JP5738971B2 - 無線通信システムにおける使用のために、受信された信号干渉の正確な推定を提供するためのシステム及び方法 - Google Patents

無線通信システムにおける使用のために、受信された信号干渉の正確な推定を提供するためのシステム及び方法 Download PDF

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Description

本発明は通信システムに関する。特に、本発明はレート(rate)とパワー制御及び信号の復号を支援するための無線符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）通信システムにおいて受信された信号の干渉スペクトル密度(density)を推定するためのシステムに関する。
無線通信システムは捜索と救助及びビジネス用途(applications)を含む種々の要求(demanding)用途において使用される。そのような用途はノイズ環境において効果的に動作することができる能率的なそして確実な通信を要求する。
無線通信システムは１局またはそれ以上の基地局と通信する複数の移動局によって特徴付けられる。信号はチャネルを通して１局の基地局と１局またはそれ以上の移動局との間で送信される。移動局及び基地局における受信器は送信された信号を効果的に復号するためにチャネルによって送信された信号に誘発されるノイズを推定しなければならない。
符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）通信システムでは、信号は疑似ノイズ（ＰＮ）拡散シーケンスの使用によって広い帯域幅に渡って拡散される。拡散信号がチャネルを通して送信されるとき、信号は基地局から移動局へのマルチパス(multiple paths)をとる。信号は移動局で種々のパスから受信され、復号され、そしてレーキ(Rake)受信器のようなパス結合回路(path-combining circuitry)によって構成的に再結合される。パス結合回路は、処理能力を最大化しそしてパス遅延及びフェージングを補償するために、重み(weights) と呼ばれる利得係数(gain factor) を各復号パスに適用する。
しばしば、通信システム送信はパイロットインターバル、パワー制御インターバル、及びデータインターバルを含む。パイロットインターバルの間、基地局は移動局に事前に確立された基準信号を送信する。移動局は受信された基準信号、即ちパイロット信号、及びチャネル干渉や信号対雑音比（ＳＮＲ）のようなチャネルについての情報を抽出するために送信された信号を結合する。移動局はチャネルの特性を分析し、そして続くパワー制御インターバルの間それへの応答として基地局にパワー制御信号を続いて送信する。例えば、もしも基地局が現行のチャネル特性を与えられた余分のパワーで今送信しているならば、移動局は送信パワーレベルが下げられることを要求して制御信号を送信する。
ディジタル通信システムはしばしば受信された信号を正確に復号するために正確な複数の対数ゆう度(log-likelihood)比（ＬＬＲ）を要求する。正確な信号対雑音比（ＳＮＲ）の測定値または推定値は典型的に、受信された信号に関するＬＬＲを正確に計算するために要求される。正確なＳＮＲ推定値は、パイロット信号の使用によって推定することができるチャネルのノイズ特性の正確な知識を要求する。
基地局または移動局が信号を放送するレートまたはパワーはチャネルのノイズ特性に依存する。最大容量のために、基地局及び移動局内のトランシーバはチャネルにより誘発されたノイズの推定値(estimate)に従って送信された信号のパワーを制御する。もしもノイズの推定値、即ち、送信された信号の異なるマルチパス成分の干渉スペクトル密度が不正確であれば、トランシーバは過多または過少パワーで放送する。過多パワーで放送することは、その結果ネットワーク容量の減少及び移動局電池寿命の減少となって、ネットワーク資源の非能率な使用に帰着する。過少パワーで放送することは、減少された処理能力、消滅呼(dropped calls) 、減少されたサービス品質、及び不満な顧客(disgruntled customers) に帰着する。
チャネルにより誘発されたノイズの正確な推定値は、また、最適なパス結合の重みを決定するために必要とされる。最近、多くのＣＤＭＡ電気通信システムはＳＮＲ比を搬送波信号エネルギ対受信信号の総スペクトル密度の関数として計算する。この計算は小さいＳＮＲには適するが、しかしより大きいＳＮＲでは不正確になり、その結果として通信システムの性能を下げる(degraded)。
さらに、多くの無線ＣＤＭＡ通信システムは、パイロットインターバルの間に放送するいくつかの基地局がデータインターバルの間は放送しないという事実を正確に説明することができない。結果として、パイロット信号に基づくノイズ測定値はデータインターバルの間はそれによってシステム性能を下げて、不正確になる。
それゆえに、当技術分野では、受信された信号の干渉スペクトル密度を正確に決定し、正確なＳＮＲまたは搬送波信号対干渉比を計算し、最適なパス結合重みを決定するためのシステム及び方法が必要である。さらに、パイロットインターバルの間はパイロット信号を放送するがデータインターバルの間は放送しない基地局を説明するシステムの必要性がある。
当技術分野における必要性は、チャネルを通して受信されそして本発明の外部トランシーバによって送信された信号について正確な干渉値を供給するためのシステムによって提起される(addressed)。実例となる実施例では、この発明のシステムは無線符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）通信システムでの使用のために応用され、そして望ましい信号成分と干渉および／またはノイズ成分とを有する信号を受信するための第１の受信器部を含む。信号抽出回路は望ましい信号成分を受信された信号から抽出する。ノイズ推定回路は望ましい信号成分の推定値と受信された信号とに基づいて正確な干渉値を提供する。ルックアップテーブルは正確なノイズおよび／または干渉値を正規化係数に変換する。搬送波信号対干渉比回路は正確な搬送波信号対干渉比推定値を計算するために、この正規化係数と受信された信号とを使用する。パス結合回路は受信された信号と正規化係数とに基づいて最適なパス結合重みを発生する。
実例となる実施例では、システムは搬送波信号対干渉比（Ｃ／Ｉ）を計算するために正確な干渉値を使用するための回路をさらに含む。システムは、正確な干渉値を使用しており、そしてそれへの応答として最適に結合された信号パスを供給している信号から成る多元信号パス用の最適なパス結合重みを計算するための回路をさらに含む。システムはまた、搬送波信号対干渉比及び最適に結合された信号パスに基づいて対数尤度値を計算するための回路を含む。システムはまた、対数尤度値を使用して受信された信号を復号するための回路を含む。１つの付加回路はレートおよび／またはパワー制御メッセージを発生しそしてこのレートおよび／またはパワー制御メッセージを外部トランシーバに送信する。
特定の実施例では、第１の受信器部は、受信された信号から同相及び直交信号サンプルを供給するためのダウンコンバージョン及びミキシング回路を含む。信号抽出回路は同相及び直交信号サンプルから逆拡散された同相及び直交信号サンプルを供給する疑似ノイズデスプレッダを含む。信号抽出回路は逆拡散された同相及び直交信号サンプルからデータ信号及びパイロット信号を分離しそしてそれへの応答としてデータチャネル出力及びパイロットチャネル出力を供給するデカバリング(decovering)回路をさらに含む。信号抽出回路はパイロットチャネル出
