JP5735483B2 - 信号を復調するためのシステム - Google Patents

Description

本発明は、一般に、位相変調された又は周波数変調された信号を復調するためのシステムに関する。

図１は、レーザー装置２を有する光学コンピュータマウス１を模式的に示している。レーザー装置は、半導体レーザー（これ自体は知られている）として実施化されている。マウスは、表面４（例えば、デスクトップ）上を移動する。電源（簡潔さのために示されていない）から、レーザー装置２は、電流を受け取り、結果として、レーザー装置２は、或る波長を有するレーザービーム３を発し、レーザービーム３は表面４によって反射される。レーザー光の一部は、レーザー装置に向かって反射されて戻される。この反射されたレーザー光から、表面に対するマウス１の運動の速度を表している信号を得ることができる。

図２は、測定原理を示しているブロック図である。レーザー２は、半透明のフロントミラー１１と半透明のリアミラー１２とを有しており、これらの２つのミラー間にレーザー媒体１３（半導体ボディ）を備えている。ミラー１１、１２は二次元構造として示されているが、実際には、ミラー１１、１２は、層状構造を有することに留意されたい。

レーザー媒体１３の内のレーザー光は、メインレーザー光Ｌ０として示されている。レーザー光の一部は、フロントミラー１１を通過し、出力ビーム３を形成する。この光は、Ｌ１と示されている。同様に、レーザー光の一部は、リアミラー１２を通過して、測定ビーム５を形成する。この光は、Ｌ２と示されている。

物体４は、拡散特性を備える外部ミラーを構成すると共に、到来するビームＬ１を反射するように考えられることができる。この光は、反射されたビームＬ３として示されている。図面において、反射されたビームＬ３は、到来するビームＬ１との角度をなしている一次元のビームとして示されているが、実際には、反射されたビームＬ３は、或る空間分布を有し、反射されたビームＬ３の一部は、フロントミラー１１に向かって指向される。従って、物体４は、フロントミラー１１と一緒に外部キャビティを規定するものとして考慮されることができる。

静止条件において、レーザー媒体１３内の光Ｌ０は、定常波を形成する。同様に、外部キャビティ内の光Ｌ１及びＬ３は、フロントミラー１１を通って、レーザー媒体１３内の光Ｌ０と干渉する定常波を形成する。測定ビーム５は、一定の輝度を有する。

物体４が、レーザー２から離れて移動していると仮定する。このことは、フロントミラー１１と物体４との間の干渉キャビティの長さが増大しており、即ちフロントミラー１１と物体４との間に適合する定常波の数が増大していることを意味する。従って、フロントミラー１１の場所における干渉状態は、完全に強め合う干渉（fully constructive）から完全に弱め合う干渉（fully destructive）に変化して戻る。このことは、レーザー媒体１３内の干渉状態に対する影響を有しており、レーザー媒体１３内の干渉状態は、測定ビーム５の光Ｌ５の輝度に対する影響を有する。結果として、この光Ｌ５は、レーザー２に対する物体４の運動の速度（即ちレーザ２の光軸に沿った成分）に比例している周波数ｆＤにおける輝度の変動を有する。測定ビーム５が光学センサによって検出されることができ、この出力信号が、これらの輝度変動を処理すると共に、ここから物体の速度を算出するために、信号処理器によって処理されることができることは、明らかであろう。周波数ｆＤが、ドップラー周波数に等しいことに留意されたい。

