適正値（例えば、π／２の奇数倍）になるように制御する構成である。これに対して第９の実施形態に係る光送信装置では、低周波信号を重畳することなく、二乗検波機能を備えたＲＦ(Radio Frequency)パワーモニタで変調器出力パワーまたは送信装置出力パワーの変動成分をモニタし位相シフト部の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）になるように制御するものである。

図２４は、本発明の第９の実施形態に係る光送信装置の構成を示す概略ブロック図である。図２４では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０は省略されている。

図２４に示す光送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１２およびプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１と第２のアームの該当端子に入力するＭＺ型変調器３５を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐して位相シフト部１２の適正値（例えば、π／２の奇数倍）からのずれを見るために電気信号を取り出す受光器（ＰＤ）５１と、受光器（ＰＤ）５１の出力信号を二乗検波しピークパワーの変動をモニタするＲＦパワーモニタ５２を備えている。さらに、図示していないがＲＦパワーモニタ５２の出力に基づいて位相シフト部１２を制御する位相差制御手段を備えている。なお、受光器（ＰＤ）５１に代えて強度変調器３１の出力側から電気信号を取り出す受光器（ＰＤ）５１’を配置してもよい。また、受光器５１は、例えば、データ信号の速度に追従可能が高速応答フォトダイオードにより実現される。

図２５（ａ）は、位相シフト部の位相シフト量と出力光信号波形の関係を示すシミュレーション結果である。また、図２５（ｂ）は、位相シフト部の位相シフト量と出力光信号のピークパワーの関係を示すグラフである。このように、位相シフト部１２の位相シフト量が「π／２」であるときに、出力光信号のピークパワーが最小となる。すなわち、出力光信号のピークパワーが最小になるようにフィードバック制御を行えば、位相シフト部１２の位相シフト量を「π／２」に保持することができる。

このように、第９の実施形態に係る光送信装置は、二乗検波機能を備えたＲＦパワーモニタを用いて光信号のピークパワーの変動をモニタし、そのモニタ結果に応じて位相シフト部をバイアス制御することで、位相シフト部の位相を適正値（例えば、π／２の奇数倍）に保って出力光信号の品質安定化を図ることができる。

＜第１０の実施形態＞
第１〜第９の実施形態は、位相シフト部の位相シフト量のみを適正値に保持するための制御を行う構成である。これに対して第１０の実施形態では、光送信装置全体として動作の安定化を図る構成を示す。

図２６は、ＤＭＰＳＫ変調（但しＭ＝２ⁿ ）を利用した光送信装置の全体構成を示すブロック図である。「ｎ＝２」の場合は、４値を伝送できるＤＱＰＳＫ変調となる。図２６は、ＤＭＰＳＫ変調の一例として、ＤＱＰＳＫ変調方式を採る光変調送信装置の全体構成を示す。なお、図２６では、図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０は省略されている。

図２６に示す光変調送信装置は、クロック信号発生部と、クロック信号発生部からのクロック信号を受けＤＱＰＳＫ用にプリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を生成する駆動信号発生部と、半導体レーザ（ＬＤ）１１と、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部１２、プリコードされたデータ信号DATA１、DATA２を第１及び第２のアーム２１、２２の該当端子に入力するデータ変調部２０およびデータ変調部２０の両アーム後段に配置され位相シフト部制御部７０からの低周波信号の重畳を行う第１及び第２の電極２３、２４を備えてなる位相変調器と、該位相変調器からの出力光をクロック信号発生部からのクロック信号を受けて強度変調する強度変調器３１と、分岐された前記光導波路を合波した後に分岐点１から分岐して位相変調器の干渉、ＤＣドリフトなどの変動成分をモニタし、かつ強度変調器３１の出力側の分岐点２から光信号を分岐して強度変調器のＤＣドリフト成分をモニタし、位相シフト部制御部７０、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部８０及びＶπ対応ＡＢＣ制御部９０にモニタ出力を供給するモニタ部６１と、モニタ部６１からのモニタ出力に基づいて位相シフト部１２のバイアス（図中の制御信号（１）参照）を制御する位相シフト部制御部７０と、モニタ部６１からのモニタ出力に基づいてデータ変調部２０の第１のアーム２１に設けられたバイアス入力部にバイアス制御（図中の制御信号（２）参照）を行い且つデータ変調部２０の第２のアーム２２に設けられたバイアス入力部にバイアス制御（図中の制御信号（３）参照）を行う２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部８０と、モニタ部６１からのモニタ出力に基づいて強度変調器３１のバイアス入力部にバイアス制御（図中の制御信号（４）参照）を行うＶπ対応ＡＢＣ制御部９０を備えている。なお、分岐点１からの分岐をせずに分岐点２から分岐を行ってすべてモニタするようにしても良い。

上記光送信装置において、第１〜第９の実施形態と同様に、光信号に低周波信号を重畳する場合には、モニタ部６１は、ｆ0 成分および／または２ｆ0 成分のパワーをモニタする。そして、そのモニタ結果に応じたフィードバック制御により、位相シフト部制御部７０、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部８０、Ｖπ対応ＡＢＣ制御部９０は、それぞれ、対応するバイアス電圧を生成する。これにより、光送信装置全体として、安定的な動作が実現される。なお、強度変調器３１がＣＳＲＺ変調を行う場合は，Ｖπ対応ＡＢＣ制御部９０の替わりに２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部を用いればよい。

図２７は、図２６に示した制御方式の第１の具体例を示す図である。なお、図２７では図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０は省略されている。

図２７に示す方式では、制御信号（１）〜（４）に対して同じ周波数の低周波信号が重畳される。そして、制御信号（１）〜（４）について時分割でバイアス制御および低周波信号のモニタが行われる。ここで、低周波信号を生成する信号生成器は、切替制御部６２に内蔵されており、切替スイッチ６３を介して順番に位相シフト部制御部７０、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部８１、８２、Ｖπ対応ＡＢＣ制御部９０に与えられる。

図２７において、位相シフト部１２を制御するときは、低周波信号が位相シフト部制御部７０を介して位相シフト部１２に与えられるように切替スイッチ６３が切り替えられる。このとき、制御信号（２）〜（４）は固定しておく。モニタ部６１は、光信号に重畳されている低周波信号をモニタする。そして、そのモニタ結果に応じて位相シフト部１２が制御される。位相シフト部１２の制御が終了すると、低周波信号が２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部８１を介してデータ変調部２０のアーム２１に与えられるように切替スイッチ６３が切り替えられる。このとき、制御信号（１）（３）（４）は固定しておく。モニタ部６１は、光信号に重畳されている低周波信号をモニタする。そして、そのモニタ結果に応じてデータ変調部２０のアーム２１におけるＤＣドリフトを制御する。以下同様に、データ変調部２０のアーム２２におけるＤＣドリフトの制御、および強度変調器３１におけるＤＣドリフトの制御が行われる。なお、図２７には示していないが低周波信号の重畳については、上記した第１〜第８の実施形態として示した方法を用いることができる。このとき，強度変調器３１がＣＳＲＺ対応の場合は，Ｖπ対応ＡＢＣ制御部９０の替わりに２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部を用いればよい。

図２８は、図２６に示した制御方式の第２の具体例を示す図である。なお、図２８では図５に示す駆動信号発生部１１０およびクロック信号発生部１２０は省略されている。

図２８に示す方式では、制御信号（１）〜（４）に対して互いに異なる周波数の低周波信号が重畳される。そして、制御信号（１）〜（４）についてバイアス制御および低周波信号のモニタが同時に行われる。すなわち、図２８に示すように、制御信号（１）〜制御信号（４）に対して、それぞれ、周波数ｆ0 〜周波数ｆ3 の低周波信号が重畳される。ここで、この方式においては、一括制御部６４が位相シフト部制御部７０、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部８１、８２、Ｖπ対応ＡＢＣ制御部９０を制御する。また、周波数ｆ0 〜周波数ｆ3 の低周波信号を生成する信号生成器は、例えば、一括制御部６４に内蔵されている。

なお、上記第２の具体例の変更例として、第１の具体例で示した切替制御部を備え、異なる周波数の低周波信号の重畳を時分割に行い、制御信号（１）〜（４）についてモニタとバイアス制御を時分割で行うようにしてもよい。さらに、上記第１及び第２の具体例の変更例として、制御信号（１）〜（４）のうち、いくつかを同じ周波数信号で、残りを異なる低周波信号によって重畳を行い、制御信号（１）〜（４）についてモニタとバイアス制御を時分割と同時制御を組み合わせて行うようにしてもよい。

＜第１１の実施形態＞
第１１の実施形態では、第１０の実施形態と同様に、光送信装置全体として動作の安定化を図る構成を示す。ただし、第１１の実施形態は、ＤＭＰＳＫ変調（Ｍ＝２ⁿ ）の中のＤＢＰＳＫ変調（すなわち、ｎ＝１）を採用した光送信装置である。

図２９はＣＳＲＺ（Carrier Suppressed Return-to-Zero）−ＤＰＳＫ変調方式を用いる光変調送信装置のブロック図である。図２９に示す光送信装置１０５は、入力信号とクロック信号発生部１１２からのクロック信号を受けＭＺ変調器１１３に対し駆動信号を生成する駆動信号発生部１１１と、駆動信号発生部１１１とＣＳＲＺ強度変調器１３０にクロック信号を供給するクロック信号発生部１１２と、ＣＷ光源１１５と、複数の変調電極を備え該電極に設けられた入力端子にデータ信号DATA１、DATA２を入力するよう構成されたＭＺ変調器１１３と、光信号をＣＳＲＺパルス化するためのＣＳＲＺ強度変調器１３０と、光信号に重畳された低周波信号成分をモニタするモニタ部（図示せず）からのモニタ出力に基づいてＭＺ変調器１１３のバイアス入力端１２５をバイアス制御（図中の制御信号（１）参照）する２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１５０と、上記モニタ出力に基づいてＣＳＲＺ強度変調器１３０のバイアス入力端１３５をバイアス制御（図中の制御信号（２）参照）する２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１４０を備えている。なお、ＭＺ変調器１１３は、片側の変調電極にバイアス入力端１２５を有し、また、ＣＳＲＺ強度変調器１３０は、バイアス入力端１３５を有する。

このように、第１１の実施形態の光送信装置は、光信号に重畳された低周波信号成分をモニタするモニタ部（図示せず）からのモニタ出力に基づいて、ＭＺ変調器及びＣＳＲＺ強度変調器のバイアスずれに対して制御信号（１）、（２）を用いてバイアス制御を行って光送信装置全体を安定的に動作させることができる。

図３０は、図２９に示す光送信装置における変動制御方式の第１の実施例を示す図である。図３０では、図２９に示す駆動信号発生部１１１およびクロック信号発生部１１２については図示を省略している。

図３０に示す方式では、同じ周波数の低周波信号が時分割で重畳される。また、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１６０は、分岐点２から分岐した光信号を時分割でモニタする。そして、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１６０からＭＺ変調器１１３のバイアス入力端１２５及びＣＳＲＺ強度変調器１３０のバイアス入力端１３５に、図中の制御信号（１）、（２）に示すように、時分割でバイアス制御が行われる。

図３１は、図２９に示す光送信装置における変動制御方式の第２の構成例を示す図である。図３１では、図２９に示す駆動信号発生部１１１およびクロック信号発生部１１２については図示を省略している。

図３１に示す方式では、互いに異なる周波数の低周波信号が重畳される。そして、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１５０は、分岐点１から分岐した光信号をモニタし、ＭＺ変調器１１３のバイアス入力端１２５に、図中の制御信号（１）に示すバイアス制御を行う。また、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１４０は、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１５０の動作と並行に、分岐点２から分岐した光信号をモニタし、ＣＳＲＺ強度変調器１３０のバイアス入力端１３５に、図中の制御信号（２）に示すバイアス制御を行う。

なお、図３１では分岐点１、２から分岐した光信号がそれぞれ２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１５０、１４０に導かれる構成であるが、図３０に示すように分岐点２から分岐した光信号が２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１５０、１４０の双方に導かれるようにしてもよい。

図３２は、図３０に示した第１の構成の具体例を示す図である。図３２では、図２９に示す駆動信号発生部１１１およびクロック信号発生部１１２については図示を省略している。

