JP2012522449A - 信号を復調するためのシステム - Google Patents
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Abstract
Description
1)制御可能な基準周波数生成器を含むデジタルFLL(周波数ロック・ループ)を有するデジタル復調器であって、複素復調を実施することができるデジタル復調器と、
2)複素高速フーリエ変換(FFT)を実施することができるデジタルFFT装置と、
3)位相変調された信号の期待される周波数特性を規定する情報を含んでいるメモリを含んでいるメモリと、
4)分析装置と、
を有する。
位相が
p(t)=P*cos(ωm*t)
によって変調されている搬送波周波数ωを有する搬送波信号から成る位相変調された信号を考える。ここで、Pは、ラジアンにおける変調振幅であり、ωmは、変調周波数である。
図4は、P=π及びfm=ωm/2π=1MHzである大きい位相変調の場合のこのような位相変調の例を示していているグラフである、
得られる周波数変調された信号は、式:
f(t)=cos(ω*t+p(t))
によって記述されることができる。
この信号の例は、図5に示されており、ここで、搬送波周波数f=ω/2π=300kHzである。
通信理論から知られているように、このような位相変調されている信号は、ベッセル関数の級数によって決定されることができるスペクトルを有しており、上述で与えられた例に関して、複素フーリエ変換から見出されるようなスペクトルが、図6に示されている。複素FFTスペクトルが、図6の左側のグラフに示されている一方で、図6の右のグラフには、FFTのスペクトルが示されている。前記複素FFTスペクトルが正負の周波数を含むことに注意されたい。実数の範囲(real domain)において、正の周波数のみが測定されることができ、右側に示されている前記スペクトルを与える。
前記スペクトル内の種々のピークの高さは、位相変調の深さPによって決定される。図7は、P=0.5*πと、それぞれ、ω=300kHz(左側)及びω=−300kHz(右側)とによる例に関するFFTスペクトルを示している。これらのスペクトルは、冒頭において議論された例における物体の運動の方向に対応している当該周波数の符号に関して、如何なる情報ももたらさないことが分かる。このことは、図6のCFFTスペクトルにおいても認識されることができ、前記スペクトルは、ゼロに関して対称であるということに留意されたい。更に、最も強いピークは、小さいピークの1つとして認識可能である300kHzのドップラー周波数と異なる周波数において発生し得えることが分かる。
本発明は、上述のようなスペクトルに類似する周波数スペクトルを有する、上述のような種類の周波数変調された信号を受け取ることができる復調システムであって、出力信号(復調された信号とも示される)を供給するようにこのような動作を実施することができる復調システムであって、前記出力信号の前記周波数スペクトルは、前記搬送波周波数におけるクリア信号を有していると共に正負の変調周波数を明確に区別している、復調システムを提供することにある。本発明によって提案されているこのような復調システム100のブロック図は、図8に示されている。復調システム100は、位相変調された入力信号Siを受け取る入力101を有している。
復調システム100は、第1の入力111及び第2入力112を有する複素復調器110を有している。第1の入力111において、複素復調器110は、位相変調された入力信号Siを受け取る。第2の入力112において、複素復調器110は、入力信号Siの位相変調に関する情報を含む信号SPMIを受け取る。複素復調器110は、この情報を、式:
g(t)=f(t)*exp(−i*P(u)*u)
(ここで、uは、1、又は1にほぼ等しい係数)
に従って、当該位相変調の逆関数の近似によって入力信号Siの複素乗算を実施するために使用するように設計されている。
上述のf(t)の例に関して、これは、結果として、
g(t)=0.5*{exp[i*(ω*t+p(t))]+exp[−i*(ω*t+p(t))]}*exp(−i*p(t)*u)、
又は、