図３Ａに示されているように、三角形に変調されたレーザー電流をレーザーに供給することによってこの問題を解決することが、既に提案されている。レーザー電流は、同じ符号を有する２つの極値Ｉ１及びＩ２の間で線形に変化する。電流期間の一方の半分において、レーザー電流Ｉは、Ｉ１からＩ２に増大し、変化率は、Ｒ１＝ｄＩ／ｄｔであり、実質的に一定である。電流期間のもう半分において、レーザー電流Ｉは、Ｉ２からＩ１に低下し、変化率は、Ｒ２＝ｄＩ／ｄｔであり、実質的に一定である。ここで、典型的には、Ｒ２＝―Ｒ１である。増大／低下するレーザー電流は、（図３Ｂにて示されているような）レーザー温度の上昇／降下をもたらし、レーザー温度の上昇／降下は、λをレーザーの波長として、実質的に一定の変化率ｄλ／ｄｔによる（図３Ｃに示されているような）レーザー光の波長の増大／低下を生じる。この結果は、以下のように説明されることができる。物体がレーザーから離れるように移動していると仮定すると、この結果、フロントミラー１１と物体４との間の干渉キャビティの長さが増大する。電流の大きさが増大し、従ってレーザーの波長も増大する場合、測定光Ｌ５の輝度の変動の周波数も、低下する。このことは、図３Ｄの周波数スペクトルのピークｆ１によって示されている。Ｄ／λが一定に留まる場合、低下された周波数はゼロに等しくさえなり得る。ここで、Ｄはフロントミラー１１と物体４との間の距離を示している。逆に、レーザー波長が低下する場合、測定光Ｌ５の輝度の変動の周波数は増大される。このことは、図３Ｂの周波数スペクトルのピークｆ２によって示される。シフト｜ｆＤ―ｆ１｜は、シフト｜ｆＤ―ｆ２｜に等しいことに留意されたい。従って、測定光Ｌ５の輝度の変動のスペクトルは、図３Ｂにおいて模式的に示されているように、２つのピークｆ１及びｆ２を示している。他方では、物体がレーザーに向かって移動している場合、２つの周波数ピークを有する周波数スペクトルが、再び得られるが、ここでは、電流の大きさが減少している期間において、低い周波数が得られる。従って、運動の方向は、周波数が高いのは、電流が減少している期間においてなのか又は電流が増大している期間においてなのかを決定することによって決定されることができる。この情報が適切にプログラムされている信号処理器によって比較的容易に測定信号から得られることは、明確であるはずである。

更に詳細な説明に関しては、米国特許第７．３３９．６８３号を参照することができ、この文献の内容は、参照によって本明細書に組み込まれることができる。

問題は、この点において、電流が増大している期間において及び電流が減少している期間において周波数が決定されることを必要とすることにあり、結果として、２つの離散的な周波数をもたらす。従って、第１の周波数を測定するための測定は、常に、電流が増大している期間の初めにおいて開始し、常に、これらの期間の終わりにおいて終了する一方で、第２の周波数を測定するための測定は、常に、電流が減少している期間の初めにおいて開始し、常に、これらの期間の終わりにおいて終了する。従って、これらの測定は、規則的に中断され、当該データの取得の中断及び情報の一般的な損失に至る。しかしながら、高精度のセンサの場合、これらの中断を伴うことなく、変位信号を（ほぼ）連続的に追跡することができることが望ましい。例えば、変位信号の位相の追跡による。従って、変位信号の連続的な追跡を可能にすると共に、方向検出も可能にする方法が、必要とされている。

より一般的に述べると、信号は、複数の信号成分を含み得て、本発明は、受信信号の或る信号成分の正確な周波数を認識することができる信号プロセッサを提供することを目的としている。通常、ＰＬＬ（フェーズ・ロック・ループ）は、周波数成分の周波数が近似的に既にわかっている状況において使用される。ＰＬＬがこの周波数にロックされるのを可能にするために、比較的大きい帯域幅を有するＰＬＬで開始し、次いで帯域幅を減少させながら帯域内に信号成分を維持することが知られている。しかしながら、受信信号が実際には複数の周波数成分を有し、その周波数距離が比較的小さいかもしれず、その正確な周波数が予め近似的にわからない場合が存在する。冒頭に記載された状況は、このような場合の一例である。最初に広い帯域幅を備えるＰＬＬの従来の方法が使用される場合、おそらくＰＬＬが誤った周波数にロックされるであろう。

本発明の詳細な目的は、このような状況の受信信号を信頼できるように復調することができる装置を提供することにある。

本発明によれば、位相変調信号を復調するための復調システムは、
１）制御可能な基準周波数生成器を含むデジタルＦＬＬ（周波数ロック・ループ）を有するデジタル復調器であって、複素復調を実施することができるデジタル復調器と、
２）複素高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施することができるデジタルＦＦＴ装置と、
３）位相変調信号の期待される周波数特性を規定する情報を含むメモリと、
４）分析装置と、
を有する。

情報は、受信した位相変調信号が既知の処理によって生成されるという事実を反映しており、既知の処理は、結果として、所定の式によって記述されることができる周波数特性を有する信号をもたらす。上述のような光学変位センサの場合、周波数特性は、ベッセル級数によって記述されることができる。

