JP5769330B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

電力変換の方向反転が行われた場合でも、タイムラグやハンチングの無い新たな制御方法を提供する。交互にスイッチングし、停止させることなく電力変換の方向を反転できるスイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２と、異なる二つの閾値を持ち、小さい方の閾値でアップカウント、大きい方の閾値でダウンカウント、二つの閾値の間では保持を選択するアップダウンカウンタレジスタＲＴと、を持ち、アップダウンカウンタレジスタＲＴの値により、ゲートパルスを生成してスイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２のスイッチングを制御する。

Description

本発明は電力変換装置の技術分野に関する。より詳細には、電力変換の方向が反転可能な電力変換装置の技術分野に関する。

従来技術として、いわゆる双方向性のコンバータは存在するが、当該コンバータ各々を複数台接続し、共通のＤＣバス電圧を用いたフィードバック制御を行うことは、一つの制御系において複数の電圧フィードバックが並列に動作することになり、お互いの制御が干渉してしまい、制御として成り立たなかった。

例えば、双方向性のコンバータＡと双方向性のコンバータＢを並列接続し、その接続した部分を共通ＤＣバスとする。ここでコンバータＡを入力とし、コンバータＢを出力とした場合（モードＡ→Ｂと呼ぶ）、コンバータＡの入力より電力が供給され、次に、共通ＤＣバスへ電力が出力され、次に、コンバータＢの入力に電力が供給され、最後に、コンバータＢの出力側へ電力が出力される。

また、動作モードを先にあったコンバータＢの出力を入力とし、コンバータＡの入力を出力とした場合（モードＢ→Ａと呼ぶ）、コンバータＢの入力より電力が供給され、次に、共通ＤＣバスへ電力が出力され、次に、コンバータＡの入力に電力が供給され、最後に、コンバータＡの出力側へ電力が出力される。

この様な主回路の概念は存在し、モードＡ→Ｂ又はモードＢ→Ａと入出力のフィードバックを切り替えて動作させることは可能であった。なお、このような背景技術に関する文献としては、例えば下記非特許文献１が挙げられる。

「ＡＣ／ＤＣパワーステーションの高効率化」、パナソニック電工技報、Vol.59、No.3、pp4-pp11、2011年（ＵＲＬは「 HYPERLINK "http://panasonic.co.jp/ptj/pew/593j/pdfs/593#01.pdf" http://panasonic.co.jp/ptj/pew/593j/pdfs/593#01.pdf」）

しかしながら、上述した双方向性のコンバータの場合、モードＡ→ＢとモードＢ→Ａのフィードバックを同時に動作させると、電圧フィードバックとＰＩＤ（Proportional-Integral-Derivative）制御が成り立たなくなるため、制御不能となっていた。即ち、電力の変換方向が反転した場合、通常の電圧フィードバックでは制御できず、電力変換の方向が反転可能なコンバータとして動作させることができなかった。

また、近年の高信頼性要求と大電力の制御において、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）を使用したデジタル制御は必須であるが、デジタル制御である以上、演算結果がステップ状に変わることになる。そしてそのステップ数は、実用上を考えると１０００ステップ程度となってしまい、１ステップの変化量がある程度大きくなる。このとき、キャパシタにより電力源を構成する場合のように低インピーダンスである場合、電流変化が激しくなったり、１ステップの上下で電力が反転する、いわゆるハンチング現象が起こり、安定な制御が出来なかった。