g(t)=0.5*{exp[i*(ω*t+p(t)*(1−u))]+exp[−i*(ω*t+p(t)*(1+u))]}
となる。
図9は、3つの異なる値のPに関して、前記搬送波周波数が300kHz及びu=0.75(uの推定における25%のエラーを示している)の場合の一例に関して得られるスペクトルg(t)を示している。この変調周波数fmは、1MHzである。サンプリング周波数は16MHzであり、この結果、前記フーリエ変換は、−8〜8MHzの範囲における出力を提供するが、この図は、−44MHzから4MHzの範囲のみを示している。
最も強いピークは、300kHzの正の搬送波周波数に対応していることが、明らかに分かる。縦の点線は、この最も強いピークに属しているベッセル級数周波数のピークを示している。縦の矢印は、−300kHzの負の搬送波周波数を有する周波数ピークを示しており、この周波数は、逆搬送波周波数として示される。残る(印が付いていない)ピークは、この逆搬送波周波数の周りにおけるベッセル級数周波数である。
全ての前記スペクトルは、前記入力信号が複素信号であるので、複素フーリエ変換の結果である。前記スペクトルにおける最も高いピークは、ドップラー周波数(位相変調されている入力信号の搬送波周波数)に対応している。残存する位相変調(1u)*p(t)によって生成される側部ピークが存在し、これらの側部ピークのメインのピークに対する相対的なレベルは、(1−u)*Pによって決定される。u=1である場合、これら側部の帯域は、存在しない。(1−u)*Pの符号は、前記側部ピークの位相を決定する。従って、前記スペクトルは、u及び/又はPを決定する及び制御するのに使用されることができる。前記最も高いピークとは逆に、逆の(負の)周波数における第2のピークが存在し、このピークは、位相振幅(1+u)*Pを有するこのピークのより深い位相変調のために、より弱いものであると共に、より多くの側部ピークを有する。Pを増大させることによって、前記第2のピークは、完全に抑制されることができ、前記スペクトルは、より広い範囲にわたって散乱される。
図10は、同じ例に関するがu=1(完全な復調)及びP=πである場合について、得られるスペクトルg(t)を示している。前記ドップラーピークは、最も強いものであり、如何なる側波帯も生じない。逆のドップラーピークは、10dB以上弱く、広い周波数領域にわたって散乱される多くの側波帯を有する。従って、前記逆のドップラーピークの周辺のスペクトルは、位相変調深さを判定するのに使用されることもできる。
前記搬送波周波数がゼロに近いとき、特別な場合が発生する。この場合、搬送波周波数と逆搬送波周波数とは、実際に重なり合い、これらの側波帯に関しても実際に重なり合う。しかしながら、この逆周波数の広いスペクトルによっても、変調深さの推定が可能である。図11は、前記搬送波周波数(ドップラー周波数)が50kHzである例に関して、図10と同等のグラフである。同じ状況において、図11は、−1MHzから+1MHzの範囲に対して、このスペクトルの拡大されたものを示している。低分解能によるCFFTは、前記搬送波周波数(即ち速度)が低いことを判定することができるのみである一方で、十分な分解能によるCFFTは、前記周波数の符号(即ち運動の方向)も判定することができる。
従って、前記変調位相の逆関数による複素回転、又は前記変調位相の近似を使用することによる、位相変調されている信号の復調は、信号の周波数と信号の符号との両方が決定されることを可能にすることが示された。レーザー自己混合センサ(a laser self-mixing sensor)の場合、この周波数は、ドップラー周波数である。前記位相変調は、大きいものであることを可能にされているので、前記信号の周波数は、もはや、前記複素復調の前に、前記信号スペクトルを見ることによっては判定されることができない。前記周波数の符号が実信号のスペクトルから判定されることができないことはよく知られているが、前記複素変調によって、得られるスペクトルは、前記周波数符号の判定を可能にする。