復調システムの入力信号は、デジタル復調器による複素復調を受ける。復調器の出力信号は、一次ピークと、少なくとも１つであるが典型的には複数の二次ピークとを有する周波数スペクトルを有する。一次ピークは、復調器が、メインの信号成分であると認識した周波数に対応する周波数を有する。しかしながら、復調器が、誤った周波数にロックされているかもしれず、このことは、基準周波数生成器が、誤った周波数に設定されることを意味する。

デジタルＦＦＴ装置は、メモリからの情報を受け取り、従って、期待されるべき周波数特性に基づいて、デジタルＦＦＴ装置は、復調器の出力信号に対して複素高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施する。

このＦＦＴ装置の出力信号は、分析装置に供給される。ＦＦＴ装置の出力信号に含まれる情報によって、分析装置は、ＦＦＴ装置の入力信号における一次ピークが、期待される周波数特性に従う正しいピークであるか否かを決定することができる。一次ピークが正しいものではないことが分かった場合、ＦＦＴ装置の出力信号に含まれている情報は、分析装置が一次ピークの現在の周波数と正しい周波数との間の差Δｆを決定することも可能にする。この情報に基づいて、分析装置は、デジタル復調器にエラー信号を供給し、デジタル復調器は、これに応答して、その基準周波数生成器の周波数を、正しい周波数に調整されるように差Δｆによって適応させる。

従って、非常に急速に、デジタル復調器は、正しい周波数にロックされる。ここでこの出力信号は第２の分析装置にも供給される。復調器の出力信号に含まれている情報は第２の分析装置が運動の速度及び方向を計算することを可能にする。

更に有利な詳細は、添付の従属請求項に記載されている。

本発明のこれら及び他の態様、特徴及び有利な点は、添付図面を参照して、以下の１つ以上の好ましい実施例によって更に説明される。添付図面において、同じ符号は、同一又は類似の部分を示している。

表面に対するマウスの運動を検出するためのレーザー検出器を備える光学コンピュータマウスを模式的に示している。 レーザー運動検出器の基礎をなす測定原理を模式的に示している図である。 三角形に変調されたレーザー電流を模式的に示している。 変調されたレーザー電流によって生じるレーザー温度を模式的に示している。 変調されたレーザー温度から生じるレーザー波長を模式的に示している。 運動の場合におけるレーザー検出器出力信号の周波数スペクトルを模式的に示している。 位相変調を示しているグラフである。 位相変調を示しているグラフである。 位相変調信号の周波数スペクトルを示しているグラフである。 位相変調信号の周波数スペクトルを示しているグラフである。 本発明による復調システムを示しているブロック図である。 本発明による復調の後の周波数スペクトルを示しているグラフである。 本発明による復調の後の周波数スペクトルを示しているグラフである。 本発明による復調の後の周波数スペクトルを示しているグラフである。 本発明による復調の後の周波数スペクトルを示しているグラフである。 本発明による復調の後の周波数スペクトルを示しているグラフである。 本発明による復調の後の周波数スペクトルを示しているグラフである。

以下において、搬送波周波数と搬送波周波数の符号とを決定するための位相変調された搬送波の復調に関する説明がなされる。任意にゼロに近い周波数値を含む、周波数の符号を含めて、信号周波数及び近似的にわかる周波数変調を伴う信号の信号周波数が決定されることができることが示される。これは信号位相変調と逆の位相による信号の複素復調によって達成される。復調関数又は復調度は、特定信号周波数範囲に対して特異的に選択されることができる。変調及び復調位相関数の間の不整合に対する許容誤差が存在するが、この不整合は、一般に、変調関数又は変調度が異なる信号周波数範囲にも適応され得るように、制限されるべきである。信号周波数は、例えば、周波数ロック・ループ（ＦＬＬ）及び／又はＣＦＦＴによって、復調後に決定されることができる。ＣＦＦＴは、特に、ＦＬＬのロック処理を支持するために近似の信号周波数を決定するのに、並びに変調及び復調位相量が整合しているかを決定するのに、便利である。

