JP5775011B2 - 演算増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、演算増幅器に関し、より詳細には、帯域が広く、出力電流に関係なく位相余裕が十分に確保できる演算増幅器に関する。

多種多様な構成の演算増幅器が提案されており、それぞれ目的及び仕様によって使い分けられている。演算増幅器は、通常負帰還回路構成を形成して使用されるため、設計の際には、帰還回路を形成しても発振することなく安定に動作することが要求される。

図５に、従来の演算増幅器の第１例を示す。Ａ級演算増幅器としてよく知られた回路である。演算増幅器は、入力信号を受けるための一対の差動入力端子１，２と、出力信号を出力する出力端子３とを有する差動増幅回路２６、端子４と端子５とを有する位相補償回路２７、及び入力信号を受けるための入力端子７と、出力信号を出力する出力端子８とを有する出力増幅回路２８を備えている。

差動増幅回路２６は、入力ＭＯＳトランジスタ１０，１１、ロードＭＯＳトランジスタ１３，１４、及び電流源として動作するＭＯＳトランジスタ１２から構成される。差動増幅回路２６の出力信号は、出力端子３から位相補償回路２７の端子４と、出力増幅回路２８の入力端子７へ供給されている。出力増幅回路２８は、ＭＯＳトランジスタ１６とＭＯＳトランジスタ１５とから構成され、その出力信号は出力端子８から外部へ供給される。出力端子８には、負荷容量としての容量１９が接続されている。

位相補償回路２７は、抵抗１７と容量１８を直列接続した構成である。図５においては、容量が端子５に接続されているが、抵抗１７と容量１８を互いに入れ替えても効果は同じである。このような回路において小信号解析によってポール（極）、ゼロ点を計算すると以下のようになる。ここで、Ｐ１は第１ポール、Ｐ２は第２ポール、Ｚ１はゼロ点、ＧＢＷはＧＢ積、ｇｍ１は入力ＭＯＳトランジスタ１１のトランスコンダクタンス値、ｇｍ２はＭＯＳトランジスタ１６のトランスコンダクタンス値、ｒ０１はＭＯＳトランジスタ１１，１４の合成出力抵抗値、ｒ０２はＭＯＳトランジスタ１５，１６の合成出力抵抗値、Ｃｃは容量１８の容量値、Ｃ２は容量１９の容量値、Ｒは抵抗１７の抵抗値である。
Ｐ１＝−１／（ｇｍ２・ｒ０１・ｒ０２・Ｃｃ） （１）
Ｐ２＝−ｇｍ２／Ｃ２ （２）
Ｚ１＝（Ｃｃ／ｇｍ２−Ｃｃ・Ｒ）^-1 （３）
ＧＢＷ＝ｇｍ１／Ｃｃ （４）
通常、位相余裕を十分に保つためには、
Ｐ２＞ＧＢＷ （５）
を満足させ、さらに、ゼロ点Ｚ１が無限大あるいは負になるような抵抗値Ｒを選ぶ必要がある。

さらに好ましくは、式（６）のようにゼロ点Ｚ１は、第二ポールＰ２に等しくすることによりポール・ゼロキャンセルができるので、位相余裕をより十分に保つことができる。
ｇｍ２／Ｃ２＝−（Ｃｃ／ｇｍ２−Ｃｃ・Ｒ）^-1 （６）
式（６）より好ましい抵抗値Ｒは、式（７）で与えられる。
Ｒ＝（１／ｇｍ２）（１＋Ｃ２／Ｃｃ） （７）

このように、ゼロ点Ｚ１によって第２ポールＰ２をキャンセルすることができるので、低い周波数側から見て第１ポールの次に表れてくるポールは、第３ポールＰ３になる。

この場合、第４ポールを含め、より高域にあるポールの影響がないとすれば、位相余裕を５０度に保つには、式（７−２）を満足すればよいことになる。
Ｐ３≧ＧＢＷ （７−２）

