JP5775150B2 - ガス放電ランプの始動のための方法および制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、請求項１の前提項に記載されている方法、ならびに独立の装置請求項の前提項に記載されている制御回路に関する。

このような方法およびこのような制御回路は、それ自体としてそれぞれ公知である。ガス放電ランプの作動時には、特に、道路走行車両の照明装置で使用するためにセットアップされたガス放電ランプの作動時には、ガスで充填されたガラス球の中で２つの電極の間にアークが生成される。アークのないオフの状態から、安定した光を生成する状態へ移行するにあたって、点火、引継、始動と呼ばれる複数の段階を区別することができる。これに引き続いて、アークが安定して燃える通常動作が行われる。

点火のために、まず点火電圧が電極に印加される。点火電圧パルスは非常に短く、それぞれの電極の間の電界で気体粒子の電離を生じさせる。点火電圧パルスの大きさは、自動車ヘッドライト用の標準的なガス放電ランプでは２０から３０キロボルトの間である。

引き続いて引継と呼ばれる段階で、ブースタコンデンサに蓄えられているエネルギーが電離した気体粒子を強く加速させて、衝突電離によりなだれのような降伏がそれぞれの電極の間で生じ、これがアークを点火して維持するようにするのに利用される。

このとき、事前に約４００ボルトまで充電されたブースタコンデンサの電圧は、安定した動作でアーク電圧を調整するために低下させる。水銀含有のランプについては、アーク電圧は約８０ボルトである。水銀フリーのランプは４３ボルトのアーク電圧で作動する。一般に、動作電圧はランプの施工形態に応じて３０ボルトから１２０ボルトの間であり得ると言える。引継段階は、たとえば数百マイクロ秒である。

引継に引き続いて、電極を迅速に加熱する役目をする一時的な直流動作により、ガス放電ランプの始動が行われる。直流段階の典型的な長さは５０ミリ秒である。第１の直流段階の後に、通常、同じ長さの第２の直流段階が反転した極性で続く。

引き続いてガス放電ランプは、２５０Ｈｚから８００Ｈｚ、特に約４００Ｈｚの周波数と、３０から１２０ボルトの間である、ランプの施工形態に依存して決まる両方の電極の間のアーク電圧の値とを有する交流電圧により、通常動作で作動する。交流電圧による動作は、電極の焼損を制限する役目をする。

この関連において本発明は、雪崩加速と衝突電離の結果としての電荷のエネルギーが提供される、ブースタコンデンサの放電の引継と呼ばれる段階に関するものである。引継という概念は、アークへの移行を意味している。

ガス放電ランプの引継挙動は、特に、引継段階中に提供されるエネルギー量に左右される。確実に再現可能な引継のためには、すなわち、高い信頼度で行われるアークの生成のためには、ブースタコンデンサに由来する放電電流が流れる期間が事前設定された最小値を上回っており、この期間内の放電電流の電流強さが、事前設定された最小値を下回っておらず、事前設定された最大値を上回っていないことが必要である。

最大値に制限をすることは、ガス放電ランプおよび放電電流を通す回路コンポーネントを、許容されないほど高い電流負荷から防護するのに役立つ。それに対して最小値および最小時間を下回らないことは、ブースタコンデンサの放電後にアークの消滅を回避するために必要である。

アークのないオフの状態から、安定的に光を生成するガス放電ランプの状態へと移行するとき、ブースタコンデンサは点火電圧パルスに後続する引継段階で、ガス放電ランプを通って流れる電流を案内する、インダクタが少なくとも１つのスイッチと直列につながれた電流経路を介して放電される。従来技術ではこのインダクタは、点火パルスを提供する点火変成器の二次インダクタによって形成される。

放電電流は、ブースタコンデンサと直列につながれた放電抵抗器を介して流出する。したがってブースタコンデンサはエネルギー源として、放電抵抗器とガス放電ランプとで成り立つ直列回路に位置している。そのため放電抵抗器は放電電流回路の抵抗を高め、このことは放電を時間的に引き延ばすとともに、放電電流の大きさを引き下げる。