そこで本発明は、上記の各問題点に鑑みて為されたものであり、その課題の一例は、電力変換の方向が反転可能な電力変換装置の実用と新たな制御方法を提供することにある。

上記問題を解決するため、本発明は、互いに電力の授受が可能な第１負荷／電力源及び第２負荷／電力源に接続され、交互にスイッチング動作する第１スイッチング手段及び第２スイッチング手段を備えることにより、前記第１負荷／電力源と前記第２負荷／電力源との間における、変換方向が反転可能な電力の変換を行うコンバータであって、前記第１負荷／電力源の両端の電圧である第１電圧及び前記第２負荷／電力源の両端の電圧である第２電圧が前記変換によりそれぞれ変化し、前記第２スイッチング手段が前記第１負荷／電力源に並列に接続され、前記第２スイッチング手段に直列に接続された前記第１スイッチング手段が当該第２スイッチング手段と共に前記第２負荷／電力源に並列に接続されているコンバータと、第１閾値と、前記第１閾値より大きい第２閾値と、を持ち、前記第２電圧を検出する検出手段と、前記第１閾値以下の前記第２電圧でカウントすると、前記第２スイッチング手段のＯＮ時間を増やし、且つ前記第１スイッチング手段のＯＮ時間を減らすための出力を電力制御手段に生成させ、前記第２閾値以上の前記第２電圧でカウントすると、前記第２スイッチング手段のＯＮ時間を減らし、且つ前記第１スイッチング手段のＯＮ時間を増やすための出力を前記電力制御手段に生成させ、前記第１閾値と前記第２閾値との間の前記第２電圧でカウント値の保持を選択するアップダウンカウンタレジスタと、前記アップダウンカウンタレジスタのカウント値に対応した各前記出力を生成し、当該各出力に対応した前記第１スイッチング手段及び前記第２スイッチング手段の動作により、前記コンバータの昇圧比率及び降圧比率をそれぞれ制御する前記電力制御手段と、を備える。

また本発明は、互いに電力の授受が可能な第１負荷／電力源及び第２負荷／電力源に接続され、前記第１負荷／電力源と前記第２負荷／電力源との間における、変換方向が反転可能な電力の変換を行う電力変換装置であって、前記第１負荷／電力源の両端の電圧である第１電圧及び前記第２負荷／電力源の両端の電圧である第２電圧が前記変換によりそれぞれ変化し、前記第１負荷／電力源と共通ＤＣバスに接続され、且つ第１スイッチング手段及び第２スイッチング手段を備える第１コンバータであって、前記第２スイッチング手段が前記第１負荷／電力源に並列に接続され、前記第２スイッチング手段に直列に接続された前記第１スイッチング手段が当該第２スイッチング手段と共に前記共通ＤＣバスに並列に接続されており、前記第１スイッチング手段及び前記第２スイッチング手段が交互にスイッチング動作する第１コンバータと、前記第１コンバータに対して前記共通ＤＣバスを介して並列接続され且つ第２負荷／電力源に接続されている第２コンバータであって、交互にスイッチング動作する第３スイッチング手段及び第４スイッチング手段を備える第２コンバータと、第１閾値＜第２閾値＜第３閾値＜第４閾値の関係を有する第１閾値、第２閾値、第３閾値及び第４閾値を持ち、前記共通ＤＣバスの電圧を検出する検出手段と、前記第２閾値以下の前記共通ＤＣバスの電圧でカウントすると、前記第２スイッチング手段のＯＮ時間を増やし、且つ前記第１スイッチング手段のＯＮ時間を減らすための第１出力を第１電力制御手段に生成させ、前記第３閾値以上の前記共通ＤＣバスの電圧でカウントすると、前記第２スイッチング手段のＯＮ時間を減らし、且つ前記第１スイッチング手段のＯＮ時間を増やすための第１出力を前記第１電力制御手段に生成させ、前記第２閾値と前記第３閾値との間の前記共通ＤＣバスの電圧でカウント値の保持を選択する第１アップダウンカウンタレジスタと、前記第２負荷／電力源から前記電力を前記共通ＤＣバスへ供給する場合、前記第２電圧が上昇するか、又は前記共通ＤＣバスの電圧が上昇する方向にカウントアップすると共に、前記第２負荷／電力源へ前記電力を供給する場合、前記第２負荷／電力源としての負荷を増やすか、又は前記共通ＤＣバスの電圧を低下させ且つ前記第２電圧を上昇させる方向にカウントダウンすることにより、第２出力を第２電力制御手段に生成させる第２アップダウンカウンタレジスタと、前記第１アップダウンカウンタレジスタのカウント値に対応した各前記第１出力を生成し、当該各第１出力による前記第１スイッチング手段及び前記第２スイッチング手段の動作により、前記第１コンバータの昇圧比率及び降圧比率をそれぞれ制御する前記第１電力制御手段と、前記第２アップダウンカウンタレジスタのカウント値に対応した前記第２出力を生成し、当該各第２出力による前記第３スイッチング手段及び前記第４スイッチング手段の動作により、前記第２電圧を可変制御する前記第２電力制御手段と、を備えることを特徴とする。