力内のノイズを減らし、そしてそれへの応答の出力として望ましい信号成分の推定値を供給するための平均化(averaging)回路をさらに含む。ノイズ推定回路は、推定値と関連する望ましい信号エネルギ値を計算し、スケールされた望ましい信号エネルギ値を与えるために望ましい信号エネルギ値を所定の定数と掛け合わせ、そして正確な干渉値を与えるためにスケールされた望ましい信号エネルギ値を受信された信号と関連する総エネルギの推定値から引き去るための回路を含む。
ノイズ推定回路の代替の実施の形態は望ましい信号成分をパイロットチャネル出力から引き去りそしてそれへの応答として干渉信号を供給する減算器を含む。ノイズ推定回路は干渉信号から正確な干渉値を供給するためのエネルギ計算回路を含む。
正確な干渉値はルックアップテーブル（ＬＵＴ）に適用され、このＬＵＴは正確な干渉値に相当するところの干渉パワースペクトル密度の逆数(reciprocal)を計算する。逆数はその後、平均化回路によって続いて平均化され、そして対数尤度比（ＬＬＲ）回路に入力されるところの搬送波信号対干渉比（Ｃ／Ｉ）推定値を与えるために、スケールされた望ましい信号エネルギ値と掛け合わされる。逆数はまた、一定の係数により続いてスケールされ、平均化され、そして受信された信号のＬＬＲを計算するＬＬＲ回路に入力されるところの正規化された最適
なパス結合重みの推定値を与えるためにパイロットチャネル出力から得られたパス結合重みと掛け合わされる。
受信された信号から成る各多重信号パス用の最適なパス結合重みを計算するための回路は、パイロットフィルタの出力からの望ましい信号成分の複素振幅のスケールされた推定値を供給するための回路及び定数供給回路を含む。スケールされた推定値は正確な干渉値により正規化される。共役回路は最適なパス結合重みを表すスケールされた推定値の共役を供給する。
本発明の新規な設計は、受信された信号の干渉成分の正確な推定値を供給するノイズ推定回路によって容易になされる。干渉成分の正確な推定値は、受信された信号の最適な復号を容易にするところの搬送波信号対干渉比の正確な推定値に帰着する。
図１は、正確な干渉エネルギ計算回路を有する本発明の電気通信システムの図である。 図２は、順方向リンク送信での使用のために応用された図１の正確な干渉エネルギ計算回路、対数尤度比（ＬＬＲ）回路、及びパス結合回路のより詳細な図である。 図３は、逆方向リンク送信のために最適化された正確な干渉エネルギ計算回路の図であり、図２のパス重み付け及び結合回路とＬＬＲ回路とを含む。 図４は、図２の正確な干渉エネルギ推定回路及び最大比率パス結合回路の代替の実施例を示す図である。 図５は、干渉エネルギの推定値を改善するための、そして図２の正確な干渉エネルギ計算回路での使用のために応用されたフレーム活性制御回路のブロック図である。 図６は、活性スロット及び空きスロットを示す例示的なタイミング図である。 図７は、トラフィックチャネル信号，パイロットチャネル信号，フレーム活性信号（ＦＡＣ）（また逆パワー制御チャネルとしても知られる）、及び図６のスロットの空きチャネルスカートを示す例示的なタイミング図である。
発明の詳細な説明
本発明が特定の適用のための実例となる具体例を参照してここに記述されるが、この発明がこれに限定されないことは理解されるであろう。当分野における通常の技術を有しそしてここに提供された教えをアクセスする人は、追加の変更、応用、及びこれの範囲内及びこの発明が重要な有用性のものである追加の分野内の実施例を認めるであろう。
図１は正確な搬送波信号対干渉（Ｃ／Ｉ）及び干渉エネルギ（Ｎt ）計算回路１２を有する本発明の電気通信トランシーバシステム１０の図である。システム１０はＣＤＭＡ移動局での使用のために応用される。本特定の実施例では、トランシーバシステム１０により受信される信号は基地局（図示せず）とシステム１０との間の順方向通信リンクを通して受信される。トランシーバシステム１０により送信される信号はトランシーバシステム１０から関連基地局への逆方向通信リンクを通して送信される。
明確のために、クロッキング回路，マイクロフォン，スピーカ等のような、トランシーバシステム１０の多くの詳細は省略された。当分野の技術者は過度の実験無しに追加回路を容易に実施できる。
トランシーバシステム１０は二重変換電気通信トランシーバであり、そしてデュプレクサ１６に接続されたアンテナ１４を含む。デュプレクサ１６は、左から右へ、受信増幅器１８，無線周波数（ＲＦ）−中間周波数（ＩＦ）ミキサ２０，受信バンドパスフィルタ２２，受信自動利得制御回路（ＡＧＣ）２４，及びＩＦ−ベースバンド回路２６を含む受信パスに接続される。ＩＦ−ベースバンド回路２６はＣ／Ｉ及びＮt推定回路１２でベースバンドコンピュータ２８に接続される。
デュプレクサ１６はまた、送信増幅器３０，ＩＦ−ＲＦミキサ３２，送信バンドパスフィルタ３４，送信ＡＧＣ３６，及びベースバンド−ＩＦ回路３８を含む送信パス６６に接続される。ベースバンド−ＩＦ回路３８はエンコーダ４０でベースバンドコンピュータ２８に接続される。
ベースバンドコンピュータ２８内のＣ／Ｉ及びＮt推定回路１２はパス重み付け及び結合回路４２，レート／パワー要求発生回路４４，及び対数尤度比（ＬＬＲ）回路４６に接続される。ＬＬＲ回路４６はまたパス重み付け及び結合回路４２とデコーダ４８とに接続される。デコーダ４８はレート／パワー要求発生回路４４及びエンコーダ４０にも接続されるコントローラ５０に接続される。
アンテナ１４はＲＦ信号を送受信する。アンテナ１４に接続されたデュプレクサ１６は、送信ＲＦ信号５４からの受信ＲＦ信号５２の分離を容易にする。
アンテナ１４により受信されたＲＦ信号５２は、それらが受信増幅器１８により増幅され、ＲＦ−ＩＦミキサ２０により中間周波数にミックスされ、受信バンドパスフィルタ２２により濾波され、受信ＡＧＣ２４により利得調整され、そしてその後ＩＦ−ベースバンド回路２６によってディジタルベースバンド信号５６に変換される受信パス６４に向けられる。ディジタルベースバンド信号５６はその後ディジタルベースバンドコンピュータ２８に入力される。
本実施例では、受信器システム１０は直交位相シフトキーイング （ＱＰＳＫ）変復調技術での使用のために応用され、そしてディジタルベースバンド信号５６は同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）信号成分の両方を含む直交振幅変調（ＱＡＭ）信号である。Ｉ及びＱベースバンド信号５６は基地局において使用されたトランシーバのようなＣＤＭＡ電気通信トランシーバから送信されたパイロット信号とデータ信号との両方を表す。
送信パス６６では、ディジタルベースバンドコンピュータ出力信号５８はベースバンド−ＩＦ回路３８によってアナログ信号に変換され、ＩＦ信号にミックスされ、送信バンドパスフィルタ３４により濾波され、ＩＦ−ＲＦミキサ３２によりＲＦにミックスアップされ、送信増幅器３０により増幅されそしてその後デュプレクサ１６及びアンテナ１４経由で送信される。
受信及び送信パス６４及び６６の両者は、それぞれディジタルベースバンドコンピュータ２８に接続される。ディジタルベースバンドコンピュータ２８は受信されたベースバンドディジタル信号５６を処理しそしてディジタルベースバンドコンピュータ出力信号５８を出力する。ベースバンドコンピュータ２８は信号−音声変換および／またはその逆のような機能を含んでもよい。
