JP5673298B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動装置に関する。

空気調和装置には、圧縮機及びファン等が含まれており、これらの駆動源には、モータが用いられている。モータは、コンバータ及びインバータを含むモータ駆動装置によって駆動される。コンバータは、整流回路及びリアクタ等によって構成されており、例えば３相の商用電源からの交流電圧を直流電圧に変換する。インバータは、当該直流電圧を用いてモータの駆動電圧を生成し、モータに出力する。

ところで、近年、空気調和装置の小型化が進められている。当該装置の小型化に伴い、例えば特許文献１（特開２００６−１４５８０号公報）に開示されているように、小型化されたリアクタが利用されることがある。

特許文献１に示すように、インダクタンス値の特性は、リアクタの小型化に伴い低下する。小型化されたリアクタのインダクタンス値は、空気調和装置が通常運転を行う場合においては問題なく使用できる値であるが、商用電源からコンバータに入力される各相の入力電流が不均衡となる現象（即ち、電源不平衡）が生じると、使用し難い値に下がってしまう。

一方、コンバータが出力する直流電圧のリップル成分から、入力電流を換算することが考えられる。しかし、リップル成分は、上記インダクタンス値のみならず、交流電圧の周波数の影響をも複雑に受けるため、リップル成分に基づいて単純に入力電流を換算することは難しい。特に、電源不平衡が生じた際には、実際の入力電流が換算した入力電流に比べて遙かに大きいために、ブレーカが落ちてしまう恐れもある。

そこで、本発明の課題は、ブレーカが落ちるのを防ぐことにある。

本発明の第１観点に係るモータ駆動装置は、コンバータと、インバータと、電流演算部と、制御部とを備える。コンバータは、整流回路と当該回路に接続された小容量のリアクタとを有しており、多相交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。インバータは、直流電圧を用いてモータの駆動電圧を生成し、これをモータに出力する。電流演算部は、直流電圧のリップル成分に基づいて、多相交流電源からコンバータに入力される各相の入力電流を求める。制御部は、各相の入力電流の少なくとも１つが所定値以上の場合に、インバータの出力を抑制する垂下制御を行う。交流電圧の周波数は、予め定められている複数の規定周波数のうちいずれか１つである。そして、電流演算部は、直流電圧のリップル成分からリアクタのインダクタンス値が一定という条件のもとで所定の電流換算式を利用して各相の入力電流を求め、入力電流の値から電源不平衡が生じていると判断したときに、各相の入力電流を補正するための電流補正値を交流電圧の周波数に応じて選択し、選択した電流補正値に基づいて入力電流を補正する。または電流演算部は、交流電圧の周波数に関係なく、複数の規定周波数のうち一番高い規定周波数に応じた所定補正値を電流補正値として、入力電流を補正する。制御部は、補正後の入力電流を所定値と比較する。

ここで、規定周波数としては、例えば５０Ｈｚ及び６０Ｈｚが挙げられる。このモータ駆動装置では、直流電圧のリップル成分に基づいて求められた各相の入力電流は、交流電圧の周波数に関する電流補正値によって補正され、補正後の各相の入力電流の少なくとも１つが所定値以上の場合に、インバータの負荷に対して垂下制御が行われる。これにより、補正後の入力電流を実際の入力電流に近づけることができる。従って、電源不平衡が生じた際に、実際の入力電流が換算した入力電流に比べて遙かに大きいためにブレーカが落ちるのを防ぐことができる。

特に、入力電流は、直流電流のリップル成分によって単純に求められるのではなく、例えば交流電圧の周波数が５０Ｈｚの場合には５０Ｈｚ用の電流補正値、当該周波数が６０Ｈｚの場合には６０Ｈｚ用の電流補正値が選択され、選択された各電流補正値によって補正される。つまり、実際の交流電圧の周波数に応じた適切な補正値によって、一旦求められた入力電流が補正されるため、実際の入力電流に近い電流が得られることとなる。

または、入力電流は、実際の交流電圧の周波数が５０Ｈｚ，６０Ｈｚのいずれの場合においても、高い方の周波数である６０Ｈｚに対応した所定補正値によって補正される。ここで、交流電圧の周波数が５０Ｈｚの場合の直流電圧のリップル成分は、６０Ｈｚの場合に比して大きくなるため、６０Ｈｚに対応した所定補正値は、５０Ｈｚに対応した電流補正値よりも大きい。従って、交流電圧の周波数が５０Ｈｚの場合には、一旦求められた入力電流は多めに補正されることとなり、早めに垂下制御が行われることとなる。一方、周波数が６０Ｈｚの場合には、一旦求められた入力電流は、当該周波数に対応した所定補正値によって補正されるため、実際の入力電流に近い電流が得られるようになる。

本発明の第２観点に係るモータ駆動装置は、第１観点に係るモータ駆動装置であって、判別部を更に備える。判別部は、電流演算部が交流電圧の周波数に応じて電流補正値を選択する場合に、交流電圧の周波数を判別する。

これにより、交流電圧の周波数を確実に把握することができ、適切な電流補正値が選択されることとなる。

本発明の第３観点に係るモータ駆動装置は、第１観点または第２観点に係るモータ駆動装置であって、制御部は、更に直流電圧のリップル成分が所定電圧値以上の場合に垂下制御を行う。

ここで、コンバータは、更に平滑コンデンサを含む構成であるとする。直流電圧のリップル成分が例えば平滑コンデンサの耐圧以上の値であると、平滑コンデンサが破損してしまう恐れもある。しかし、このモータ駆動装置では、直流電圧のリップル成分が所定電圧値以上の場合に垂下制御を行うため、入力電流が大きいためにブレーカが落ちることを防ぐと共に、平滑コンデンサの破損を防止することもできる。

本発明の第４観点に係るモータ駆動装置は、第１観点から第３観点のいずれかに係るモータ駆動装置であって、リアクタに流れる電流が所定電流量以下の場合、該電流に関係なくリアクタのインダクタンスはほぼ一定である。リアクタに流れる電流が所定電流量以上の場合、該電流の増加に伴いリアクタのインダクタンスは減少する。所定電流量は、モータの通常運転時にリアクタに流れると想定される電流量の最大値とほぼ等しい。

リアクタが小容量であると、インダクタンス特性が低下してしまう。しかし、このモータ駆動装置は、小容量のリアクタを使用したとしても、入力電流に対し適切な補正が行われるため、ブレーカが落ちるのを確実に防ぐことができる。

本発明の第５観点に係るモータ駆動装置は、第１観点から第４観点のいずれかに係るモータ駆動装置であって、モータは、容量可変自在な圧縮機の駆動源である圧縮機用モータである。そして、制御部は、垂下制御時、圧縮機の容量を強制的に減少させるように、圧縮機モータの回転数を下げる。