このような回路では、ブースタコンデンサに蓄えられているエネルギーは、放電の際に放電抵抗器とガス放電ランプとのインピーダンスの比率で、放電抵抗器とガス放電ランプに分配される。放電抵抗器のエネルギー割合はそこで熱に変換され、したがって、アークの生成と維持に利用されることはない。ガス放電ランプのコールドスタートの場合、ガス放電ランプは放電抵抗器に比べて低い値を有しており、その結果、蓄えられているエネルギーの最大の部分は、放電抵抗器で利用されないまま熱に変換されてしまう。

放電抵抗器の適切な設計は、特に抵抗器の周囲温度が１５０℃に拡張されている場合、技術的および経済的に困難である。

以上を背景とする本発明の課題は、ガス放電ランプに対してその状態に関わりなく、特に型式、使用年数、製造者、製造上の特性変動などに関わりなく、引継の成功のために必要なエネルギーが供給されることを保証し、１つまたは複数の放電抵抗器の設計と結びついた上述の技術的、経済的な困難が生じることがない、それぞれ冒頭に述べた種類の方法および制御回路を提供することにある。

この課題は、独立請求項のうちの１つの構成要件によってそれぞれ解決される。本発明はその方法の態様においては、スイッチが繰り返して交互に開閉することによってブースタコンデンサがクロック式に放電されることを意図している。

これに対応して本発明はその装置の態様において、スイッチが繰り返して交互に開閉することによってブースタコンデンサをクロック式に放電するように制御回路がセットアップされることを意図している。

それにより、回路制御部のクロックで行われる、放電電流の強さの立ち上がりと立下りの間のスイッチングが生じる。こうしたスイッチングにより、事前設定された限界値を下回る、所望の中程度の放電電流強さを生じさせることができる。それによって電流制限の課題が解決される。従来技術の放電抵抗器とは異なり、インダクタは、ブースタコンデンサに蓄えられたエネルギーのうちこれに割り当てられた割合を不可逆的に熱に変換するのでなく、可逆的に磁界エネルギーに変換し、この磁界エネルギーはスイッチが開いたときに利用されて、ガス放電ランプを通る通電をスイッチが開いているときにも維持する。それにより、スイッチが開いたときにランプを通る通電の減衰が遅延される。

その結果、ブースタコンデンサに蓄えられているエネルギーの可能な限り大きな部分を引継のために、すなわちガス放電ランプのそれぞれの電極の間でのなだれ降伏の誘起と安定したアークの生成のために、利用することができるという利点が得られる。換言すると、従来技術の場合よりも、ブースタコンデンサに蓄えられているエネルギーの大きな部分がガス放電ランプへ送られる。

関与するデバイスは、従来技術の放電抵抗器と比較して少ない熱負荷しか受けることがなく、低い電流容量向けに設計することができ、これに伴って小型かつ安価に設計することができる。

ブースタコンデンサも、改善されたエネルギー利用に基づいて小型化することができる。現在の技術水準で用いられているフィルムコンデンサに代えて、たとえば電界コンデンサやセラミック積層コンデンサのような別のコンデンサ型式を適用することもできる。セラミックコンデンサの１つの欠点は、電圧が高いときに、電圧値が低いときのキャパシタンスの４０％以下しか有していないという点にある。このことは、クロック式の放電の高い効率によって補うことができる。

さらに放電電流は点火の直後に、従来技術の場合よりも迅速に上昇する。このことは引継挙動にプラスに作用する。平均して明らかに高い高温点火の際の引継電流は、高温点火挙動にプラスに作用する。クロック周波数および／またはそのデューティサイクルを変更することで、引継電流の時間的推移に影響を及ぼすという選択肢があることも同じく利点となる。

クロック式のブースタ放電の時間制御は、原則として、高いコストのかかる追加配線をしなくても時間制御式のクロック発生器によって可能である。

その他の利点は従属請求項、発明の詳細な説明、および添付の図面から明らかとなる。

当然ながら、上に挙げた構成要件およびこれから以下に説明する構成要件は、それぞれ記載の組み合わせにおいてだけでなく、それ以外の組み合わせでも、あるいは単独でも、本発明の枠組から外れることなく適用可能である。

図面

本発明の実施例が図面に示されており、以下の記述において詳しく説明する。このとき異なる図面の同じ符号は、それぞれ同じ部材を表している。図面はそれぞれ模式的な形で次のものを示している：

本発明による制御回路の第１の実施例である。 本発明による方法を図解するための、従来技術と本発明の回路におけるブースタコンデンサの放電電流の推移である。 本発明による制御回路の第２の実施例である。