第１実施形態に係る基本原理回路の例を示す回路図である。 第１実施形態に係る基本原理回路におけるコンバータＣＢのソフトウェア制御を示すフローチャートである。 第１実施形態に係るコンバータＣＢの制御閾値を示す図である。 負荷／電力源Ｐ１をキャパシタとした場合の第１実施形態に係るコンバータＣＢの電流及び電圧の推移を示す図である。 第２実施形態に係る基本原理回路の例を示す回路図である。 第２実施形態に係る基本原理回路におけるコンバータＣＢ１及びコンバータＣＢ２のソフトウェア制御を示すフローチャートである。 第２実施形態に係るコンバータＣＢ１及びコンバータＣＢ２の制御閾値の関係を示す図である。

次に、本発明の制御方法について説明する。
（Ｉ）第１実施形態
先ず第１実施形態に係る基本原理回路の例を、図１乃至図４を用いて説明する。

図１に示す第１実施形態に係るコンバータＣＢは、第１実施形態に係る電力変換装置ＳＳ１に含まれると共に、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２が交互にスイッチングする電力変換部を備え、検出部ＤＴにより検出される負荷／電力源Ｐ２の電圧Ｖ２（以下、第１実施形態において単に「電圧Ｖ２」と称する）に対し、図３に例示する閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）を持ち且つＭＰＵ（Micro Processing Unit）１０に備えられたアップダウンカウンタレジスタＲＴによりゲートパルスを生成し、電圧Ｖ２を閾値（Ａ＋）と閾値（Ａ−）の範囲内におよそ収まるように制御するコンバータである。この電力変換部は、上記スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２に加えて、図１に示すリアクトルＬ１並びにコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２を含む。

次に図１に示すコンバータＣＢのソフトウェア制御のフローチャートを図２に示す。

図１に示すコンバータＣＢの基本制御方法は、図３及び図４を用いて以下に示す通りである。

先ず、負荷／電力源Ｐ１から電力が供給され、負荷／電力源Ｐ２が負荷として電力を消費している場合において、負荷が増大すると、電圧Ｖ２が低下する。そして閾値（Ａ−）＞電圧Ｖ２となると、図２に示されるようにアップダウンカウンタレジスタＲＴのカウントアップが行われる。アップダウンカウンタレジスタＲＴのカウント値が大きくなると、ゲートドライバＧＤの出力は、スイッチング素子Ｓ２側のＯＮ時間を増やし、スイッチング素子Ｓ１側のＯＮ時間を減らすよう出力される。

その結果、電圧Ｖ２の電圧低下を抑えるよう昇圧比率を上げる。

ここで、負荷／電力源Ｐ１がキャパシタであった場合、電力の放出に伴いその端子電圧Ｖ１が徐々に低下するのであるが、昇圧比率が暫時上がり、電圧Ｖ２を閾値（Ａ−）近傍に保つこととなる。

次に負荷／電力源Ｐ２の電力消費が無くなった場合、電圧Ｖ２は直ちに閾値（Ａ−）を上回り、制御不感帯に入るのでアップダウンカウンタレジスタＲＴのカウント値を保持する。すると昇圧比率が固定され、電圧Ｖ２は変動の無い一定電圧を維持する。