これにより、垂下制御においては、圧縮機モータの回転数を下げることで、圧縮機の容量が低下する。従って、圧縮機モータに流れるモータ電流量を抑えることができ、ひいては入力電流量を低下させることができる。

本発明の第１観点に係るモータ駆動装置によると、ブレーカが落ちるのを防ぐことができる。

特に、実際の交流電圧の周波数に応じて電流補正値が選択される場合には、実際の入力電流に近い電流が得られることとなる。

また、実際の交流電圧の周波数に関係なく、常に一番高い規定周波数に応じた所定補正値によって入力電流が補正される場合、交流電圧の周波数が一番高い周波数以外の周波数であれば、早めに垂下制御が行われることとなる。一方、交流電圧の周波数が一番高い場合に対しては、実際の入力電流に近い電流が得られるようになる。

本発明の第２観点に係るモータ駆動装置によると、交流電圧の周波数を確実に把握することができ、適切な電流補正値が選択されることとなる。

本発明の第３観点に係るモータ駆動装置によると、入力電流が大きいためにブレーカが落ちることを防ぐと共に、平滑コンデンサの破損を防止することもできる。

本発明の第４観点に係るモータ駆動装置は、小容量のリアクタを使用したとしても、入力電流に対し適切な補正が行われるため、ブレーカが落ちるのを確実に防ぐことができる。

本発明の第５観点に係るモータ駆動装置によると、圧縮機モータに流れるモータ電流量を抑えることができ、ひいては入力電流量を低下させることができる。

本実施形態に係るモータ駆動装置及びこれを備えたシステム全体の構成概略図。 モータ駆動装置が搭載された空気調和装置の構成概略図。 リアクタの外観を模式的に示す図。 小型化されたリアクタのインダクタンス値の特性を説明するための図。 リアクタのコアサイズ、ギャップ、積厚を順に変化させた場合の、リアクタのインダクタンス値の特性の変化を説明するための図。 インバータの構成概略図。 本実施形態に係るモータ駆動装置の動作の流れを示すフロー図。 変形例Ａに係るモータ駆動装置の構成概略図。 変形例Ａに係るモータ駆動装置の動作の流れを示すフロー図。

以下、本発明に係るモータ駆動装置について、図面を参照しつつ詳述する。なお、以下の実施形態は、本発明の具体例であって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

（１）概要ならびに空気調和装置の構成
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置３０を備えたシステム全体の構成図である。このシステムは、図２に示す構成からなる空気調和装置１０に搭載されている。本実施形態に係るモータ駆動装置３０は、圧縮機モータＭ１２（後述）を駆動するための装置であって、室外ユニット１１（後述）内に設けられている。

ここで、空気調和装置１０の構成について説明する。空気調和装置１０は、主として、屋外に設置される室外ユニット１１と、室内の天井や壁面等に設置される室内ユニット２１とを有する、セパレートタイプの空調機である。これらのユニット１１，２１は冷媒配管Ｌ１，Ｌ２によって接続されており、蒸気圧縮式の冷媒回路１０ａが構成されている。このような空気調和装置１０は、冷房運転及び暖房運転等を行うことが可能となっている。

（１−１）室外ユニット
室外ユニット１１は、主として、圧縮機１２、四路切換弁１３、室外熱交換器１４、膨張弁１５、液側閉鎖弁１６、ガス側閉鎖弁１７、及び室外ファン１８を有している。

圧縮機１２は、低圧のガス冷媒を吸入し、圧縮して高圧のガス冷媒とした後に吐出する機構である。ここでは、圧縮機１２として、ケーシング（図示せず）内に収容されたロータリ式やスクロール式等の容積式の圧縮要素（図示せず）が、同じくケーシング内に収容された圧縮機モータＭ１２を駆動源として駆動される密閉式圧縮機が採用されており、これにより圧縮機１２の容量制御が可能になっている。即ち、圧縮機１２は、容量可変自在なタイプの圧縮機である。なお、圧縮機モータＭ１２は、ブラシレスＤＣモータであって、複数の駆動コイルで構成されるステータと、永久磁石で構成されるロータと、ステータに対するロータの位置を検出するためのホール素子等を有している。

四路切換弁１３は、冷房運転と暖房運転との切換時に、冷媒の流れの方向を切り換えるための弁である。四路切換弁１３は、冷房運転時には、圧縮機１２の吐出側と室外熱交換器１４のガス側とを接続するとともにガス側閉鎖弁１７と圧縮機１２の吸入側とを接続する（図２における四路切換弁１３の実線を参照）。また、四路切換弁１３は、暖房運転時には、圧縮機１２の吐出側とガス側閉鎖弁１７とを接続するとともに室外熱交換器１４のガス側と圧縮機１２の吸入側とを接続する（図２における四路切換弁１３の破線を参照）。つまり、四路切換弁１３は、空気調和装置１０の運転種類に応じて、接続状態が変化する。

室外熱交換器１４は、冷房運転時には冷媒の放熱器として機能し、暖房運転時には冷媒の蒸発器として機能する熱交換器である。室外熱交換器１４は、その液側が膨張弁１５に接続されており、ガス側が四路切換弁１３に接続されている。

膨張弁１５は、冷房運転時には、室外熱交換器１４において放熱した高圧の液冷媒を室内熱交換器２３（後述）に送る前に減圧する。また、膨張弁１５は、暖房運転時には、室内熱交換器２３において放熱した高圧の液冷媒を室外熱交換器１４に送る前に減圧することが可能な電動膨張弁である。

液側閉鎖弁１６及びガス側閉鎖弁１７は、外部の機器・配管Ｌ１，Ｌ２との接続口に設けられた弁である。液側閉鎖弁１６は、膨張弁１５に接続されている。ガス側閉鎖弁１７は、四路切換弁１３に接続されている。

室外ファン１８は、室外空気を室外ユニット１１内吸入して室外熱交換器１４に供給した後に、当該空気を該ユニット１１の外に排出する。室外ファン１８としては、例えばプロペラファンが採用されており、室外ファンモータＭ１８を駆動源として回転駆動され、これにより風量制御が可能になっている。なお、室外ファンモータＭ１８は、ブラシレスＤＣモータであって、ステータ、ロータ及びホール素子等を有している。

その他、室外ユニット１１には、異常検知スイッチ、冷媒圧力センサ、冷媒温度検知センサ、外気温度検知センサ等の様々なセンサが挙げられる。更に、室外ユニット１１は、各種弁１３，１５，１６等の駆動を統括制御する室外制御部を有している。

（１−２）室内ユニット
室内ユニット２１は、主として、室内ファン２２及び室内熱交換器２３を有しており、これらは、該ユニット２１のケーシング内部に配置されている。

室内ファン２２は、室内空気を吸い込み口（図示せず）を介してケーシング内に吸い込むと共に、室内熱交換器２３にて熱交換された後の空気を吹き出し口（図示せず）を介してケーシング内から室内に吹き出す遠心送風機である。室内ファン２２は、例えばターボファンで構成され、室内ファンモータＭ２２を駆動源として回転駆動される。