具体的に図１は、端子１２，１４を介してガス放電ランプ１６に接続されるとともに、ポート１８，２０を介して電気エネルギー供給部２２に接続された制御回路１０を示している。ガス放電ランプ１６は、１つの好ましい実施形態では、自動車照明装置のガス放電ランプであり、特に、点火装置が一体化されたＤ１型またはＤ３型またはＤ５型のランプである。本発明は、外部の点火装置を有するＤ２型、Ｄ４型、またはＤ６型のランプでも適用可能である。電気エネルギー供給部２２は、このケースでは自動車の車内電気ネットワークの電流源または電圧源であり、たとえば車両バッテリである。

図示した実施形態では、ガス放電ランプ１６はバーナ２４を有しており、すなわち、２つの電極と一体化された点火装置とを有するガスで充填されたガラス球を有しており、そのうち図１は、点火変圧器の二次インダクタ２６を示している。二次インダクタ２６はそれぞれの端子１２および１４の間の電流経路でバーナ２４と直列に位置しており、点火変圧器の図示しない一次巻線の磁界による相応の励起に対する反応として、数ｋＶの大きさの、特に２０から３０ｋＶの大きさの点火電圧パルスを生成するようにセットアップされている。

バーナ２４を介しての通電は、制御回路１０の制御モジュール２７によって制御され、そのために制御モジュールは、スイッチＳ１からＳ５を介して延びるさまざまな電流経路を閉じる。ＤＣ／ＤＣコンバータは、ガス放電ランプ１６がスイッチオンされる前に電圧Ｕ１の第１の値までコンデンサＣ１およびＣ２を充電し、ガス放電ランプ１６のアークが安定的に点灯しているときには、電圧Ｕ１の安定した第２の値を提供する。

制御モジュール２７は、本発明またはその実施形態に基づく方法の進行を制御するようにセットアップされている。１つの実施形態では制御モジュール２７は、このような方法を制御するようにプログラミングされた、計算容量と記憶容量を備える集積回路である。

１つの好ましい実施形態では、第１の値は約４００Ｖである。第２の値すなわち点灯電圧は、ランプの施工形態に応じて３０ボルトから１２０ボルトの間である。図示した実施形態では、電圧Ｕ１はアース３０に対して負である。しかしながら図示した回路のこのような原理は、正の電圧Ｕ１についても適用可能である。ただしその場合、フリーホイーリングダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４およびＤ５は、反転した方向で接続される。コンデンサＣ２はブースタコンデンサである。コンデンサＣ１は平滑コンデンサである。

抵抗器Ｒ１はブースタコンデンサＣ２のための充電抵抗器であり、スイッチＳ５が閉じたときにバイパスされる。したがってこの抵抗器は放電電流を運ぶのではなく、その意味で、放電電流をそこで通すことによってブースタコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーを熱に変換する従来技術の放電抵抗器に比肩することはできない。

放電抵抗器は、図１に示す本発明の制御回路１０の実施形態では、放電電流を制限し、それにより放電の時間を時間的に引き延ばす機能に関して、インダクタＬ１および放電電流経路でインダクタＬ１と直列に位置するスイッチＳ５およびスイッチＳ５をクロック式に開閉する制御モジュール２７によって、置き換えられている。

次に、図示した制御回路１０の挙動について引継段階との関わりで説明する。スイッチＳ５，Ｓ１およびＳ４は、第１の方法ステップでは点火前に閉じられる。スイッチＳ２およびＳ３は開いている。

コンバータ出力部では、当初は約４００Ｖの電圧が生じている。Ｕ１は、三角形３０で表されている基準電位に対して負である。ブースタコンデンサＣ２はこの電圧まで充電される。インダクタＬ１を通って電流は流れていない。

短い高圧点火パルスの結果として、ガス放電ランプ１６はその両方の電極の間に電流を通すことができる。この通電によって電圧Ｕ１は降下する。インダクタＬ１のＵ１側の上側端部はＣ２側の下側端部に対して正であり、それにより、インダクタＬ１では電圧が調整される。この電圧は、ブースタコンデンサＣ２から供給される、インダクタＬ１を通る電流を駆動する。ブースタコンデンサＣ２の電荷およびこれに伴って蓄えられるエネルギーは減少する。ブースタコンデンサＣ２のエネルギー損失は、ガス放電ランプ１６とインダクタＬ１の磁界とに分配される。