ベースバンド−ＩＦ回路３８は、複数のディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ），ミキサ，加算器，フィルタ，シフタ，及び局部発振器のような種々の構成要素（図示せず）を含む。ベースバンドコンピュータ出力信号５８は９０°異なる位相である同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）信号成分の両者を含む。出力信号５８はアナログベースバンド−ＩＦ回路３８内の複数のディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）に入力され、アナログベースバンド−ＩＦ回路ではそれらはその後ミキシングに備えてローパスフィルタにより濾波されるアナログ信号に変換される。出力信号５８の位相は、ベースバンド−ＩＦ回路３８内に含まれる９０°シフタ（図示せず），ベースバンド−ＩＦミキサ（図示せず），及び加算器（図示せず）によって、それぞれ調整され、ミックスされ、そして合計される。
加算器はＩＦ信号を送信ＡＧＣ回路３６に出力し、送信ＡＧＣ回路では送信バンドパスフィルタ３４によって濾波すること、ＩＦ−送信ミキサ３２によってＲＦにミックスアップすること、送信増幅器２０によって増幅すること、そしてデュプレクサ１６とアンテナ１４とによる最後の(eventual)無線送信に備えて、ミックスされたＩＦ信号の利得が調整される。
同様に、受信パス６４内のＩＦ−ベースバンド回路２６は、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ），発振器，及びミキサのような回路（図示せず）を含む。受信ＡＧＣ回路２４から受信された利得調整された信号出力は、それらがミキシング回路によってベースバンドにミックスされそしてその後複数のアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）によってディジタル信号に変換されるＩＦ−ベースバンド回路２６に転送される。
ベースバンド−ＩＦ回路３８及びＩＦ−ベースバンド回路３６の両者はミキシング機能を容易にするために第１の発振器６０により供給される発振器信号を使用する。受信ＲＦ−ＩＦミキサ２０及び送信ＩＦ−ＲＦミキサ３２は第２の発振器６２からの発振器信号入力を使用する。第１及び第２の発振器６０及び６２は、それぞれマスタ基準発振器信号から出力信号を得る位相同期ループとして実施することができる。
当分野の技術者は、受信及び送信パス６４及び６６の他のタイプが本発明の範囲から逸脱すること無しに代わりに使用されることができることを認めるであろう。増幅器１８と３０，ミキサ２０と３２，フィルタ２２と３４，ＡＧＣ回路２４と３６，及び周波数変換回路２６と３８のような種々の構成要素は標準の要素であり、そして当分野における通常の技術を有する人により容易に構成することができ、そして本教えにアクセスすることができる。
ベースバンドコンピュータ２８では、受信されたＩ及びＱ信号５６はＣ／Ｉ及びＮt推定回路１２に入力される。Ｃ／Ｉ及びＮt推定回路１２はパイロット信号に基づいてＩ及びＱ信号５６の干渉エネルギを正確に決定し、そしてそれへの応答として搬送波信号対干渉比を決定する。搬送波信号対干渉比（Ｃ／Ｉ）は信号対雑音比（ＳＮＲ）と類似であり、そして干渉及びノイズ成分を除いた受信されたＩ及びＱ信号５６のエネルギの、受信されたＩ及びＱ信号５６の干渉エネルギに対する比である。旧来のＣ／Ｉ推定回路はしばしばマルチパス干渉エネルギを正確に推定することができない。
Ｃ／Ｉ及びＮt推定回路１２はＣ／Ｉ信号をレート／パワー要求発生回路４４及びＬＬＲ回路４６に出力する。Ｃ／Ｉ及びＮt推定回路１２はまた干渉エネルギの逆数(reciprocal)（１／Ｎt），逆拡散されデカバーされたデータチャネル信号，及び逆拡散されデカバーされたパイロットチャネル信号をパス重み付け及び結合回路４２に出力する。逆拡散されデカバーされたデータチャネル信号はまた、それが復号されそしてコントローラ５０に順方向転送されるデコーダ４８に供給される。コントローラ５０で、復号された信号は、音声またはデータを出力するために、あるいは関連する基地局（図示せず）に転送するための逆方向リンク信号を発生するために、処理される。
パス重み付け及び結合回路４２は、データチャネル信号に相当する受信されたデータ信号のマルチパス成分用の最適比率のパス結合重みを計算し、適当なパスを重み付けし、複数パスを結合し、そしてメトリック(metric)として合計され重み付けされたパスをＬＬＲ回路４６に供給する。
ＬＬＲ回路４６は、最適ＬＬＲとソフトデコーダ決定値とを発生するためにＣ／Ｉ及びＮt推定回路１２により供給されたＣ／Ｉ推定値とともにパス重み付け及び結合回路４２からの尺度を使用する。最適ＬＬＲ及びソフトデコーダ決定値は受信されたデータチャネル信号の復号を容易にするためにデコーダ４８に供給される。コントローラ５０はその後、スピーカまたは他の装置（図示せず）によって音声またはデータを出力するために復号されたデータチャネル信号を処理する。コントローラ５０はまた、送信の用意にエンコーダ４０への入力装置（図示せず）からの通話信号及びデータ信号の送出を制御する。
レート／パワー要求発生回路４４はＣ／Ｉ及びＮt推定回路１２からのＣ／Ｉ信号入力に基づいてレート制御またはパワーフラクション要求メッセージを発生する。レート／パワー要求発生回路４４はＣ／Ｉを１組の所定のしきい値と比較する。レート／パワー要求発生回路４４は、種々のしきい値についてＣ／Ｉ信号の相対的な大きさに基づいてレート要求またはパワー制御メッセージを発生する。レート／パワー要求発生回路４４の厳密な詳細は、用途スペック(application-specific)であり、そして容易に決定され、与えられた用途のニーズに適する分野の通常の技術者により実施される。
結果としてのレート制御またはパワーフラクション要求メッセージはその後コントローラ５０に転送される。コントローラ５０はエンコーダ４０によって符号化するためのパワーフラクション要求メッセージと、送信パス６６，デュプレクサ１６及びアンテナ１４を経由したデータレート要求チャネル（ＤＲＣ）を通して関連基地局（図示せず）への最終送信とを準備する。基地局がレート制御またはパワーフラクション要求メッセージを受信すると、基地局は送信された信号のレートおよび／またはパワーを適宜に調整する。
Ｃ／Ｉ及びＮt推定回路１２からの正確なＣ／Ｉ及びＮt推定値はレート／パワー要求発生回路４４の性能を改善し、そしてデコーダ４８の性能を改善し、それによってトランシーバシステム１０及び関連する電気通信システムの処理能力と効率とを改善する。
図２は順方向リンク送信での使用に応用された図１の正確なＣ／Ｉ及びＮt推定回路１２，ＬＬＲ回路４６，及びパス結合回路４２のより詳細な図である。
Ｃ／Ｉ及びＮt推定回路１２は、左から右へそして上から下へ、疑似ノイズ（ＰＮ）デスプレッダ７０，Ｍ−ａｒｙウォルシュ・デカバ−回路７２，総受信信号エネルギ（ＩO ）計算回路７４，第１の定数回路８４，パイロットフィルタ７６，減算器８０，第１の掛け算器８２，パイロットエネルギ計算回路８６，ルックアップテーブル（ＬＵＴ）８８，第２の掛け算器９０，及びＣ／Ｉ蓄積回路９２を含む。Ｃ／Ｉ及びＮt 推定回路１２では、疑似ノイズ（ＰＮ）デスプレッダ７０は図１のＩＦ−ベースバンド回路２６からＩ及びＱ信号５６を受信する。ＰＮデスプレッダ７０はＭ−ａｒｙウォルシュ・デカバー回路７２及びＩO 計算回路７４に、並列に(in parallel) 、入力を供給する。Ｍ−ａｒｙウォルシュ・デカバー回路７２はパイロットフィルタ７６に、そしてパス重み付け及び結合回路４２内の定数デバイダ回路７８に入力を供給する。
エネルギ計算回路７４の出力は減算器回路８０の正の端子に接続される。減算器回路８０の負の端子は第１の掛け算器８２の出力端子に接続される。第１の掛け算器８２の第１の入力は第１の定数回路８４の出力に接続される。第１の掛け算器８２の第２の入力はパイロットエネルギ計算回路８６の出力に接続される。パイロットフィルタ７６はパイロットエネルギ計算回路８６に入力を供給する。