位相変調信号
位相が
ｐ（ｔ）＝Ｐ^＊ｃｏｓ（ωｍ^＊ｔ）
によって変調される搬送波周波数ωを有する搬送波信号から成る位相変調信号を考える。ここで、Ｐは、ラジアンでの変調度（modulation amplitude）であり、ωｍは、変調周波数である。
図４は、Ｐ＝π及びｆｍ＝ωｍ／２π＝１ＭＨｚである大きい位相変調の場合のこのような位相変調の例を示していているグラフである。
得られる位相変調信号は、式：
ｆ（ｔ）＝ｃｏｓ（ω^＊ｔ＋ｐ（ｔ））
によって記述されることができる。
この信号の例は、図５に示されており、ここで、搬送波周波数ｆ＝ω／２π＝３００ｋＨｚである。
通信理論から知られているように、このような位相変調信号は、ベッセル関数の級数によって決定されるスペクトルを有しており、上述で与えられた例に関して、複素フーリエ変換から見出されるようなスペクトルが、図６に示されている。複素ＦＦＴスペクトルが、図６の左側のグラフに示されている一方で、図６の右のグラフには、ＦＦＴのスペクトルが示されている。複素ＦＦＴスペクトルが正負の周波数を含むことに注意されたい。実数の範囲（real domain）において、正の周波数のみが測定されることができ、右側に示されているスペクトルを与える。
スペクトル内の種々のピークの高さは、位相変調の深さＰによって決定される。図７は、Ｐ＝０．５^＊πと、それぞれ、ω＝３００ｋＨｚ（左側）及びω＝−３００ｋＨｚ（右側）での例に関するＦＦＴスペクトルを示している。これらのスペクトルは、冒頭において議論された例における物体の運動の方向に対応する、周波数の符号に関して、如何なる情報ももたらさないことが分かる。このことは、図６のＣＦＦＴスペクトルにおいても認識されることができ、スペクトルは、ゼロに関して対称であるということに留意されたい。更に、最も強いピークは、小さいピークの１つとして認識可能である３００ｋＨｚのドップラー周波数と異なる周波数において発生し得ることが分かる。
本発明は、上述のようなスペクトルに類似する周波数スペクトルを有する、上述のような種類の位相変調信号を受信することができる復調システムであって、出力信号（復調信号とも示される）を供給するようにこのような動作を実施することができる復調システムであって、その周波数スペクトルが搬送波周波数において明確な信号を有し、正負の変調周波数を明確に区別する、復調システムを提供することを目指す。本発明によって提案されているこのような復調システム１００のブロック図は、図８に示されている。復調システム１００は、位相変調入力信号Ｓｉを受信する入力１０１を有する。

位相復調
復調システム１００は、第１の入力１１１及び第２の入力１１２を有する複素復調器１１０を有する。第１の入力１１１において、複素復調器１１０は、位相変調入力信号Ｓｉを受信する。第２の入力１１２において、複素復調器１１０は、入力信号Ｓｉの位相変調に関する情報を含む信号Ｓ_ＰＭＩを受信する。複素復調器１１０は、この情報を、式：
ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ）^＊ｅｘｐ（−ｉ^＊ ｐ（ｔ）^＊ｕ）
（ここで、ｕは、１、又は１にほぼ等しい係数）
に従って、位相変調の逆関数の近似によって入力信号Ｓｉの複素乗算を実施するために使用するように設計されている。
上述のｆ（ｔ）の例に関して、これは、結果として、
ｇ（ｔ）＝０．５^＊｛ｅｘｐ［ｉ^＊（ω^＊ｔ＋ｐ（ｔ））］＋ｅｘｐ［−ｉ^＊（ω^＊ｔ＋ｐ（ｔ））］｝^＊ｅｘｐ（−ｉ^＊ｐ（ｔ）^＊ｕ）、
又は、
ｇ（ｔ）＝０．５^＊｛ｅｘｐ［ｉ^＊（ω^＊ｔ＋ｐ（ｔ）^＊（１−ｕ））］＋ｅｘｐ［−ｉ^＊（ω^＊ｔ＋ｐ（ｔ）^＊（１＋ｕ））］}
となる。
図９は、３つの異なる値のＰに関して、搬送波周波数が３００ｋＨｚ及びｕ＝０．７５（ｕの推定における２５％のエラーを示している）の場合の一例に関して得られるスペクトルｇ（ｔ）を示している。この変調周波数ｆｍは、１ＭＨｚである。サンプリング周波数は１６ＭＨｚであり、この結果、フーリエ変換は、−８〜８ＭＨｚの範囲における出力を提供するが、この図は、−４〜４ＭＨｚの範囲のみを示している。
最も強いピークは、３００ｋＨｚの正の搬送波周波数に対応していることが、明らかに分かる。縦の点線は、この最も強いピークに属しているベッセル級数周波数のピークを示している。縦の矢印は、−３００ｋＨｚの負の搬送波周波数を有する周波数ピークを示しており、この周波数は、逆搬送波周波数として示される。残る（印が付いていない）ピークは、この逆搬送波周波数の周りにおけるベッセル級数周波数である。
全スペクトルは、入力信号が複素信号であるので、複素フーリエ変換の結果である。スペクトルにおける最も高いピークは、ドップラー周波数（位相変調入力信号の搬送波周波数）に対応している。残留位相変調（１−ｕ）^＊ｐ（ｔ）によって生成されるサイドピークが存在し、これらのサイドピークのメインのピークに対する相対的なレベルは、（１−ｕ）^＊Ｐによって決定される。ｕ＝１である場合、側波帯は存在しない。（１−ｕ）^＊Ｐの符号は、サイドピークの位相を決定する。従って、スペクトルは、ｕ及び／又はＰを決定する及び制御するのに使用されることができる。最も高いピークとは逆に、逆の（負の）周波数における第２のピークが存在し、このピークは、位相量（１＋ｕ）^＊Ｐでのこのピークのより深い位相変調のために、より弱くなり、より多くのサイドピークを有する。Ｐを増大させることによって、第２のピークは、完全に抑制されることができ、スペクトルは、より広い範囲にわたって散乱される。
図１０は、同じ例に関するがｕ＝１（完全な復調）及びＰ＝πである場合について、得られるスペクトルｇ（ｔ）を示している。ドップラーピークは、最も強いものであり、如何なる側波帯も生じない。逆のドップラーピークは、１０ｄＢ以上弱く、広い周波数領域にわたって散乱される多くの側波帯を有する。従って、逆のドップラーピークの周辺のスペクトルは、位相変調深さを決定するのに使用されることもできる。