図３２において、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１６０として、低周波信号ｆ0 を発生させる低周波信号発生器１２７、１３８をバイアス入力端１２５、１３５の近傍に配置し、低速受光器（ＰＤ）１７１、通過周波数がｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ１７２、低周波信号発生器１２７、１３８の出力位相とＢＰＦ１７２の出力位相とを比較することによりＭＺ変調器１１３におけるバイアスずれ及びＣＳＲＺ強度変調器１３０におけるバイアスずれに係るモニタする位相比較器１７３、およびモニタ出力に基づいてバイアス制御を行う制御装置CONT１７５を備える。ここで、低周波信号の重畳およびバイアス制御は、それぞれ時分割で行われる。

図３３は、図３１に示した第２の構成の具体例を示す図である。図３３では、図２９に示す駆動信号発生部１１１およびクロック信号発生部１１２については図示を省略している。ただし、図３３では、１つの２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部がＭＺ変調器１１３およびＣＳＲＺ強度変調器１３０を制御するものとする。

図３３においては、低周波信号ｆ0 を発生させる低周波信号発生器１２７がバイアス入力端１２５の近傍に配置され、低周波信号ｆ1 を発生させる低周波信号発生器１３７がバイアス入力端１３５の近傍に配置される。そして、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部は、低速受光器（ＰＤ）１６１と、通過周波数がｆ0 である帯域通過フィルタＢＰＦ１６２と、低周波信号発生器１２７の出力位相とＢＰＦ１６２の出力位相とを比較してＭＺ変調器１１３におけるバイアスずれをモニタする位相比較器１６４と、通過周波数がｆ1 である帯域通過フィルタＢＰＦ１６３と、低周波信号発生器１３７の出力位相とＢＰＦ１６３の出力位相とを比較してＣＳＲＺ強度変調器１３０におけるバイアスずれをモニタする位相比較器１６５と、位相比較器１６４、１６５のモニタ結果に応じてＭＺ変調器１１３およびＣＳＲＺ強度変調器１３０を制御する制御装置１６８を備える。

図３４は、図３０〜図３３に示したＭＺ変調器１１３におけるバイアスと検出される低周波信号の関係を示す図である。図３４に示すように、ＭＺ変調器１１３におけるバイアスが適切であれば、出力光信号から抽出されるｆ0 成分が最小となり、バイアスずれ発生すると、ｆ0 成分は大きくなる。なお、バイアスが＋側にずれた場合と−側にずれた場合とで、抽出される信号の位相が反転する。よって、ｆ0 成分が最小となるようにフィードバック制御を行えば、ＭＺ変調器１１３におけるバイアスを適切に制御できる。

図３５は、図３０〜図３３に示したＣＳＲＺ強度変調器１３０におけるバイアスと検出される低周波信号の関係を示す図である。図３５に示すように、ＣＳＲＺ強度変調器１３０におけるバイアスが適切であれば、出力光信号から抽出されるｆ1 成分が最小となり、バイアスずれ発生すると、ｆ1 成分は大きくなる。なお、バイアスが＋側にずれた場合と−側にずれた場合とで、抽出される信号の位相が反転する。よって、ｆ1 成分が最小となるようにフィードバック制御を行えば、ＣＳＲＺ強度変調器１３０におけるバイアスを適切に制御できる。

図３６は、図３０に示す光送信装置の変形例であり、ＣＳＲＺ強度変調器１３０の代わりにＲＺ強度変調器１３０ａが設けられている。この場合、分岐点２で分岐された光信号に含まれるｆ0 成分は、モニタ部１３０ｂにおいてモニタされる。そして、ＭＺ変調器１１３にバイアスを与える２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１３０ｃおよびＲＺ強度変調器１３０ａにバイアスを与えるＶπ対応ＡＢＣ制御部１３０ｄは、それぞれモニタ部１３０ｂによるモニタ結果を参照する。この構成によれば、２Ｖπ対応ＡＢＣ制御部１３０ｃおよびＶπ対応ＡＢＣ制御部１３０ｄによって１つのモニタ部が共用される。

上述したように、位相シフト部１２、１３は、データ変調部の１組の光導波路間に適正な位相差（例えば、π／２の奇数倍）を与えることができる。他の実施の形態として、たとえば、分岐された光導波路上に薄膜ヒータなどを配置し光導波路の温度を変化させること、あるいは圧電素子などを配置して適切な電圧を印加して光導波路に応力を加えことにより、光導波路の屈折率を変化させることができる。その結果、分岐した光導波路間に適切な位相差を与えるよう制御することが可能になる。

さらに、前述の実施形態において、位相シフト部１２、１３は、一方の光導波路に配置されているが、分岐された光導波路の双方に配置してもよい。この場合、分岐された光導波路に配置される位相シフト部（電極、薄膜ヒータ、圧電素子）への印加電圧、温度などを非対称にすることにより相対的な位相差を適切に与えることができる。

さらに、上述の実施例では、主に、ＤＱＰＳＫ変調について説明したが、本発明の制御は、ＱＰＳＫ変調にもそのまま適用可能である。また、本発明は、２ⁿ ＰＳＫ（ｎ≧３）あるいはＱＡＭにも適用可能である。ただし、本発明をこれらの変調方式に適用する場合には、例えば、データ変調部に入力されるデータ信号として４値以上の多値データを用いるようにする。

次に、上述した位相シフト量の調整の精度を向上させる技術について説明する。
ＤＱＰＳＫ変調においては、上述したように、１組の光信号間に「π／２」の位相差を与える位相シフト部が必要である。そして、位相シフト部による位相シフト量を調整するために、その位相シフト部に与えるバイアス電圧がフィードバック制御される。ここで、フィードバック制御に使用するパラメータをモニタする回路の小型化／低コスト化を図るためには、安価な低速フォトダイオードを利用して変調光信号の時間平均光パワーをモニタする構成が望ましい。ところが、ＤＱＰＳＫ変調では、上記位相差が「π／２」からずれたとしても、平均光パワーの変化は小さく、ＤＣドリフトの検出および調整が容易ではない。

そこで、下記の第１２および第１３の実施形態において、位相シフト部のＤＣドリフトに対して出力光信号の平均光パワーの変化を大きくするための構成を示す。

＜第１２の実施形態＞
ＤＱＰＳＫ変調においては、図２を参照しながら説明したように、各シンボルは、２ビットのデータ（DATA１、DATA２）から構成されている。そして、データDATA１は「０」または「π」が割り当てられる。また、データDATA２は「π／２」または「３π／２」が割り当てられる。よって、各シンボル（００、１０、１１、０１）は、それぞれ「π／４」「３π／４」「５π／４」「７π／４」により表される。

第１２の実施形態においては、図３７に示すように、データDATA１は「０」又は「π＋α」が割り当てられる。一方、データDATA２は「φ」又は「φ＋π＋β」が割り当てられる。ここで、「φ」は、位相シフト部による位相シフト量であり、理想的には「π／２」である。また、「α」および「β」は、第１２の実施形態において付加される位相である。

データDATA１に対応する信号点Ａ、Ｂ、およびデータDATA２に対応する信号点Ｃ、Ｄは、位相平面上では下記のように表される。

また、各シンボル（００、１０、１１、０１）に対応する信号点Ｅ〜Ｈは、位相平面上では下記のように表される。

そして、変調光信号の平均光パワーＰave は、位相平面の原点から各信号点（Ｅ〜Ｈ）までの距離の二乗の平均に比例する。よって、変調光信号の平均光パワーＰave は、下記の（１）式で表される。

ここで、一般的なＤＱＰＳＫ変調では、「α」および「β」はいずれもゼロである。したがって、この場合、変調光信号の平均光パワーＰave は、「φ」にかかわらず、常に「１」である。すなわち、経年劣化等によって位相シフト部による位相シフト量がπ／２から変化してしまったとしても、平均光パワーＰave をモニタすることでその変化を検出することは困難である。

これに対して第１２の実施形態の光送信装置によれば、「α」および「β」がゼロでないので、上記（１）式において「φ」を含む項が残ることになる。よって、位相シフト量がπ／２からずれると、それに応じて平均光パワーＰave も変化する。すなわち、平均光パワーＰave をモニタすることで位相シフト部による位相シフト量の変化を容易に検出することができる。

「α」および「β」は、互いに同じであってもよいし、互いに異なっていてもよい。また、「α」および「β」は、正の位相であってもよいし、負の位相であってもよい。したがって、第１２の実施形態において「位相を付加する」とは、位相を正方向に回転させること、および負方向に回転させることの双方を含む。なお、「α」および「β」は、通信品質の低下が許容範囲内となる範囲で決定される必要がある。

図３８〜図４０は、第１２の実施形態の第１〜第３の実施例である。ここでは、図３７を参照しながら説明した「α」および「β」を付加するための構成のみを示す。なお、半導体レーザ１１、位相シフト部１３、データ変調部４０、駆動信号発生部１１０については、上述した通りである。また、位相制御回路２０１は、データ変調部４０から出力される変調光信号の平均光パワーをモニタし、そのモニタ結果に応じて位相シフト部１３による位相シフト量を制御する。

第１の実施例においては、各ＭＺ変調器にデータ信号電圧を与えるための１組の電極のうちの一方を、そのＭＺ変調器の出力側の結合導波路に達するように形成する。図３８に示す例では、電極２０２、２０３がそれぞれＹ分岐に達するように形成されている。ＭＺ変調器の電極２０２、２０３を上述のように形成すると、データ信号の論理値が変化したときに、ＭＺ変調器において光信号の周波数が瞬時的に変化し、いわゆるチャープが発生する。この結果、図３７に示す位相αおよび位相βが生成される。なお、ＭＺ変調器の電極を延ばすことによりチャープを発生させる技術は、例えば、特開平７−１９９１３３号公報に詳しく記載されている。

第２の実施例では、ＭＺ変調器に与えられる１組のデータ信号の振幅を互いに異ならせる。図３９に示す例では、データ信号DATA１は、減衰素子２１１を介してＭＺ変調器の一方の電極に与えられると共に、データ信号DATA２は、減衰素子２１２を介してＭＺ変調器の他方の電極に与えられる。ここで、減衰素子２１１による減衰量（減衰１）および減衰素子２１２による減衰量（減衰２）は、互いに異なっている。これにより、第１の実施例と同様に、データ信号の論理値が変化したときにチャープが発生し、図３７を参照しながら説明した位相αが生成される。また、データ信号DATA２についても同様であり、減衰３、減衰４を互いに異ならせることにより、位相βが生成される。

なお、減衰１〜４を得るための減衰素子は、電気信号を搬送するための金属パターンであってもよい。この場合、減衰量は、金属パターンの幅あるいは長さを変えることにより調整可能である。

第３の実施例では、ＭＺ変調器に与えられる１組のデータ信号のタイミングを互いに異ならせる。図４０に示す例では、データ信号DATA１は、遅延素子２２１を介してＭＺ変調器の一方の電極に与えられると共に、データ信号DATA２は、遅延素子２２２を介してＭＺ変調器の他方の電極に与えられる。ここで、遅延素子２２１による遅延量（遅延１）および遅延素子２２２による遅延量（遅延２）は、互いに異なっている。これにより、第１の実施例と同様に、データ信号の論理値が変化したときにチャープが発生し、図３７を参照しながら説明した位相αが生成される。また、データ信号DATA２についても同様であり、遅延３、遅延４を互いに異ならせることにより、位相βが生成される。

なお、遅延１〜４を得るための遅延素子は、電気信号を搬送するための金属パターンであってもよい。この場合、遅延量は、金属パターンの長さを変えることにより調整可能である。

＜第１３の実施形態＞
変調光信号の平均光パワーＰave は、第１２の実施形態において説明したように、上記（１）式により表される。しかし、上記（１）式は、データ信号のマーク率が均等であることを前提としている。すなわち、上記（１）式は、４種類のシンボル値（００、１０、１１、０１）が等しい頻度で発生することを前提としている。

これに対して、第１３の実施形態では、データ信号のマーク率が不均等化される。そして、データ信号のマーク率が不均等化することにより、第１２の実施形態と実質的に同じ効果が得られる。

図４１は、第１３の実施形態の原理を説明する図である。第１３の実施形態において、データDATA１には「０」又は「π」が割り当てられる。また、データDATA２には「φ」又は「φ＋π」が割り当てられる。ここで、「φ」は、位相シフト部による位相シフト量であり、理想的には「π／２」である。