このようにすることで、演算増幅器の帯域を表すパラメータＧＢＷは、最大で第３ポールＰ３に等しくすることができる。位相補償回路の容量は、ポールスプリットの作用で演算増幅器の位相余裕をもたらし、抵抗は、ゼロ点を形成してポール・ゼロキャンセルの機能を果たすことにより、第２ポールの影響を打ち消す作用をもたらす。

図６に、従来の演算増幅器の第２例を示す。第１例との相違点は、第１例の位相補償回路２７の抵抗１７の代わりに、ＭＯＳトランジスタ２０，２１から構成されるソースフォロワ回路を用いていることである。

このような回路において、小信号解析によってポール、ゼロ点を求めると以下のようになる。
Ｐ１＝−１／（ｇｍ２・ｒ０１・ｒ０２） （８）
Ｐ２＝−ｇｍ２／Ｃ２ （９）
Ｐ３＝−ｇｍ４／Ｃｃ （１０）
Ｚ１＝−ｇｍ４／（Ｃｃ＋Ｃ３） （１１）
ＧＢＷ＝ｇｍ１／Ｃｃ （１２）

ここで、ｇｍ４はＭＯＳトランジスタ２０のトランスコンダクタンス値、Ｃ３はソースフォロワ回路の出力端子の容量値である。第２例のソースフォロワ回路も、第１例の抵抗１７と同様にゼロ点を形成してポール・ゼロキャンセルの機能を果たすことにより、第２ポールの影響を打ち消す作用をもたらす。

式（１３）を満足するようにトランスコンダクタンス値および容量値を設定することにより、ゼロ点Ｚ１は第２ポールＰ２に等しくすることができる。
ｇｍ２／Ｃ２＝ｇｍ４／（Ｃｃ＋Ｃ３） （１３）

このように、ゼロ点Ｚ１によって第２ポールＰ２をキャンセルすることができるので、第１ポールの次に低い周波数のポールは、第３ポールＰ３になる。この場合、第４ポールを含め、より高域にあるポールの影響がないとすれば、位相余裕を５０度保つには式（１４）を満足すればよいことになる。
Ｐ３≧ＧＢＷ （１４）

このようにすることで、演算増幅器の帯域を表すパラメータＧＢＷは、最大で第３ポールＰ３に等しくすることができる。

図７に、従来の演算増幅器の第３例を示す。特許文献１に記載された演算増幅器であり、差動増幅回路、位相補償回路及び出力増幅回路から構成されている。位相補償回路の容量として、ＭＯＳゲート容量Ｃ_MOSを蓄積領域で使用して、信号ひずみを低減することが開示されている。

図８に、従来の演算増幅器の第４例を示す。非特許文献１に記載された演算増幅器の等価回路図である。出力信号から接続される＋１倍のゲインを有するバッファとそれに縦続接続される容量Ｃｃとを組み合わせた位相補償方法を提示している。バッファは、ソースフォロワ、ボルテージフォロワなどを含む素子であり、容量Ｃｃから出力端子に信号が伝わるのを防いでいる。この構成は、図６に示した第２例の上位概念図に相当する。非特許文献１には、バッファの出力インピーダンスの作用によって複素平面上の左平面にゼロを形成するので、ポール・ゼロキャンセルができると記載されている。

図９に、従来の演算増幅器の第５例を示す。非特許文献２に記載された演算増幅器であり、図６に示した第２例と同様に、位相補償回路として、容量ＣとＭＯＳトランジスタＭ１３，Ｍ１４から構成されるソースフォロワを有している。出力増幅回路の入力段ＭＯＳトランジスタＭ２１のゲート端子と同じ信号電圧Ｖｃを、ＭＯＳトランジスタＭ１３のゲート端子に供給し、ソースフォロワの出力を容量Ｃに供給している。

図１０に、従来の演算増幅器の第６例を示す。非特許文献３に記載された演算増幅器であり、図６に示した第２例と同様に、位相補償回路として、容量ＣｃとＭＯＳトランジスタＭ２と電流源Ｉ２とから構成されるソースフォロワを有する。この位相補償回路によって、複素平面上の左平面に新たにゼロ点が形成できることが記載されている。