室内熱交換器２３は、冷房運転時には、冷媒の蒸発器として機能し、暖房運転時には、冷媒の放熱器として機能する熱交換器である。室内熱交換器２３は、各冷媒配管Ｌ１，Ｌ２に接続されており、例えば、平面視における室内ファン２２の周囲を囲むように曲げられて配置されたフィンチューブ型熱交換器で構成されている。室内熱交換器２３は、ケーシング内に吸い込まれた室内の空気と冷媒との熱交換を行う。

その他、室内ユニット２１は、図示してはいないが、吹き出し口に設けられた水平フラップ、吸込空気温度センサ等の各種センサ、該ユニット２１内の各種機器を制御する室内制御部等を有している。

（２）モータ駆動装置の構成
本実施形態に係るモータ駆動装置３０は、図１に示すように、主として、主電源リレー３１ａ，３１ｂ，３１ｃ、コンバータ３２、電圧検出部３６、インバータ３７、ゲート駆動回路３８、及びＭＰＵ３９を備える。モータ駆動装置３０を構成するこれらの構成要素は、１枚のプリント基板Ｐ１上に実装されている。

なお、プリント基板Ｐ１は、ハーネスを介して３相の商用電源５１（交流電源に相当）に接続されると共に、別のハーネスを介して圧縮機モータＭ１２に接続されている。なお、商用電源５１が出力する交流電圧Ｖａｃの周波数としては、各地域の電力会社毎に予め定められている複数の規定周波数５０Ｈｚ，６０Ｈｚのうち、いずれか１つが挙げられる。従って、交流電圧Ｖａｃの周波数は、空気調和装置１０が設置された環境によって異なっており、当該環境下において定められている規定周波数であると言える。

（２−１）主電源リレー
主電源リレー３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、商用電源５１の３相（具体的には、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）それぞれに対応するようにして、３つ設けられている。主電源リレー３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、一端が商用電源５１の各相の出力から伸びるハーネスそれぞれに接続され、他端がコンバータ３２の３つの入力それぞれに接続されている。つまり、主電源リレー３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、それぞれ商用電源５１とコンバータ３２との間に直列に接続されている。

この主電源リレー３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、圧縮機モータＭ１２側への電力供給をオン／オフするためのものである。具体的には、主電源リレー３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、閉状態を採ることで、商用電源５１からコンバータ３２側への交流電圧Ｖａｃの印加をオン状態にし、開状態を採ることで、当該交流電圧Ｖａｃの印加をオフ状態にする。

なお、これらの主電源リレー３１ａ，３２ｂ，３１ｃは、互いに異なる状態を採るものではなく、同時に同じ状態を採るものである。

（２−２）コンバータ
コンバータ３２は、主電源リレー３１ａ，３１ｂ，３１ｃを介して商用電源５１の各相の出力と接続されている。コンバータ３２は、商用電源５１から出力された交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換するためのもであって、主として、整流回路３３と、リアクタ３４と、平滑コンデンサ３５とで構成される。

（２−２−１）整流回路
整流回路３３は、図１に示すように、６つのダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ２ａ，Ｄ２ｂ，Ｄ３ａ，Ｄ３ｂによってブリッジ状に構成されている。具体的には、ダイオードＤ１ａとＤ１ｂ、Ｄ２ａとＤ２ｂ、Ｄ３ａとＤ３ｂは、それぞれ互いに直列に接続されている。ダイオードＤ１ａ，Ｄ２ａ，Ｄ３ａの各カソード端子は、共にリアクタ３４の一端に接続されており、整流回路３３の正側出力端子として機能する。ダイオードＤ１ｂ，Ｄ２ｂ，Ｄ３ｂの各アノード端子は、共に平滑コンデンサ３５に接続されており、整流回路３３の負側出力端子として機能する。ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂ同士の接続点は、主電源リレー３１ａを介して商用電源５１のＲ相の出力に接続され、ダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂ同士の接続点は、主電源リレー３１ｂを介して商用電源５１のＳ相の出力に接続されている。ダイオードＤ３ａ，Ｄ３ｂ同士の接続点は、主電源リレー３１ｃを介して商用電源５１のＴ相の出力に接続されている。ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂ同士の接続点、ダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂ同士の接続点及びダイオードＤ３ａ，Ｄ３ｂ同士の接続点は、それぞれ整流回路３３の入力の役割を担っている。

このような構成を有する整流回路３３は、商用電源５１から出力された交流電圧Ｖａｃを整流し、これをリアクタ３４に出力する。

（２−２−２）リアクタ
リアクタ３４は、いわゆる直流リアクタであって、整流回路３３の正側出力端子に直列に接続されている。本実施形態に係るリアクタ３４としては、容量が小さいものが用いられており、図３に示す構成を有している。

ここで、リアクタ３４の構造について説明する。リアクタ３４は、図３に示すように、コア３４ａ，３４ｂと巻線３４ｃとを有する。コア３４ａは、Ｅ型形状をしたいわゆるＥ型コアであり、例えば磁性材料を圧粉成形することで形成される。コア３４ａは、第１脚部３４ａａと、第２脚部３４ａｂと、第３脚部３４ａｃと、連結部３４ａｄとを含む。各脚部３４ａａ，３４ａｂ，３４ａｃは、ｚ方向に延在しており、第２脚部３４ａｂ及び第３脚部３４ａｃは、第１脚部３４ａａを挟むようにして、それぞれ第１脚部３４ａａからｘ方向に所定距離離れて位置している。各脚部３４ａａ，３４ａｂ，３４ａｃは、ｙ方向に対しては同じ幅を有している。第２及び第３脚部３４ａｂ，３４ａｃは、ｚ方向に対し同じ長さ延在しているが、第１脚部３４ａａは、ｚ方向に対して第２及び第３脚部３４ａｂ，３４ａｃよりも短くなっている。連結部３４ａｄは、各脚部３４ａａ，３４ａｂ，３４ａｃの配列方向であるｘ方向に延在しており、各脚部３４ａａ，３４ａｂ，３４ａｃを一面上において連結している。つまり、各脚部３４ａａ，３４ａｂ，３４ａｃは、連結部３４ａｄの同じ側から突出しており、連結部３４ａｄに立設されていると言える。コア３４ｂは、ｘ方向に延在すると共に、ｙ方向において各脚部３４ａａ，３４ａｂ，３４ａｃと同じ幅を有する板状のコアであって、コア３４ａと同様、例えば磁性材料を圧粉成形することで形成される。コア３４ｂは、連結部３４ａｄ側とは反対の第２及び第３脚部３４ａｂ，３４ａｃの端部に接触するように位置している。巻線３４ｃは、絶縁性の外被膜を有した導線によって構成されており、第１脚部３４ａａに複数回巻かれている。