次に、今度は負荷／電力源Ｐ２から電力が供給された場合について説明する。負荷／電力源Ｐ２から電力の供給を受けると、電圧Ｖ２が上昇してくるのであるが、上記制御不感帯に入ることによるアップダウンカウンタレジスタＲＴのカウント値の保持により昇圧比率が固定されていることから、電流の向きが反転し、降圧コンバータとして動作移行するが、その昇降圧比率のまま電力変換がおこなわれる。

負荷／電力源Ｐ１がキャパシタであった場合、負荷／電力源Ｐ２から降圧された電力供給を受け、その端子電圧Ｖ１は徐々に上昇する。すると、降圧比率が固定されているので、負荷／電力源Ｐ１の電圧上昇に伴い、電圧Ｖ２も徐々に上昇する。

電圧Ｖ２が上昇し、閾値（Ａ＋）＜電圧Ｖ２となると、図２に示されるように今度は、アップダウンカウンタレジスタＲＴはカウントダウンを行う。アップダウンカウンタレジスタＲＴのカウント値が小さくなると、ゲートドライバＧＤの出力は、スイッチング素子Ｓ２側のＯＮ時間を減らし、スイッチング素子Ｓ１側のＯＮ時間を増やすように出力される。

その結果、電圧Ｖ２の電圧上昇を抑えるよう降圧比率を下げる。

ここで、負荷／電力源Ｐ１がキャパシタであった場合、電力供給がある間、その端子電圧Ｖ１が徐々に上昇するが、降圧比率が暫時下がり、電圧Ｖ２を閾値（Ａ＋）近傍に保つこととなる。

負荷／電力源Ｐ２からの電力供給が無くなった場合、電圧Ｖ２は閾値（Ａ＋）を直ちに下回り、制御不感帯に入るので、アップダウンは行われず、アップダウンカウンタレジスタＲＴのカウント値は保持される。すると降圧比率は固定され、電圧Ｖ２は変動の無い一定電圧を維持する。

ここで、閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）自体の設定について説明する。上述した通り第１実施形態に係るコンバータＣＢでは、負荷／電力源Ｐ１と負荷／電力源Ｐ２との間で電力変換の方向が反転すると共に、電圧Ｖ２は閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）の範囲で変動する。そして、電圧Ｖ２を略一定と見做せるか、或いは僅かな補正で済ませられる範囲として、上記閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）は通常、それらの差分が、電圧Ｖ２の絶対値に対して３％乃至５％の値となるように設定するのが好適である。

また、負荷／電力源Ｐ１と負荷／電力源Ｐ２との間での電力変換の方向の反転は、任意の外部要因により切り換わる。

このようにアップダウンカウンタレジスタＲＴのカウントアップ及びカウントダウンが、閾値（Ａ＋）と閾値（Ａ−）の間の制御不感帯を挟んで行われることから、カウントアップの次のルーチンではカウントダウンに移行しないので、図４のように電力変換の方向が反転する時起こるハンチング現象を完全に防ぐ事ができ、タイムラグの無い変換方向の反転が可能となる。

（II）第２実施形態
次に、第２実施形態に係る基本原理回路の例を、図５乃至図７を用いて説明する。

図５に示す第２実施形態に係る電力変換装置ＳＳ２では、スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ２及びリアクトルＬ１、コンデンサＣ１で構成された、図１で示されたコンバータＣＢと同様の構成を備えるコンバータＣＢ１と、スイッチング素子Ｓ３、スイッチング素子Ｓ４及びリアクトルＬ２、コンデンサＣ３で構成されたコンバータＣＢ２と、が、共通のＤＣバスコンデンサーであるコンデンサＣ２で並列接続されている。コンバータＣＢ１は、閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）の閾値を持ち且つＭＰＵ２０に備えられたアップダウンカウンタレジスタＲＴ１によりゲートパルスを生成してゲートドライバＧＤ１に出力し、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２を駆動する。またコンバータＣＢ２は、閾値（Ｂ＋）及び閾値（Ｂ−）の閾値を持ち且つＭＰＵ２０に備えられたアップダウンカウンタレジスタＲＴ２によりゲートパルスを生成してゲートドライバＧＤ２に出力し、スイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４を駆動する。