減算器８０の出力は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）８８に接続される。ＬＵＴ８８の出力は第２の掛け算器９０の第１の入力とパス重み付け及び結合回路４２内の第３の掛け算器９４の第１の入力とに並列に接続される。第２の掛け算器９０の第２の入力は第１の掛け算器８２の出力に接続される。第２の掛け算器９０の出力はＣ／Ｉアキュムレータ回路９２に接続され、それの出力はＬＬＲ回路４６に入力を供給する。パス重み付け及び結合回路４２は第２の定数発生回路９８，第４の掛け算器９６，第３の掛け算器９４，定数デバイダ回路７８，複素共役回路１００，第５の掛け算器１０２，及びパスアキュムレータ回路１０４を含む。パス重み付け及び結合回路４２では、第４の掛け算器９６の第１の端子はパイロットフィルタ７６の出力に接続され、それはまたＣ／Ｉ及びＮt推定回路１２内のパイロットエネルギ計算回路８６の入力に接続される。第４の掛け算器９６の第２の端子は第２の定数発生回路９８に接続される。第４の掛け算器９６の出力は第３の掛け算器９４の第２の入力に接続される。第３の掛け算器９４の出力は複素共役回路１００に入力を供給する。複素共役回路１００の出力は第５の掛け算器１０２の第１の入力に接続される。定数デバイダ回路７８の出力は第５の掛け算器１０２の第２の入力に接続される。第５の掛け算器１０２の出力はパスアキュムレータ回路１０４の入力に接続される。パスアキュムレータ回路１０４の出力はＬＬＲ回路４６の第２の入力に接続される。ＬＬＲ回路４６の出力はデコーダ（図１の４８を参照）の入力に接続される。
動作では、ＰＮデスプレッダ７０はＩ及びＱ信号を受信しそしてＬフィンガ、即ち、パス（ｌ）を逆拡散する。ＰＮデスプレッダ７０は、チャネルを通した送信の前にＩ及びＱ信号を拡散するために使用された疑似ノイズシーケンスの逆数を使用してＩ及びＱ信号を逆拡散する。ＰＮデスプレッダ７０の構成及び動作はまた周知の技術である。 逆拡散された信号はＰＮデスプレッダ７０から出力されそしてＭ−ａｒｙウォルシュ・デカバー７２及びＩO計算回路７４に入力される。ＩO計算回路７４はチップごとの総受信エネルギ（ＩO）を計算し、それは望ましい信号成分及び干渉とノイズ成分の両者を含む。ＩO計算回路は下記の式に従ってＩOの推定値
Figure 0005738971
を供給する：
Figure 0005738971
ここでＮはパイロットバーストごとのチップ数であり、本特定の実施例では６４であり、そして・はＰＮデスプレッダ７０からの受信された逆拡散信号出力を表す。
当分野の技術者はＩOが本発明の範囲を逸脱すること無しに、ＰＮデスプレッダ７０による逆拡散の前に計算されてよいことを認識するであろう。例えば、ＩO計算回路７４はＰＮデスプレッダ７０により供給される入力の代わりにＩ及びＱ信号５６からの直接入力を受信してもよく、この場合にはＩOの等価推定値はＩO計算回路７４の出力で供給されるであろう。
Ｍ−ａｒｙウォルシュ・デカバー回路７２は、周知の方法に従って、データチャネルと名付けられる直交データ信号、及びパイロットチャネルと名付けられるパイロット信号をデカバーする。本特定の実施例では、直交データ信号は下記の式により表される１つのデータチャネル（ｓ）に相当する：
Figure 0005738971
ここでＭはウォルシュ記号ごとのチップ数であり、
Figure 0005738971
は第ｌ番目(ここで、ｌはＬの小文字である。本明細書・図面において同じ)のマルチパス成分の変調記号エネルギであり、
Figure 0005738971
はデータチャネルｓの位相であり、そしてＸtはデータチャネルｓの情報露出(information baring)成分である。式［２］により表されるデカバーされたデータチャネルはデコーダ（図１の４８参照）に、そしてパス重み付け及び結合回路４２の定数デバイダ回路７８に供給される。
本発明は種々のウォルシュ符号から成る信号での使用のために適用されるが、本発明は当分野の通常の技術者により他のタイプの符号での使用のために容易に適用可能である。
パイロットチャネルはパイロットフィルタ７６に入力される。パイロットフィルタ７６は、パイロットチャネルからより高い周波数のノイズ及び干渉成分を取り除くローパスフィルタとして動作する平均化フィルタである。パイロットフィルタ７６の出力（ｐ）は下記の式により表される：
Figure 0005738971
ここでＭはウォルシュ記号ごとのチップ数であり、
Figure 0005738971
は、第ｌ番目のマルチパス成分のパイロットチップエネルギであり、そしてθl は濾波されたパイロットチャネルｐの位相である。
濾波されたパイロットチャネルｐのエネルギの推定値はパイロットエネルギ計算回路８６によって計算され、それは式［３］により表される濾波されたパイロットチャネルｐの複素振幅の２乗である。濾波されたパイロットチャネルｐの複素振幅の２乗は下記の式により表された所定のスケールファクタｃと掛け合わされる：
Figure 0005738971

ここでＩorは望ましい信号の受信エネルギである、即ち、ノイズ及び干渉成分が除かれたＩOと等しい。Ｅpはパイロットチップエネルギである。スケールファクタｃは多くの無線通信システムにおける既知の順方向リンク定数である。
スケールファクタｃは、受信された信号５６の第ｌ番目のマルチパス成分に相当する受信された望ましい信号のエネルギ（ノイズ及び干渉成分を除いたＩO）の正確な推定値
Figure 0005738971
を与えるために、第１の掛け算器８２によって濾波されたパイロットチャネルｐのエネルギと掛け合わされる。
正確な推定値
Figure 0005738971
は、第ｌ番目のマルチパス成分に相当する干渉エネルギ（Ｎt,l）の正確な測定値を与えるために減算器８０によってＩOの推定値から引き去られる。Ｎt,lはその後ＬＵＴ８８に供給され、それはＮt,lの逆数をパス重み付け及び結合回路４２内の第３の掛け算器９４に及び第２の掛け算器９０の第１の入力に出力する。第２の掛け算器９０の第２の入力は第１の掛け算器８２の出力に接続され、それは第２の掛け算器９０の第２の入力端子で、
Figure 0005738971
を供給する。第２の掛け算器９０は、下記の式に従って第ｌ番目のマルチパス成分に相当する搬送波信号対干渉比（Ｃ／Ｉ）の正確な推定値を出力する：
Figure 0005738971
正確なＣ／Ｉ値はその後Ｃ／Ｉ蓄積回路９２によって受信された信号内のＬパスを通して蓄積される。蓄積されたＣ／Ｉ値はその後ＬＬＲ回路４６に及びレート／パワー要求発生回路（図１の４４参照）に供給される。
パス重み付け及び結合回路４２では、第４の掛け算器９６は濾波されたパイロット信号ｐを第２の定数発生回路９８により供給された定数ｋと掛け合わせる。定数ｋは下記の式に従って計算される：
Figure 0005738971
ここでＥsは変調記号エネルギであり、Ｅpはパイロット記号エネルギであり、Ｍは上述したようにチップごとのウォルシュ記号の数である。Ｅs対Ｅpの比はしばしば逆方向リンク及び順方向リンク送信の両者にとって既知の定数である。
第４の掛け算器９６の出力は下記の式により記述されるチャネル係数
Figure 0005738971
の推定値を供給する：
Figure 0005738971
ここで、
Figure 0005738971
は第ｌ番目のマルチパス成分の変調記号エネルギの推定値であり
Figure 0005738971
はパイロット信号の位相の推定値である。チャネル
Figure 0005738971
はパイロットフィルタ７６の出力の複素振幅のスケールされた推定値である。