ガス放電ランプに流れ込むエネルギー割合がオーム放電抵抗器で不可逆的に熱に変換される従来技術とは異なり、ここではインダクタＬ１の磁界でのエネルギーの可逆的な蓄積が行われる。

放電電流の電流強さが臨界値まで上昇する前に、次のステップで、放電電流回路のスイッチが、たとえばスイッチＳ５が、再び開かれる。するとインダクタＬ１の磁界は崩壊し、このことは誘導作用により、インダクタＬ１を通る通電が遅延されて減っていくという帰結につながり、この電流はスイッチＳ５が開いているときにフリーホイーリングダイオードＤ１を介して基準電位に流れ出す。減っていく放電電流強さが十分な程度まで低下すると、次の方法ステップで、ただちにスイッチＳ５が再び閉じられる。放電電流は再び上昇していき、磁界が生成され、以下同様である。結果的に、ブースタコンデンサＣ２のクロック式の放電が行われ、キャパシタンスとして蓄えられたエネルギーの最大の部分を、引継段階で、バーナ２４でのアークの生成と安定化のために利用することができる。

このような方法により、相応のスイッチＳ５の開閉時間を選択することにより、ランプを通って流れる引継電流を所定の限度内で自由に調整することができ、それによって事前設定された最大値を上回ることがなく、また、アークの維持のために必要となる時間範囲依存的な最小値を下回ることがない。

この基本原理は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｕ１の正の値についても負の値についても適用することができる。図示した制御回路１０は、Ｕ１の負の値についてセットアップされている。Ｕ１の正の値については、フリーホイーリングダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４およびＤ５を反対の極性で組み込まなくてはならない。

図２は、従来技術での時間に対する放電電流の推移３２を、本発明による制御回路により本発明による方法との関連で実現される推移３４との比較として、定性的な形態で示している。推移３２では、放電電流はまず基本的に不都合に高い最大値まで上昇し、引き続いて比較的急速に降下していく。

それに対して推移３４では、図２のグラフとは異なって当初は上昇３２より急勾配かつそれに伴って急速に行うこともできる上昇は、放電電流経路でインダクタＬ１と直列に位置するスイッチを開くことで、推移３２の最大値よりも低い値で中断される。引き続いてこのスイッチがクロック式に再び開閉され、それにより、推移３２よりも比較的長い時間にわたって中程度の電流強さが保たれる、図示したような電流プロフィル３４が定性的に生じる。確実な引継挙動のために、この中程度の電流強さが少なくとも約３００μｓの間保たれ、その際に約３アンペアの放電電流が流れると好都合である。曲線３２および３４を比較するとわかるように、この要件は電流プロフィル３２よりも電流プロフィル３４によって良好に満たすことができる。さらに推移３４では、放電抵抗器やガス放電ランプ１６そのものを含めた放電電流経路のその他のコンポーネントの強い熱負荷につながる、推移３２の不都合に高い初期最大値が見られない。

ブースタコンデンサＣ２の放電と結びつく引継段階の後に、一時的な直流動作によるガス放電ランプの始動が続く。直流段階の典型的な長さは５０マイクロ秒ほどである。第１の直流段階の後に、通常、極性が反転された同じ長さの第２の直流段階が続く。これに続いてガス放電ランプは、２５０Ｈｚから８００Ｈｚ、特に約４００Ｈｚの周波数と、ランプの施工形態に応じて３０ボルトから１２０ボルトの間である、両方の電極間の点灯電圧とを有する交流電圧による通常動作で作動する。そのために、スイッチＳ４およびＳ１を介して行われる通電と、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４からなるＨ型ブリッジのスイッチＳ３およびＳ２を介して行われる代替的な通電との間で、交互に切換が行われる。この切換は、これらのスイッチを相応に開閉する制御モジュール２７によって行われる。スイッチＳ１からＳ５はトランジスタであるのが好ましい。交流電圧による動作は、電極の焼損を制限する役目をする。このことは図３の対象物についても同様に当てはまる。