データDATA１に対応する信号点Ａ、Ｂ、およびデータDATA２に対応する信号点Ｃ、Ｄは、位相平面上では下記のように表される。

また、各シンボル（００、１０、１１、０１）に対応する信号点Ｅ〜Ｈは、位相平面上では下記のように表される。

更に、各シンボル（００、１０、１１、０１）を送信するための光パワーＰ_E 〜Ｐ_H は下記のように表される。なお、各シンボルを送信するための光パワーは、位相平面の原点から各信号点（Ｅ〜Ｈ）までの距離の二乗に比例する。

ここで、各シンボル（００、１０、１１、０１）の出現確率がＷ_E 〜Ｗ_H であるものとすると、変調光信号の平均光パワーＰave は、下記の（２）式で表される。

第１３の実施形態では、各シンボルの発生確率が不均等になるようにデータ信号のマーク率が調整される。具体的には、たとえば、シンボル（００）の出現確率Ｗ_E とシンボル（１１）の出現確率Ｗ_G との和が、シンボル（１０）の出現確率Ｗ_F とシンボル（０１）の出現確率Ｗ_H との和と異なるようにデータ信号のマーク率を調整すれば、平均光パワーＰave は「φ」の関数となる。すなわち、位相シフト部による位相シフト量φが変化すると、それに応じて変調光信号の平均光パワーも変化することになる。したがって、変調光信号の平均光パワーをモニタし、そのモニタ結果を利用して位相シフト部をフィードバック制御できる。

図４２は、データ信号のマーク率を制御する方法の概要を説明する図である。なお、マーク率の制御は、例えば、駆動信号発生部の中で行われる。

データ信号（入力信号列）は、スクランブラ２５１によって、そのマーク率が均等化される。これにより、各シンボル（００、１０、１１、０１）の出現確率は、概ね均等に制御される。なお、データ信号のマーク率を均等化する技術は、公知の技術である。

冗長ビット付加部２５２は、スクランブラ２５１によってスクランブルされたデータ信号に対して冗長ビットを付加する。このとき、Ｎビットのデータ信号に対してＭビットの冗長ビットが付加される。よって、データレートは、（Ｎ＋Ｍ）／Ｎ倍になる。なお、冗長ビットとしては、特定のシンボル（例えば、「００」および「１１」）を発生させる値が使用される。これにより、変調光信号の平均光パワーＰave は、位相シフト量φの関数となり、平均光パワーをパラメータとして位相シフト部をフィードバック制御できる。

なお、第１２および第１３の実施形態として示した機能は、それぞれ、第１〜第８の実施形態の光送信装置に適用することもできるし、低周波信号を利用しない光送信装置にも適用することができる。

＜第１４の実施形態＞
第１〜第８の実施形態の光送信装置装においては、上述したように、光信号に低周波信号を重畳し、変調器の出力光に含まれるｆ0 成分および／または２ｆ0 成分をモニタすることにより、位相シフト部１２、１３の移相量が調整される（位相調整ＡＢＣ）。また、位相変調器のＤＣドリフトの制御（２×Ｖπ対応ＡＢＣ）およびＲＺ変調器のＤＣドリフトの制御（Ｖπ対応ＡＢＣ）も行われる。これらの制御を図４３にまとめて示す。

図４４は、ＲＺ変調器（図４に示すＲＺ強度変調器３００）のＶπ対応ＡＢＣ制御について説明する図である。Ｖπ対応ＡＢＣ制御では、変調器の駆動信号に低周波信号ｆ0 が重畳される。そして、変調器の出力光に含まれるｆ0 成分がモニタされる。このとき、変調器のバイアス電圧が適切に調整されていれば、検出されるｆ0 成分がゼロまたは極小になる。これに対して、バイアス電圧が適正値からずれてＤＣドリフトが発生すると、変調器の出力光からｆ0 成分が検出される。よって、Ｖπ対応ＡＢＣ回路は、変調器の出力光から検出されるｆ0 成分を最小化するように、バイアス電圧をフィードバック制御する。これにより、バイアス点が常に最適点に保持される。また、バイアス点が正側にずれた場合に検出されるｆ0 成分の位相と、バイアス点が負側にずれた場合に検出されるｆ0 成分の位相とは、互いに反転している。よって、この位相の極性をモニタすることにより、バイアス電圧を増加させるべきか減少させるべきかを容易に知ることが可能である。

図４５は、位相変調器（図４に示すＭＺ型光変調器２００）が備えるＩアーム／Ｑアームの２×Ｖπ対応ＡＢＣ制御について説明する図である。２×Ｖπ対応ＡＢＣ制御も、基本的にはＶπ対応ＡＢＣ制御と同様に、ｆ0 成分を最小化するフィードバック制御によりバイアス点が最適点に保持される。また、２×Ｖπ対応ＡＢＣ制御においても、Ｖπ対応ＡＢＣ制御と同様に、バイアス点のずれの方向に応じて、検出されるｆ0 成分の位相が変化する。

位相シフト部１２、１３の移相量を調整するための位相調整ＡＢＣにおいては、図６〜図８に示すように、ｆ0 成分が最大になるように、或いは２ｆ0 成分が最小になるように、バイアス電圧がフィードバック制御される。これにより、位相シフト部１２、１３の移相量が最適値に保持される。しかし、位相調整ＡＢＣにおいては、バイアス点が極大点と極小点の中間に設定されるので、位相シフト部１２、１３の移相量が「π／２」からずれても、変調器の出力光から検出されるｆ0 成分の振幅の変化は小さい。

図４６は、検出される低周波信号（すなわち、ｆ0 成分または２ｆ0 成分）についての比較結果をまとめた図である。ここでは、光信号に重畳される低周波信号（パイロット信号）の周波数は、１．１ｋＨｚである。そして、自動バイアス制御においては、図４６の項目４として記載されている「ＡＣ成分の振幅」がモニタされる。ところが、位相制御ＡＢＣにおいて検出されるＡＣ成分の振幅は、ＤＣドリフトを補償する際に検出されるＡＣ成分の振幅と比べて非常に小さい。図４６に示す例では、位相制御ＡＢＣにおいて検出される電流振幅は、１ｎＡ程度である。したがって、位相シフト部１２、１３の移相量の調整は、位相変調器あるいはＲＺ変調器のＤＣドリフトを補償するための制御と比較して困難である。

また、位相シフト部１２、１３の移相量の調整においては、図６〜図８に示すように、位相シフト部の移相量が正側にずれた場合に検出されるｆ0 成分の位相と、その移相量が負側にずれた場合に検出されるｆ0 成分の位相とは、互いに同じである。よって、この点においても、位相シフト部１２、１３の移相量の調整は、ＤＣドリフトを補償するための制御と比較して困難である。そこで、第１４の実施形態においては、これらの問題点を解決する構成を示す。

図４７は、第１４の実施形態の光送信装置の構成を示す図である。図４７において、１組の位相変調器を含むデータ変調部１０、および強度変調器３１の構成および動作は、基本的には、第１〜第８の実施形態と同じである。なお、低速受光器３（あるいは、低速受光器３’）の入力光パワーは、例えば−１０ｄＢｍ程度である。バイアス電圧は、例えば±３０Ｖ以上である。低周波信号の振幅は、バイアス電圧に対して十分に小さく、例えば約１００ｍＶ（０．０５Ｖπ程度）である。

図４７において、バイアス生成部２８１は、バイアス制御部２８３からの指示に従ってバイアス信号を生成し、位相シフト部１２に与える。ここで、バイアス信号は、例えば、所定の範囲内の直流電圧信号である。低周波信号発生器１は、周波数ｆ0 の低周波信号を生成する。この低周波信号は、バイアス信号に重畳される。よって、この低周波信号も位相シフト部１２に与えられる。この結果、データ変調部１０の出力光は、ｆ0 成分を含むことになる。

低速受光器３は、データ変調部１０の出力光の分岐光に対応する電流を生成する。Ｉ／Ｖ変換器３ａは、低速受光器３により生成される電流信号を電圧信号に変換する。バンドパスフィルタ７は、その中心周波数がｆ0 であり、Ｉ／Ｖ変換器３ａの出力信号をフィルタリングする。ロックインアンプ２８２は、低周波信号発生器１が生成する低周波信号を利用した同期検波によりバンドパスフィルタ７の出力信号の振幅を検出し、その検出値を一定の利得で増幅して出力する。そして、バイアス制御部２８３は、検出された振幅値に基づいて、バイアス生成部２８１に対して指示を与える。

なお、上述の実施形態と同様に、データ変調部１０の出力光をモニタする低速受光器３の代わりに、強度変調器３１の出力光をモニタする低速受光器３’を利用してもよい。また、位相シフト部１２は、データ変調部１０の一方のアームのみに設けられてもよいし、双方のアームに設けられてもよい。

図４８は、第１４の実施形態における移相量調整方法の概要を説明する図である。ここでは、ある時点において位相シフト部１２にバイアス電圧Ｖbiasが与えられているものとする。

まず、期間１において、「Ｖbias」と「Ｖbias−ΔＶ」との間で振動するバイアス信号を位相シフト部１２に与え、その状態で同期検波を行う。この同期検波により得られる振幅値Ｖdet1を保持する。なお、「ΔＶ」は、低周波信号の振幅である。続いて、期間２において、「Ｖbias」と「Ｖbias＋ΔＶ」との間で振動するバイアス信号を位相シフト部１２に与え、その状態で同期検波を行う。同様に、この同期検波により得られる振幅値Ｖdet2を保持する。そして、「Ｖdet1」と「Ｖdet2」とを比較し、その結果に応じてバイアス電圧Ｖbiasを制御する。

ここで、位相シフト部１２の移相量を最適化するためには、検出される振幅値を最大にする必要がある。そうすると、「Ｖdet1＜Ｖdet2」であるときは、バイアス制御部２８３は、期間１の状態よりも期間２の状態の方が最適移相量に近いと判断し、バイアス電圧を上昇させる旨の指示を生成する。一方、「Ｖdet1＞Ｖdet2」であるときは、バイアス制御部２８３は、期間２の状態よりも期間１の状態の方が最適移相量に近いと判断し、バイアス電圧を低下させる旨の指示を生成する。以降、期間１および期間２の制御を繰り返すことにより、位相シフト部１２の移相量が適正値π／２に収束することになる。なお、「Ｖdet1」および「Vdet2」が互いに等しければ、位相シフト部１２の移相量が適正値π／２であるものと判断し、バイアス電圧はそのまま保持される。

図４９は、低周波信号の振幅と検出されるｆ0 成分との関係を示す図である。ここでは、バイアス電圧が約８．６Ｖのときに位相シフト部１２の移相量が最適化されている。また、ここでは、検出されるｆ0 成分の振幅は、ロックインアンプ２８２の出力信号として表されている。そして、低周波信号として、１００ｍＶ〜４００ｍＶの矩形波信号が使用されている。

図４９に示すように、低周波信号の振幅を大きくすると、データ変調部１０の出力光から検出されるｆ0 成分の振幅も大きくなる。ただし、低周波信号の振幅を大きくし過ぎる、通信品質が劣化するので、注意が必要である。また、この実施形態では、ロックインアンプ２８２から出力される１組の信号（図４８に示すＶdet1およびＶdet2）を互いに比較することによりバイアス電圧の上昇／低下を判断するので、ＤＣドリフトを補償する際にｆ0 成分信号の位相の極性を利用してバイアス電圧を制御する構成と同等の調整精度が得られる。

図５０は、第１４の実施形態による効果について説明する図である。ここでは、低周波信号として振幅が４００ｍＶの矩形波が使用されたときのロックインアンプの出力振幅を示している。

図５０（ａ）は、第１の実施形態等において、変調器の出力光から検出される２ｆ0 成分の振幅を示している。なお、第１の実施形態等においては、上述したように、移相量のずれ方向が変わっても、変調器の出力から得られるｆ0 成分信号の位相は変化しない。一方、第１の実施形態等においては、移相量のずれ方向が変わったときに、変調器の出力から得られる２ｆ0 成分信号の位相は変化する。よって、第１４の実施形態と対比すべき方式として、位相をモニタすることにより移相量のずれ方向を検出できる２ｆ0 成分を利用する方式を取り上げる。