このような構成によって、コア３４ｂと第１脚部３４ａａとの間は、所定間隔離れているが、この所定距離を“ギャップＧａ”と言う。また、連結部３４ａｄ及びコア３４ｂのｘ方向の長さを、“コアサイズＣｓ”と言う。更に、各脚部３４ａａ，３４ａｂ，３４ａｃ、連結部３４ａｄ及びコア３４ｂのｙ方向の長さを、“積厚Ｔｈ”と言う。

尚、図３では、説明を簡単にするため、連結部３４ａｄの延在方向を“ｘ方向”、ｘ方向に垂直であって、連結部ａｄ、各脚部３４ａａ，３４ａｂ，３４ａｃ及びコア３４ｂが同じ長さを有している方向を“ｙ方向”、ｘ方向及びｙ方向に垂直であって各脚部３４ａａ，３４ａｂ，３４ａｃが延在する方向を“ｚ方向”と定義している。

本実施形態においては、リアクタ３４のコアサイズＣｓが約６０ｍｍ、ギャップＧａが約１．２ｍｍ、積厚Ｔｈが約３６ｍｍとなっており、小容量で小型のリアクタ３４が実現されている。本実施形態に係るリアクタ３４は、従来のリアクタに比して重量が８０％であり、コストの面においても、従来のリアクタよりも低くなっている。尚、従来のモータ駆動装置に用いられていたリアクタのコアサイズＣｓは約６９ｍｍ、ギャップＧａは約２．０ｍｍ、積厚Ｔｈは約３５ｍｍであった。即ち、本実施形態では、リアクタ３４のコアサイズＣｓを従来よりも下げるだけではなく、ギャップＧａを小さくし、かつ積厚を大きくすることで、リアクタ３４の小型化を実現している。

図４では、本実施形態に係るリアクタ３４のインダクタンス値の特性を実線で示し、従来のリアクタのインダクタンス値を破線で示している。図４では、横軸を各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ（より詳細には、商用電源５１から整流回路３３を介してリアクタ３４に流れる入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）とし、縦軸をインダクタンス値とすることで、各リアクタのインダクタンス値の特性を示している。図４に示すように、リアクタ３４のインダクタンス値は、商用電源５１からコンバータ３２に流れ込む各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値に応じて変化する。具体的には、図４における入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ（つまりは、リアクタ３４に流れる電流）の約０〜２０Ａの範囲は、空気調和装置１０が冷房や暖房運転等の通常運転を行っている時にリアクタ３４に流れると想定される電流の範囲を示している。入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの約２０Ａ以降の範囲は、商用電源５１の各相（具体的には、Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相）において、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値が不均衡となり少なくとも１相の入力電流が約２０Ａを越えてしまう、いわゆる電源不平衡が生じている時に、リアクタ３４に流れると想定される電流の範囲である。

図４に示すように、通常運転時の電流範囲（即ち、リアクタ３４に流れる電流が約２０Ａ以下）では、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔそれぞれがバランスを保った状態で流れており、インダクタンス値は電流の値に関係なくほぼ一定である。しかし、電源不平衡の電流範囲（即ち、リアクタ３４に流れる電流が約２０Ａ以上）では、インダクタンス値は、リアクタ３４に流れる電流の増加に伴い減少している。インダクタンス値の減少度合いは、従来のリアクタよりも、本実施形態に係る小型のリアクタ３４の方がより顕著である。即ち、リアクタ３４が小型化されている本実施形態では、通常運転時にリアクタ３４に流れると想定される電流の範囲の最大値（ここでは、約２０Ａ）を所定電流量として、この所定電流量よりもリアクタ３４に流れる電流が低い場合には、リアクタ３４のインダクタンス値は、リアクタ３４に流れる電流に関係なく従来のリアクタのインダクタンス値とほぼ同じ値で一定となっている。一方、所定電流量よりもリアクタ３４に流れる電流が多い場合には、リアクタ３４のインダクタンス値は、従来のリアクタのインダクタンス値よりも、電流の増加に伴い減少する割合が大きくなっている。

次に、リアクタ３４の小型化とインダクタンス値の特性との関係について、図５を用いて簡単に説明する。従来のリアクタのコアサイズＣｓのみを、６９ｍｍから６０ｍｍへと下げたところ、インダクタンス値の特性は、グラフＡに係る従来のインダクタンス値が全体的に下がった特性となった（図５のグラフＡ→グラフＢ）。グラフＢの特性では、通常運転時においてもインダクタンス値が不十分であるため、通常運転時の電流範囲におけるインダクタンス値を確保するべく、ギャップＧａを、２ｍｍから１．２ｍｍへと小さくした。すると、グラフＣに示されるように、通常運転時の電流範囲におけるインダクタンス値は従来と同様の値となったが、電源不平衡時の電流範囲におけるインダクタンス値は、減少度合いが更に大きくなっている。そこで、電源不平衡時の電流範囲におけるインダクタンス値を改善するべく、積厚Ｔｈを３５ｍｍから３６ｍｍへと若干大きくさせたところ、グラフＤに示されるように、電源不平衡時の電流範囲におけるインダクタンス値の減少度合いが改善された。

（２−２−３）平滑コンデンサ
平滑コンデンサ３５は、一端がリアクタ３４を介して整流回路３３の正側出力端子に接続され、他端が整流回路３３の負側出力端子に接続されている。平滑コンデンサ３５は、リアクタ３４と共に平滑回路を構成しており、これによって整流回路３３による整流後の電圧は平滑化される。平滑化された電圧、即ち直流電圧Ｖｄｃは、リップルの比較的低い電圧となっており、平滑コンデンサ３５の後段（つまり、出力側）に接続されたインバータ３７に印加される。

なお、コンデンサの種類としては、電解コンデンサやセラミックコンデンサ、タンタルコンデンサ等が挙げられるが、本実施形態においては、平滑コンデンサ３５として電解コンデンサが採用される場合を例に採る。

（２−３）電圧検出部
電圧検出部３６は、コンバータ３２の出力側に接続されている。電圧検出部３６は、コンバータ３２から出力された直流電圧Ｖｄｃのうち、特にリップル成分（つまり、リップル電圧）を検出する。一例としては、電圧検出部３６は、コンデンサ及びオペアンプで構成される積分回路と、反転アンプと、加算器とで構成される。積分回路は、直流電圧Ｖｄｃが入力され、直流電圧Ｖｄｃに含まれるリップル成分を平滑した電圧を出力する。反転アンプは、直流電圧Ｖｄｃが入力され、この直流電圧Ｖｄｃの極性を反転させた電圧を出力する。加算器は、積分回路及び反転アンプの各出力を加算して、リップル成分を出力する。つまり、積分回路の出力は直流電圧Ｖｄｃと同極性であり、反転アンプは直流電圧Ｖｄｃとは逆の極性であることから、電圧検出部３６は、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分のみを取り出すことが可能となる。