図３は、本発明による制御回路の第２の実施例としての制御回路１１０を示している。制御回路１１０が図１の制御回路１０と相違するのは、別個のインダクタＬなしで、およびブースタコンデンサＣ２をクロック式に放電するための別個のスイッチＳ５なしで済んでいることによる。図１の制御回路１０のインダクタＬ１に代えて、ここでは点火変成器の二次インダクタ２６、ならびにＨ型ブリッジを形成するスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のうちの少なくとも１つが、ブースタコンデンサＣ２をクロック式に放電させる役目を果たす。引継段階のとき、回路１１０は以下に説明するような仕方で作動する。

スイッチＳ１およびＳ４は点火前には閉じられる。スイッチＳ２およびＳ３は開いている。ガス放電ランプ１６の点火後、生成されるＤＣ／ＤＣコンバータ２８の電圧Ｕ１は、アークにより引き起こされるバーナ２４を通る通電に基づいて降下する。このことは減結合ダイオードＤ１での電圧差につながり、これが通電を始める。すると事実上、平滑コンデンサＣ１とブースタコンデンサＣ２の並列回路が便利で全面的な出力電圧Ｕ１が、Ｈ型ブリッジを介して点火部へ直接印加される。このことは、時間にわたって上昇していく電流をバーナ２４および点火変成器の二次インダクタ２６で引き起こす。限界電流に達すると、通電をしている両方のスイッチＳ１およびＳ４が開くか、または、フリーホイーリングを保証してＤＣ／ＤＣコンバータ２８のＣ１側の出力部における過電圧を防止するために、通電をしている下側の下側Ｓ４だけが開く。すると電流はＨ型ブリッジを通って流れることができなくなる。

以下においては、電流を通している両方のＨ型ブリッジ・スイッチＳ４およびＳ１が開かれるケースについてまず考察する。その場合、二次インダクタ２６は、上側の開いたＨ型ブリッジスイッチＳ２のフリーホイーリングダイオードＤ３を通る電流を、平滑コンデンサＣ１へと引き続き駆動する。二次インダクタ２６を通る電流は、スイッチＳ１およびＳ４が再びオンになるまで低下する。平滑コンデンサＣ１で過電圧が生じる可能性がある。

次に別案として、電流を通している電位的に高いＨ型ブリッジスイッチＳ４だけが開かれ、電位的に低いスイッチＳ１は閉じたままであるケースについて考察する。その場合、二次インダクタ２６は、電位的に低い開いたＨ型ブリッジスイッチＳ２のフリーホイーリングダイオードＤ３を通る電流、および電位的に低い閉じたＨ型ブリッジスイッチＳ１さらには同じくガス放電ランプ１６を通る電流を駆動する。電気回路が閉じているので、平滑コンデンサＣ１で過電圧は発生しない。ガス放電ランプ１６を通る電流は低下し始める。ある程度の時間がたつと、さきほど開いたＨ型ブリッジのスイッチＳ４が再び閉じる。ガス放電ランプ１６およびこれに伴ってバーナ２４ならびに二次インダクタ２６を通る電流は再び上昇していく。

さらに別の実施形態は、電流を通している電位的に低いＨ型ブリッジスイッチＳ１だけが開かれることを意図している。この場合、二次インダクタ２６は、電位的に高い開いているＨ型ブリッジスイッチＳ３のフリーホイーリングダイオードＤ４を通る電流、および電位的に高い開いたＨ型ブリッジスイッチＳ４さらには同じくガス放電ランプ１６を通る電流を引き続き駆動する。電気回路が閉じているので、平滑コンデンサＣ１で過電圧は発生しない。インダクタ２６ないしバーナ２４を通る電流は低下し始める。ある程度の時間がたつと、さきほど開いたＨ型ブリッジのスイッチＳ１が再び閉じる。バーナ２４および二次インダクタ２６を通る電流は再び上昇していく。

上述した３ついずれの実施形態についても、ガス放電ランプ１６を通って流れる引継電流は、スイッチＳ４またはスイッチＳ１とＳ４の開閉時間を相応に選択することで、所定の限度内で自由に調整することができると言える。それにより、最大値を上回ることがなく、アークを維持するために必要となる時間範囲依存的な最小値を下回らないことが実現される。このような時間制御は、１つの実施形態では、そのつど使用される制御回路の相応のプログラミングまたは回路工学的な具体化によって実現される。このことは、図１に示す特別な構成に関わりなく当てはまる。