従って、復調装置100は、スペクトル分析装置130を有しており、ペクトル分析装置130は、複合復調器110からの出力信号を受け取り、第1の出力131において、(入力信号Siの搬送波周波数に対応する)復調される信号のメインの周波数及び前記周波数の符号を出力として供給する。このスペクトル分析装置130は、CFFT(複素高速フーリエ変換)装置として実施化されることができるが、これは、唯一の適用可能な手段というわけではない。PLL又はFLLは、CFFTに対して代替的なものとして又はCFFTと並行して使用されることができる他の選択肢である。PLL又はFLLは、前記入力において、前記信号に、期待される信号周波数(自己混合センサの場合にはドップラー周波数)を乗算するミキサー(複素回転)を有する。この段階における前記周波数と逆のものとの乗算を含むことは、明らかである。この場合、両方の結果は、前記期待されている周波数(例えば、上述の図における+/−10kHz)からはるかに遠い周波数を取り除くためにローパスフィルタをかけられることができる。次いで、両方の信号の振幅が比較されることができる。当該メインの信号は、望まれていない逆の信号よりもはるかに強いことが知られており、この弱く望まれていない信号に対する如何なるロックも、直ちに検出され防止されることができるからである。
前記フィルタの帯域幅が両方のピークを通過させるのに十分広い場合(即ち期待されるドップラー周波数が前記フィルタの帯域幅の下方にある場合)、両方のピークは、各出力(即ち正のドップラー復調周波数による出力及び負のドップラー復調周波数による出力)において検出されるであろう。ドップラー周波数の範囲に対して、前記フィルタの出力間の振幅の差は、どちらの符号が正しいかを判定するのに依然として十分である。より低いドップラー周波数の場合、前記出力は、区別されることができず、前記出力の一方が、選択されることができ、例えば、正のドップラー周波数の復調による出力が、選択されることができる。この場合、前記出力における前記複素信号の位相は、追跡されることができる。この位相は、前記入力信号の全体の信号位相をもたらすために前記ドップラー周波数の復調の位相に付加されることができる。復調出力のための正又は負のドップラー周波数の選択におけるエラーは、この方法によって、負からの正までの全ての信号周波数に対してPLL又はFLLが正確に位相を追跡することができるように、自己相殺されるであろう。
前記信号(ドップラー周波数)が非常により高い場合、前記FLLは、誤って側部ピークにロックし得る。このことを防止するために、前記FLLと並行してのCFFTの使用が、前記正しい信号周波数の周波数を判定する及び前記正しいピークにロックするためにFLLを支持するのに便利である。バースト動作において、前記CFFTは、前記FLL復調周波数を、この復調周波数の良好な推定が前記バーストの前に知られていない場合に正しい値にプッシュするために特に便利である。
前記複素復調は、前記復調位相振幅におけるエラーに耐性があるが、最良の結果は、前記復調位相振幅が、変調された信号の位相振幅の近くにある場合に、得られる。従って、スペクトル分析装置130は、変調された前記信号の実際の位相振幅と復調位相振幅との間の差の推定を表すエラー信号Seを供給する第2の出力132を有する。前記復調位相振幅におけるエラーは、前記メイン周波数周辺における前記スペクトルの側波帯位相及び振幅から又は前記メイン周波数の望まれていない負の像の周辺のスペクトルの側波帯の位相及び振幅から、推定されることができる。前記メイン周波数のピークに対する望まれていない周波数ピークの振幅は、復調情報を得るのに使用されることもできる。変調コントローラ140は、エラー信号Seを受け取り、この信号を、複素復調器110のための位相変調情報信号SPMIを生成するために使用する。
前記復調位相振幅が、前記変調位相振幅に多かれ少なかれ整合しなければならない一方で、このことが前記復調位相振幅を制御することによって達成されることは必要ではないことに留意すべきである。代替的なものとして、前記変調位相振幅が、制御されることができる。実際的な実施化において、センサモジュールは、前記受信センサと同様に前記送信レーザーを含むことができ、従って、このようなモジュールは、レーザー駆動及び信号分析機能の両方を組み込んでいる。前記レーザー駆動によって、前記変調位相振幅は、大部分の場合において、前記レーザーバイアス電流に重ね合わされる交流電流の振幅を制御することによって制御されることができる。