なお、電圧検出部３６の出力は、ＭＰＵ３９に接続されており、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分は、ＭＰＵ３９に入力される。

（２−４）インバータ
インバータ３７は、コンバータ３２の出力側に接続されている。インバータ３７は、図６に示すように、複数の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下、単にトランジスタという）Ｑ４ａ，Ｑ４ｂ，Ｑ５ａ，Ｑ５ｂ，Ｑ６ａ，Ｑ６ｂ及び複数の還流用ダイオードＤ４ａ，Ｄ４ｂ，Ｄ５ａ，Ｄ５ｂ，Ｄ６ａ，Ｄ６ｂを含む。トランジスタＱ４ａとＱ４ｂ、Ｑ５ａとＱ５ｂ、Ｑ６ａとＱ６ｂは、それぞれ互いに直列に接続されており、各ダイオードＤ４ａ〜Ｄ５ｂは、各トランジスタＱ４ａ〜Ｑ６ｂに並列接続されている。インバータ３７は、コンバータ３２からの直流電圧Ｖｄｃの供給によって各トランジスタＱ４ａ〜Ｑ６ｂが所定のタイミングでオン及びオフを行うことで、圧縮機モータＭ１２を駆動するための駆動電圧ＳＵ，ＳＶ，ＳＷを生成する。この駆動電圧ＳＵ，ＳＶ，ＳＷは、各トランジスタＱ４ａとＱ４ｂ、Ｑ５ａとＱ５ｂ、Ｑ６ａとＱ６ｂの各接続点に接続された圧縮機モータＭ１２に出力される。

（２−５）ゲート駆動回路
ゲート駆動回路３８は、ＭＰＵ３９からの指令に基づき、インバータ３７の各トランジスタＱ４ａ〜Ｑ６ｂのオン及びオフの状態を変化させる。具体的には、ゲート駆動回路３８は、ＭＰＵ３９によって決定されたデューティを有する駆動電圧ＳＵ，ＳＶ，ＳＷがインバータ３７から圧縮機モータＭ１２に出力されるように、各トランジスタＱ４ａ〜Ｑ６ｂのゲートに印加するゲート制御電圧Ｇｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，Ｇｙ，Ｇｗ，Ｇｚを生成する。生成されたゲート制御電圧Ｇｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，Ｇｙ，Ｇｗ，Ｇｚは、それぞれのトランジスタＱ４ａ〜Ｑ６ｂのゲート端子に印加される。

（２−６）ＭＰＵ
ＭＰＵ３９の入力端子には、電圧検出部３６の出力の他、室外ユニット１１における室外制御部（図示せず）の出力が接続されている（図１における、ＭＰＵ３９に接続された実線を参照）。ＭＰＵ３９の出力端子には、主電源リレー３１ａ，３１ｂ，３１ｃ、ゲート駆動回路３８の入力が接続されている（図１における、ＭＰＵ３９に接続された点線を参照）。ＭＰＵ３９は、コンバータ３２とは別のスイッチング電源等（図示せず）から電源電圧を供給されると、インバータ３７の各トランジスタＱ４ａ〜Ｑ６ｂのオン及びオフを制御することで、圧縮機モータＭ１２の駆動制御を行う。また、ＭＰＵ３９は、例えば室外ユニット１１に含まれる各種機器において異常が発生したか否かを監視し、その監視結果に応じて主電源リレー３１ａ，３１ｂ，３１ｃのオン及びオフを制御する。例えば、圧縮機１２において圧力異常が発生した場合には、主電源リレー３１ａ，３１ｂ，３１ｃそれぞれをオフにし、商用電源５１からコンバータ３２への交流電圧Ｖａｃの供給を切断する。

特に、本実施形態に係るＭＰＵ３９は、Ｒ相、Ｓ相Ｔ相それぞれの入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに基づいて、Ｒ相、Ｓ相及びＴ相の各電圧及び各電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのバランスを把握し、把握したバランスに応じて圧縮機１２の制御を行う。このような動作を行うため、本実施形態に係るＭＰＵ３９は、電流演算部３９ａ及びモータ制御部３９ｂ（制御部に相当）として機能する。

（２−６−１）電流演算部
電流演算部３９ａは、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分に基づいて、各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを求める。

具体的には、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の各入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは、商用電源５１から整流回路３３を経てリアクタ３４に流れる。直流電圧Ｖｄｃのリップル成分は、主にリアクタ３４のインダクタンス値及びリアクタ３４に流れる電流によって変化するが、図４に示す通常運転時の電流範囲（詳細には、約０〜２０Ａの範囲）においては、このリアクタ３４のインダクタンス値はほぼ一定であるため、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分は、リアクタ３４に流れる電流、つまりは各相に流れる入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔをパラメータとして変化することとなる。従って、電流演算部３９ａは、特に通常運転時には、リップル成分をパラメータとした電流換算式によって、各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値を把握することが可能となる。更に具体的には、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分の大きさは、各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのバランスに関係するため、電流演算部３９ａは、リップル成分の大きさから、各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのバランス状態を推測でき、本来流れているべき各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと推測したバランス状態とから、各相に流れているであろう入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値を換算することが可能となる。

尚、電流換算式は、机上計算やシミュレーション等によって予め決定されている。

しかしながら、本実施形態では、既に述べているように小容量のリアクタ３４が用いられており、図４に示す電源不平衡時の電流範囲（具体的には、約２０Ａ以上の範囲）においては、リアクタ３４のインダクタンス値は、一定値ではなく減少し、特に従来のリアクタに比して減少する度合いが大きい。これに伴い、電源不平衡時、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分は、リアクタ３４のインダクタンス値の低下に伴い大きくなる。ところが、上述した電流換算式では、インダクタンス値を一定（つまり、通常状態時の値）としているため、電源不平衡時には、上記換算式によって得られた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと実際に各相に流れている入力電流との間には、誤差が生じてしまう。

そこで、電流演算部３９ａは、特に電源不平衡時、上記換算式によって得られた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに対し、インダクタンス値の変化の度合いを考慮して補正を行う。つまり、電流換算式によって求められた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの値が不均衡となっている場合には、電流演算部３９ａは、電源不平衡が生じていると判断し、電流換算式にて求めた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに電流補正値を加算する。