第２例〜第６例までの従来例は、いずれもソースフォロワまたはバッファの挿入によって、右半面のゼロ点の代わりに左平面のゼロ点を形成して、演算増幅器の位相余裕が十分保てることを示している。

特開平１０−２７０９５６号公報

P. E. Allen and D. R. Holgberg, "CMOS Analog Circuit Design," Holt, Rinehart and Winston, Inc., 1987 Y. Tsividis and P. Gray, "An Integrated NMOS Operational Amplifier with Internal Compensation," IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-11, No. 6, Dec. 1976 Behzad Razavi著、黒田忠広監訳、「アナログＣＭＯＳ集積回路の設計」、丸善株式会社、２０００年

しかしながら、図６に示した第２例の回路において、出力電流が大きく変動する場合、ＭＯＳトランジスタ１６の電流も大きく変動し、結果としてＭＯＳトランジスタのトランスコンダクタンス値ｇｍ２も大きく変動する。この結果、ポール・ゼロキャンセル条件である式（１３）を全ての電流条件で満足することができない。

この場合に、例えば、電流が小さいとき、ポール・ゼロキャンセルができないため、位相余裕に不足が生じて回路が不安定になるという問題が生ずる。これは第２例の場合だけでなく、第１例においても同様である。すなわち出力電流が大きく変動すると、式（７）を満足することができないので、ある出力電流の時に回路が不安定になる。また第４例〜第６例においても、出力電流が大きく変動する場合に、安定性を保つ方法については何ら開示されていない。

本発明の目的は、出力電流が広範囲にわたっても安定性を保つこと、すなわち十分な位相余裕を有すること、及びより帯域の広い、すなわちＧＢＷの大きい演算増幅器を提供することにある。

本発明は、このような目的を達成するために、一対の差動入力端子を有する差動増幅回路と、該差動増幅回路の出力を増幅する増幅素子と定電流源とを含み、出力端子を有する出力増幅回路と、前記差動増幅回路と前記出力増幅器との間に接続された位相補償回路とを有する演算増幅器において、前記位相補償回路は、前記出力増幅回路の出力端子に接続されたソースフォロワ回路と該ソースフォロワ回路の出力と前記差動増幅回路の出力との間に接続された容量とを含み、前記ソースフォロワ回路に流れる電流と前記出力増幅回路の増幅素子に流れる電流とが比例していることを特徴とする。

前記ソースフォロワ回路は、前記出力増幅回路の出力端子に接続された入力ＭＯＳトランジスタおよび電流制御用ＭＯＳトランジスタが縦続接続され、前記差動増幅回路の出力は、前記ソースフォロワ回路の電流制御用ＭＯＳトランジスタのゲート端子と前記出力増幅回路の増幅素子のゲート端子とに接続することができる。

以上説明したように、本発明によれば、ソースフォロワ回路に流れる電流と出力増幅回路の増幅素子として動作するＭＯＳトランジスタとに流れる電流が比例するので、演算増幅器から出力される出力電流が大きく変動しても、ゼロ点と第２ポールをいつもキャンセルすることができる。従って、出力電流の大小に関係なく、演算増幅器を安定にすることができ、さらに第３ポールが高周波側に移動するので、より帯域の広い演算増幅器を提供することが可能になる。

本発明の実施形態１にかかる演算増幅器を示す回路図である。 実施形態１の演算増幅器を示す等価回路図である。 本発明の実施形態２にかかる演算増幅器を示す回路図である。 本発明の実施形態３にかかる演算増幅器を示す回路図である。 従来の演算増幅器の第１例を示す回路図である。 従来の演算増幅器の第２例を示す回路図である。 従来の演算増幅器の第３例を示す回路図である。 従来の演算増幅器の第４例を示す等価回路図である。 従来の演算増幅器の第５例を示す回路図である。 従来の演算増幅器の第６例を示す回路図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。

（実施形態１）
図１に、本発明の実施形態１にかかる演算増幅器を示す。演算増幅器は、入力信号を受けるための一対の差動入力端子１，２と、出力信号を出力する出力端子３とを有する差動増幅回路２６、端子４と端子５とを有する位相補償回路２７、及び入力信号を受けるための入力端子７と、出力信号を出力する出力端子８とを有する出力増幅回路２８を備えている。