第１の実施形態等においては、上述したように、２ｆ0 成分の極小値を検出するフィードバック制御が行われる。しかし、移相量の最適点に近い領域では、２ｆ0 成分の振幅は非常に小さい。よって、ノイズの影響により、移相量の制御の精度が低下するおそれがある。また、ロックインアンプのロックイン時間も長くなるおそれがある。

図５０（ｂ）は、第１４の実施形態において、変調器の出力光から検出されるｆ0 成分の振幅を示している。第１４の実施形態においては、ｆ0 成分の極大値を検出するフィードバック制御が行われる。よって、移相量の最適点に近い領域では、ｆ0 成分の振幅は十分に大きい。したがって、ノイズが発生する環境下でも、移相量の制御の精度が高い。また、ロックインアンプのロックイン時間も短い。

このように、第１４の実施形態によれば、変調器の出力光から得られるｆ0 成分信号の位相をモニタすることにより移相量を増やすべきか減らすべきかを容易に検出でき、且つ、移相量の調整制度が高くなる。

図５１は、第１４の実施形態における移相量調整方法のフローチャートである。また、図５２は、図５１に示すフローチャートの参考図である。なお、ここでは、現在のバイアス電圧を「Ｖpresent」と呼ぶことにする。

ステップＳ１では、バイアス制御部２８３の指示に従ってバイアス電圧Ｖa が生成され、そのバイアス電圧が位相シフト部１２に印加される。「Ｖa 」は、「Ｖpresent」よりも所定値だけ低い電圧である。ステップＳ２では、バイアス電圧Ｖa に低周波信号が重畳される。ステップＳ３では、ｆ0 成分についての同期検波により、データ変調部１０の出力光に含まれているｆ0 成分の振幅が検出される。そして、ステップＳ１〜Ｓ３を所定時間継続して実行することにより、同期検波値Ｐa が得られる。

ステップＳ４では、バイアス制御部２８３の指示に従ってバイアス電圧Ｖc が生成され、そのバイアス電圧が位相シフト部１２に印加される。「Ｖc 」は、「Ｖpresent」よりも所定値だけ高い電圧である。ステップＳ５では、バイアス電圧Ｖc に低周波信号が重畳される。ステップＳ６では、ｆ0 成分についての同期検波により、データ変調部１０の出力光に含まれているｆ0 成分の振幅が検出される。そして、ステップＳ４〜Ｓ６を所定時間継続して実行することにより、同期検波値Ｐc が得られる。

ステップＳ７では、ステップＳ１〜Ｓ６により得られた同期検波値Ｐa および同期検波値Ｐc を比較することにより、バイアス電圧の変化方向の極性を検出する。ここで「極性」は、バイアス電圧を上昇させるべきか低下させるべきかを表す。このとき、同期検波値Ｐa よりも同期検波値Ｐc の方が大きければ「極性：＋」と判断される。一方、同期検波値Ｐa よりも同期検波値Ｐc の方が小さければ「極性：−」と判断される。

ステップＳ８では、同期検波値Ｐa と同期検波値Ｐc との差分が誤差範囲内か否かを調べる。そして、この差分が誤差範囲内であれば、バイアス電圧Ｖpresentが最適値またはほぼ最適値に調整されているものとみなし、処理を終了する。一方、上記差分が誤差範囲を超えていれば、ステップＳ９において、上述のようにして検出された極性に従ってバイアス電圧Ｖpresentを変更する。すなわち、「極性：＋」であれば、バイアス電圧Ｖpresentを所定量だけ上昇させる、「極性：−」であれば、バイアス電圧Ｖpresentを所定量だけ低下させる。

上記ステップＳ１〜Ｓ９を繰り返し実行することにより、データ変調部１０の出力光に含まれているｆ0 成分が最大化されるようにバイアス電圧が制御され、位相シフト部１２の移相量が適正値π／２に調整される。

なお、「Ｖc −Ｖpresent」および「Ｖpresent−Ｖa 」は、低周波信号の振幅よりも大きくてもよいし、低周波信号の振幅よりも小さくてもよいし、低周波信号の振幅と同じであってもよい。また、ステップＳ９における変化量は、一定であってもよいし、同期検波値Ｐa と同期検波値Ｐc との差分に応じて決定されてもよい。

このように、第１４の実施形態によれば、ＤＱＰＳＫ光送信装置およびＲＺ−ＤＱＰＳＫ光送信装置において必須のπ／２遅延要素の移相量を容易に精度よく調整することができる。また、１０Ｇｂｐｓ程度の光送信装置で使用される従来の自動バイアス制御回路と同程度のサイズで４０Ｇｂｐｓ程度の光送信装置の移相量調整回路を実現できる。したがって、国際的に標準化されているＭＳＡ（Multi Source Agreement）規格に沿ったサイズで４０Ｇｂｐｓ程度の高速トランスポンダを提供できる。

＜＜光受信装置＞＞
次に、本発明に係わる光受信装置について説明する。

＜ＤＱＰＳＫ受信装置＞
図５３は、本発明の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。この光受信装置は、ＤＱＰＳＫ変調された光信号を受信して復調する。ここで、光信号により伝送されるデータの速度は、例えば、４３Ｇｂｐｓであり、シンボルレートは２１．５Ｇである。

図５３において、入力される光信号は、分岐されて第１の経路および第２の経路に導かれる。第１および第２の経路には、それぞれ干渉計３０１（３０１ａ、３０１ｂ）が設けられている。干渉計３０１は、例えば、マッハツェンダ型遅延干渉計である。干渉計３０１は、それぞれ第１のアームおよび第２のアームを備える。ここで、干渉計３０１の第１のアームは、それぞれ、光信号を１シンボル時間だけ遅延させる。ただし、干渉計３０１ａの第２のアームは、光信号の位相を「＋π／４」だけシフトさせ、干渉計３０１ｂの第２のアームは、光信号の位相を「−π／４」だけシフトさせる。なお、第２のアームの位相シフト量は、それぞれバイアス電圧により制御される。

受光回路３０２（３０２ａ、３０２ｂ）は、対応する干渉計３０１から出力される光信号を電気信号に変換する。ここで、受光回路３０２は、それぞれ１組のフォトダイオード（ツインフォトダイオード）から構成されている。そして、干渉計３０１から出力される１組の光信号がその１組のフォトダイオードに与えられると、受光回路３０２は、その１組のフォトダイオードにより生成される電流の差分を表す差動受信信号を出力する。

なお、受光回路３０２は、１組の受光器により生成される電流の差分に相当する差電流を出力する。そして、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ：Trans Impedance Amplifier）３０５は、その差電流を電圧信号に変換し、差動受信信号として出力する。ただし、以下の説明においては、特に断らない限り、受光回路３０２の出力信号とＴＩＡ３０５の出力信号とを区別しないこととする。また、「受光回路」は、受光回路３０２およびＴＩＡ３０５を含む概念として使用することがある。

再生回路（ＣＤＲ：Clock Data Recovery）３０３（３０３ａ、３０３ｂ）は、対応する受光回路３０２の出力信号からクロック信号およびデータ信号を再生する。そして、マルチプレクサ３０４は、再生回路３０３ａ、３０３ｂの出力信号を多重化する。これにより、復調されたデータが得られる。なお、この光受信装置の構成および動作については、例えば、特表２００４−５１６７４３号公報に記載されている。

上記構成の光受信装置において受信した光信号からデータを再生するためには、各干渉計３０１の第２のアームの位相シフト量が正確に「＋π／４」または「−π／４」に調整されている必要がある。そこで、以下では、この位相シフト量を調整するための構成および動作について説明する。

＜第１の実施形態＞
図５４は、第１の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。第１の実施形態の光受信装置は、二乗回路３１１、フィルタ３１２、モニタ部３１３、位相制御回路３１４を備える。なお、第１の経路および第２の経路に設けられる構成は、基本的に同じなので、以下では第２の経路については省略する。

図５５は、受光回路３０２から出力される差動受信信号の波形を示す図である。図５６は、その差動受信信号のアイダイアグラ（アイパターン）を示す図である。ここで、第２のアームにおける位相シフト量が正確に「π／４」であれば、差動受信信号の波形は、図５５（ａ）に示すように安定しており、図５６（ａ）に示す開口の広いアイダイアグラムが得られる。ところが、その位相シフト量が「π／４」からずれると、差動受信信号の波形は、図５５（ｂ）に示すように不安定になり、アイダイアグラムの開口は図５６（ｂ）に示すように狭くなってしまう。なお、図５５（ｂ）および図５６（ｂ）は、位相シフト量が「π／４＋Δ（Δ＝３０度）」である場合のシミュレーション結果である。

二乗回路３１１は、受光回路３０２から出力される差動受信信号を二乗する。二乗回路３１１は、特に限定されるものではないが、例えば、ギルバートセルを含むアナログ掛け算回路により実現される。この場合、アナログ掛け算回路を用いて差動受信信号を互いに掛け合わせることにより差動受信信号の二乗信号が得られる。

図５７は、二乗回路３１１から出力される二乗信号の波形を示す図である。図５８は、その二乗信号のスペクトルを示す図である。第２のアームにおける位相シフト量が正確に「π／４」であれば、二乗信号は、図５７（ａ）に示すように、シンボル周期で概ね一定の値が出現する波形となる。よって、この場合、二乗信号のスペクトルにおいては、図５８（ａ）に示すように、シンボル周波数成分（ここでは、２１．５ＧＨｚ）およびその高調波成分のみが現われる。一方、その位相シフト量が「π／４」からずれると、二乗信号は、図５７（ｂ）に示すように、ランダムな周期で様々な値が出現する波形となる。よって、この場合、二乗信号のスペクトルは、図５８（ｂ）に示すように、様々な周波数成分を含むことになる。

フィルタ３１２は、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く連続した周波数成分の少なくとも一部を透過させるフィルタ、すなわち、例えばシンボル周波数（ここでは、２１．５ＧＨｚ）よりも低い周波数を通過させるローパスフィルタ（または、帯域通過フィルタ）であり、二乗回路３１１から出力される二乗信号をフィルタリングする。モニタ部３１３は、フィルタ３１２の出力信号のパワーをモニタする。そして、位相制御回路３１４は、モニタ部３１３のモニタ結果に応じて、干渉計３０１の第２のアームの位相シフト量を制御する。位相シフト量は、例えば、第２のアームに与えるバイアス電圧により制御される。

上記構成において、第２のアームにおける位相シフト量のずれがゼロであれば（すなわち、位相シフト部による位相シフト量が正確に「π／４」であれば）、二乗信号はシンボル周波数成分およびその高調波成分のみを含んでいる。この場合、モニタ部３１３により検出されるパワーは、ゼロに近い状態になる。一方、位相シフト量のずれが発生すると、二乗信号は、様々な周波数成分（特に、シンボルレートよりも低い周波数成分）を含んでいる。この場合、モニタ部３１３により検出されるパワーは、ずれ量に応じた値になる。したがって、モニタ部３１３により検出されるパワーを最小化するようにフィードバック制御を行えば、位相シフト量が「π／４」に収束することになる。

図５９は、図５４に示す光受信装置の変形例を示す図である。図５９に示す光受信装置の構成は、基本的には、図５４に示した光受信装置と同じである。ただし、この光受信装置は、二乗回路３１１の代わりに絶対値回路３１５が設けられている。

絶対値回路３１５は、受光回路３０２から出力される差動受信信号を全波整流する。なお、絶対値回路３１５は、特に限定されるものではないが、例えば、複数のダイオードを接続した全波整流回路、あるいはオペアンプを利用して形成される全波整流回路により実現される。

フィルタ３１２、モニタ部３１３、位相制御回路３１４は、基本的に、図５４に示す光受信回路と同じである。そして、この光受信装置においても、モニタ部３１３により検出されるパワーを最小化するようにフィードバック制御を行えば、位相シフト量が「π／４」に収束する。

＜第２の実施形態＞
図６０は、第２の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。第２の実施形態の光受信装置は、低周波信号を利用して位相シフト量を調整する構成である。

図６０において、低周波発振器３２１は、数ｋＨｚ〜数ＭＨｚ程度の低周波信号を生成する。以下では、この低周波信号の周波数を「ｆ0 」と呼ぶことにする。この低周波信号は、低周波重畳回路３２２を介して干渉計３０１の第２のアームに与えられる。このため、第２のアームにおける位相シフト量は、この低周波信号の電圧に応じて周期的に変化することとなる。したがって、干渉計３０１から出力される光信号あるいは受光回路３０２から出力される差動受信信号は、ｆ0 成分を含むことになる。

