JP3685087B2 - リプル電圧検出方法及び検出装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はリプル電圧を検出する技術に関し、特に多相交流から整流されて得られた直流についてのリプル電圧を検出する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流から整流されて得られた直流についてリプル電圧を検出することは、特に当該直流が負荷の動作電源として採用される場合に重要な技術である。そしてリプル電圧を検出するため、従来から、例えば当該直流をサンプリングし、そのサンプリングした値からリプル電圧振幅を見積もる技術が存在する。
【０００３】
図８及び図９は従来のリプル電圧検出方法を示すグラフである。ここでは電源周波数が５０Ｈｚの三相交流に基づいて全波整流を行って得られた直流電圧Ｖ_DCを例に採って説明する。直流電圧Ｖ_DCでは、三相交流の電源周波数を反映して、ほぼ１０ｍｓ（ミリ秒）毎に山谷が発生する。
【０００４】
図８は三相交流に欠相が生じていない場合の直流電圧Ｖ_DCの振る舞い及びサンプリングの様子を示している。三相交流に欠相が生じていない場合、電源周波数が５０Ｈｚであるので、全波整流されて得られた直流電圧Ｖ_DCはほぼ周期がＴ₁＝１０ｍｓの波形を呈している。従って、サンプリング期間としてτ＝１０ｍｓが設定され、例えばサンプリング期間の中で１０回のサンプリングが行われる。
【０００５】
リプル電圧を検出する際、ノイズの影響を排除することが望ましい。即ちノイズによって瞬時的に大きな、あるいは小さな値が発生しても、これをリプル電圧振幅の見積もりから除外する。具体的には、サンプリング期間τでサンプリングされた値のうち、最大値Ｖ_M1と最小値Ｖ_m1との差ではなく、２番目に大きい値Ｖ_M2と２番目に小さい値Ｖ_m2との差でリプル電圧振幅を見積もる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図９は三相交流のうち、一相が欠相した場合の直流電圧Ｖ_DCの振る舞い及びサンプリングの様子を示している。この場合には、欠相を反映して直流電圧Ｖ_DCはほぼＴ₂＝２０ｍｓ周期の波形を呈している。従って、サンプリング期間τを含む周期Ｔ₂であってサンプリング期間τではない１０ｍｓの期間Ｚにおける直流電圧Ｖ_DCの値は、リプル電圧振幅の見積りには採用されないことになる。しかしこれではリプル電圧振幅の端近傍のサンプリング値を得ることができず、見積りに大きな誤差が生じることは明白である。
【０００７】
しかしながら、上記の問題を解消すべく、単にサンプリング期間τを直流電圧Ｖ_DCの周期Ｔ₂と等しく２０ｍｓに設定すると、上述のノイズの除去が困難となる。
【０００８】
図１０は三相交流に欠相が生じていない場合の直流電圧Ｖ_DCの振る舞い及びサンプリングの様子を示しており、サンプリング期間τ＝２０ｍｓを採用した場合を示している。三相交流に欠相が生じていない場合には上述のように直流電圧Ｖ_DCは周期がＴ₁＝１０ｍｓの波形を呈している。従って、ノイズについてもτ／Ｔ₁＝２（回）生じる可能性が高く、２番目に大きい値Ｖ_M2と２番目に小さい値Ｖ_m2との差でリプル電圧振幅を見積もってもノイズの影響を除去することは困難となる。
【０００９】
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、多相交流に欠相が生じているか否かに拘わらずに、ノイズの影響を除去し、かつ誤差も小さなリプル電圧を検出する技術を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この発明のうち請求項１にかかるものは、多相交流（１）を全波整流して得られた直流電圧（Ｖ_DC）に対し、サンプリング（Ｓ１００）を行ってそのリプル電圧を検出するリプル電圧検出方法である。そして、前記サンプリングが複数回行われる単位サンプリング期間（τ）を連続してＮ（Ｎ≧２）回設け、（ａ）前記単位サンプリング期間の各々において、ｉ（ｉ≧２）番目に大きなサンプリング値である擬最大値（Ｖ_Mi,k）及び、ｊ（ｊ≧２）番目に小さなサンプリング値である擬最小値（Ｖ_mj,k）を求めるステップ（Ｓ１１，Ｓ１２）と、（ｂ）Ｎ個の前記単位サンプリング期間の前記擬最大値の中での最大値たる第１値（Ｖ_MM）を求めるステップ（Ｓ１５）と、（ｃ）Ｎ個の前記単位サンプリング期間の前記擬最小値の中での最小値たる第２値（Ｖ_mm）を求めるステップ（Ｓ１６）と、（ｄ）前記第１値から前記第２値を差し引いて前記リプル電圧を見積もるステップ（Ｓ１７）とを備える。