図５に示すコンバータの制御では、閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）の閾値を持つコンバータＣＢ１は、検出部ＤＴにより検出される共通ＤＣバスの電圧Ｖ２を閾値（Ａ＋）と閾値（Ａ−）の範囲内に収めるように制御する。以下、第２実施形態において、共通ＤＣバスの電圧Ｖ２を、適宜「電圧Ｖ２」と称する。一方コンバータＣＢ２は、アップダウンカウンタレジスタＲＴ２の動作する閾値が閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）より外側にある閾値（Ｂ＋）及び閾値（Ｂ−）であるので、通常、共通ＤＣバスの電圧Ｖ２の変動が閾値（Ｂ＋）及び閾値（Ｂ−）に達せず、アップダウンカウンタレジスタＲＴ２の動作は行われない。

図５のコンバータＣＢ２のアップダウンカウンタレジスタＲＴ２の制御は、電力変換システムとしての要求により、負荷／電力源Ｐ２側の電圧Ｖ３の電圧設定をすべく変化する。

すなわち、コンバータＣＢ２において、負荷／電力源Ｐ２から電力を引き出して、共通ＤＣバスへ供給する場合、負荷／電力源Ｐ２の電圧源としての電圧Ｖ３が上昇するか、又は電圧Ｖ２が上昇する方向に、アップダウンカウンタレジスタＲＴ２のカウント値をカウントアップさせる。

これに対して、負荷／電力源Ｐ２へ電力の供給が要求される場合、単に負荷／電力源Ｐ２の負荷としての大きさを増やすか、又は電圧Ｖ２を低下させると同時に負荷／電力源Ｐ２側の電圧Ｖ３を上昇させる方向に、アップダウンカウンタレジスタＲＴ２のカウント値をカウントダウンさせる。

コンバータＣＢ２の閾値（Ｂ＋）と閾値（Ｂ−）は、通常の動作範囲である閾値（Ａ＋）と閾値（Ａ−）を逸脱した場合の保護としての機能を持っている。

図５及び図６の制御について説明する。

図５のコンバータＣＢ１については、図１で説明した制御方法をそのまま適用している。従ってコンバータＣＢ２について説明する。

コンバータＣＢ２の閾値は閾値（Ｂ＋）及び閾値（Ｂ−）となっており、図７に示すようにその値はコンバータＣＢ１の閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）の外側に設定されている。通常、共通ＤＣバスの電圧Ｖ２は閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）の範囲で制御され、閾値（Ｂ＋）及び閾値（Ｂ−）に達しないので、コンバータＣＢ２のアップダウンカウンタレジスタＲＴ２は、制御不感帯にありアップダウンしない。

より具体的には、アップダウンカウンタレジスタＲＴ２は、一番小さい閾値（Ｂ−）以下の電圧Ｖ２でカウントすると、ゲートドライバＧＤ２の出力であるゲートパルスは、スイッチング素子Ｓ４のＯＮ時間が増え、スイッチング素子Ｓ３のＯＮ時間が減るように出力される。一方、一番大きい閾値（Ｂ＋）以上の電圧Ｖ２でカウントすると、ゲートドライバＧＤ２の出力であるゲートパルスは、スイッチング素子Ｓ４のＯＮ時間が減り、スイッチング素子Ｓ３のＯＮ時間が増えるように出力される。更に、閾値（Ｂ−）と閾値（Ｂ＋）との間の電圧Ｖ２では、アップダウンカウントレジスタＲＴ２はカウント値の保持を選択する。