掛け算回路３２３は、上述した二乗回路３１１と同様に、受光回路３０２から出力される差動受信信号を互いに掛け合わせる。フィルタ３２４は、周波数２ｆ0 を通過させるローパスフィルタであり、二乗回路３１１の出力信号をフィルタリングする。検出部３２５は、低周波信号を利用した同期検波により、フィルタ３２４の出力からｆ0 成分及び／又は２ｆ0 成分を検出する。そして、位相制御回路３２６は、検出部３２５による検出結果に応じて、干渉計３０１の第２のアームの位相シフト量を制御する。位相シフト量は、例えば、第２のアームに与えるバイアス電圧により制御される。なお、掛け算回路３２３とフィルタ３２４との間には、掛け算回路３２３の出力信号の振幅またはパワーをモニタするモニタ部が設けられるが、図６０においては省略されている。

図６１は、第２の実施形態の光受信装置の動作原理を説明する図である。図６１（ａ）は、第２のアームにおける位相シフト量と干渉計３０１の出力の光パワー（相対値）の関係を示している。ここで、横軸は、「π／４」からのずれを表している。そして、位相制御回路３２６により制御される位相シフト量が正確に「π／４」であれば、低周波信号が重畳されたときの位相シフト量は、光パワーが極小値となる点を跨ぐようにして振動することになる。したがって、この場合、図６１（ｂ）に示すように、２ｆ0 成分が生成される。一方、位相シフト量が「π／４」からずれると、低周波信号が重畳されたときの位相シフト量は、光パワーが極小値となる点から離れた領域で振動することになる。したがって、この場合、図６１（ｃ）に示すように、２ｆ0 成分は生成されず、ｆ0 成分のみが得られる。このとき、ｆ0 成分信号の位相は、位相シフト量が正側にすれた場合と負側にずれた場合とでは、互いに反転している。

第２の実施形態の光受信装置は、上記動作原理を利用して、第２のアームにおける位相シフト量を最適化する。すなわち、位相制御回路３２６は、検出部３２５により検出される２ｆ0 成分のパワーが最大になるように、フィードバック制御を行う。あるいは、検出部３２５により検出されるｆ0 成分のパワーが最小になるように、フィードバック制御を行う。これにより、第２のアームにおける位相シフト量が「π／４」に収束する。このとき、ｆ0 成分信号の位相をモニタすることにより、位相シフト量を増やすべきか減らすべきかを容易に判断することができる。

＜第３の実施形態＞
図６２は、第３の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。第３の実施形態の光受信装置は、受信信号についての統計処理を利用して位相シフト量を調整する。

図６２において、高速サンプリング回路３３１は、受光回路３０２から出力される差動受信信号をサンプリングする。サンプリングタイミングは、再生回路３０３により生成されるクロック信号およびサンプリング信号処理回路３３２からのトリガ信号に従う。具体的には、サンプリングは、例えば、シンボル周期あるいはシンボル周期の整数倍の周期で行われる。

サンプリング信号処理回路３３２は、サンプリングにより得られた各サンプリング値の発生頻度を求める。そして、位相制御回路３３３は、サンプリング信号処理回路３３２により得られる発生頻度情報に応じて、干渉計３０１の第２のアームの位相シフト量を制御する。位相シフト量は、例えば、第２のアームに与えるバイアス電圧により制御される。

図６３（ａ）および図６３（ｂ）は、高速サンプリング回路３３１によるサンプリング動作の例を示している。ここでは、シンボル周期の３倍の周期でサンプリングが行われている。そして、位相シフト量が正確に「π／４」であれば、図６３（ａ）に示すように、サンプリングにより得られる信号電圧値は、１つの正の値（＋０．７）および１つの負の値（−０．７）のみである。これに対して、位相シフト量が「π／４」からずれると、図６３（ｂ）に示すように、サンプリングにより４以上の信号電圧値が得られる。この例では、４値（＋１．１、＋０．３、−０．３、−１．１）が得られている。図６３（ｃ）および図６３（ｄ）は、サンプリング信号処理回路３３２による処理結果の例であり、それぞれ図６３（ａ）および図６３（ｂ）に対応している。

第３の実施形態の光受信装置は、上記動作原理を利用して、第２のアームにおける位相シフト量を最適化する。すなわち、位相制御回路３３３は、信号電圧値のばらつきが小さくなるように（例えば、信号電圧値が特定の２値に収束するように）フィードバック制御を行う。これにより、第２のアームにおける位相シフト量が「π／４」に収束する。

＜ＤＰＳＫ（ＤＢＰＳＫ）光受信装置＞
図６４は、ＤＰＳＫ変調信号を受信する光受信装置の構成を示す図である。図６４において、入力される光信号は、干渉計３４１に導かれる。干渉計３４１は、例えば、マッハツェンダ型遅延干渉計であり、第１のアームおよび第２のアームを備える。ここで、干渉計３４１の第２のアームは、光信号に対して１ビット遅延を与える。なお、第２のアームにおける遅延時間は、第１のアームを介して光信号が伝搬される時間と第２のアームを介して光信号が伝搬される時間との差分であり、バイアス電圧により制御される。

受光回路３４２は、干渉計３４１から出力される光信号を電気信号に変換する。受光回路３４２は、図５３に示した受光回路３０２と同じであり、光信号に対応する差動受信信号を出力する。ただし、この差動受信信号のビットレートは、４３Ｇｂｐｓである。再生回路３４３は、受光回路３４２の出力信号からクロック信号およびデータ信号を再生して出力する。

上記構成の光受信装置において受信した光信号からデータを再生するためには、干渉計３４１の第２のアームの遅延時間が正確に「１ビット」に調整されている必要がある。すなわち、遅延時間が正確に「１ビット」に調整されていれば、図６５（ａ）に示すような広い開口を持ったアイダイアグラム（アイパターン）が得られるが、遅延時間が「１ビット」からずれると、図６５（ｂ）に示すようにアイダイアグラムの開口が狭くなる。アイダイアグラムの開口が狭くなると、ビット誤りが発生する確率が高くなってしまう。以下では、第４および第５の実施形態として、ＤＢＰＳＫ光受信装置において上記遅延時間を調整するための構成および動作について説明する。

＜第４の実施形態＞
図６６は、第４の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。図６６において、二乗回路３５１は、受光回路３４２から出力される差動受信信号を互いに掛け合わせることにより二乗信号を生成する。なお、二乗回路３５１は、基本的に、第１の実施形態の二乗回路３１１と同じである。モニタ部３５２は、二乗信号を積分することにより、その平均値を得る。遅延量制御回路３５３は、モニタ部３５２により得られた平均値に応じて、干渉計３４１の第２のアームの遅延時間を制御する。遅延時間は、例えば、第２のアームに与えるバイアス電圧により制御される。

図６７は、差動受信信号の波形を示す図である。また、図６８は、差動受信信号を二乗することにより得られる二乗信号の波形を示す図である。遅延時間が適切に調整されていれば、図６７（ａ）および図６８（ａ）に示すように、差動受信信号およびその二乗信号の振幅は大きくなる。よって、この場合、二乗信号の平均パワーは大きな値となる。これに対して遅延時間ずれは発生すると、図６７（ｂ）、図６７（ｃ）、図６８（ｂ）、図６８（ｃ）に示すように、差動受信信号およびその二乗信号の振幅は小さくなってしまう。すなわち、この場合、二乗信号の平均パワーは小さくなる。

図６９は、遅延時間のずれ量と二乗信号の平均パワーとの関係を示す図である。図６９に示すように、遅延時間の「ずれ量δ」がゼロのときに二乗信号の平均パワーが最大になる。そして、「ずれ量δ」が大きくなるにつれて二乗信号の平均パワーが小さくなっていく。ただし、二乗信号の平均パワーは、「ずれ量δ」に対して周期的に変化する。

第４の実施形態の光受信装置は、上記動作原理を利用して、第２のアームにおける遅延時間を最適化する。すなわち、遅延量制御回路３５３は、モニタ部３５２により得られる二乗信号の平均パワーが最大になるように、フィードバック制御を行う。これにより、第２のアームにおける遅延時間が「１ビット」に収束する。

図７０は、図６６に示す光受信装置の変形例を示す図である。図７０に示す光受信装置の構成は、基本的には、図６６に示した光受信装置と同じである。ただし、この光受信装置は、二乗回路３５１の代わりに絶対値回路３５４が設けられている。なお、二乗回路３５１の代わりに絶対値回路３５４を設ける構成および動作については、基本的に、第１の実施形態において説明した通りである。

＜第５の実施形態＞
図７１は、第５の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。図７１において、低周波発振器３６１、低周波重畳回路３６２、掛け算回路３６３、検出部３６４の動作は、基本的に、第２の実施形態と同じである。すなわち、干渉計３４１の第２のアームに低周波信号ｆ0 が与えられ、検出部３６４は、ｆ0 成分及び／又は２ｆ0 成分を検出する。そして、遅延量制御回路３６５は、検出部３６４の検出結果に応じて、干渉計３４１の第２のアームの遅延時間を制御する。

図７２は、第５の実施形態の光受信装置の動作原理を説明する図である。図７２（ａ）は、第２のアームにおける遅延時間と干渉計３４１の出力の光パワー（相対値）の関係を示している。ここで、横軸は、「１ビット」からのずれを表している。そして、遅延量制御回路３６５により制御される遅延時間が正確に「１ビット」であれば、図７２（ｂ）に示すように、２ｆ0 成分が生成されることになる。一方、遅延時間が「１ビット」からずれると、図７２（ｃ）に示すように、２ｆ0 成分は生成されず、ｆ0 成分のみが得られる。

第５の実施形態の光受信装置は、上記動作原理を利用して、第２のアームにおける遅延時間を最適化する。すなわち、遅延量制御回路３６５は、検出部３６４により検出される２ｆ0 成分のパワーが最大になるように、フィードバック制御を行う。あるいは、検出部３６４により検出されるｆ0 成分のパワーが最小になるように、フィードバック制御を行う。これにより、第２のアームにおける遅延時間が「１ビット」に収束する。

＜第６の実施形態＞
図７３は、第６の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。図５４等に示す構成では、ＴＩＡ３０５の出力信号が二乗回路３１１に導かれる。これに対して、第６の実施形態においては、受光回路３０２の後段にＴＩＡ３０５ａおよびＴＩＡ３０５ｂが接続されている。ここで、受光回路３０２の出力電流は、所定の比率で分岐され、ＴＩＡ３０５ａおよびＴＩＡ３０５ｂに与えられる。そして、ＴＩＡ３０５ａの出力信号は、主信号として再生回路３０３へ送られる。一方、ＴＩＡ３０５ｂの出力信号は、モニタ信号として二乗回路３１１に送られる。なお、遅延干渉計３０１の位相シフト部の移相量を制御する方法は、図５４に示す構成と同じである。

このように、本発明の光受信装置は、ＴＩＡ３０５の前段で分岐された電流信号をモニタ信号として位相シフト部を制御するようにしてもよい。この構成は、第１〜第５の実施形態にも適用可能である。

＜第７の実施形態＞
図７４は、受光回路の出力電流の波形を示す図である。なお、図７４（ａ）および図７４（ｂ）は、図５４に示す受光回路３０２を構成する１組の受光器ＰＤ１およびＰＤ２の出力電流波形のシミュレーション結果を示している。

図５４において、遅延干渉計３０１は、互いに相補的な１組の光信号を出力する。このため、１組の受光器ＰＤ１、ＰＤ２の出力電流は、図７４（ａ）および図７４（ｂ）に示すように、互いに位相の反転した波形となる。したがって、以下では、一方の受光器（以下、受光器ＰＤ１と呼ぶ）について検討する。

受光器ＰＤ１の出力電流は、遅延干渉計３０１の位相シフト部の位相シフト量が正確に「π／４」に調整されていれば、２値（約０．９ｍＡ、約０．１５ｍＡ）のうちのいずれか一方の値になる。ところが、位相シフト量が「π／４＋２２．５度」になると、受光器ＰＤ１の出力電流は、４値（約１．０ｍＡ、約０．７５ｍＡ、約０．３５ｍＡ、約０．０５ｍＡ）のうちのいずれか１つ値になる。さらに、位相シフト量が「π／４＋４５度」になると、受光器ＰＤ１の出力電流は、３値（約１．１ｍＡ、約０．５ｍＡ、ゼロ）のうちのいずれか１つ値になる。