従って、一般に、
スペクトル分析=>復調振幅=>スペクトル=>スペクトル分析、
スペクトル分析=>変調振幅=>スペクトル=>スペクトル分析
のような、制御ループが存在する。
自己混合センサの用途のために、実際に、自己混合レーザーセンサが位相変調される場合、通常、当該レーザー光の振幅変調された成分も存在することに留意しなければならない。この信号は、前記位相変調周波数において発生する。図13は、与えられている例に関して対応する周波数スペクトルを示している(300kHz信号周波数、1MHz変調周波数、π/2位相変調及び復調)。
前記スペクトルは、0と1MHzの変調周波数の整数倍とにおける強い望まれていないピークを示している。このFLLは、前記信号変調のために望まれていないピークの付近によって有害な影響を受け得る。このことは、前記ドップラー周波数が望まれていない不必要なピークに近くないように、前記位相変調周波数(従って、このスペクトル)を前記ドップラー周波数に依存してシフトすることによって緩和されることができる。前記信号周波数の符号が知られた場合(例えば、高速で移動している物体に関するセンサに関して)、前記変調も、一斉にオフにされる。
従って、スペクトル分析装置130は、どのような位相変調周波数がCFFTによって分析する及びFLLに関してロックするのが容易であるスペクトルを得るのに望ましいかを判定するために前記信号周波数を使用するように設計されることができる。前記CFFTは、適切な変調周波数が選択されることができるように、前記信号周波数の範囲を判定するために使用されることもできる。第3の出力133において、スペクトル分析装置130は、所望の位相変調周波数を表している信号Sfを供給し、この信号は、変調コントローラ140によって受け取られて、複素復調器110のための相変調情報信号SPMIを生成するために使用される。従って、位相変調情報信号SPMIは、位相変調周波数及び/又は位相変調振幅を設定するための情報を含むことができる。
非常に低い速度の場合、残余振幅変調は、0Hzに近いピークにつながる。このピークは、適切な復調位相振幅を選択することによって抑制されることができる。例えば、1.22π復調位相振幅における、残余AM変調(u=1による)による例が与えられる場合、残余AM変調による前記ピークは、消滅され得る。残余AM変調の相殺のために適当な位相復調振幅は、システムの設計に依存する。更に、前記信号が復調される前の残余AM変調の相殺のような、他の手段も可能である。このような手段の組み合わせは、低い周波数において残余AM変調の効果を取り除くのに使用されることができる。
図14は、特に、復調位相振幅及び関数が入力信号における望まれていないAM変調の良好な抑制を得るために詳細に選択される場合の一例である。前記位相変調及び復調関数が整合しなければならないので、このことは、前記位相変調が前記位相復調よりもむしろこの整合を得るために制御される場合の一例である。これは、低い信号周波数(又は自己混合センサにおける低いドップラー周波数)に対して特定の位相変調が選択され、(例えば、上述のスペクトルが強い望まれていないピークを示している1MHz周辺の信号による)高い速度に対しては他の位相変調並びに復調周波数及び/又は振幅が好ましい場合の一例でもある。
Claims (17)
- 位相変調された入力信号を復調するための復調システムであって、
前記位相変調された入力信号を受け取る第1の入力を有すると共に、この信号と当該位相変調の逆関数の近似との複素乗算を実施するように設計されている複素復調器と、
前記複素復調器によって生成される復調された積の信号を受け取ると共に、前記復調された積の信号の周波数スペクトルを分析することができるスペクトル分析装置と、
を有する復調システム。 - 前記スペクトル分析装置がCFFT装置を有している、請求項1に記載の復調システム。
- 前記スペクトル分析装置がPLL装置又はFLL装置を有している、請求項1に記載の復調システム。
- 前記スペクトル分析装置がCFFT装置と並行してのPLL装置又はFLL装置を有している、請求項1に記載の復調システム。