ここで、本実施形態の特徴でもある“電流補正値”について詳述する。直流電圧Ｖｄｃのリップル成分は、リアクタ３４のインダクタンス値のみならず、交流電圧Ｖａｃの周波数の影響も受ける。直流電圧Ｖｄｃのリップル成分は、交流電圧Ｖａｃの周波数が小さい程大きくなり、当該周波数が大きい程小さくなる。仮に、電源不平衡が生じている一例として、各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔそれぞれに“２５Ａ”“２０Ａ”“１５Ａ”の電流が流れている状態同士で比較すると、交流電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚである場合のリップル成分は、当該周波数が６０Ｈｚである場合のリップル成分よりも大きくなる。そのため、上記電流補正値の決定に際し、リアクタ３４のインダクタンス値の変化の度合いに加え、更に交流電圧Ｖａｃの周波数を考慮すると、電流補正値は、周波数が５０Ｈｚの場合は小さく、６０Ｈｚの場合は大きく決定されることとなる。

そこで、本実施形態に係る電流補正値は、商用電源５１から出力されている交流電圧Ｖａｃの実際の周波数に関係なく、複数の規定周波数５０Ｈｚ，６０Ｈｚのうち一番高い規定周波数６０Ｈｚに応じた所定補正値に決定される。即ち、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数は、５０Ｈｚ，６０Ｈｚのうちいずれか１つであるが、電流演算部３９ａは、交流電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚ，６０Ｈｚのいずれの場合においても、常に高い方の周波数である６０Ｈｚに応じた所定補正値を電流補正値として用いて、各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを補正する。

これは、上述した通り、６０Ｈｚに対応した所定補正値は５０Ｈｚに対応した補正値よりも大きいため、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数が５０Ｈｚの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが、５０Ｈｚに対応した補正値で補正されるよりも多めに補正されることを意味する。即ち、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数が５０Ｈｚの場合には、補正後の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが各相に実際に流れている入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔよりも小さくなるのを防いでいる。これにより、仮に５０Ｈｚに対応する補正値では足りないために、各相に実際に流れている入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが補正後の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔよりも大きくなってしまうのを抑制できる。

なお、上記所定補正値は、５０Ｈｚの場合に対応した補正値に比して、例えば約１〜２Ａ程度大きいことが挙げられる。この場合、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数が５０Ｈｚであれば、電流換算式で求められた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが、約１〜２Ａ程度多めに見積もられることとなる。

一方で、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数が６０Ｈｚの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔについては、適切な補正が行われることとなる。これは、補正後の各相の各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが、実際に各相に流れている入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔとほぼ等しくなることを意味する。

まとめると、電流演算部３９ａは、空気調和装置１０が通常運転をしている場合及び電源不平衡が生じている場合のいずれにおいても、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分をパラメータとする電流換算式によって各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを求める。電源不平衡時には、小型化されたリアクタ３４のインダクタンス値が低くなるため、電流演算部３９ａは、電流演算式によって求めた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを電流補正値によって補正する。この時、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分は、交流電圧Ｖａｃの周波数によっては大きくなり、ブレーカが落ちてしまう恐れがあることから、補正に用いられる電流補正値は、交流電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚ，６０Ｈｚのいずれの場合でも、補正量の多い６０Ｈｚに応じた所定補正値で統一される。

（２−６−２）モータ制御部
モータ制御部３９ｂは、電流演算部３９ａによって補正された後の各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを所定値と比較する。各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの少なくとも１つが所定値以上であれば、モータ制御部３９ｂは、インバータ３７の出力を抑制する垂下制御を行う。

例えば、所定値が“２４Ａ”であり、通常運転時における各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔそれぞれが“１９Ａ”であったとする。この状態では、各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは互いに等しく、３相間においてバランスが取れている状態にある。しかし、この状態から電源不平衡が生じ、補正後の各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが順に“２５Ａ”，“１９Ａ”，“１３Ａ”に至り、３相間において入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが不均衡になったとする。モータ制御部３９ｂは、Ｒ相の電流Ｉｒが所定値である“２４Ａ”を越えているため、この状態のままではＲ相の入力電流Ｉｒは増加し続けて、やがてブレーカの落ちる限界値“３０Ａ”を越えてしまう恐れがあることから、圧縮機１２の容量を強制的に減少させるように圧縮機モータＭ１２の回転数を下げる制御を行う。これにより、ゲート駆動回路３８からは、各インバータ３７から出力される各駆動電圧ＳＵ，ＳＶ，ＳＷのデューティを小さくするためのゲート制御電圧Ｇｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，Ｇｙ，Ｇｗ，Ｇｚがインバータ３７に出力され、圧縮機モータM１２の回転数が下がる。従って、モータ駆動装置３０の負荷である圧縮機モータＭ１２に流れるモータ電流は小さくなり、やがてＲ相の入力電流Ｉｒの増加も抑えられ、ブレーカが落ちることを防ぐことができる。

即ち、本実施形態では、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数が５０Ｈｚの場合には、モータ制御部３９ｂは、６０Ｈｚの場合に対応した所定補正値によって多めに補正がなされた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを用いて、垂下動作を開始させるか否かを決定する。従って、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数が５０Ｈｚの場合には、５０Ｈｚに対応する電流補正値によって補正がなされた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔがモータ制御に利用される場合に比して、早めに垂下制御が行われることとなる。

交流電圧Ｖａｃの実際の周波数が６０Ｈｚの場合には、モータ制御部３９ｂは、当該周波数（即ち、６０Ｈｚ）に対応する所定補正値によって補正がなされた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを用いて、垂下動作を開始させるか否かを決定する。従って、モータ制御部３９ｂは、６０Ｈｚの場合には、５０Ｈｚの場合とは異なり、早めに垂下動作が行われることはないが、各相に実際に流れる入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに相当する電流値に基づいて垂下制御が適切に行われることとなる。

なお、上述した“所定値”は、電源不平衡時の電流範囲内の値であると共に、ブレーカの落ちる限界値よりも低い条件を満たす値に決定される。所定値は、この条件に加え、使用するリアクタ３４の電源不平衡時におけるインダクタンス値の変化の度合いに基づいて決定されると良い。

また、モータ制御部３９ｂは、補正後の各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのみならず、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分そのものを所定成分値と比較する。モータ制御部３９ｂは、リップル成分が所定成分値以上の場合にも、インバータ３７の出力を抑制する垂下制御を行う。ここで、所定成分値は、平滑コンデンサ３５の耐圧に基づいて決定されることができる。これにより、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分そのものが大きくなることによって、平滑コンデンサ３５が破損されるのを防ぐことができる。

（３）モータ駆動装置の動作
図７は、本実施形態に係るモータ駆動装置３０の全体的な流れを示すフロー図である。

ステップＳ１〜Ｓ２：圧縮機モータＭ１２の起動指令が室外ユニット１１の室外制御部（図示せず）からなされた場合には（Ｓ１のＹｅｓ）、モータ駆動装置３０は、圧縮機モータＭ１２を起動させる（Ｓ２）。