図７５は、受光器ＰＤ１の出力電流の二乗の時間平均パワーを示す図である。このグラフは、シミュレーションにより得られたものである。また、横軸は、遅延干渉計３０１の位相シフト部の位相シフト量が「π／４」であるときを基準とした「ずれ量」を表している。

図７５に示すように、受光器ＰＤ１の出力電流の二乗の時間平均パワーは、遅延干渉計３０１の位相シフトの位相シフト量が「π／４」であるときに最小になる。したがって、この時間平均パワーが最小になるようにフィードバック制御を行えば、遅延干渉計３０１の位相シフトの位相シフト量は適正値π／４に収束する。

図７６は、第７の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。第７の実施形態の光受信装置の基本構成は、図５４に示す第１の実施形態と同じである。ただし、第７の実施形態においては、受光回路３０２を構成する受光器ＰＤ１、ＰＤ２に接続されている負荷抵抗の両端電圧を利用して位相シフト量を調整するためのフィードバック制御を行う。

図７６において、受光器ＰＤ１には、負荷抵抗Ｒ１を介して所定のＤＣ電圧であるバイアス１が与えられている。同様に、受光器ＰＤ２には、負荷抵抗Ｒ２を介して所定のＤＣ電圧であるバイアス２が与えられている。したがって、受光器ＰＤ１、ＰＤ２により生成される電流は、それぞれ、負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２の両端電圧をモニタすることにより検出することができる。

受光器ＰＤ１、ＰＤ２により生成される電流の波形は、図７４に示すように、互いに位相が反転した波形となる。よって、受光器ＰＤ１、ＰＤ２により生成される電流の二乗の平均値は、互いに同じになる。この結果、第７の実施形態のフィードバック制御系は、負荷抵抗Ｒ１または負荷抵抗Ｒ２のうちの一方の両端電圧の二乗信号を利用する。即ち、負荷抵抗Ｒ１または負荷抵抗Ｒ２のうちの一方の両端電圧の二乗値が最小になるように、遅延干渉計３０１の位相シフト部の位相シフト量を調整する。これにより、位相シフト量が適正値π／４に収束する。

なお、第７の実施形態において、二乗回路３１１の代わりに絶対値回路３１５を用いてもよい。また、フィードバック制御系は、負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２双方の両端電圧を利用してもよい。さらに、負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して流れる電流からＤＣ成分を除去するためのＤＣカットコンデンサＣ１、Ｃ２を設けるようにしてもよい。さらに、受光回路３０１とＴＩＡ３０５との間の信号線を接地する抵抗Ｒ３、Ｒ４を設けてもよい。さらに、第７の実施形態の構成は、ＤＢＰＳＫ光受信装置にも適用可能である。

＜第８の実施形態＞
図７７は、第８の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。第８の実施形態の光受信装置の基本構成は、図６０に示す第２の実施形態と同じである。ただし、第８の実施形態においては、負荷抵抗Ｒ１または負荷抵抗Ｒ２の両端電圧を利用してフィードバック制御が行われる。すなわち、ｆ0 成分を利用する場合には、負荷抵抗Ｒ１または負荷抵抗Ｒ２の両端電圧の二乗信号をモニタし、その二乗信号に含まれているｆ0 成分が最小になるように位相シフト量が調整される。また、２ｆ0 成分を利用する場合には、負荷抵抗Ｒ１または負荷抵抗Ｒ２の両端電圧の二乗信号をモニタし、その二乗信号に含まれている２ｆ0 成分が最大になるように位相シフト量が調整される。

なお、ｆ0 成分または２ｆ0 成分を利用して位相シフト量を調整する方法の原理は、図６１を参照しながら説明した通りである。また、モニタ部３２７は、図６０においては省略されているが、二乗回路３１１の出力信号の振幅またはパワーをモニタする。

図７８は、第８の実施形態の光受信装置の変形例である。図７８に示す光受信装置においても、図７７に示す光受信装置と同様に、負荷抵抗Ｒ１または負荷抵抗Ｒ２の両端電圧を利用してフィードバック制御が行われる。ただし、図７８に示す光受信装置のフィードバック制御系では、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方が利用される。

図６１を参照しながら説明したように、モニタ部３２７により得られる２ｆ0 成分は、位相シフト量が「π／４」であるときに最大になる。したがって、検出部３７２は、フィルタ３７１により得られる２ｆ0 成分信号の振幅またはパワーを求める。そして、位相制御部３７５は、検出部３７２により得られる２ｆ0 成分が最大になるように遅延干渉計３０１の位相シフト部の位相シフト量を調整する。一方、モニタ部３２７により得られるｆ0 成分信号の位相は、遅延干渉計３０１の位相シフト部の位相シフト量が正側にずれている場合と負側にずれている場合とで互いに反転する。したがって、位相比較部３７４は、フィルタ３７３により得られるｆ0 成分信号の位相を同期検波により検出する。そして、位相制御部３７５は、２ｆ0 成分を利用して位相シフト量を調整する際に、ｆ0 成分信号の位相を参照して、その位相シフト量を増やすべきか減らすべきかを認識する。

なお、第８の実施形態においても、ＤＣカットコンデンサＣ１、Ｃ２、抵抗Ｒ３、Ｒ４を設けるようにしてもよい。また、第８の実施形態の構成も、ＤＢＰＳＫ光受信装置に適用可能である。

＜第９の実施形態＞
図７９は、第９の実施形態の光受信装置の構成を示す図である。第９の実施形態の光受信装置の基本構成は、図５４に示す第１の実施形態と同じである。ただし、第９の実施形態の光受信装置においては、第１の実施形態の二乗回路３１１、フィルタ３１２、モニタ部３１３、位相制御回路３１４の代わりに、リミッタアンプ３８１、モニタ部３８２、位相制御部３８３を備える。

リミッタアンプ３８１は、受光回路３０２により生成される電流信号を増幅する。尚、受光回路３０２から出力される電流信号は、この実施例では、ＴＩＡ３０５により電圧信号に変換された後にリミッタアンプ３８１に与えられる。また、リミッタアンプ３８１の飽和特性については後で説明する。モニタ部３８２は、リミッタアンプ３８１の出力信号の平均パワーをモニタする。そして、位相制御部３８３は、モニタ部３８２の出力に基づいて、遅延干渉計３０１の位相シフト部の位相シフト量を調整する。

図８０は、受光回路３０２の出力電流の波形を示す図である。なお、図８０（ａ）は受光器ＰＤ１の出力電流の波形であり、図８０（ｂ）は受光器ＰＤ２の出力電流の波形であり、図８０（ｃ）は受光回路３０２の差動出力電流（すなわち、受光器ＰＤ１、ＰＤ２の出力電流の差分）の波形である。また、これらの波形は、電圧に換算して表されている。

図８０（ａ）〜図８０（ｃ）に示すように、最大ピーク電流は、遅延干渉計３０１の位相シフト部の位相シフト量に応じて変化する。具体的には、最大ピーク電流は、遅延干渉計３０１の位相シフト部の位相シフト量が「π／４」であるときに最も小さい。そして、その位相シフト量が「π／４」からずれると、それに伴って最大ピーク電流が大きくなっていく。例えば、差動出力電流の振幅は、図８０（ｃ）に示すように、「π／４」のときは約１．５ｍＶ、「π／４＋２２．５度」のときは約２．０ｍＶ、「π／４＋４５度」のときは約２．４ｍＶになっている。なお、受光回路３０２の出力電流の平均値は、位相シフト部の位相シフト量によらず一定であるものとする。

図８１は、リミッタアンプ３８１の動作を説明する図である。なお、「Ｖin-0」は、位相シフト量が「π／４」であるときのリミッタアンプ３８１の入力信号の最大ピークレベルを表し、「Ｖout-0」は、「Ｖin-0」が入力されたときのリミッタアンプ３８１の出力レベルを表す。また、「Ｖin-Δ」は、位相シフト量が「π／４」から「Δ」だけずれたときのリミッタアンプ３８１の入力信号の最大ピークレベルを表し、「Ｖout-Δ」は、「Ｖin-Δ」が入力されたときのリミッタアンプ３８１の出力レベルを表す。さらに、リミッタアンプ３８１は、図８１（ａ）に示すように、入力電圧が閾値Ｖth以下の領域では入力信号を線形増幅し、入力電圧が閾値Ｖthを超えた領域では利得が飽和するものとする。

第９の実施形態の光受信装置では、位相シフト部の位相シフト量が「π／４」であるときのリミッタアンプ３８１の入力信号の最大ピークレベルが「閾値Ｖth」に一致または概ね一致するように設定される。そうすると、リミッタアンプ３８１の入力信号は、図８１（ｂ）に示すように、すべて線形増幅される。これに対して、位相シフト量が「π／４」からずれると、リミッタアンプ３８１の入力信号の最大ピークレベルが閾値Ｖthを超える。そうすると、閾値Ｖthを超える部分は、リミッタアンプ３８１の飽和領域に属するので、図８１（ｃ）に示すように、利得が小さくなる。すなわち、この場合、リミッタアンプ３８１の出力信号の振幅は、線形増幅されたと仮定した場合と比較して、制限されることになる。

ここで、受光回路３０２の出力電流の平均値は、位相シフト部の位相シフト量によらず一定である。したがって、リミッタアンプ３８１の出力信号の振幅が制限されると、リミッタアンプ３８１の出力信号の時間平均パワーが低下することになる。すなわち、位相シフト量が「π／４」からずれると、そのずれ量に応じてリミッタアンプ３８１の出力信号の時間平均パワーが低下することになる。

図８２は、リミッタアンプ３８１の出力信号の時間平均パワーを示す図である。上述したように、位相シフト部の位相シフト量が「π／４（ずれ＝０）」であれば、リミッタアンプ３８１の入力信号はすべて線形増幅される。これに対して、位相シフト量が「π／４」からずれると、リミッタアンプ３８１の出力信号の振幅は、利得飽和により制限される。したがって、リミッタアンプ３８１の出力信号の時間平均パワーは、図８２に示すように、位相シフト量が「π／４（ずれ＝０）」であるときに最大になる。

位相制御部３８３は、上述の特性を利用して遅延干渉計３０１の位相シフト部の位相シフト量を調整する。すなわち、位相制御部３８３は、リミッタアンプ３８１の出力信号の時間平均パワー（または、平均振幅）を最大にするフィードバック制御により、位相シフト部の位相シフト量を調整する。これにより、位相シフト量が正確に「π／４」に調整される。

図８３〜図８５は、第９の実施形態の光受信装置の変形例を示す図である。図８３に示す光受信装置においては、負荷抵抗Ｒ１または負荷抵抗Ｒ２の両端電圧を利用して位相シフト量が調整される。すなわち、負荷抵抗Ｒ１または負荷抵抗Ｒ２の両端電圧がリミッタアンプ３８１に入力される。そして、位相制御部３８３は、図７９を参照しながら説明した通り、リミッタアンプ３８１の出力信号の時間平均パワーが最大になるように位相シフト部の位相シフト量を調整する。なお、受光回路に接続される負荷抵抗の両端電圧を利用してフィードバック制御を行う動作は、第８の実施形態において説明した通りである。

図８４に示す光受信装置においては、低周波信号ｆ0 を利用して位相シフト量が調整される。即ち、低周波発振器３２１により生成される低周波信号が低周波重畳回路３２２を介して干渉計３０１の位相シフト部に与えられる。ここで、リミッタアンプ３８１の出力信号の時間平均パワーは、図８２に示すように、位相シフト部の位相シフト量が「π／４」であるときに最大になる。このため、位相シフト部の位相シフト量が「π／４」になると、リミッタアンプ３８１の出力信号に２ｆ0 成分が含まれるようになる。従って、ｆ0 成分を利用する場合には、リミッタアンプ３８１の出力信号の時間平均パワーをモニタし、その平均パワー信号に含まれているｆ0 成分が最小になるように位相シフト量が調整される。また、２ｆ0 成分を利用する場合には、リミッタアンプ３８１の出力信号の時間平均パワーをモニタし、その平均パワー信号に含まれている２ｆ0 成分が最大になるように位相シフト量が調整される。なお、ｆ0 成分または２ｆ0 成分を利用して位相シフト量を調整する方法については、図６１または図７２を参照しながら説明した通りである。