【００１１】
この発明のうち請求項２にかかるものは、請求項１記載のリプル電圧検出方法であって、前記単位サンプリング期間の長さ（τ）は、前記多相交流（１）の周期（２Ｔ）の半分以下である。
【００１２】
この発明のうち請求項３にかかるものは、請求項２記載のリプル電圧検出方法であって、前記単位サンプリング期間の長さ（τ）は、前記多相交流（１）の前記周期（２Ｔ）の１／Ｎ以上に設定される。
【００１３】
この発明のうち請求項４にかかるものは、請求項３に記載のリプル電圧検出方法であって、ｉ＝２である。
【００１４】
この発明のうち請求項５にかかるものは、請求項３に記載のリプル電圧検出方法であって、ｊ＝２である。
【００１５】
この発明のうち請求項６にかかるものは、多相交流（１）を全波整流して得られた直流電圧（Ｖ_DC）に対し、サンプリング（Ｓ１００）を行ってそのリプル電圧を検出するリプル電圧検出装置である。そして、前記サンプリングが複数回行われる単位サンプリング期間（τ）を連続してＮ（Ｎ≧２）回設け、（ａ）前記単位サンプリング期間の各々において、ｉ（ｉ≧２）番目に大きなサンプリング値である擬最大値（Ｖ_Mi,k）及び、ｊ（ｊ≧２）番目に小さなサンプリング値である擬最小値（Ｖ_mj,k）を求めるステップ（Ｓ１１，Ｓ１２）と、（ｂ）Ｎ個の前記単位サンプリング期間の前記擬最大値の中での最大値たる第１値（Ｖ_MM）を求めるステップ（Ｓ１５）と、（ｃ）Ｎ個の前記単位サンプリング期間の前記擬最小値の中での最小値たる第２値（Ｖ_mm）を求めるステップ（Ｓ１６）と、（ｄ）前記第１値から前記第２値を差し引いて前記リプル電圧を見積もるステップ（Ｓ１７）とを実行する。
【００１６】
この発明のうち請求項７にかかるものは、請求項６記載のリプル電圧検出装置であって、前記単位サンプリング期間の長さ（τ）は、前記多相交流（１）の周期（２Ｔ）の半分以下である。
【００１７】
この発明のうち請求項８にかかるものは、請求項７記載のリプル電圧検出装置であって、前記単位サンプリング期間の長さ（τ）は、前記多相交流（１）の前記周期（２Ｔ）の１／Ｎ以上に設定される。
【００１８】
この発明のうち請求項９にかかるものは、請求項８に記載のリプル電圧検出装置であって、ｉ＝２である。
【００１９】
この発明のうち請求項１０にかかるものは、請求項８に記載のリプル電圧検出装置であって、ｊ＝２である。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明にかかるリプル電圧検出方法が採用されるインバータシステムの構成を示すブロック図である。多相、例えば三相の交流電源１から三相交流がダイオードブリッジ２に与えられて全波整流され直流電圧Ｖ_DCが得られる。但し直流電圧Ｖ_DCは平滑コンデンサ３によって平滑される。直流電圧Ｖ_DCはインバータ６に与えられる。インバータ６は多相、例えば三相のモータ７を駆動する。インバータ６の動作は、制御回路５に備えられたモータ制御部５３によって制御される。
【００２１】
直流電圧Ｖ_DCは抵抗４によってモニターされ、モニターされた値は制御回路５に備えられたＤＣ電圧検出部５１に入力する。ＤＣ電圧検出部５１は後述する方法で直流電圧Ｖ_DCのリプル電圧を見積り、リプル電圧が所定のしきい値を超えると、制御回路５に備えられたリプル電圧保護部５２に対してリップル保護制御を行わせる。リップル保護制御の具体例として、モータ制御部５３において速度指令に拘わらず、モータ７をより低速に運転、あるいは停止させる制御を挙げることができる。
【００２２】
ＤＣ電圧検出部５１、リプル電圧保護部５２、モータ制御部５３を備えた制御回路５は、直流電圧Ｖ_DCを入力するアナログ入力端を有するマイクロコンピュータを用いて実現することができる。
【００２３】