ここで、閾値（Ｂ＋）及び閾値（Ｂ−）自体の設定について説明する。上述した通り第２実施形態に係る回路では、第１実施形態の場合と同様に、負荷／電力源Ｐ１と負荷／電力源Ｐ２との間で電力変換の方向が反転すると共に、電圧Ｖ２は閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）の範囲で変動する。そして、電圧Ｖ２を略一定と見做せるか、或いは僅かな補正で済ませられる範囲として上記閾値（Ａ＋）及び閾値（Ａ−）が設定されるのが好適であるが、これに加えて、閾値（Ｂ＋）及び閾値（Ｂ−）は通常、それらの差分が、電圧Ｖ２の絶対値に対して５％乃至１０％の値となるように設定するのが好適である。なおこのときでも、閾値（Ｂ−）＜閾値（Ａ−）＜閾値（Ａ＋）＜閾値（Ｂ＋）の関係は維持される。

コンバータＣＢ２の制御は、システムの要求に則り、共通ＤＣバスの電圧Ｖ２を負荷／電力源Ｐ２が要求する電圧Ｖ３へ変換するものである。

コンバータＣＢ２は、負荷／電力源Ｐ２が要求する形態に適合させるコンバータであるので、交流の電力源であっても基本制御方法は変わらない。

また、第２実施形態に係る負荷／電力源Ｐ１と負荷／電力源Ｐ２との間での電力変換の方向の反転は、負荷／電力源Ｐ２側の電圧Ｖ３の設定に関連し、第２実施形態に係る回路を例えば車における制御に適用する場合で言えば、ドライバの意思があってアクセルを踏んで加速する場合と、アクセルを離して減速する場合とで、電圧Ｖ３の設定が変化することになる。このとき、負荷／電力源Ｐ２がいわゆるモータージェネレータである場合は交流となり、電圧Ｖ３としては、その電圧、周波数及び位相の設定が必要となる。

以上それぞれ説明したように、本発明は電力変換装置の分野に利用することが可能であり、特に相互に電力の授受が可能な負荷／電力源間に接続される電力変換装置の分野に適用すれば特に顕著な効果が得られる。

１０、２０ ＭＰＵ
ＣＢ、ＣＢ１、ＣＢ２ コンバータ
ＳＳ１、ＳＳ２ 電力変換装置
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４ スイッチング素子
ＤＴ 検出部
Ｐ１、Ｐ２ 負荷／電力源
ＲＴ、ＲＴ１、ＲＴ２ アップダウンカウンタレジスタ
ＧＤ、ＧＤ１、ＧＤ２ ゲートドライバ
Ｌ１、Ｌ２ リアクトル
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ

Claims (5)