低周波数信号の復調
搬送波周波数がゼロに近いとき、特別な場合が発生する。この場合、搬送波周波数と逆搬送波周波数とは、実際に重なり合い、これらの側波帯に関しても実際に重なり合う。しかしながら、この逆周波数の広いスペクトルは依然として変調深さの推定を可能にする。図１１は、搬送波周波数（ドップラー周波数）が５０ｋＨｚである例に関して、図１０と同等のグラフである。同じ状況において、図１１は、−１〜＋１ＭＨｚの範囲に対して、このスペクトルの拡大されたものを示している。低分解能のＣＦＦＴは、搬送波周波数（即ち速度）が低いことを決定することができるのみである一方で、十分な分解能のＣＦＦＴは、周波数の符号（即ち運動の方向）も決定することができる。
従って、変調位相の逆関数、又はその近似で複素回転を用いることによる位相変調信号の復調は、信号の周波数と周波数符号との両方が決定されることを可能にすることが示された。レーザー自己混合センサ（a laser self-mixing sensor）の場合、この周波数は、ドップラー周波数である。位相変調は、大きいものであることを可能にされているので、信号の周波数は、もはや、複素復調の前に、信号スペクトルを見ることによっては決定されることができない。周波数の符号が実信号のスペクトルから決定されることができないことはよく知られているが、複素復調によって、得られるスペクトルは、周波数符号の決定を可能にする。
従って、復調装置１００は、スペクトル分析装置１３０を有し、複素復調器１１０からの出力信号を受信し、第１の出力１３１において、（入力信号Ｓｉの搬送波周波数に対応する）復調信号のメインの周波数及び周波数の符号を出力として供給する。このスペクトル分析装置１３０は、ＣＦＦＴ（複素高速フーリエ変換）装置として実施化されることができるが、これは、唯一の適用可能な手段というわけではない。ＰＬＬ又はＦＬＬは、ＣＦＦＴに対して代替的なものとして又はＣＦＦＴと並行して使用されることができる他の選択肢である。ＰＬＬ又はＦＬＬは、入力において、信号に、期待される信号周波数（自己混合センサの場合にはドップラー周波数）を乗算するミキサー（複素回転）を有する。この段階においてその周波数と逆のものとの乗算を含むことは容易である。この場合、両方の結果は、期待される周波数（例えば、上述の図における＋／−１０ｋＨｚ）からはるかに遠い周波数を取り除くためにローパスフィルタをかけられることができる。次いで、両方の信号の振幅が比較されることができ、当該メインの信号は、望まれていない逆の信号よりもはるかに強いことが知られているので、この弱く望まれていない信号に対する如何なるロックも、直ちに検出され防止されることができる。
フィルタの帯域幅が両方のピークを通過させるのに十分広い場合（即ち期待されるドップラー周波数がフィルタの帯域幅の下方にある場合）、両方のピークは、各出力（即ち正のドップラー復調周波数での出力及び負のドップラー復調周波数での出力）において検出されるであろう。ドップラー周波数の範囲に対して、フィルタの出力間の振幅の差は、どちらの符号が正しいかを決定するのに依然として十分である。より低いドップラー周波数の場合、出力は、区別されることができず、出力の一方、例えば、正のドップラー周波数の復調による出力が、選択されることができる。この場合、出力における複素信号の位相は、追跡されることができる。この位相は、入力信号の全体の信号位相をもたらすためにドップラー周波数の復調の位相に付加されることができる。復調出力のための正又は負のドップラー周波数の選択におけるエラーは、この方法によって、負からの正までの全ての信号周波数に対してＰＬＬ又はＦＬＬが正確に位相を追跡することができるように、自己相殺されるであろう。
信号（ドップラー周波数）が非常に高い場合、ＦＬＬは、誤ってサイドピークにロックし得る。このことを防止するために、ＦＬＬと並行してのＣＦＦＴの使用が、正しい信号周波数を決定する及び正しいピークにロックするためにＦＬＬを支持するのに便利である。バースト動作において、ＣＦＦＴはＦＬＬ復調周波数を、この復調周波数の良好な推定がバーストの前に知られていない場合に正しい値にプッシュするために特に便利である。
複素復調は復調位相量におけるエラーに耐性があるが、最良の結果は復調位相量が変調信号の位相量の近くにある場合に、得られる。従って、スペクトル分析装置１３０は、変調信号の実際の位相量と復調位相量との間の差の推定を表すエラー信号Ｓｅを供給する第２の出力１３２を有する。復調位相量におけるエラーは、メイン周波数周辺におけるスペクトルの側波帯位相及び振幅から又はメイン周波数の望まれていない負の像の周辺のスペクトルの側波帯位相及び振幅から、推定されることができる。メイン周波数のピークに対する望まれていない逆の周波数ピークの振幅も、復調情報を得るのに使用されることもできる。変調コントローラ１４０は、エラー信号Ｓｅを受信し、この信号を、複素復調器１１０のための位相変調情報信号Ｓ_ＰＭＩを生成するために使用する。
復調位相量が、変調位相量に多かれ少なかれ整合しなければならない一方で、このことが復調位相量を制御することによって達成されることは必要ではないことに留意すべきである。代替的なものとして、変調位相量は制御されることができる。実際的な実施化において、センサモジュールは受信センサだけでなく送信レーザーを含むことができ、従って、このようなモジュールは、レーザー駆動及び信号分析機能の両方を組み込んでいる。レーザー駆動によって、変調位相量は、大部分の場合において、レーザーバイアス電流に重ね合わされる交流電流の振幅を制御することによって制御されることができる。
従って、一般に、
スペクトル分析＝＞復調度＝＞スペクトル＝＞スペクトル分析、
スペクトル分析＝＞変調度＝＞スペクトル＝＞スペクトル分析
のような、制御ループが存在する。