図８５に示す光受信装置においては、図８４に示す光受信装置と同様に、低周波信号を利用して位相シフト量が調整される。ただし、この光受信装置では、ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方が利用される。すなわち、位相制御部３７５は、検出部３７２により得られる２ｆ0 成分が最大になるように遅延干渉計３０１の位相シフト部の位相シフト量を調整する。このとき、位相制御部３７５は、２ｆ0 成分を利用して位相シフト量を調整する際に、ｆ0 成分信号の位相を参照して、その位相シフト量を増やすべきか減らすべきかを認識する。ｆ0 成分および２ｆ0 成分の双方を利用して位相シフト量を調整する方法は、図７８を参照しながら説明した通りである。

なお、図８４または図８５に示す構成において、ＴＩＡ３０５の出力信号の代わりに受光回路３０２に接続する負荷抵抗Ｒ１またはＲ２の両端電圧がリミッタアンプ３８１に与えられるようにしてもよい。

また、上述の実施例では、リミッタアンプ３８１の飽和特性を利用して閾値Ｖthを超える信号部分がカットされる構成であるが、本発明はこれに限定されるものではない、すなわち、本発明の第９の実施形態は、位相シフト量が「π／４」であるときの受光回路３０２の出力信号の振幅を閾値とし、受光回路３０２の出力信号をその閾値レベルに制限するリミッタ回路を有する構成を含むものとする。

＜＜光送信装置／光受信装置のバリエーション＞＞
位相シフト部の位相シフト量（光送信装置においては「π／２」、光受信装置においては「π／４」）は、例えば、光導波路の屈折率を変化させることにより調整される。この場合、光導波路の屈折率は、例えば、光導波路の近傍に薄膜ヒーター等を配置して光導波路の温度を変化させること、あるいは圧電素子などを配置して適切な電圧を印加して光導波路に応力を加えこと、または電圧を印加して電気光学効果（ポッケルス効果）を誘発することにより調整される。

上述の実施形態において、位相シフト部は、一方の光導波路のみに配置してもよいし、１組の光導波路の双方に配置してもよい。後者の場合、１組の光導波路に配置される位相シフト部（電極、薄膜ヒータ、圧電素子など）への印加電圧、温度などを非対称にすることにより相対的な位相差を与えることができる。

上述の実施例では、主に、ＤＱＰＳＫ変調について説明したが、本発明の制御は、ＱＰＳＫ変調にもそのまま適用可能である。また、本発明は、２ⁿ ＰＳＫ（ｎ≧３）あるいはＱＡＭにも適用可能である。ただし、本発明をこれらの変調方式に適用する場合には、例えば、データ変調部に入力されるデータ信号として４値以上の多値データを用いるようにする。

変調器としてＬＮ（LiNbO₃）変調器を用いた場合、ＬＮ変調器には偏波依存性があるので、光源と変調器との間、および変調器間の接続には、偏波保持ファイバを用いることが望ましい。なお、偏波保持ファイバを用いる構成は、基本的に、すべての実施形態に適用されることが望ましい。

前述の光受信装置にリミッタアンプを用いる例を示したが、リミッタアンプの代わりにリミッタ機能を有する素子を用いてもよい。このリミッタ素子の出力信号を増幅する場合には、リミッタアンプよりも低速度の増幅器を使用することができる。