差動増幅回路２６は、入力ＭＯＳトランジスタ１０，１１、ロードＭＯＳトランジスタ１３，１４、及び電流源として動作するＭＯＳトランジスタ１２から構成される。差動増幅回路の出力信号は、出力端子３から位相補償回路２７の電流制御用ＭＯＳトランジスタ２１のゲート端子と、出力増幅回路２８のＭＯＳトランジスタ１６のゲート端子へ供給されている。出力増幅回路２８は、差動増幅回路２６の出力を増幅する増幅素子となるＭＯＳトランジスタ１６と定電流源となるＭＯＳトランジスタ１５とから構成され、その出力信号は出力端子８から外部へ供給されるとともに、位相補償回路２７のＭＯＳトランジスタ２０のゲートへ供給されている。

位相補償回路２７は、入力ＭＯＳトランジスタ２０と電流制御用ＭＯＳトランジスタ２１からなるソースフォロワ回路と容量１８とから構成されている。ソースフォロワ回路の入力ＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子には、出力増幅回路２８の出力信号が供給されており、ソースフォロワ回路の出力は、容量１８に接続されている。

実施形態１の演算増幅器と図６に示した演算増幅器との相違点は、位相補償回路にある。より詳細には、ソースフォロワ回路の電流制御用ＭＯＳトランジスタ２１のゲート端子に、差動増幅回路２６の出力端子３を接続している点で相違する。

図２に、実施形態１の演算増幅器の小信号等価回路を示す。図１の入力端子２に相当する端子４１の端子電圧は、入力信号を表す端子電圧Ｖｉｎと記す。図１の出力端子３に相当する端子４２の端子電圧は、Ｖ２と表す。図１の出力端子８に相当する端子４４の端子電圧は、出力信号を表す端子電圧Ｖｏｕｔと表す。図１のソースフォロワ回路の出力に相当する端子４５の端子電圧は、Ｖ３と表す。差動増幅回路４６は、図１の差動増幅回路２６の半回路に相当する小信号等価回路である。ＭＯＳトランジスタ１１のトランスコンダクタンス値がｇｍ１のとき、電流源３０の電流値は、ｇｍ１・Ｖｉｎの値となる。抵抗３１は、ｒ０１の値となるＭＯＳトランジスタ１１，１４の合成出力抵抗値（＝並列抵抗値）であり、容量３２は、出力端子３の容量でその容量値はＣ１である。

位相補償回路４７は、図１の位相補償回路２７の小信号等価回路である。ＭＯＳトランジスタ２０のトランスコンダクタンス値がｇｍ４のとき、電流源３３の電流値は、−ｇｍ４・（Ｖｏｕｔ−Ｖ３）となる。ＭＯＳトランジスタ２１のトランスコンダクタンス値がｇｍ５のとき、電流源３５の電流値は、ｇｍ５・Ｖ２の値となる。抵抗３４は、ｒ０２の値となるＭＯＳトランジスタ２０，２１の合成出力抵抗値（＝並列抵抗値）であり、容量３６は、ソースフォロワ回路の出力の容量でその容量値はＣ３である。容量４０は、位相補償回路２７の容量１８に相当し、容量値はＣｃである。

出力増幅回路４８は、図１の出力増幅回路２８の小信号等価回路である。ＭＯＳトランジスタ１６のトランスコンダクタンス値がｇｍ２のとき、電流源３７の電流値は、ｇｍ２・Ｖ２となる。抵抗３８は、ＭＯＳトランジスタ１５，１６の合成出力抵抗値（＝並列抵抗値）であり、容量３９は、出力端子８に接続している容量１９でその容量値はＣ２である。