望まれていない信号成分へのロックの回避
自己混合センサの用途のために、実際に、自己混合レーザーセンサが位相変調される場合、通常、当該レーザー光の振幅変調成分も存在することに留意しなければならない。この信号は位相変調周波数において発生する。図１３は、与えられている例に関して対応する周波数スペクトルを示している（３００ｋＨｚ信号周波数、１ＭＨｚ変調周波数、π／２位相変調及び復調）。
スペクトルは、０と１ＭＨｚの変調周波数の整数倍とにおける強い望まれていないピークを示している。ＦＬＬは信号変調のために望まれていないピークの接近によって有害な影響を受け得る。これはドップラー周波数が望まれていないピークに近くないように、位相変調周波数（従って、そのスペクトル）をドップラー周波数に依存してシフトすることによって緩和されることができる。信号周波数の符号がわかる場合（物体が高速で移動しているセンサの場合など）、変調は一斉にオフにされることもできる。
従って、スペクトル分析装置１３０は、どのような位相変調周波数がＣＦＦＴで分析しやすくＦＬＬにとってロックしやすいスペクトルを得るために望ましいかを決定するために信号周波数を使用するように設計されることができる。ＣＦＦＴは、適切な変調周波数が選択されることができるように、信号周波数の範囲を決定するために使用されることもできる。第３の出力１３３において、スペクトル分析装置１３０は、所望の位相変調周波数を表している信号Ｓｆを供給し、この信号は、変調コントローラ１４０によっても受信され、複素復調器１１０のための位相変調情報信号Ｓ_ＰＭＩを生成するために使用される。従って、位相変調情報信号Ｓ_ＰＭＩは、位相変調周波数及び／又は位相変調度を設定するための情報を含むことができる。
非常に低い速度の場合、残留振幅変調は、０Ｈｚに近いピークにつながる。このピークは、適切な復調位相量を選択することによって抑制されることができる。例えば、１．２２π復調位相量における、残留ＡＭ変調（ｕ＝１）による例が与えられる場合、残留ＡＭ変調によるピークは、消滅され得る。残留ＡＭ変調の相殺のために適当な位相復調度は、システムの設計に依存する。更に、信号が復調される前の残留ＡＭ変調の相殺のような、他の手段も可能である。このような手段の組み合わせは、低い周波数において残留ＡＭ変調の効果を取り除くのに使用されることができる。
図１４は、特に、復調位相量及び関数が入力信号における望まれていないＡＭ変調の良好な抑制を得るために選択される場合の一例である。位相変調及び復調関数が整合しなければならないので、これは位相変調が位相復調よりもむしろこの整合を得るために制御される場合の一例である。これは、低い信号周波数（又は自己混合センサにおける低いドップラー周波数）に対して特定の位相変調が選択され、（例えば、上述のスペクトルが強い望まれていないピークを示している１ＭＨｚ周辺の信号による）高い速度に対しては他の位相変調並びに復調周波数及び／又は量が好ましい場合の一例でもある。