本発明は、上述した光送信装置についての第１〜第１４の実施形態、光受信装置の第１〜第９の実施形態に加えて、以下の構成を備えるものである。
（付記１）
データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
所定の位相差を有する第１および第２の低周波信号をそれぞれ上記第１および第２の光信号に重畳する重畳手段と、
上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号に重畳されている上記低周波信号または上記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値、パワー最小値、位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、
上記モニタ手段の出力に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
を有する光送信装置。
（付記２）
データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
低周波信号を上記第１の光信号または第２の光信号の一方に重畳する重畳手段と、
上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号に重畳されている上記低周波信号または上記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値、パワー最小値、位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、
上記モニタ手段の出力に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
を有する光送信装置。
（付記３）
位相変調器と、該位相変調器を駆動する駆動信号発生部を備える光送信装置において、
前記位相変調器は、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部と、分岐した光導波路上にあって入力光の位相変調を行うデータ変調部と、低周波信号の重畳を行う電極とを有し、
適正な位相差の低周波信号を生成し分岐した前記光導波路上で前記電極に前記低周波信号の重畳を可能にする低周波重畳手段と、
分岐した前記光導波路を結合した後に重畳された前記低周波信号または前記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値、パワー最小値および位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、
該モニタ手段からの出力に基づいて適正な位相差となるよう前記位相シフト部を制御する位相差制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記４）
前記位相シフト部を前記データ変調部の前段又は後段に配置したことを特徴とする付記３に記載の光送信装置。
（付記５）
前記モニタ手段は、光受光器から低周波信号の２倍の周波数信号を抽出し同期検波する同期検波手段又は光受光器から低周波信号と同じ周波数信号を抽出しピークパワーを検出するピークパワー検出手段からなる付記３に記載の光送信装置。
（付記６）
前記モニタ手段は、前記同期検波手段及び前記ピークパワー検出手段を備えてなる付記５に記載の光送信装置。
（付記７）
位相変調器と、該位相変調器を駆動する駆動信号発生部を備える光送信装置において、
前記位相変調器は、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部と、分岐した光導波路上にあってデータ入力部を有するデータ変調部と、前記位相シフト部が置かれた光導波路と異なる光導波路にあって低周波信号の重畳を行う電極とを有し、
適正な位相差の低周波信号を生成し前記電極と前記位相シフト部のバイアス入力端に前記低周波信号を重畳する低周波重畳手段と、
分岐した前記光導波路を結合した後に重畳された前記低周波信号または前記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値、パワー最小値および位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、
該モニタ手段からの出力に基づいて適正な位相差となるよう前記位相シフト部を制御する位相差制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記８）
前記位相シフト部を前記データ変調部の前段又は後段に配置したことを特徴とする付記７に記載の光送信装置。
（付記９）
位相変調器と、該位相変調器を駆動する駆動信号発生部を備える光送信装置において、
前記位相変調器は、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部と、分岐した光導波路上にあってデータ入力部を有するデータ変調部とを有し、
適正な位相差の低周波信号を生成し前記データ変調部の前記データ入力部に前記低周波信号を重畳する低周波重畳手段と、
分岐した前記光導波路を結合した後に重畳された前記低周波信号または前記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値、パワー最小値および位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、
該モニタ手段からの出力に基づいて適正な位相差となるよう前記位相シフト部を制御する位相差制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記１０）
位相変調器と、該位相変調器を駆動する駆動信号発生部を備える光送信装置において、
前記位相変調器は、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部と、分岐した光導波路上にあってデータ入力部とバイアス入力部を有するデータ変調部とを有し、
適正な位相差の低周波信号を生成し前記バイアス入力部に前記低周波信号を重畳する低周波重畳手段と、
分岐した前記光導波路を結合した後に重畳された前記低周波信号または前記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値、パワー最小値および位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、
該モニタ手段からの出力に基づいて適正な位相差となるよう前記位相シフト部を制御する位相差制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記１１）
前記位相シフト部を前記データ変調部の前段又は後段に配置したことを特徴とする付記９または１０に記載の光送信装置。
（付記１２）
前記モニタ手段は、光受光器から低周波信号の２倍の周波数を抽出し同期検波する同期検波手段からなる付記９または１０に記載の光送信装置。
（付記１３）
位相変調器と、該位相変調器を駆動する駆動信号発生部を備える光送信装置において、
前記位相変調器は、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部と、分岐した光導波路上にあってデータ入力部を有するデータ変調部と、該データ変調部の前段にあって低周波信号の重畳を行う電極とを有し、
適正な位相差の低周波信号を生成し前記電極に前記低周波信号を重畳する低周波重畳手段と、
分岐した前記光導波路を結合した後に重畳された前記低周波信号または前記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値、パワー最小値および位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、
該モニタ手段からの出力に基づいて適正な位相差となるよう前記位相シフト部を制御する位相差制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記１４）
前記位相シフト部を前記電極の前段又は前記データ変調部の後段に配置したことを特徴とする付記１３に記載の光送信装置。
（付記１５）
前記モニタ手段は、光受光器から低周波信号の２倍の周波数を抽出し同期検波する同期検波手段又は光受光器から低周波信号と同じ周波数を抽出しピークパワーを検出するピークパワー検出手段からなる付記１３に記載の光送信装置。
（付記１６）
前記低周波重畳手段は移相器を含み、該移相器は発振された低周波信号をｎπ／２（但し、ｎは自然数で０及び４の倍数を除く）に近づくよう移相することを特徴とする付記３〜１５のいずれか１つの付記に記載の光送信装置。
（付記１７）
位相変調器と、該位相変調器を駆動する駆動信号発生部を備える光送信装置において、
前記位相変調器は、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部と、分岐した光導波路上にあってデータ入力部を有するデータ変調部と、該データ変調部の前段又は後段にあって低周波信号の重畳を行う電極とを有し、
低周波信号を生成し前記位相シフト部のバイアス入力端又は前記位相シフト部が置かれた光導波路と同じ光導波路に置かれた前記電極、または前記位相シフト部が置かれた光導波路と異なる光導波路に置かれた前記電極に前記低周波信号を重畳する低周波重畳手段と、
分岐した前記光導波路を結合した後に重畳された前記低周波信号または前記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値、パワー最小値および位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、
該モニタ手段からの出力に基づいて適正な位相差となるよう前記位相シフト部を制御する位相差制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記１８）
位相変調器と、該位相変調器を駆動する駆動信号発生部を備える光送信装置において、
前記位相変調器は、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部と、分岐した光導波路上にあってデータ入力部を有するデータ変調部とを有し、
分岐した前記光導波路を結合した後に分岐して光信号を電気信号に変換する光受光器と、
前記光受光器からの電気信号を二乗検波しピークパワー変動をモニタする高速パワーモニタと、
該高速パワーモニタのモニタ出力に基づいて前記位相シフト部を制御する位相差制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記１９）
位相変調器と、該位相変調器を駆動する駆動信号発生部と、前記位相変調器からの光出力信号を受ける強度変調器を備える光送信装置において、
前記位相変調器は、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部と、分岐した光導波路上にあってデータ入力部を有するデータ変調部と、該データ変調部の後段にあって低周波信号の重畳を行う電極とを有し、
分岐した前記光導波路を結合した後に分岐して重畳された低周波信号を抽出し前記低周波信号の周波数のパワー最大値、前記低周波信号の周波数の２倍の周波数のパワー最小値、前記低周波信号の周波数の２倍の周波数の位相のいずれかをモニタするモニタ手段と、
前記電極に適正な位相差の低周波信号を重畳し、前記モニタ手段からの出力に基づいて適正な位相差となるよう前記位相シフト部をバイアス制御する位相シフト部制御手段と、
前記データ変調部の各アームに低周波信号を重畳し前記モニタ手段からの出力に基づいて前記データ変調部をバイアス制御する第１および第２の自動バイアス制御手段と、
前記強度変調器に低周波信号を重畳し前記モニタ手段からの出力に基づいて前記強度変調器をバイアス制御する第３の自動バイアス制御手段と、
前記モニタ手段におけるモニタ並びに前記位相シフト部制御手段、前記第１〜第３の自動バイアス制御手段における制御を時分割で行わせるために切替スイッチを有する切替制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記２０）
位相変調器と、該位相変調器を駆動する駆動信号発生部と、前記位相変調器からの光出力信号を受ける強度変調器を備える光送信装置において、
前記位相変調器は、光導波路上で分岐された一方の入力光を他方の入力光に対し適正な位相差となるよう位相差を付与する位相シフト部と、分岐した光導波路上にあってデータ入力部を有するデータ変調部と、該データ変調部の後段にあって低周波信号の重畳を行う電極とを有し、
分岐した前記光導波路を結合した後に重畳された前記低周波信号または前記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値、パワー最小値および位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、
前記電極に適正な位相差の第１の低周波信号を重畳し、前記モニタ手段からの出力に基づいて適正な位相差となるよう前記位相シフト部をバイアス制御する位相シフト部制御手段と、
前記データ変調部の各アームに第２及び第３の低周波信号を重畳し前記モニタ手段からの出力に基づいて前記データ変調部をバイアス制御する第１および第２の自動バイアス制御手段と、
前記強度変調器に第４の低周波信号を重畳し前記モニタ手段からの出力に基づいて前記強度変調器をバイアス制御する第３の自動バイアス制御手段と、
前記モニタ手段におけるモニタ並びに前記位相シフト部制御手段、前記第１〜第３の自動バイアス制御手段における制御を同時に行わせる一括制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記２１）
データ信号を入力し位相変調を行う位相変調器と、該位相変調器からの光出力信号を受け強度変調を行う強度変調器と、前記位相変調器及び前記強度変調器を駆動する駆動信号発生部を備える光送信装置において、
分岐した前記光導波路を結合した後に重畳された前記低周波信号または前記低周波信号の高調波信号についてパワー最大値、パワー最小値および位相の少なくとも１つをモニタするモニタ手段と、
前記位相変調器及び前記強度変調器に低周波信号を重畳し、前記モニタ手段からの出力に基づいて前記位相変調器及び前記強度変調器をバイアス制御する自動バイアス制御手段と、
前記モニタ手段におけるモニタ及び前記自動バイアス制御手段におけるバイアス制御を時分割で行わせる制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記２２）
データ信号を入力し位相変調を行う位相変調器と、該位相変調器からの光出力信号を受け強度変調を行う強度変調器と、前記位相変調器及び前記強度変調器を駆動する駆動信号発生部を備える光送信装置において、
分岐した前記光導波路を合波した後に分岐して重畳された第１の低周波信号を抽出し前記第１の低周波信号の周波数をモニタし、位相、パワーの各パラメータに着目してモニタする第１のモニタ手段と、
前記位相変調器に第１の低周波信号を重畳し、前記第１のモニタ手段からの出力に基づいて前記位相変調器をバイアス制御する第１の自動バイアス制御手段と、
前記強度変調器の出力側から分岐し重畳された第２の低周波信号を抽出し前記第２の低周波信号の周波数をモニタし、位相、パワーの各パラメータに着目してモニタする第２のモニタ手段と、
前記強度変調器に第２の低周波信号を重畳し、前記第２のモニタ手段からの出力に基づいて前記強度変調器をバイアス制御する第２の自動バイアス制御手段
を備えたことを特徴とする光送信装置。
（付記２３）
データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を位相変調するデータ変調部と、
上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号の平均光パワーをモニタするモニタ手段と、
上記モニタ手段の出力に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、を有し、
上記データ変調部は、上記データ信号に従って決まる位相に所定の位相を加える位相付加手段を有する
ことを特徴とする光送信装置。
（付記２４）
上記データ変調部は、マッハツェンダ変調器であり、
上記位相付加手段は、上記マッハツェンダ変調器の一方の導波路に電圧を与えるための電極をそのマッハツェンダ変調器の出力側の結合導波路まで形成することにより実現される
ことを特徴とする付記２３に記載の光送信装置。
（付記２５）
上記データ変調部は、マッハツェンダ変調器であり、
上記位相付加手段は、上記マッハツェンダ変調器に与えられる１組のデータ信号の振幅を互いに異ならせる減衰手段である
ことを特徴とする付記２３に記載の光送信装置。
（付記２６）
上記データ変調部は、マッハツェンダ変調器であり、
上記位相付加手段は、上記マッハツェンダ変調器に与えられる１組のデータ信号のタイミングを互いに異ならせる遅延手段である
ことを特徴とする付記２３に記載の光送信装置。
（付記２７）
データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
上記データ信号のマーク率を調整するマーク率調整手段と、
入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
上記光導波路上で上記マーク率が調整されたデータ信号を利用して上記第１および第２の光信号を位相変調するデータ変調部と、
上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号の平均光パワーをモニタするモニタ手段と、
上記モニタ手段の出力に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
を有する光送信装置。
（付記２８）
データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
上記位相シフト部の移相量を調整するためのバイアス電圧を生成するバイアス生成部と、
上記バイアス電圧に低周波信号を重畳する低周波重畳手段と、
上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号に重畳されている上記低周波信号の周波数成分を検出する検出手段と、
第１のバイアス電圧が生成されたときの上記検出手段による検出値と第２のバイアス電圧が生成されたときの上記検出手段による検出値との比較結果に基づいて、上記バイアス生成部が生成するバイアス電圧を制御する制御手段、
を有する光送信装置。
（付記２９）
位相変調光信号を受信して復調する光受信装置であって、
入力光の第１の分岐光をシンボル時間だけ遅延させる第１のアームおよび上記入力光の第２の分岐光の位相を所定量だけシフトさせる第２のアームを備える干渉計と、
上記干渉計から出力される光信号を電気信号に変換する受光回路と、
上記電気信号の二乗信号または絶対値信号を生成する演算回路と、
上記演算回路に接続され、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く連続した周波数成分の少なくとも一部を透過させるフィルタと、
上記フィルタから出力される信号に基づいて上記第２のアームの位相シフト量を制御する制御手段、
を有する光受信装置。
（付記３０）
上記受光回路は、上記干渉計から出力される光信号に対応する電流を生成する受光器、およびその受光器が生成する電流を電圧信号に変換する変換器を備え、
上記演算回路は、上記変換器から出力される電気信号の二乗信号または絶対値信号を生成する
ことを特徴とする付記２９に記載の光受信装置。
（付記３１）
上記受光回路は、上記干渉計から出力される光信号に対応する電流を生成する受光器、その受光器が生成する電流の第１の部分を電圧信号に変換する第１の変換器、およびその受光器が生成する電流の第２の部分を電圧信号に変換する第２の変換器を備え、
上記第１の変換器の出力信号からデータが再生され、
上記演算回路は、上記第２の変換器から出力される電気信号の二乗信号または絶対値信号を生成する
ことを特徴とする付記２９に記載の光受信装置。
（付記３２）
上記受光回路は、上記干渉計から出力される光信号に対応する電流を生成する受光器、およびその受光器に接続される負荷抵抗を備え、
上記演算回路は、上記負荷抵抗の両端電圧として得られる電気信号の二乗信号または絶対値信号を生成する
ことを特徴とする付記２９に記載の光受信装置。
（付記３３）
上記受光回路は、上記干渉計から出力される１組の光信号に対応する電流を生成する１組の受光器、およびその１組の受光器にそれぞれ接続される１組の負荷抵抗を備え、
上記演算回路は、上記１組の負荷抵抗のうちの一方の両端電圧として得られる電気信号の二乗信号または絶対値信号を生成する
ことを特徴とする付記２９に記載の光受信装置。
（付記３４）
位相変調光信号を受信して復調する光受信装置であって、
入力光の第１の分岐光をシンボル時間だけ遅延させる第１のアームおよび上記入力光の第２の分岐光の位相を所定量だけシフトさせる第２のアームを備える干渉計と、
上記第２のアームに低周波信号を与える低周波信号生成部と、
上記干渉計から出力される光信号を電気信号に変換する受光回路と、
上記電気信号から抽出される上記低周波信号または上記低周波信号の高調波信号のパワーまたは位相の少なくとも一方に基づいて上記第２のアームの位相シフト量を制御する制御手段、
を有する光受信装置。
（付記３５）
位相変調光信号を受信して復調する光受信装置であって、
入力光の第１の分岐光をシンボル時間だけ遅延させる第１のアームおよび上記入力光の第２の分岐光の位相を所定量だけシフトさせる第２のアームを備える干渉計と、
上記干渉計から出力される光信号を電気信号に変換する受光回路と、
シンボル周期またはその整数倍の周期で上記電気信号をサンプリングするサンプリング手段と、
上記サンプリング手段により得られるサンプリング値の分布に基づいて上記第２のアームの位相シフト量を制御する制御手段、
を有する光受信装置。
（付記３６）
位相変調光信号を受信して復調する光受信装置であって、
入力光の第１の分岐光をシンボル時間だけ遅延させる第１のアームおよび上記入力光の第２の分岐光の位相を所定量だけシフトさせる第２のアームを備える干渉計と、
上記干渉計から出力される光信号を電気信号に変換する受光回路と、
上記電気信号の振幅が閾値レベルを超えるときはその電気信号の振幅を制限するリミッタ回路と、
上記リミッタ回路の出力信号の平均パワーに応じて上記第２のアームの位相シフト量を制御する制御手段、
を有する光受信装置。
（付記３７）
上記リミッタ回路は、入力信号の振幅が閾値レベル以下であるときは線形増幅を行い、入力信号の振幅がその閾値レベルを超えると利得が飽和する増幅器であり、
上記増幅器の閾値レベルは、上記位相シフト量が最適値に調整されたときの上記受光回路の出力信号の振幅と一致または略一致する
ことを特徴とする付記３６に記載の光受信装置。
（付記３８）
位相変調光信号を受信して復調する光受信装置であって、
入力光の第１の分岐光を伝搬する第１のアームおよび上記入力光の第２の分岐光を１ビット遅延させる第２のアームを備える干渉計と、
上記干渉計から出力される光信号を電気信号に変換する受光回路と、
上記電気信号の二乗信号または絶対値信号を生成する演算回路と、
上記演算回路の出力に基づいて上記第２のアームの遅延時間を制御する制御手段、
を有する光受信装置。
（付記３９）
位相変調光信号を受信して復調する光受信装置であって、
入力光の第１の分岐光を伝搬する第１のアームおよび上記入力光の第２の分岐光を１ビット遅延させる第２のアームを備える干渉計と、
上記第２のアームに低周波信号を与える低周波信号生成部と、
上記干渉計から出力される光信号を電気信号に変換する受光回路と、
上記電気信号から抽出される上記低周波信号または上記低周波信号の高調波信号のパワーに基づいて上記第２のアームの遅延時間を制御する制御手段、
を有する光受信装置。
（付記４０）
付記１〜２８のいずれか１つの付記に記載の光送信装置と、
上記光送信装置から送信される光信号を受信する光受信装置、
を有する光通信システム。
（付記４１）
光送信装置と、
上記光送信装置から送信される光信号を受信する付記２９〜３７のいずれか１つの付記に記載の光受信装置、
を有する光通信システム。

１ 低周波信号発生器
２ 移相器
３ 低速受光器
４ 帯域通過フィルタ
５ 位相比較器
６ 逓倍器
７ 帯域通過フィルタ
８ ピークパワー検出器
９ 制御装置(CONT)
１１ 半導体レーザ（ＬＤ）
１２、１３ 位相シフト部
１４ 加算器
２０、４０ データ変調部
２１、４１ 第１のアーム
２２、４２ 第２のアーム
２３、４３ 第１の電極
２４、４４ 第２の電極
２６、４６ ＭＺ型変調器
３１ 強度変調器
２０１、２０２ 電極
２１１、２１２ 減衰素子
２２１、２２２ 遅延素子
２８１ バイアス生成部
２８２ ロックインアンプ
２８３ バイアス制御部
３０１（３０１ａ、３０１ｂ）、３４１ 干渉計
３０２（３０２ａ、３０２ｂ）、３４２ 受光回路
３０５（３０５ａ、３０５ｂ） トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）
３１１、３５１ 二乗回路
３１２ フィルタ
３１３、３５２ モニタ部
３１４、３２６、３３３ 位相制御回路
３１５、３５４ 絶対値回路
３２１、３６１ 低周波発信器
３２５、３６４ 検出部
３３１ 高速サンプリング回路
３３２ サンプリング信号処理回路
３５３、３６５ 遅延量制御回路
３８１ リミッタアンプ
１０００ 光通信システム
１０１０ 光送信装置
１０２０ 光受信装置

Claims (1)

1. 位相変調光信号を受信して復調する光受信装置であって、
   入力光の第１の分岐光をシンボル時間だけ遅延させる第１のアームおよび上記入力光の第２の分岐光の位相を所定量だけシフトさせる第２のアームを備える干渉計と、
   上記干渉計から出力される光信号を電気信号に変換する受光回路と、
   上記電気信号の二乗信号または絶対値信号を生成する演算回路と、
   上記演算回路に接続され、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く連続した周波数成分の少なくとも一部を透過させるフィルタと、
   上記フィルタから出力される信号を最小化するように上記第２のアームの位相シフト量を制御する制御手段、
   を有する光受信装置。