チャネル推定値はその後、第３の掛け算器９４により第ｌ番目のマルチパス成分に相当する干渉エネルギＮt,lの逆数と掛け合わされる。干渉エネルギＮt,lは干渉及びノイズ成分の両者を含む。複素共役回路１００はその後、第３の掛け算器９４の出力の共役を計算し、それは最大比率のパス結合重みを表す。最大比率(maximal ratio)のパス結合重みはその後、第５の掛け算器１０２によってデバイダ回路７８からの対応するデータ記号出力と掛け合わされる。データ記号（ｄ）は下記の式により表される：
Figure 0005738971
ここで変数は式［２］及び［７］について与えられたものと同じである。
第５の掛け算器１０２の出力はパス結合回路１０４経由で信号を構成するＬ個のパスを通してその後蓄積される最適に重み付けされたデータ信号を表す。結果としての最適に結合されたデータ信号はＬＬＲ回路４６に供給され、それはデコーダ（図１の４８参照）への最適なソフトデコーダ入力の計算を容易にする。
当分野の技術者は第１の定数発生回路８４及び第２の定数発生回路９８により供給された定数ｃ及びｋが、それぞれ、本発明の範囲を逸脱すること無しに、式［３］及び［６］により表されたものよりも他の定数または変数であることができることを認めるであろう。
図３は逆方向リンク送信のために最適化された正確な干渉エネルギ計算回路１１０の図であり、そして図２のパス重み付け及び結合回路４２とＬＬＲ回路４６とを含んでいる。
干渉エネルギ計算回路１１０の動作は、Ｎtの計算を除いては図２のＣ／Ｉ及びＮt推定回路１２の動作と同様である。干渉エネルギ計算回路１１０はＰＮデスプレッダ７０，Ｍ−ａｒｙウォルシュ・デカバー回路７２，及びパイロットフィルタ７６を含む。Ｍ−ａｒｙウォルシュ・デカバー回路７２はデカバーする、即ち、パイロットチャネル及びデータチャネルをＰＮデスプレッダ７０からの逆拡散されたＩ及びＱ信号サンプル出力から抽出する。
干渉エネルギ計算回路１１０では、パイロットチャネルはパイロット減算器回路１１２の正入力に及びパイロットフィルタ７６に供給される。パイロットフィルタ７６はパイロットチャネル内のノイズ及び干渉成分を抑圧しそして濾波されたパイロット信号をパイロット減算回路１１２の負入力に供給する。パイロット減算器回路１１２はパイロットチャネルを濾波されたパイロットチャネルから引き去りそして送信基地局（図示せず）と、干渉エネルギ計算回路１１０が使用されているトランシーバシステム（図１の１０参照）との間のチャネルにより誘発された記号ごとの干渉及びノイズを表す信号を出力する。各記号についての干渉及びノイズ信号のエネルギ（Ｎt,l）は干渉エネルギ計算回路１１４によって下記の式に従って計算される：
Figure 0005738971
ここでＭはウォルシュ記号ごとのチップ数であり、Ｎはパイロットバーストにおけるチップ数（６４チップ）であり、そして・はパイロット減算器回路１１２の出力である。
干渉エネルギ計算回路１１０は、図２の第１の定数発生回路８４により供給された定数値ｃが未知である時に使用される。これは多くの逆方向リンク適用での場合である。
図４は図２の正確な干渉エネルギ推定回路及び最大比率パス結合回路の代替の実施例１２０及び１２２をそれぞれ示し、そして順方向リンクでの使用に適用される。代替のＣ／Ｉ及びＮt推定回路１２０はパイロットエネルギ計算回路８６に、及びパイロット信号掛け算器１２６に、並列に、接続されたパイロットフィンガフィルタ１２４を含む。パイロットエネルギ計算回路８６の出力はＬＵＴ８８に、及びパイロットエネルギ信号掛け算器１２８の入力に、並列に、接続される。 ＬＵＴ８８の出力はパイロットエネルギ信号掛け算器１２８のもう１つの入力に、及びパイロット信号掛け算器１２６のもう１つの入力に、並列に、接続される。パイロットエネルギ信号掛け算器１２８の出力はＣ／Ｉパス蓄積回路１３０に入力される。Ｃ／Ｉパス蓄積回路１３０の出力は図１のレート／パワー発生回路４４の入力に、及び汎用型デュアルマキシマ(generalized dual maxima) 回路１３２の入力に、並列に、接続される。
パイロット信号掛け算器１２６の出力はドット積回路１３４の入力に接続される。ドット積回路１３４のもう１つの入力は図３のＭ−ａｒｙウォルシュ・デカバー回路７２の出力に接続される。ドット積回路１３４の出力はＩ及びＱ信号デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）１３６の入力に接続される。Ｉ及びＱ ＤＥＭＵＸ１３６は、汎用型デュアルマキシマ回路１３２の入力に接続される直交出力（ＹQ）と同相出力（ＹI）とを供給する。汎用型デュアルマキシマ回路１３２の同相メトリック（ＭI）及び直交メトリック（ＭQ）はＬＬＲ回路（図１，２及び３の４６参照）に接続される。
動作では、パイロットフィンガフィルタ１２４は図３のＭ−ａｒｙウォルシュ・デカバー回路７２の出力から逆拡散されたパイロット信号を受信しそして下記の式に従って濾波された信号（ｐ）を出力する：
Figure 0005738971
ここでＰl は受信されたパイロット信号の第ｌ番目のマルチパス成分に相当するパイロット信号であり、そしてＩ0は下記の式によって定義されるようなチップごとの総受信エネルギである：
Ｉ0＝Ｉor,l＋Ｎt,l ［１１］
ここでＮt,l は、前述したように、受信された信号の第ｌ番目のマルチパス成分に相当する干渉及びノイズ成分を表し、そしてＩorは第ｌ番目のマルチパス成分に相当する受信された信号の望ましい成分のエネルギを表す。
濾波された信号ｐはパイロットエネルギ計算回路８６に入力され、そこで信号ｐの大きさが２乗されそしてＬＵＴ８８に出力される。ＬＵＴ８８は１から２乗された信号Ｐ2 を引き去るために調整されそしてその後下記の式を与えるためにその結果を反転する：
Figure 0005738971
ここでＰl及びＩ0は式［１０］及び［１１］について与えられたものと同じである。Ｎt,lは、前述したように、第ｌ番目のマルチパス成分に相当する受信された信号の干渉及びノイズ成分に相当するエネルギを表す。
Figure 0005738971
はＩorの正確な推定値を提供する。
ＬＵＴ８８の結果としての出力は、図１のシステム２０により受信された信号の第ｌ番目のマルチパス成分について正確なＣ／Ｉ値を与えるためにパイロットエネルギ信号掛け算器１２８によってパイロットエネルギ計算回路８６の出力と掛け合わされる。Ｃ／Ｉ値は受信された信号を構成するＬマルチパスを通してＣ／Ｉパス蓄積回路１３０によって加算される。Ｃ／Ｉパス蓄積回路１３０は総Ｃ／Ｉの正確な推定値を図１のレート／パワー要求発生回路４４に、及び汎用型デュアルマキシマ回路１３２に供給する。
パイロット信号掛け算器１２６は、下記の出力（ｙ）を与えるためにパイロットフィンガフィルタ１２４の出力をＬＵＴ８８の出力と掛け合わせる：
Figure 0005738971
ここで変数は式［１２］について与えられたものと同じである。
式［１３］において与えられたようなパイロット信号掛け算器１２６の出力はドット積回路１３４に供給される。ドット積回路１３４はまた入力として図２のＭ−ａｒｙウォルシュ・デカバー回路７２からデータ信号（ｄ）を受信する。本実施例では、データ信号ｄは下記の式によって表される：
Figure 0005738971
ここでＸlは図１のシステム２０により受信された信号の第ｌ番目のマルチパス成分に相当する直交振幅変調（ＱＡＭ）信号であり、そしてＩ0 は式（１１）のために与えられたものと同じである。
図４のシステムは、図４のシステムが自動利得制御回路（図１参照）によるスケーリングを明白に示すことを除いて、図２のシステムと同じアルゴリズムを実施する。図４のシステムはまた、（Ｉor,l）／（Ｉ0）を（Ｉor,l）／（Ｎt,l）に、及び図２におけるようにＩ0を明白に計算すること無しに（Ｎt,l）／（Ｉ0）の逆数に変換するために使用されるＬＵＴ８８を示す。（Ｉor,l）／（Ｉ0）は図４のパイロットエネルギ計算回路８６からの出力としての