図２及び図３は本発明においてリプル電圧検出方法を示すグラフである。ここでも電源周波数が５０Ｈｚの三相交流に基づいて全波整流を行って得られた直流電圧Ｖ_DCを例に採って説明する。
【００２４】
本発明ではサンプリング期間は、単位サンプリング期間をＮ（≧２）回連続して繰り返して得られるτ・Ｎの長さに設定される。直流電圧Ｖ_DCは長さτ・Ｎの期間においてサンプリングされるので、τ，Ｎを適切に設定することにより、三相交流に欠相が生じているか否かに拘わらず、長さτ・Ｎを直流電圧Ｖ_DCの変動周期よりも大きくすることができる。
【００２５】
単位サンプリング期間では抵抗４でモニターされた直流電圧Ｖ_DCのサンプリングが複数回行われる。例えば単位サンプリング期間としてτ＝１０ｍｓが設定され、サンプリング期間の中で１ｍｓ毎に１０回のサンプリングが行われる。
【００２６】
第ｋ（１≦ｋ≦Ｎ）番目の単位サンプリング期間においては、ｉ（ｉ≧２）番目に大きなサンプリング値である擬最大値Ｖ_Mi,k及び、ｊ（ｊ≧２）番目に小さなサンプリング値である擬最小値Ｖ_mj,kが求められる。従来の技術と同様にノイズの影響を排除するため、リプル電圧の見積りにおいてはサンプリング値の最大値Ｖ_M1,k、サンプリング値の最小値Ｖ_m1,kを採用しない。図２及び図３ではｉ＝２，ｊ＝２の場合が例示されているが、これよりも大きい値に設定してもよい。あるいはノイズが高電位側にしか生じないことが予め判明している場合には、擬最小値Ｖ_mj,kではなく、最小値Ｖ_m1,kを採用してもよい。あるいはまたノイズが低電位側にしか生じないことが予め判明している場合には、擬最大値Ｖ_Mi,kではなく、最大値Ｖ_M1,kを採用してもよい。
【００２７】
図２は三相交流に欠相が生じている場合のグラフである。欠相が生じているので、全波整流されて得られた直流電圧Ｖ_DCは、ほぼ周期が２０ｍｓの波形を呈している。換言すれば電源周波数５０Ｈｚの三相交流の周期を２Ｔとすると、直流電圧Ｖ_DCはその周期２Ｔで繰り返された波形を呈している。
【００２８】
図３は三相交流に欠相が生じていない場合のグラフである。欠相が生じていないので、全波整流されて得られた直流電圧Ｖ_DCは、ほぼ周期が１０ｍｓの波形を呈している。換言すれば電源周波数５０Ｈｚの三相交流の周期２Ｔの半分の周期Ｔで繰り返された波形を直流電圧Ｖ_DCが呈している。
【００２９】
従ってτ・Ｎを適切に設定することにより、欠相が生じているか否かに拘わらず、直流電圧Ｖ_DCの変動周期よりも長い期間でサンプリングすることができる。
【００３０】
そして第１番目の単位サンプリング期間において、擬最大値と擬最小値が求められる。第１番目の単位サンプリング期間において最大値、擬最大値、最小値、擬最小値はそれぞれＶ_M1,1，Ｖ_M2,1，Ｖ_m1,1，Ｖ_m2,1として示されている。同様にして第２番目の単位サンプリング期間において最大値、擬最大値、最小値、擬最小値はそれぞれＶ_M1,2，Ｖ_M2,2，Ｖ_m1,2，Ｖ_m2,2として示され、第Ｎ番目の単位サンプリング期間において最大値、擬最大値、最小値、擬最小値はそれぞれＶ_M1,N，Ｖ_M2,N，Ｖ_m1,N，Ｖ_m2,Nとして示されている。
【００３１】
更にＮ個の単位サンプリング期間の擬最大値Ｖ_Mi,1，…，Ｖ_Mi,Nの中での最大値Ｖ_MMが求められる。またＮ個の単位サンプリング期間の擬最小値Ｖ_mj,1，…，Ｖ_mj,Nの中での最小値Ｖ_mmが求められる。そして最大値Ｖ_MMから最小値Ｖ_mmを差し引いてリプル電圧が見積もられる。
【００３２】
このような操作によってリプル電圧を見積もっても、三相交流に欠相が生じている場合にノイズの影響を排除して、しかもτ・Ｎ≧２Ｔ、即ち単位サンプリング期間の長さを三相交流の周期２Ｔの１／Ｎ以上に設定することにより、リプル電圧振幅の端近傍のサンプリング値を得ることができる。
【００３３】
また擬最大値及び擬最小値は単位サンプリング期間の各々において求められるので、長さτを適切に設定することにより、三相交流に欠相が生じている場合はもちろん、生じていない場合にも、擬最大値及び擬最小値を規定する順序ｉ，ｊを固定して設定することができる。
【００３４】