図２の小信号等価回路から入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの伝達関数Ｈ（ｓ）を式（１５）に示す。
Ｈ（ｓ）＝Ｖｏｕｔ（ｓ）／Ｖｉｎ（ｓ）＝Ｎ（ｓ）／Ｄ（ｓ） （１５）
但し、
Ｎ（ｓ）＝ｇｍ１・ｇｍ２{ｇｍ４＋（Ｃｃ＋Ｃ３）ｓ} （１６）
Ｄ（ｓ）＝ｇｍ４・ｒ０１^-1・ｒ０１^-1＋ｇｍ２・ｇｍ４・Ｃｃ・ｓ
＋ｇｍ４（Ｃ１＋αＣｃ）Ｃ２・ｓ²＋Ｃ１・Ｃ２・Ｃｃ・ｓ³ （１７）
α＝１＋（ｇｍ５／ｇｍ４） （１８）
である。式（１５）の分子のｓの根がゼロ点、式（１５）の分母のｓの根がポールになる。式（１５）、式（１６）の根を計算してゼロ点とポールを求めることができる。

それによるとゼロ点Ｚ１は、式（１９）のようになる。
ｚ１＝−ｇｍ４／（Ｃｃ＋Ｃ３） （１９）

ポールＰ１，Ｐ２，Ｐ３は、式（２０）〜（２２）のようになる。
Ｐ１＝−１／（ｇｍ２・ｒ０１・ｒ０２・Ｃｃ） （２０）
Ｐ２＝−ｇｍ２／(α・Ｃ２) （２１）
Ｐ３＝−（α・ｇｍ４）／Ｃ１ （２２）

式（１９）からわかるように、実施形態１の回路のソースフォロワ回路も、図６に示した第２例の回路のソースフォロワ回路と同様に、ゼロ点を形成してポール・ゼロキャンセルの機能を果たし、これにより第２ポールの影響を打ち消す。

式（２３）を満足するように、トランスコンダクタンス値および容量値を設定することにより、ゼロ点Ｚ１は、第２ポールＰ２に等しくすることができる。
−ｇｍ２／（α・Ｃ２）＝−ｇｍ４／（Ｃｃ＋Ｃ３） （２３）

このように、ゼロ点Ｚ１によって第２ポールＰ２をキャンセルすることができるので、第１ポールの次に低い周波数のポールは、第３ポールＰ３になる。この場合、第４ポールを含め、より高域にあるポールの影響がないとすれば、位相余裕を５０度保つには、式（２４）を満足すればよいことになる。
Ｐ３≧ＧＢＷ （２４）

このようにすることで、演算増幅器の帯域を表すパラメータＧＢＷは、最大で第３ポールＰ３に等しくすることができる。

実施形態１の回路と従来の第２例の回路とにおいて、第３ポールＰ３の値を比較すると、式（２２）のＰ３は、式（１０）のＰ３よりもα倍だけ大きい。すなわち帯域もまたα倍大きくできる。例えば、ｇｍ４＝ｇｍ５とすれば、実施形態１の回路の第３ポールは、第２例の場合より２倍大きくなるので、帯域も２倍大きくできる。

また、実施形態１の回路において、ＭＯＳトランジスタ２１とＭＯＳトランジスタ１６は、ゲート端子が共通であるので、それぞれのＭＯＳトランジスタに流れる電流も比例する。その結果、ＭＯＳトランジスタ１６とＭＯＳトランジスタ２０のトランスコンダクタンス値であるｇｍ２とｇｍ４もまた比例する。従って、出力電流が大きく変動する場合でも、式（２３）をいつも満足させることができる。従って、実施形態１の回路の場合、不安定になることなく、いつも安定に保つことができる。

（実施形態２）
図３に、本発明の実施形態２にかかる演算増幅器を示す。演算増幅器は、差動増幅回路２６、位相補償回路２７、及び出力増幅回路２８から構成される。実施形態２の演算増幅器と実施形態１の演算増幅器との相違点は、位相補償回路２７にある。

位相補償回路２７は、ＭＯＳトランジスタ２２とＭＯＳトランジスタ２３からなるソースフォロワ回路と、容量１８とＭＯＳトランジスタ２３とゲートを共通にしてカレントミラー回路を形成するＭＯＳトランジスタ２５と、差動増幅回路２６の出力信号を受けて出力増幅回路２８のＭＯＳトランジスタ１６とゲート端子を共通にするＭＯＳトランジスタ２４とから構成されている。