点火回路の二次インダクタ２６を利用する制御回路１１０では、制御回路１０で用いられる別個のインダクタＬ１およびスイッチＳ５を省略することができる。制御回路１０，１１０の基本原理は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２８の正の出力電圧Ｕ１についても負の出力電圧についても適用可能である。ダイオードＤ１からＤ５の図示した接続方向により、上述した制御回路１２６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２８の出力電圧Ｕ１の、アース３０に対して負の値についてセットアップされている。Ｕ１の正の値については、減結合ダイオードＤ１およびフリーホイーリングダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４およびＤ５が反転した導通方向と阻止方向で接続される。

その他の点では制御回路１１０は、誘導式のエネルギー蓄積と関連するクロック式の放電の制御回路１０と同じ基本原理にしたがって作動する。その限りにおいて、特に図１の制御モジュール２６の構成についての説明は、図３の制御モジュール１２６についても当てはまる。

本方法の１つの実施形態は、放電電流の電流強さが測定され、電流強さが所定の第１の閾値を上回ると少なくとも１つのスイッチが開かれ、電流強さが所定の第２の閾値を下回ると閉じられることを意図している。

このとき第１の閾値は、１つの実施形態では、事前設定された基準値と、所定の変動幅の割合との合計として算定され、第２の閾値は、基準値と、所定の第２の閾値との差として算定される。

それによってヒステリシス挙動が生起される。ヒステリシスコントローラを介しての制御のために、ランプを通る引継電流が測定装置によって検出されて、基準信号と比較される。この測定装置は図３では測定抵抗器３６により、制御モジュール１２６における測定抵抗器３６の電圧の評価との関連で具体化されている。これに準じてさらに別の実施形態は、図１に示す回路がそのような測定抵抗器３６を、電圧測定用としてセットアップされた制御モジュール２７との関連で有していることを意図している。

図１に示す制御回路１０のスイッチＳ５、または図３に示す制御回路１１０のスイッチＳ４ないしスイッチＳ１およびＳ４は、基準値とヒステリシスの一部、たとえば半分との合計に達するとオフになる。基準値からヒステリシスの一部分を、たとえば半分を差し引いたものを下回ると、この１つないしこれら複数のスイッチは再びオンになる。平均すると、基準値に比例する通電が生じることになる。さらにこの基準値は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２８の出力電圧Ｕ１および／またはブースタコンデンサＣ２の残留電圧Ｕ２といった他のパラメータに依存して決めることができ、または、適当な制御ソフトウェアを用いて任意の仕方で制御することができる。それにより比較的長い期間にわたってでも、ガス放電ランプ１６を通る十分な通電を保証することができる。

さらに別の実施形態は、少なくとも１つのスイッチが、固定された周波数と固定されたデューティサイクルとで開閉されることを意図している。

ヒステリシス制御のこの別案では、制御回路１０のスイッチＳ５は、または制御回路１１０のスイッチＳ４ないしスイッチＳ１およびＳ４は、適当な固定された周波数と適当な固定されたデューティサイクルで制御される。デューティサイクルと周波数を適宜選択することで、ガス放電ランプ１６を通る通電が最大限許容される値に制限される。

引継中に降下する電圧Ｕ１により、固定されたデューティサイクルと固定された周波数の場合にはつながれた電流が自動的に低下し、このことは、時間的に低下していくガス放電ランプ１６を通る引継電流を生じさせる。それにより比較的長い期間にわたってでも、ガス放電ランプ１６を通る十分な通電を保証することができる。

別案の実施形態は、可変の周波数および／または可変のデューティサイクルによる制御を意図している。この実施形態では、制御回路１０のスイッチＳ１は、または制御回路１１０のスイッチＳ４ないしスイッチＳ１およびＳ４は、可変の周波数および／または適当な可変のデューティサイクルで制御される。デューティサイクルおよび／または周波数を適宜制御することで、引継電流を時間的推移に関して任意に調節することができる。それにより比較的長い期間にわたってでも、ガス放電ランプを通る十分な通電を保証することができる。

固定された周波数と固定されたデューティサイクルによる制御と比較したとき、可変の制御周波数および／または可変のデューティサイクルの場合には、引継電流の時間的推移に関していっそう高い自由度が得られる。固定された周波数と固定されたデューティサイクルによる制御とは異なり、たとえば時間的な平均で一定の放電電流の値に合わせた調節も可能である。