要約すると、本発明は、位相変調入力信号Ｓｉを復調するための復調システム１００を提供する。このシステムは、位相変調入力信号Ｓｉを受信するための第１の入力１１１を有し、位相変調の逆関数の近似でこの信号の複素乗算を実施するように設計されている複素復調器１１０と、複素復調器１１０によって生成された復調積信号を受信し、復調積信号の周波数スペクトルを分析することができるスペクトル分析装置１３０とを有する。

本発明は、添付図面及び上述の記載において詳細に説明され記載されたが、当業者であれば、このような図面及び記載が、限定的ではなく説明的又は例示的なものであると考えられるべきであることは、明らかである。本発明は、開示されている実施例に限定されるものではない。むしろ、幾つかの変形及び変更は、添付の請求項に規定されている本発明の保護範囲内で可能である。

例えば、変調コントローラ１４０は、複素復調器又はスペクトル分析装置と一体化されることができる。

開示されている実施例に対する他の変更は、添付図面、本明細書及び添付請求項の熟慮により、添付請求項に記載の本発明を実施する際に当業者によって理解され、行われることができる。「有する」という語は、請求項に記載されていない構成要素又はステップの存在を排除するものではない。単数形の構成要素は、複数のこのような構成要素を排除するものではない。単一の要素又は他のユニットが、請求項に列挙されている幾つかの項目の機能を実現しても良い。特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように使用されることができないと示すものではない。コンピュータプログラムは、例えば、他のハードウェアと一緒に又は他のハードウェアの一部として供給される光学記憶装置媒体又はソリッドステート媒体のような適切な媒体において記憶される／配布されても良いが、インターネット又は他の有線若しくは無線電気通信システムを介するような、他の形態において配布されても良い。添付請求項における如何なる符号も、この範囲を制限するものとしてみなしてはならない。

上述において、本発明は、本発明による装置の機能ブロックを示しているブロック図を参照して説明された。これらの機能ブロックの１つ以上がハードウェアにおいて実施化されることができることを理解すべきである。ここで、このような機能ブロックの機能は、個々のハードウェア構成要素によって実施されるが、これらの機能ブロックの１つ以上が、ソフトウェアにおいて実施化されることも可能であり、この結果、このような機能ブロックの機能は、コンピュータプログラムの１つ以上のプログラムライン又はプログラム可能な装置（例えば、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、デジタル信号プロセッサ等）によって実施される。

Claims (17)