Figure 0005738971
とほぼ等しく、そしてもしＥp／Ｉor＝１ならばＥp／Ｉoと等しく、ここでＥpは上述したようにパイロット記号エネルギである。
ドット積回路１３４は、式［１４］及び［１３］内にそれぞれ定義される信号ｄの信号ｙとのドット積を取り、そして下記の式に従って出力信号（Ｙ）を供給する：
Figure 0005738971
ここでＬはマルチパスの総数であり、ｌはカウンタでありそしてＬマルチパスの特定のｌパスを表し、ＹIは受信されたデータ信号の同相成分を表し、そしてＹQは受信されたデータ信号の虚直交成分を表す。他の変数、即ちＸl，Ｐl，及びＮt,lは式［１３］及び［１４］について与えられたものと同じである。
ＤＥＭＵＸ１３６は式［１５］により定義された出力ＹのＩ（ＹI）及びＱ（ＹQ）成分を別々のパス上に選択的に切り替え、この別々のパスはメトリック
Figure 0005738971
及び
Figure 0005738971
をそれへの応答として図１のＬＬＲ回路４６にそれぞれ出力するところの汎用型デュアルマキシマ回路１３２に供給する。
図４のシステム内で使用されたもののような本発明を構成するために使用されたすべての回路要素及びモジュールは当分野における通常の技術を有する人により容易に作成される。
図５は干渉エネルギ（Ｎt）の推定値を改善するためと、図２の正確なＣ／Ｉ及びＮt 推定回路１２での使用のために応用されるフレーム活性制御(frame activity control)（ＦＡＣ）回路１４０のブロック図である。
図２及び５を参照して、ＦＡＣ回路１４０はＬＵＴ８８の入力で図２のＣ／Ｉ及びＮt推定回路１２内に挿入することができる。ＦＡＣ回路１４０は、減算器回路８０の出力からＮt,lを、そしてＭ−ａｒｙウォルシュ・デカバー回路７２からデータチャネル出力を、及び第１の掛け算器８２の出力を受信し、そしてＮt,lの新しい推定値、即ち、ある基地局がパイロットインターバルの間は放送しそしてデータインターバルの間は放送しないという事実のために修正された干渉（ノイズを含む）推定値である
Figure 0005738971
を出力する。パイロットインターバルの間は放送する基地局は、チャネルに関連しそしてパイロット信号によって測定されるノイズ及び干渉の一因となる。もし、ある基地局がデータインターバルの間は放送しないがしかしパイロットインターバルの間は放送するならば、パイロットインターバルに基づくチャネルノイズ及び干渉の推定値は大きすぎる、即ち、Ｎt,data＜Ｎt,pilot 及び（Ｃ／Ｉ）data＜（Ｃ／Ｉ）pilot であるだろう。
本発明の教えに従って、基地局により放送された波形はフレーム活性ビット（ＦＡＣビット）を含む。ＦＡＣビットは、図１のシステム１０のような移動局に、関連するパイロット信号のトラフィックチャネルが次の半フレームに続く半フレームの間送信しているか否かを表示する。もしＦＡＣビットが例えば、論理１に設定されれば、順方向トラフィックチャネルは不活性であるかもしれない。もしＦＡＣビットがクリアである、即ち論理０に対応すれば、対応する順方向チャネルは不活性である。第ｉ番目の基地局について半フレームｎの間に送信されたＦＡＣビット、即ち、ＦＡＣi（ｎ）は次フレーム、即ち、半フレーム（ｎ＋２）のための順方向データチャネル活性化を指定する(specifies)。
ＦＡＣビットの使用は、ある基地局がパイロットインターバルの間は放送しそしてデータインターバルの間は放送しないところの通信システムにおけるＣ／Ｉ推定値を改善する。結果として、ＦＡＣビットの使用は図１のレート／パワー要求発生回路４４によって実施されたようにすぐれたデータレート制御に帰着する。ＦＡＣビットの使用はまた、半フレームｎ＋１で始まりそしてＦＡＣビットによって基地局不活性の要因となるデータレート制御メッセージに基づく８スロットまでの順方向データチャネル送信が有効であることを保証させる。
ＦＡＣ回路１４０は、下記の式に従ってデータインターバルの間、放送していないであろう基地局から干渉の寄与を引き去る：
Figure 0005738971
ここでｉは基地局のインデックス、即ち、
Figure 0005738971
が推定されているセクタ。ｊはカウントされた各基地局に対して増加されるカウンタである。
Figure 0005738971
は第ｌ番目のマルチパス成分のためのそして第ｊ番目の基地局に対するデータ送信と関連した干渉エネルギを表す。同様に、
Figure 0005738971
は第ｌ番目のマルチパス成分のためのそして第ｊ番目の基地局に対するパイロット送信と関連した干渉エネルギを表す。
Figure 0005738971
は第ｊ番目の基地局から受信された望ましい信号成分のエネルギである。
本教えへのアクセスで、当分野の通常の技術者は過度の実験無しにＦＡＣ回路１４０を容易に作成することができる。
パイロットインターバルの間及び干渉エネルギＮtが推定されている間、図１のトランシーバ１０と通信するすべての基地局は全電力で送信している。もしある基地局がパイロットインターバルの前後のデータインターバルの間空きであれば、そのとき拡散された大マルチパスの存在において、基地局からの干渉はもう１つの基地局からのパイロット信号の全持続期間中受信することができない。Ｎtの推定における結果としての不正確さを避けるために、基地局はパイロットバーストの前後にそして空きデータインターバルの間に空きスカート信号を送信する。空きスカート信号の長さはチャネルと関連して拡散された予期されたマルチパスよりも長い。好ましい実施例では、空きスカート信号の長さは０の最小長から１２８チップの最大長まで構成可能である。
図６は活性(active)スロット１５０と空きスロット１５２とを示す例示的なタイミング図である。パイロットスカート１５４は第１のパイロットバースト１５６の前後及び空きスロット１５２の間を示される。第１のパイロットバースト１５６は活性スロット１５０の間の第２のパイロットバースト１５８に対応する。
ＦＡＣ信号１６４、即ち、逆パワー制御チャネル（ＲＰＣ）信号はまた空きスロット１５２内の第３のパイロットバースト１６０及び活性スロット１５０内の対応する第４のパイロットバースト１６２の前後に示される。
図７は図６のスロットのトラフィックチャネル信号１７０，パイロットチャネル信号１７２，フレーム活性信号１７８（ＦＡＣ），及び空きチャネルスカート信号１８０を示す例示的なタイミング図である。このように、本発明は特定の適用のための特定の実施例を参照してこの中に記述された。当分野において通常の技術を有しそして本教えにアクセスする人は、これの範囲内の追加の修正，応用，及び実施例を認めるであろう。
したがって本発明の範囲内のいかなる及びすべてのそのような応用，修正及び実施例は、添付のクレームによってカバーされるよう意図される。
以下に、本願の当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［１］
下記を具備する、無線チャネルを通して受信され及び外部トランシーバによって送信された信号に関する正確なノイズおよび／または干渉値を供給するためのシステム：
前記信号を受信するための第１の符号分割多元アクセス受信器部、前記受信された信号は望ましい信号成分と干渉および／またはノイズ成分とを有する；
前記受信された信号から前記望ましい信号成分の推定値を抽出するための信号抽出回路；
前記望ましい信号成分の前記推定値と前記受信された信号とに基づいて前記正確なノイズおよび／または干渉値を供給するためのノイズ推定回路；
前記正確なノイズおよび／または干渉値を正規化係数に変換するためのルックアップテーブル；
正確な搬送波信号対干渉比推定値を発生するために前記正規化係数と前記受信された信号とを使用するための搬送波信号対干渉比回路；及び