1. 互いに電力の授受が可能な第１負荷／電力源及び第２負荷／電力源に接続され、交互にスイッチング動作する第１スイッチング手段及び第２スイッチング手段を備えることにより、前記第１負荷／電力源と前記第２負荷／電力源との間における、変換方向が反転可能な電力の変換を行うコンバータであって、前記第１負荷／電力源の両端の電圧である第１電圧及び前記第２負荷／電力源の両端の電圧である第２電圧が前記変換によりそれぞれ変化し、前記第２スイッチング手段が前記第１負荷／電力源に並列に接続され、前記第２スイッチング手段に直列に接続された前記第１スイッチング手段が当該第２スイッチング手段と共に前記第２負荷／電力源に並列に接続されているコンバータと、
   第１閾値と、前記第１閾値より大きい第２閾値と、を持ち、前記第２電圧を検出する検出手段と、
   前記第１閾値以下の前記第２電圧でカウントすると、前記第２スイッチング手段のＯＮ時間を増やし、且つ前記第１スイッチング手段のＯＮ時間を減らすための出力を電力制御手段に生成させ、前記第２閾値以上の前記第２電圧でカウントすると、前記第２スイッチング手段のＯＮ時間を減らし、且つ前記第１スイッチング手段のＯＮ時間を増やすための出力を前記電力制御手段に生成させ、前記第１閾値と前記第２閾値との間の前記第２電圧でカウント値の保持を選択するアップダウンカウンタレジスタと、
   前記アップダウンカウンタレジスタのカウント値に対応した各前記出力を生成し、当該各出力に対応した前記第１スイッチング手段及び前記第２スイッチング手段の動作により、前記コンバータの昇圧比率及び降圧比率をそれぞれ制御する前記電力制御手段と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記第１負荷／電力源が蓄電装置であることを特徴とする電力変換装置。
3. 互いに電力の授受が可能な第１負荷／電力源及び第２負荷／電力源に接続され、前記第１負荷／電力源と前記第２負荷／電力源との間における、変換方向が反転可能な電力の変換を行う電力変換装置であって、
   前記第１負荷／電力源の両端の電圧である第１電圧及び前記第２負荷／電力源の両端の電圧である第２電圧が前記変換によりそれぞれ変化し、
   前記第１負荷／電力源と共通ＤＣバスに接続され、且つ第１スイッチング手段及び第２スイッチング手段を備える第１コンバータであって、前記第２スイッチング手段が前記第１負荷／電力源に並列に接続され、前記第２スイッチング手段に直列に接続された前記第１スイッチング手段が当該第２スイッチング手段と共に前記共通ＤＣバスに並列に接続されており、前記第１スイッチング手段及び前記第２スイッチング手段が交互にスイッチング動作する第１コンバータと、
   前記第１コンバータに対して前記共通ＤＣバスを介して並列接続され且つ第２負荷／電力源に接続されている第２コンバータであって、交互にスイッチング動作する第３スイッチング手段及び第４スイッチング手段を備える第２コンバータと、
   第１閾値＜第２閾値＜第３閾値＜第４閾値の関係を有する第１閾値、第２閾値、第３閾値及び第４閾値を持ち、前記共通ＤＣバスの電圧を検出する検出手段と、
   前記第２閾値以下の前記共通ＤＣバスの電圧でカウントすると、前記第２スイッチング手段のＯＮ時間を増やし、且つ前記第１スイッチング手段のＯＮ時間を減らすための第１出力を第１電力制御手段に生成させ、前記第３閾値以上の前記共通ＤＣバスの電圧でカウントすると、前記第２スイッチング手段のＯＮ時間を減らし、且つ前記第１スイッチング手段のＯＮ時間を増やすための第１出力を前記第１電力制御手段に生成させ、前記第２閾値と前記第３閾値との間の前記共通ＤＣバスの電圧でカウント値の保持を選択する第１アップダウンカウンタレジスタと、
   前記第２負荷／電力源から前記電力を前記共通ＤＣバスへ供給する場合、前記第２電圧が上昇するか、又は前記共通ＤＣバスの電圧が上昇する方向にカウントアップすると共に、前記第２負荷／電力源へ前記電力を供給する場合、前記第２負荷／電力源としての負荷を増やすか、又は前記共通ＤＣバスの電圧を低下させ且つ前記第２電圧を上昇させる方向にカウントダウンすることにより、第２出力を第２電力制御手段に生成させる第２アップダウンカウンタレジスタと、
   前記第１アップダウンカウンタレジスタのカウント値に対応した各前記第１出力を生成し、当該各第１出力による前記第１スイッチング手段及び前記第２スイッチング手段の動作により、前記第１コンバータの昇圧比率及び降圧比率をそれぞれ制御する前記第１電力制御手段と、
   前記第２アップダウンカウンタレジスタのカウント値に対応した前記第２出力を生成し、当該各第２出力による前記第３スイッチング手段及び前記第４スイッチング手段の動作により、前記第２電圧を可変制御する前記第２電力制御手段と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記第１負荷／電力源が蓄電装置であることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記第２負荷／電力源が交流電力源であることを特徴とする電力変換装置。

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