具体的には単位サンプリング期間τは、三相交流の周期２Ｔの半分Ｔ以下に設定されることが望ましい。τ＞Ｔに設定すると、三相交流に欠相が生じていない場合に周期的に発生するノイズ、例えば図２においてＶ_M1,1，Ｖ_M1,2として示されるサンプリング値を与えるノイズの両方が単位サンプリング期間τに含まれる可能性がある。その場合に擬最大値や擬最小値を規定する順序ｉ，ｊを例えば２に固定して設定しては、ノイズの影響を排除することができないからである。図２ではτ＝Ｔに設定した場合を例示しているが、τ＜Ｔの場合は図２に示す場合と実質的に同様に考えることができる。
【００３５】
上述のようにして単位サンプリング期間毎に得られた擬最大値の中の最大値と、単位サンプリング期間毎に得られた擬最小値の中の最小値との差でリプル電圧を見積もるので、多相交流に欠相が生じているか否かに拘わらず、これを全波整流して得られた直流電圧Ｖ_DCをサンプリングした値から、ノイズの影響を排除して適切にリプル電圧を見積もることができる。
【００３６】
以上の説明では単位サンプリング期間τをＮ回連続して繰り返す期間においてサンプリングを行う技術を説明したが、これはサンプリングを行う期間の長さをτ・Ｎに限定することを意味するものではない。サンプリング自体はサンプリング周期、例えば上述の例では１ｍｓ毎に常時行っておいてもよい。その場合には、リプル電圧を見積もるのに用いられる最大値Ｖ_MM、最小値Ｖ_mmを求めるための期間をτ・Ｎ毎に設定することになる。
【００３７】
図４及び図５は上述の処理を示すフローチャートである。この図に示された処理の流れ（フロー）は制御回路５において、中でもＤＣ電圧検出部において実行される。上述のように制御回路５はマイクロコンピュータを用いて実現することができるが、必ずしもＤＣ電圧検出部５１、リプル電圧保護部５２、モータ制御部５３のそれぞれの機能を果たすブロックに分かれて構成されている必要はない。少なくとも制御回路５の構成に関しては、図１に示されたブロック図は大別される異なる機能を例示したに過ぎない。
【００３８】
図４はサンプリング自体の処理を示すフローチャートである。ステップＳ１００において直流電圧Ｖ_DCのサンプリングが所定のサンプリング周期、例えばτ／１０＝１ｍｓで行われる。そして得られたサンプリング値はステップＳ２００においてテーブル１に追加して格納する。
【００３９】
図６はテーブル１の内容を模式的に示す図である。このような内容を有するテーブル１は、ＤＣ電圧検出部５１内の記憶素子において保存される。例えば制御回路５をマイクロコンピュータで構成する場合には、当該マイクロコンピュータが通常有するメモリにおいてテーブル１の内容を保存することができる。
【００４０】
テーブル１に格納されるサンプリング値は単位サンプリング期間における擬最大値及び擬最小値を得るためにのみ用いられるので、単位サンプリング期間におけるサンプリング値の個数よりも多くのサンプリング値を格納する必要はない。例えばサンプリング周期をｔとすると、テーブル１が格納するサンプリング値の個数ｎはτ／ｔ以上で最も小さな整数で足りる。上述の例ではｎ＝１０（ｍｓ）／１（ｍｓ）＝１０である。
【００４１】
更にステップＳ３００に進み、サンプリング回数値を特定の方向、例えば増加する方向へ、所定単位、例えば１だけ変化させて更新する。
【００４２】
図５は単位サンプリング期間毎に、例えばτ＝１０ｍｓ毎に行われる処理を示す。例えば上述のサンプリング回数値の初期値が０であり、ステップ３００が１回実行される毎にサンプリング回数値が１ずつ増加する場合、サンプリング回数値がｎとなれば図５に示されたフローが開始する。
【００４３】
ステップＳ１１によりテーブル１から擬最大値を、ステップＳ１２によりテーブル１から擬最小値を、それぞれ抽出する。図６では第ｋ番目の単位サンプリング期間についての擬最大値Ｖ_Mi,k及び擬最小値Ｖ_mj,kを抽出する様子を概念的に例示している。もちろんステップＳ１１，Ｓ１２の順序は入れ替えることができる。
【００４４】
次いでステップＳ１３により、擬最大値及び擬最小値をテーブル２に追加して格納する。
【００４５】