ステップＳ３：モータ駆動装置３０における電圧検出部３６は、コンバータ３２から出力された直流電圧Ｖｄｃのリップル成分の検出を開始する。

ステップＳ４：モータ制御部３９ｂは、ステップＳ３で検出されたリップル成分を所定成分値と比較する。モータ制御部３９ｂは、リップル成分が所定成分値以上の場合には（Ｓ４のＹｅｓ）、垂下制御を開始する（Ｓ８）。モータ制御部３９ｂは、リップル成分が所定成分値以下の場合には（Ｓ４のＮｏ）、垂下制御を行うか否かは、補正後の各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔによって決定することとする（Ｓ７）。

ステップＳ５：電流演算部３９ａは、現在の交流電圧Ｖａｃの周波数に関係なく、電流補正値を、複数の規定周波数５０Ｈｚ，６０Ｈｚのうち一番高い規定周波数６０Ｈｚに対応する補正値に設定する。

ステップＳ６：電流演算部３９ａは、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分に基づいて各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを求めると共に、求めた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，ＩｔをステップＳ５における電流補正値にて補正する。

ステップＳ７〜Ｓ８：モータ制御部３９ｂは、補正後の各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを所定値と比較する（Ｓ７）。補正後の各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのうち、少なくとも１相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが所定値以上の場合には（Ｓ７のＹｅｓ）、モータ制御部３９ｂは、垂下制御を行う（Ｓ８）。しかし、少なくとも１相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが所定値以上でない場合には（Ｓ７のＮｏ）、垂下制御は行われない。

ステップＳ９：室外ユニット１１の室外制御部から圧縮機モータＭ１２の停止指令がなされるまで（Ｓ９のＮｏ）、電圧検出部３６は、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分を検出する（Ｓ１０）。この検出されたリップル成分を用いて、ステップＳ６以降の動作が繰り返される。圧縮機モータＭ１２の停止指令がなされた場合は（Ｓ９のＹｅｓ）、モータ駆動装置３０は、一連の動作を終了する。

（４）特徴
（４−１）
一般的に、交流電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚの場合の直流電圧Ｖｄｃのリップル成分は、周波数が６０Ｈｚの場合に比して大きくなる。そのため、電流換算式によって求められた入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを補正する場合、電流補正値は、交流電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚであれば小さく、当該周波数が６０Ｈｚであれば大きく決定されることが考えられる。すると、交流電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚである場合においては、電流補正量が小さいために、補正後の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが実際の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔとはかけ離れて小さい値となっており、よって垂下制御が間に合わずにブレーカが落ちてしまう、といった現象が万が一にも生じてしまう恐れがある。

しかし、本実施形態では、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのいずれの場合においても、高い方の周波数である６０Ｈｚに対応した所定補正値を常に電流補正値として用いて、電流換算式によって求められた入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが補正される。そして、補正後の各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの少なくとも１つが所定値以上の場合には、インバータ３７の圧縮機モータＭ１２への出力を抑制する垂下制御が行われる。即ち、交流電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが多めに補正されるため、垂下制御が早めに行われることとなる。一方、周波数が６０Ｈｚの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは、当該周波数に対応した電流補正値によって補正が行われることとなる。従って、実際の入力電流に近い電流によって適切に垂下制御が行われる。

また、本実施形態では、交流電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚ，６０Ｈｚのいずれであるかを判別する必要がないため、周波数を判別する構成が不要である。

（４−２）
本実施形態では、更に、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分が所定成分値以上の場合に垂下制御が行われる。従って、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが大きいためにブレーカが落ちることを防ぐと共に、平滑コンデンサ３５の破損を防止することもできる。

（４−３）
リアクタ３４が小容量であると、インダクタンス特性が低下してしまう。しかし、本実施形態では、このようなリアクタ３４を使用したとしても、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに対し適切な補正が行われるため、ブレーカが落ちるのを確実に防ぐことができる。

（４−４）
本実施形態では、垂下制御時、圧縮機モータＭ１２の回転数を下げる制御が行われることで、圧縮機１２の容量が低下する。従って、圧縮機モータＭ１２に流れるモータ電流の量を抑えることができ、ひいては入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの量を低下させることができる。

（５）変形例
（５−１）変形例Ａ
上記実施形態では、電流補正値が、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数に関係なく、複数の規定周波数５０Ｈｚ，６０Ｈｚのうち一番高い規定周波数６０Ｈｚに対応する所定補正値に設定される場合について説明した。しかし、本発明では、電流補正値として常に６０Ｈｚの場合の所定補正値が用いられるのではなく、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数に応じて電流補正値が選択されてもよい。

この場合のモータ駆動装置３０’の構成を、図８に示す。図８に係るモータ駆動装置３０’は、上述した図１のモータ駆動装置３０の構成に加え、交流電圧Ｖａｃの周波数を判別する判別部４０を更に備えている。なお、図８では、図１のモータ駆動装置３０と同様の構成については、同じ名称及び符号を付しており、各構成の詳細な説明については省略する。

判別部４０は、例えばＣＰＵ及びメモリを含むマイクロコンピュータで構成されており、入力端子は電圧検出部３６の出力に接続され、出力端子はＭＰＵ３９の入力に接続されている。判別部４０は、電圧検出部３６によって検出された直流電圧Ｖｄｃのリップル成分から、当該成分の周期を算出することで、交流電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚか６０Ｈｚかを判断することができる。

そして、この場合における電流演算部３９ａは、複数の規定周波数５０Ｈｚ，６０Ｈｚそれぞれに対応した電流補正値を記憶している。電流演算部３９ａは、この複数の電流補正値の中から、実際の交流電圧Ｖａｃの周波数に応じた補正値を選択し、選択した電流補正値に基づいて入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを補正する。例えば、交流電圧Ｖａｃの周波数が５０Ｈｚの場合には５０Ｈｚ用の電流補正値、周波数が６０Ｈｚの場合には６０Ｈｚ用の電流補正値によって、各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは補正される。これにより、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数がどのような値であっても、実際の周波数に応じた適切な電流補正値によって各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは補正され、補正後の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔによって垂下制御が行われる。

図９は、モータ駆動装置３０’の全体的な流れを示すフロー図である。図９のステップＳ２５の動作は、図７のステップＳ５の動作と異なっているが、図９の他のステップＳ２１〜Ｓ２４，Ｓ２６〜Ｓ３０は、図７の他のステップＳ１〜Ｓ４，Ｓ６〜Ｓ１０それぞれと同様である。図９のステップＳ２５では、判別部４０による周波数の判別が行われると共に、電流演算部３９ａが判別された周波数に応じて電流補正値を選択する動作を表している。

上述したモータ駆動装置３０’によると、空気調和装置１０が設置された環境における交流電圧Ｖａｃの実際の周波数を考慮して、各相に実際に流れている入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに近い電流が求められ、この電流に基づいてブレーカが落ちるのを抑制することができる。また、モータ駆動装置３０’は、判別部４０を有するため、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数を確実に把握することができ、適切な電流補正値が選択されることとなる。