ソースフォロワ回路の入力ＭＯＳトランジスタ２２のゲート端子には、出力増幅回路２８の出力信号が供給されて、ソースフォロワ回路の出力は、容量１８に供給されている。このようにすると、ＭＯＳトランジスタ２２，２３に流れる電流は、ＭＯＳトランジスタ１６に流れる電流に比例させることができる。

実施形態２の演算増幅器において、小信号等価回路から得られるゼロ点、ポールもまた式（１９）〜式（２２）と同じ式とすることができる。但し、ｇｍ４はＭＯＳトランジスタ２２のトランスコンダクタンス値とし、ｇｍ５はＭＯＳトランジスタ２３のトランスコンダクタンス値とする。ここで、ｇｍ４はＮＭＯＳトランジスタ２２に起因するトランスコンダクタンス値であり、ｇｍ２はＰＭＯＳトランジスタ１６に起因するトランスコンダクタンス値である。ＮＭＯＳとＰＭＯＳは性能そのものが異なるため、性能が比例しないという懸念がある。ＮＭＯＳとＰＭＯＳの温度特性はほぼ同じであるため、ある温度、例えば室温での性能に合わせて式（２３）を満足するように設定しておけば、温度変化がある場合でも式（２３）はいつも満足させることができる。また、出力電流が大きく変動する場合でも式（２３）を満足させることができる。また、ＰＭＯＳとＮＭＯＳで多少性能がずれても、ポール・ゼロキャンセルは有効に作用する。従って、ｇｍ２、ｇｍ４がそれぞれＰＭＯＳトランジスタ，ＮＭＯＳトランジスタと極性の異なるトランジスタに起因していても、図１の回路と同様の効果を発揮することができる。

実施形態２の回路における第３ポールＰ３の値は、式（２２）の値であり、式（１０）のＰ３よりもα倍だけ大きい。すなわち帯域もまたα倍大きくできる。例えば、ｇｍ４＝ｇｍ５とすれば、実施形態２の回路の第３ポールは、従来の第２例の場合より２倍大きくなるので、帯域も２倍大きくできる。ＭＯＳトランジスタ２２，２３に流れる電流は、ＭＯＳトランジスタ１６に流れる電流に比例するので、出力電流が大きく変動する場合でも、式（２３）をいつも満足させることができる。従って、実施形態１の回路の場合と同様に、不安定になることなく、いつも安定に保つことができる。

（実施形態３）
図４に、本発明の実施形態３にかかる演算増幅器を示す。演算増幅器は、差動増幅回路２６、位相補償回路２７、及び出力増幅回路２８から構成される。実施形態３の演算増幅器と実施形態１の演算増幅器との相違点は、差動増幅回路２６にある。

差動増幅回路２６は、入力ＭＯＳトランジスタ５０，５１、ロードＭＯＳトランジスタ５７，５８、電流源ＭＯＳトランジスタ５２，５３，５４、及びカスコードＭＯＳトランジスタ５５，５６からなる折り返しカスコード構成となっている。差動増幅回路２６の出力信号は、出力端子３から位相補償回路２７のＭＯＳトランジスタ６２のゲート端子および出力増幅回路２８のＭＯＳトランジスタ６０のゲート端子に供給されている。

位相補償回路２７は、ＭＯＳトランジスタ６１とＭＯＳトランジスタ６２からなるソースフォロワ回路と容量６３から構成されている。ソースフォロワ回路の入力ＭＯＳトランジスタ６１のゲート端子に、出力増幅回路２８の出力信号が供給され、ソースフォロワ回路の出力が容量６３に供給されている。このようにすると、ＭＯＳトランジスタ６１，６２に流れる電流は、ＭＯＳトランジスタ６０に流れる電流に比例する。