前記受信された信号と前記正規化係数とに基づいて最適なパス結合重みを発生するためのパス結合回路。
［２］
前記正確な干渉値を使用して搬送波信号対干渉比を計算するための手段をさらに含む［１］のシステム。
［３］
前記正確なノイズおよび／または干渉値を使用し及びそれへの応答として最適に結合された信号パスを供給する前記信号を具備する多重信号パスのための最適なパス結合重みを計算するための手段をさらに含む［２］のシステム。
［４］
前記搬送波信号対干渉比及び前記最適に結合された信号パスに基づいて対数尤度値を計算するための手段をさらに含む［３］のシステム。
［５］
前記対数尤度値を使用している前記受信された信号を復号するための手段をさらに含む［３］のシステム。
［６］
レートおよび／またはパワー制御メッセージを発生し及び前記レートおよび／またはパワー制御メッセージを前記外部トランシーバに送信するための手段をさらに含む［２］のシステム。
［７］
前記第１の受信器部が前記受信された信号から同相及び直交信号サンプルを供給するためのダウンコンバージョン及びミキシング回路を含む［１］のシステム。
［８］
前記信号抽出回路が前記同相及び直交信号サンプルから逆拡散された同相及び直交信号サンプルを供給するための疑似ノイズデスプレッダを含む［７］のシステム。
［９］
前記信号抽出回路がパイロット信号とデータ信号とを前記逆拡散された同相及び直交信号サンプルから分離し及びそれへの応答としてデータチャネル出力とパイロットチャネル出力とを供給するためのデカバリング回路をさらに含む［８］のシステム。
［１０］
前記データチャネル出力が下記の式によって記述される［９］のシステム：
Figure 0005738971
 ここでｓはデータチャネルを表し、Ｍはウォルシュ記号ごとのチップ数であり、
Figure 0005738971
 は前記データチャネルの第ｌ番目のマルチパス成分の変調記号エネルギであり、
Figure 0005738971
 は該データチャネルｓの位相であり、及びＸ t は前記データチャネルｓの情報露出成分である。
［１１］
前記信号抽出回路が前記パイロットチャネル出力内のノイズを減らし及びそれへの応答としての出力として前記望ましい信号成分の前記推定値を供給するための平均化回路をさらに含む［９］のシステム。
［１２］
前記望ましい信号成分の前記推定値が下記の式によって記述される［１１］のシステム：
Figure 0005738971
 ここでｐは前記推定値を表し、Ｍはウォルシュ記号ごとのチップ数であり、
Figure 0005738971
 は前記推定値ｐの第ｌ番目のマルチパス成分のパイロットチップエネルギであり、及びθ l は前記推定値ｐの位相である。
［１３］
前記ノイズ推定回路が前記推定値と関連するエネルギ値を計算し、スケールされたエネルギ値を与えるために前記エネルギ値を所定の定数と掛け合わせ、及び前記正確なノイズおよび／または干渉値を与えるために前記スケールされた信号エネルギ値を前記受信された信号と関連する総エネルギの推定値から引き去るための回路を含む［１１］のシステム。
［１４］
前記所定の定数が下記の式によって記述される［１３］のシステム：
Figure 0005738971
 ここでｃは前記所定の定数を表し、ｌ or は前記望ましい信号成分の受信されたエネルギであり、及びＥ p はパイロットチップエネルギである。
［１５］
前記正確なノイズおよび／または干渉値が前記正規化係数を供給するために前記正確なノイズおよび／または干渉値の逆数を計算する前記ルックアップテーブルに適用される［１３］のシステム。
［１６］
前記ノイズ推定回路が前記正確な搬送波信号対干渉比推定値を与えるために前記スケールされた望ましい信号エネルギ値を前記正規化係数と掛け合わせるための掛け算器をさらに含む［１５］のシステム。
［１７］
前記ノイズ推定回路が前記搬送波信号対干渉比推定値を平均化し及びそれへの応答として平均化された搬送波信号対干渉比推定値を供給するための平均化回路をさらに含む［１６］のシステム。
［１８］
前記平均化された搬送波信号対干渉比推定値と前記正規化係数によりスケールされそして平均化されたパス結合重みとから対数尤度比を計算するための対数尤度比回路をさらに含む［１７］のシステム。
［１９］
前記ノイズ推定回路が前記望ましい信号成分を前記パイロットチャネル出力から引き去りそしてそれへの応答として干渉信号を供給するための減算器を含む［１１］のシステム。
［２０］
前記ノイズ推定回路が前記干渉信号から前記正確なノイズおよび／または干渉値を供給するためのエネルギ計算回路を含む［１９］のシステム。
［２１］
前記受信された信号を具備する各多重信号パスのために最適なパス結合重みを計算するための手段をさらに含む［１］のシステム。
［２２］
最適なパス結合重みを計算するための前記手段がパイロットフィルタの出力及び定数供給回路からの前記望ましい信号成分の振幅のスケールされた推定値、前記正確なノイズおよび／または干渉値により正規化された前記スケールされた推定値を供給するための手段を含む［２１］のシステム。
［２３］
前記スケールされた推定値が下記の式によって記述される［２２］のシステム：
Figure 0005738971
 ここで
Figure 0005738971
 は前記スケールされた推定値であり、
Figure 0005738971
 は前記受信信号の第ｌ番目のマルチパス成分の変調記号エネルギであり、及び
Figure 0005738971
 は前記パイロットフィルタの前記出力の位相の推定値であり、及びＮ s,l は前記正確なノイズおよび／または干渉値である。
［２４］
前記スケールされた推定値の共役を供給するための共役回路をさらに含み、前記共役は前記最適なパス結合重みを表す［２３］のシステム。
［２５］
下記を具備する、チャネルを通して受信された無線信号について正確な干渉値を供給するためのシステム：
第１のタイムインターバルの間は前記受信された信号の干渉成分を測定し、及びそれへの応答として干渉測定値を供給するための第１の手段；
前記第１のタイムインターバルの間は送信されそして続くタイムインターバルの間は送信されない信号に関連する前記干渉成分のフラクションを決定するための第２の手段；及び
前記フラクションによって前記干渉測定値を調整しそしてそれへの応答としての前記正確な干渉エネルギ値として調整されたノイズ測定値を供給するための第３の手段。
［２６］
下記工程を具備する、チャネルを通して受信された信号のノイズ成分の測定値における不正確さを減ずるための方法： 前記チャネルのマルチパス拡散または前記チャネルの予期されたマルチパス拡散を決定する、及び
パイロット信号送信の前後に空きスカート信号を送信する、前記空きスカート信号は前記チャネルのマルチパス拡散または前記チャネルの予期されたマルチパス拡散よりも長い長さを有する。
［２７］
下記を具備する、チャネルを通して受信された無線信号について正確な干渉エネルギ値を供給するためのシステム：
前記無線信号を受信しそしてそれへの応答として前記無線信号からの同相及び直交信号サンプルを供給するための第１の受信器部；
前記同相及び直交信号サンプルからパイロット信号を抽出し、そしてそれへの応答として前記無線信号のエネルギの推定値を供給する第２の受信器部、前記推定値は干渉成分を欠いている。；及び
前記無線信号の総エネルギ測定値及び前記無線信号のエネルギの前記推定値に基づいて前記干渉エネルギ値を供給するための干渉計算回路。
［２８］
下記を具備する、チャネルを通して受信された信号の復号を容易にするために正確な搬送波信号対干渉比を供給するためのシステム：
チャネルを通して信号を受信するための手段、前記受信された信号は１つまたはそれ以上のチップを有する；