なお、本変形例Ａでは、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分の周期に基づいて交流電圧Ｖａｃの実際の周波数が判別されると説明した。しかし、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数の判別方法は、これに限定されず、交流電圧Ｖａｃの実際の周波数が判断可能な構成であれば、どのような構成であってもよい。

（５−２）変形例Ｂ
上記実施形態では、リアクタ３４のコアサイズＣｓ、ギャップＧａ及び積厚Ｔｈが調整されることでリアクタ３４が小型化された場合について説明した。リアクタ３４は、更に巻数も調整されることで、リアクタ３４の小型化を図りつつインダクタンス値の性能を確保してもよい。

（５−３）変形例Ｃ
上記実施形態では、補正後の各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのうち少なくとも１つが所定値以上の場合に、垂下制御が行われると説明した。しかし、仮に、商用電源５１が供給する電力自体が上昇することにより、各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ全てが一斉に“１９Ａ”から“２５Ａ”に変化した場合等には、電源不平衡が生じない。そのため、あくまでも各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが不均衡となった状態で、各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのうち少なくとも１つが所定値以上の場合に、垂下制御が行われると好ましい。

（５−４）変形例Ｄ
上記実施形態では、直流電圧Ｖｄｃのリップル成分に基づいて各相の入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのバランス状態が推測されると説明した。しかし、電源不平衡が生じているか否かは、電流ではなく、商用電源５１からコンバータ３２に供給される各相（具体的には、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の入力電圧の値によっても推測することができる。

（５−５）変形例Ｅ
上記実施形態では、モータ駆動装置３０の駆動対象が圧縮機モータＭ１２である場合について説明した。しかし、モータ駆動装置３０の駆動対象は、圧縮機モータＭ１２以外のモータであってもよい。圧縮機モータM１２以外のモータとしては、例えば室外ファンモータが挙げられる。

（５−６）変形例Ｆ
上記実施形態では、予め定められた複数の規定周波数が５０Ｈｚ，６０Ｈｚの場合を例に取り説明した。しかし、規定周波数は、これらに限定されない。

（５−７）変形例Ｇ
上記実施形態では、商用電源５１が３相である場合について説明した。しかし、本発明に係る商用電源５１は、単相ではなく多相型の交流電源であればよい。何故ならば、多相型の交流電源であれば、各相を流れる入力電流が不均衡となる、いわゆる電圧不平衡が生じる可能性があるからである。従って、本発明に係る商用電源５１は、３相に限定されず、２相等であってもよい。

本発明に係るモータ駆動装置によると、ブレーカが落ちるのを防ぐことができる。本発明に係るモータ駆動装置は、垂下制御を行うことが可能な圧縮機等の機器を含む空気調和装置において、当該機器の駆動源であるモータを駆動する装置として適用できる。

１０ 空気調和装置
１１ 室外ユニット
１２ 圧縮機
Ｍ１２ 圧縮機モータ
１３ 四路切換弁
１４ 室外熱交換器
１５ 膨張弁
１６，１７ 閉鎖弁
１８ 室外ファン
Ｍ１８ 室外ファンモータ
２１ 室内ユニット
２２ 室内ファン
Ｍ２２ 室内ファンモータ
２３ 室内熱交換器
３０，３０’ モータ駆動装置
３１ａ，３１ｂ，３１ｃ 主電源リレー
３２ コンバータ
３３ 整流回路
３４ リアクタ
３４ａ，３４ｂ コア部
３４ａａ 第１脚部
３４ａｂ 第２脚部
３４ａｃ 第３脚部
３４ａｄ 連結部材
３４ｃ 巻線
３５ 平滑コンデンサ
３６ 電圧検出部
３７ インバータ
３８ ゲート駆動回路
３９ ＭＰＵ
３９ａ 電流演算部
３９ｂ モータ制御部
４０ 判別部
５１ 商用電源
Ｉｓ，Ｉｒ，Ｉｔ 各相の入力電流
Ｖａｃ 商用電源から出力される交流電圧
Ｖｄｃ コンバータから出力される直流電圧
ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ 駆動電圧

特開２００６−１４５８０号公報

Claims (5)

1. 整流回路（３３）と前記整流回路に接続された小容量のリアクタ（３４）とを有しており、多相交流電源（５１）から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ（３２）と、
   前記直流電圧を用いてモータ（Ｍ１２）の駆動電圧を生成し、前記駆動電圧を前記モータに出力するインバータ（３７）と、
   前記直流電圧のリップル成分に基づいて、前記多相交流電源から前記コンバータに入力される各相の入力電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を求める電流演算部（３９ａ）と、
   各相の前記入力電流の少なくとも１つが所定値以上の場合に、前記インバータの出力を抑制する垂下制御を行う制御部（３９ｂ）と、
   を備え、
   前記交流電圧の周波数は、予め定められている複数の規定周波数のうちいずれか１つであって、
   前記電流演算部（３９ａ）は、
   前記直流電圧のリップル成分から前記リアクタ（３４）のインダクタンス値が一定という条件のもとで所定の電流換算式を利用して各相の前記入力電流を求め、前記入力電流の値から電源不平衡が生じていると判断したときに、
   各相の前記入力電流を補正するための電流補正値を前記交流電圧の周波数に応じて選択し、選択した前記電流補正値に基づいて前記入力電流を補正するか、または
   前記交流電圧の周波数に関係なく、複数の前記規定周波数のうち一番高い前記規定周波数に応じた所定補正値を前記電流補正値として前記入力電流を補正し、
   前記制御部（３９ｂ）は、補正後の前記入力電流を前記所定値と比較する、
   モータ駆動装置（３０）。
2. 前記電流演算部が前記交流電圧の周波数に応じて前記電流補正値を選択する場合に、前記交流電圧の周波数を判別する判別部（４０）、
   を更に備える、
   請求項１に記載のモータ駆動装置（３０’）。
3. 前記制御部は、更に前記直流電圧のリップル成分が所定電圧値以上の場合に前記垂下制御を行う、
   請求項１または２に記載のモータ駆動装置（３０）。
4. 前記リアクタに流れる電流が所定電流量以下の場合、該電流に関係なく前記リアクタのインダクタンスはほぼ一定であって、
   前記リアクタに流れる電流が前記所定電流量以上の場合、該電流の増加に伴い前記リアクタのインダクタンスは減少し、
   前記所定電流量は、前記モータの通常運転時に前記リアクタに流れると想定される電流量の最大値とほぼ等しい、
   請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置（３０）。
5. 前記モータは、容量可変自在な圧縮機の駆動源である圧縮機用モータであって、
   前記制御部は、前記垂下制御時、前記圧縮機の容量を強制的に減少させるように、前記圧縮機用モータの回転数を下げる、
   請求項１から４のいずれか１項に記載のモータ駆動装置（３０）。

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