実施形態３の演算増幅器において、小信号等価回路から得られるゼロ点、ポールもまた式（１９）〜式（２２）と同じ式とすることができる。但し、ｇｍ４はＭＯＳトランジスタ６１のトランスコンダクタンス値とし、ｇｍ５はＭＯＳトランジスタ６２のトランスコンダクタンス値とし、ｇｍ２はＭＯＳトランジスタ６０のトランスコンダクタンス値とする。

実施形態３の回路おける第３ポールＰ３の値は、式（２２）の値であり、式（１０）のＰ３よりもα倍だけ大きい。すなわち帯域もまたα倍大きくできる。例えば、ｇｍ４＝ｇｍ５とすれば、実施形態３の回路の第３ポールは、従来の第２例の場合より２倍大きくなるので、帯域も２倍大きくできる。ＭＯＳトランジスタ６１，６２に流れる電流は、ＭＯＳトランジスタ６０に流れる電流に比例するので、出力電流が大きく変動する場合でも、式（２３）をいつも満足させることができる。従って、実施形態１の回路の場合と同様に、不安定になることなく、いつも安定に保つことができる。

このように、実施形態１〜３の演算増幅器を使用すれば、演算増幅器の帯域（＝速度）を従来の場合に比べて広くすることができる。また、出力電流が大きく変動する場合でも、出力電流の大きさに関係なく位相余裕を一定にできるので、結果として演算増幅器をいつも安定に保つことができる。なお、本実施形態の回路を用いることによって、位相余裕が大きくなった分だけ、帯域を広くするのではなく、演算増幅器の消費電流を下げることもできる。

本発明にかかる演算増幅器は、従来の演算増幅器より高速化が可能であり、消費電流を下げることができるので、従来の演算増幅器より広範囲な回路に適用できる。また出力電流が大きく変動するＬＤＯ（Low Drop-Out）レギュレータ回路等に好適に適用できる。

１，２ 差動入力端子
１０，１１ 入力ＭＯＳトランジスタ
１３，１４ ロードＭＯＳトランジスタ
１２，１５，１６，２０，２１ ＭＯＳトランジスタ
１８，１９ 容量
２６ 差動増幅回路
２７ 位相補償回路
２８ 出力増幅回路

Claims (4)

1. 一対の差動入力端子を有する差動増幅回路と、該差動増幅回路の出力を増幅する増幅素子と定電流源とを含み、出力端子を有する出力増幅回路と、前記差動増幅回路と前記出力増幅器との間に接続された位相補償回路とを有する演算増幅器において、
   前記位相補償回路は、前記出力増幅回路の出力端子に接続されたソースフォロワ回路と該ソースフォロワ回路の出力と前記差動増幅回路の出力との間に接続された容量とを含み、前記ソースフォロワ回路に流れる電流と前記出力増幅回路の増幅素子に流れる電流とが比例していることを特徴とする演算増幅器。
2. 前記ソースフォロワ回路は、前記出力増幅回路の出力端子に接続された入力ＭＯＳトランジスタ（２０）および電流制御用ＭＯＳトランジスタ（２１）が縦続接続され、
   前記差動増幅回路の出力は、前記ソースフォロワ回路の電流制御用ＭＯＳトランジスタのゲート端子と前記出力増幅回路の増幅素子のゲート端子とに接続されていることを特徴とする請求項１に記載の演算増幅器。
3. 前記ソースフォロワ回路は、
   前記出力増幅回路の出力端子に接続された入力ＭＯＳトランジスタ（２２）および電流制御用ＭＯＳトランジスタ（２３）が縦続接続され、
   前記差動増幅回路の出力に接続された第１ＭＯＳトランジスタ（２４）、およびドレイン端子とゲート端子とが前記第１ＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続され、ゲート端子が前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのゲート端子に接続された第２ＭＯＳトランジスタ（２５）が縦続接続され、
   前記第１ＭＯＳトランジスタのゲート端子と前記出力増幅回路の増幅素子のゲート端子とが接続されていることを特徴とする請求項１に記載の演算増幅器。
4. 前記差動増幅回路は、折り返しカスコード構成となっていることを特徴とする請求項１に記載の演算増幅器。

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