1. 位相変調入力信号を復調するための復調システムであって、
   前記位相変調入力信号を受信する第１の入力を有し、前記位相変調の逆関数の近似でこの信号の複素乗算を実施するように設計される複素復調器と、
   前記複素復調器によって生成される復調積信号を受信し、前記復調積信号の周波数スペクトルを分析することができるスペクトル分析装置と、
   を有する復調システム。
2. 前記スペクトル分析装置がＣＦＦＴ装置を有する、請求項１に記載の復調システム。
3. 前記スペクトル分析装置がＰＬＬ装置又はＦＬＬ装置を有する、請求項１に記載の復調システム。
4. 前記スペクトル分析装置がＣＦＦＴ装置と並行してＰＬＬ装置又はＦＬＬ装置を有する、請求項１に記載の復調システム。
5. 前記スペクトル分析装置が、前記変調入力信号の実際の位相量と復調位相量との間の差の推定を決定することができ、この推定をあらわすエラー信号を供給することができる請求項１に記載の復調システムであって、
   前記復調システムは、前記エラー信号を受信する変調コントローラを更に有し、前記エラー信号を用いて前記複素復調器のための位相変調情報信号を生成し、
   前記複素復調器は、前記位相変調の逆関数の近似を決定する又は適応させるために前記位相変調情報信号を使用する、
   復調システム。
6. 前記復調位相量におけるエラーが前記メイン周波数周辺の前記スペクトルの側波帯位相及び振幅から推定される、請求項５に記載の復調システム。
7. 前記復調位相量におけるエラーが前記メイン周波数の望まれていない負の像の周辺のスペクトルの側波帯位相及び振幅から推定される、請求項５に記載の復調システム。
8. 前記メイン周波数のピークに対する望まれていない逆の周波数ピークの振幅が復調情報を得るために使用される、請求項７に記載の復調システム。
9. 前記位相変調周波数及びそのスペクトルが、前記メイン周波数と望まれていない周波数ピークとの間の距離を増大させるために、前記メイン周波数に依存してシフトされる、請求項５に記載の復調システム。
10. 前記スペクトル分析装置は、望ましい位相変調周波数を決定するために前記信号周波数を使用するように設計され、前記スペクトル分析装置は、前記所望の位相変調周波数をあらわす信号を供給するように設計され、この信号は、前記変調コントローラによっても受信され、前記複素復調器のための前記位相変調情報信号を生成するために使用される、請求項５に記載の復調システム。
11. 前記復調位相量は、０Ｈｚの近くにおけるピークの抑制のために選択される、請求項５に記載の復調システム。
12. 前記復調位相量及び関数は、前記入力信号の望まれていないＡＭ変調の良好な抑制を得るために選択される、請求項５に記載の復調システム。
13. 運動検出器に対して運動している物体の運動方向を検出することができる運動検出器であって、
    半透明のフロントミラー、半透明のリアミラー及び２つのこれらのミラー間の半導体レーザー本体を有するレーザーであって、前記フロントミラーにおけるレーザー出力光によって出力レーザービームを出力し、前記リアミラーにおける測定光によって測定ビームを出力するように設計されているレーザーにおいて、更に、反射光の少なくとも一部が前記レーザー本体内のメイン光と干渉することを可能にするように設計されるレーザーと、
    前記レーザー本体内の前記メインレーザー光を生成するように前記レーザーにレーザー電流を供給するための制御可能なレーザー電流源と、
    前記レーザー電流源を制御するためのコントローラと、
    前記測定光の少なくとも一部を検出する及び前記コントローラに測定信号を供給するための光検出器と、
    を有する運動検出器であって、
    前記コントローラは、前記レーザー出力光の波長を変調するために前記レーザー電流を変調するように前記レーザー電流源を制御するように設計され、
    前記コントローラは、前記物体の運動の速度及び方向を決定するために変調された前記レーザー電流と併せて前記検出光の周波数スペクトルを分析するように設計され、
    前記コントローラは、請求項１乃至１２の何れか一項に記載の復調システムを有する、
    運動検出器。
14. 前記コントローラは、前記変調信号の変調深さを変調するように前記レーザー電流源を制御するように設計される、請求項１３に記載の運動検出器。
15. 前記コントローラは、所望の復調深さに整合するように前記変調信号の変調深さを調整するように設計される、請求項１４に記載の運動検出器。
16. 前記コントローラは、検知信号の位相変調深さを制御するように設計される、請求項１３に記載の運動検出器。
17. 前記検知信号の位相変調深さは、前記レーザー電流変調の振幅を制御することによって制御される、請求項１６に記載の運動検出器。

Images