- 前記スペクトル分析装置が、前記変調された入力信号の実際の位相振幅と復調位相振幅との間の差の推定を判定することができ、この推定を表現しているエラー信号を供給することができる請求項1に記載の復調システムであって、
前記復調システムは、前記エラー信号を受け取る変調コントローラを更に有すると共に、前記エラー信号を前記複素復調器のための位相変調情報信号を生成するのに使用し、
前記複素復調器は、前記位相変調情報信号の逆関数の近似を決定する又は適応化させるためにこの位相変調情報信号を使用する、
復調システム。 - 前記復調位相振幅におけるエラーは、前記メイン周波数周辺において前記スペクトルの側波帯位相及び振幅位相から推定される、請求項5に記載の復調システム。
- 前記復調位相振幅におけるエラーは、前記メイン周波数の望まれていない負の像の周辺のスペクトルの側波帯の位相及び振幅から推定される、請求項5に記載の復調システム。
- 前記メイン周波数のピークに対する望まれていない逆の周波数ピークの振幅は、復調情報を得るのに使用される、請求項7に記載の復調システム。
- 前記位相変調周波数(及び、従ってこのスペクトル)は、前記メイン周波数と望まれていない周波数ピークとの間の距離を増大させるために、前記メイン周波数に依存してシフトされる、請求項5に記載の復調システム。
- 前記スペクトル分析装置は、望ましい位相変調周波数を決定するために前記信号周波数を使用するように設計されており、前記スペクトル分析装置は、前記所望の位相変調周波数を表している信号を供給するように設計されており、この信号は、前記変調コントローラによっても受け取られ、前記複素復調器のための位相変調情報信号を生成するのに使用される、請求項5に記載の変調システム。
- 前記復調位相振幅は、0Hzの近くにおけるピークの抑制のために選択される、請求項5に記載の復調システム。
- 前記復調位相振幅及び関数は、前記入力信号の望まれていないAM変調の良好な抑制を得るために選択される、請求項5に記載の変調システム。
- 運動検出器に対して運動している物体の運動方向を検出することができるができる前記運動検出器であって、
半透明のフロントミラー、半透明のリアミラー及び2つのこれらのミラー間の半導体レーザー本体を有するレーザーであって、前記フロントミラーにおけるレーザー出力光によって出力レーザービームを出力し、前記リアミラーにおける測定光によって測定ビームを出力するように設計されているレーザーにおいて、更に、反射された光の少なくとも一部が前記レーザー本体内のメイン光と干渉することを可能にするように設計されているレーザーと、
前記レーザー本体内の前記メインレーザー光を生成するように前記レーザーにレーザー電流を供給するための制御可能なレーザー電流源と、
前記レーザー電流源を制御するためのコントローラと、
前記測定光の少なくとも一部を検出する及び前記コントローラに測定信号を供給するための光検出器と、
を有する運動検出器であって、
前記コントローラは、前記レーザー出力光の波長を変調するために前記レーザー電流を変調するように前記レーザー電流源を制御するように設計されており、
前記コントローラは、前記物体の運動の速度及び方向を決定するために変調された前記レーザー電流と協働して検出された光の周波数スペクトルを分析するように設計されており、
前記コントローラは、請求項1乃至12の何れか一項に記載の復調システムを有する、
運動検出器。 - 前記コントローラは、変調された信号の変調深さを変調するように前記レーザー電流源を制御するように設計されている、請求項13に記載の運動検出器。
- 前記コントローラは、所望の復調深さに整合するように前記変調された信号の変調深さを調整するように設計されている、請求項14に記載の運動検出器。
- 前記コントローラは、検知信号の位相変調深さを制御するように設計されている、請求項13に記載の運動検出器。
- 前記検知信号の位相変調深さは、前記レーザー電流変調の振幅を制御することによって制御されている、請求項16に記載の運動検出器。
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