前記１つまたはそれ以上のチップごとに総受信エネルギの推定値を供給するための手段、前記総受信エネルギの推定値は干渉成分及び望ましい信号エネルギ成分を有する；
前記受信された信号から前記望ましい信号エネルギ成分を抽出するための手段；
前記干渉成分の推定値を供給するために前記望ましい信号エネルギ成分の前記推定値及び総受信エネルギの前記推定値を使用するための手段；及び
前記正確な搬送波信号対干渉比を供給するために前記望ましい信号エネルギ成分の前記推定値及び干渉成分の前記推定値を使用するための手段。
［２９］
下記を具備する、対数尤度比計算回路に最適な入力を供給するためのシステム：
チャネルを通して信号を受信するための第１の受信器部；
前記信号内に含まれる干渉および／またはノイズを表す信号を供給しそしてそれへの応答として信号対干渉比を供給するための干渉計算回路；
前記対数尤度比計算回路への第１の最適な入力として最適なパス結合信号を生成するために前記干渉および／またはノイズを表す信号及び前記信号を使用するための最適パス結合回路；及び
前記対数尤度比計算回路への第２の最適な入力として最適な搬送波信号対干渉値を供給するために前記信号対干渉比を蓄積するための蓄積回路。
［３０］
下記を具備する、通信システム：
チャネルを通して所定のレート及びパワーレベルで第１の信号を送信するためのトランシーバ、前記チャネルは前記第１の信号にノイズ及び／または干渉を誘発する；
前記第１の信号を受信しそしてそれへの応答として前記第１の信号の同相及び直交サンプルを供給するための手段、前記第１の信号はパイロット信号成分及び１つまたはそれ以上のマルチパス成分を有する；
前記パイロット信号を抽出しそして前記パイロット信号成分と前記同相及び直交サンプルとに基づいて所定のマルチパス成分上の前記第１の信号により受信された総干渉エネルギの推定値を供給するための手段；
前記総干渉エネルギの推定値及び前記１つまたはそれ以上のマルチパス成分と関連するエネルギの推定値に基づいてパワーまたはレート制御信号を発生するための手段；
前記パワーまたはレート制御信号を前記トランシーバに送信するための手段；
前記総干渉エネルギの推定値に基づいて前記１つまたはそれ以上のマルチパス成分用の最適なパス結合重みを計算しそしてそれへの応答として最適に結合された信号パスを供給するための手段；
前記最適に結合された信号パス、前記総干渉エネルギ、及び前記１つまたはそれ以上のマルチパス成分と関連するエネルギの推定値に基づいて対数尤度値を計算するための手段；及び
それへの応答として前記第１の信号を復号するための手段。
［３１］
下記を具備する、干渉成分、データ成分、及びパイロット信号成分を有する受信された信号のマルチパス用の最大比率のパス結合重みを決定するためのパス重み付け及び結合回路：
前記パイロット信号成分及び前記データ成分を前記受信された信号から分離するための分離回路；
前記パイロット信号を濾波して、濾波されたパイロット信号を与えるためのパイロットフィルタ；
前記干渉成分を推定しそしてそれへの応答として干渉値を供給するための干渉推定回路；
前記濾波されたパイロット信号を所定の定数のスケーリング係数と掛け合わせそしてそれへの応答としてスケールされた値を供給するための第１の掛け算器；
重み付けされた信号を与えるために前記スケールされた値を前記干渉値の逆数と掛け合わせるための第２の掛け算器；
それへの応答として最大比率の重みを与えるために前記重み付けされた信号の共役を計算するための共役回路。
［３２］
下記工程を具備する、チャネルを通して受信されそして外部トランシーバにより送信された信号のために正確なノイズおよび／または干渉値を供給するための方法：
前記信号を受信する、前記受信された信号は望ましい信号成分及び干渉および／またはノイズ成分を有する；
前記望ましい信号成分の推定値を前記受信された信号から抽出するための回線を抽出する；及び
前記望ましい信号成分の前記推定値及び前記受信された信号に基づいて前記正確なノイズおよび／または干渉値を供給する。

Claims (7)

  1. 無線チャネルを通して信号を受信することができる符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）受信器と、なお、前記受信された信号は望ましい信号成分と干渉成分とを有する；
    前記受信信号の干渉エネルギ値及び信号対干渉比を発生するための、前記ＣＤＭＡ受信器に接続された搬送波信号対干渉及び干渉エネルギ推定器と、なお、前記搬送波信号対干渉及び干渉エネルギ推定器は、
    逆拡散されデカバーされたパイロット信号を受信し、それに応じて濾波されたパイロット信号を発生することができるパイロットフィンガフィルタと；
    パイロットエネルギ値ｐ2を発生するための、前記パイロットフィンガフィルタに接続されたパイロットエネルギ計算回路と；
    １／（１−ｐ2）に等しい結果を発生するための、前記パイロットエネルギ計算回路に接続されたルックアップテーブルと；
    前記受信信号のマルチパス成分について正確な搬送波信号対干渉値を与えるための、前記パイロットエネルギ計算回路及び前記ルックアップテーブルに接続されたパイロットエネルギ信号掛け算器と；
    総マルチパス搬送波信号対干渉比の推定値を発生するための、前記パイロットエネルギ信号掛け算器に接続された搬送波信号対干渉パスアキュムレータとを備える；
    前記搬送波信号対干渉及び干渉エネルギ推定回路に接続され、同相の合計された重み付けられたパス成分と直交の合計された重み付けられたパス成分とを含む合計された重み付けられたパス信号を発生するためのパス結合器と；
    を備えたシステム。
  2. 前記パス結合器に接続され、前記合計された重み付けられたパス信号に基づいてソフトデコーダ決定値を発生するための対数尤度比発生器をさらに備えた、請求項１のシステム。
  3. 前記ソフトデコーダ決定値に基づいて復号された信号を発生するために、前記対数尤度比発生器に接続されているデコーダをさらに備えた、請求項２のシステム。
  4. 前記信号対干渉比に応じてレート制御又はパワーフラクション要求メッセージを発生するために、前記搬送波信号対干渉及び干渉エネルギ推定器に接続されているレート及びパワー要求発生回路をさらに備えた、請求項２のシステム。
  5. 前記レートおよびパワー要求発生回路に接続された制御装置と；
    前記制御装置に接続され、符号化されたレート制御又はパワーフラクション要求メッセージを発生するためのエンコーダと；
    をさらに備えた、請求項４のシステム。
  6. 前記ＣＤＭＡ受信器は、前記受信信号に基づいてスペクトル拡散された同相及び直交信号を発生するために中間周波数（ＩＦ）ベースバンド変換器を備える、請求項５のシステム。
  7. 前記パス結合器は、
    逆拡散されデカバーされたデータ信号を受信することができるデータ信号入力部と；
    前記パイロットフィンガフィルタ及び前記ルックアップテーブルに接続され、前記濾波されたパイロット信号及び前記ルックアップテーブルの結果の積を発生するためのパイロット信号掛け算器と；
    前記データ信号入力部及び前記パイロット信号掛け算器に接続され、受信された前記データ信号の同相の合計された重み付けられたパス成分及び直交の合計された重み付けられたパス成分を有する出力信号を供給するためのドット積回路と；
    前記ドット積回路に接続され、前記同相の合計された重み付けられたパス成分及び直交の合計された重み付けられたパス成分を別々のパス上に選択的に切り替えるためのデマルチプレクサと；
    を備える、請求項１のシステム。
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