Claims (12)

1. アークのないオフの状態から安定的にアークを生成する状態への移行にあたってガス放電ランプ（１６）を作動させる方法であって、前記方法ではブースタコンデンサ（Ｃ２）が点火電圧パルスに後続する引継段階のときに、前記ガス放電ランプ（１６）を通って流れる電流を案内するとともにインダクタ（Ｌ１）が少なくとも１つのスイッチ（Ｓ５）と直列に位置している電流経路を介して放電される、前記方法において、前記ブースタコンデンサ（Ｃ２）は前記スイッチ（Ｓ５）が繰り返して交互に開閉することによってクロック式に放電され、
   放電電流の電流強さが測定され、少なくとも１つの前記スイッチ（Ｓ５）は、前記電流強さが所定の第１の閾値を上回ったときに開かれ、前記電流強さが所定の第２の閾値を下回ったときに閉じられる
   ことを特徴とする方法。
2. 少なくとも１つの前記スイッチ（Ｓ５）はクロック式の放電のために時間制御で開閉されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. クロック式の放電のためにＨ型ブリッジの電流を通すスイッチの一方だけが操作され、または両方が同期して操作されることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
4. クロック式の放電のためにＨ型ブリッジ回路の電流を通す電位的に高いスイッチだけが操作されることを特徴とする、第１の態様である請求項３に記載の方法。
5. クロック式の放電のためにＨ型ブリッジ回路の電流を通す電位的に低いスイッチだけが操作されることを特徴とする、第１の態様である請求項３に記載の方法。
6. 前記第１の閾値は事前設定された基準値と所定の変動幅の割合との合計として算定され、前記第２の閾値は基準値と所定の第２の閾値との差として算定されことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
7. 前記基準値は前記ブースタコンデンサ（Ｃ２）を充電するＤＣ／ＤＣコンバータ（２８）の出力電圧に依存して、または前記ブースタコンデンサ（Ｃ２）における残留電圧（Ｕ２）に依存して事前設定されることを特徴とする、請求項６に記載の方法。
8. 少なくとも１つの前記スイッチ（Ｓ５）は固定された周波数と固定されたデューティサイクルで開閉されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
9. 少なくとも１つの前記スイッチ（Ｓ５）は可変の周波数および可変のデューティサイクルの少なくとも一方で開閉されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
10. アークのないオフの状態から安定的にアークを生成する状態への移行にあたってガス放電ランプ（１６）を作動させるためにセットアップされた制御回路（１０）であって、該制御回路はブースタコンデンサ（Ｃ２）を有しており、前記ブースタコンデンサ（Ｃ２）は、点火電圧パルスに後続する引継段階のときに、前記ガス放電ランプ（１６）を通って流れる電流を案内するとともにインダクタ（Ｌ１）が少なくとも１つのスイッチ（Ｓ５）と直列に位置する電流経路を介して放電させるように、セットアップされている、前記制御回路（１０）において、前記制御回路（１０）は前記ブースタコンデンサ（Ｃ２）を前記スイッチ（Ｓ５）が繰り返して交互に開閉することによってクロック式に放電させるようにセットアップされ、
    放電電流の電流強さが測定され、少なくとも１つの前記スイッチ（Ｓ５）は、前記電流強さが所定の第１の閾値を上回ったときに開かれ、前記電流強さが所定の第２の閾値を下回ったときに閉じられる
    制御回路。
11. 前記制御回路（１０）はＤＣ／ＤＣコンバータ（２８）を有しており、前記インダクタ（Ｌ１）は前記ブースタコンデンサ（Ｃ２）および前記スイッチ（Ｓ５）と直列に前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（２８）の２つの出力端子の間につながれるとともに、少なくとも１つのスイッチ（Ｓ４）および前記ガス放電ランプ（１６）からなる直列回路と並列につながれていることを特徴とする、請求項１０に記載の制御回路（１０）。
12. 前記制御回路（１１０）はＤＣ／ＤＣコンバータ（２８）を有しており、前記インダクタ（２６）は前記ガス放電ランプ（１６）と直列につながれるとともに、前記ブースタコンデンサ（Ｃ２）および前記ブースタコンデンサの充電抵抗器（Ｒ１）からなる直列回路と並列につながれていることを特徴とする、請求項１０に記載の制御回路（１１０）。

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