図７はテーブル２の内容を模式的に示す図である。テーブル２も、テーブル１と同様に、ＤＣ電圧検出部５１内の記憶素子において、例えば制御回路５をマイクロコンピュータで構成する場合には、当該マイクロコンピュータが通常有するメモリにおいて保存される。
【００４６】
テーブル２に格納されるサンプリング値はＮ個の擬最大値同士の最大値Ｖ_MM、Ｎ個の擬最小値同士の最小値Ｖ_mmを得るためにのみ用いられるので、最大Ｎ対の値を格納すれば足りる。
【００４７】
次にステップＳ１４に進み、テーブル１からの擬最大値及び擬最小値の抽出がＮ回行われたかを判断する。図５においてはこの処理を単に「Ｎ回抽出したか？」と示している。単位サンプリング期間が経過する毎にカウントされるカウンタ（以下「Ｎ数カウンタ」と称す）を設けておくことにより、このカウンタの値に基づいて、ステップＳ１４の判断を行うことができる。
【００４８】
テーブル１からの擬最大値及び擬最小値の抽出がＮ回未満であれば、ステップＳ２０へと進む。ステップＳ２０では、新たな単位サンプリング期間についての擬最大値及び擬最小値を抽出するため、テーブル１の内容をクリアする。そしてサンプリング回数値を初期化する。これにより図４において新たな単位サンプリング期間でのサンプリングの準備がなされたことになる。もちろんステップＳ２０，Ｓ２１の順序は入れ替えることができる。
【００４９】
テーブル１からの擬最大値及び擬最小値の抽出がＮ回であれば、ステップＳ１５，Ｓ１６のそれぞれにおいてテーブル２の最大値及び最小値を求める。具体的には擬最大値Ｖ_Mi,1，…，Ｖ_Mi,Nの中での最大値Ｖ_MMと、擬最小値Ｖ_mj,1，…，Ｖ_mj,Nの中での最小値Ｖ_mmが求められる。もちろんステップＳ１５，Ｓ１６の順序は入れ替えることができる。
【００５０】
その後、ステップＳ１７において最大値Ｖ_MMから最小値Ｖ_mmが差し引かれて、リプル電圧が見積もられる。リプル電圧が見積もられれば、テーブル２の内容は不要となるので、ステップＳ１８においてＮ数カウンタを初期化し、ステップＳ１９においてテーブル２の内容をクリアする。もちろんステップＳ１８，Ｓ１９の順序は入れ替えることができる。
【００５１】
以上のように、本発明によれば、多相交流に欠相が生じているか否かに拘わらずに、ノイズの影響を除去し、かつ誤差も小さなリプル電圧を検出することができる。
【００５２】
なお、既述のように、ノイズが高電位側にしか生じないことが予め判明している場合には、上述の説明において擬最小値Ｖ_mj,kを最小値Ｖ_m1,kと読み替えて処理を行ってもよい。あるいはまたノイズが低電位側にしか生じないことが予め判明している場合には、上述の説明において擬最大値Ｖ_Mi,kを最大値Ｖ_M1,kと読み替えて処理を行ってもよい。
【００５３】
【発明の効果】
この発明のうち請求項１にかかるリプル電圧検出方法、請求項６にかかるリプル電圧検出装置によれば、単位サンプリング期間の長さをτとすると、これが連続してＮ回繰り返して設定されるので、直流電圧（Ｖ_DC）は長さτ・Ｎの期間においてサンプリングされる。よって長さτ、回数Ｎを適切に設定することにより、多相交流（１）に欠相が生じているか否かに拘わらず、直流電圧（Ｖ_DC）の変動周期よりも長い期間でサンプリングを行うことができる。
【００５４】
また単位サンプリング期間中のサンプリング値の最大値及び最小値に基づいてではなく、擬最大値（Ｖ_Mi,k）及び擬最小値（Ｖ_mj,k）に基づいてリプル電圧を見積もるので、ノイズの影響を低減することができる。
【００５５】
しかも、擬最大値及び擬最小値は単位サンプリング期間の各々において求められるので、長さτを適切に設定することにより、多相交流（１）に欠相が生じているか否かに拘わらず、擬最大値及び擬最小値を規定する順序ｉ，ｊを固定して設定することができる。
【００５６】
上述のようにして単位サンプリング期間毎に得られた擬最大値の中の最大値と、単位サンプリング期間毎に得られた擬最小値の中の最小値との差でリプル電圧を見積もるので、多相交流（１）に欠相が生じているか否かに拘わらず、これを全波整流して得られた直流電圧（Ｖ_DC）をサンプリングした値からリプル電圧を見積もることができる。
【００５７】
この発明のうち請求項２にかかるリプル電圧検出方法、請求項７にかかるリプル電圧検出装置によれば、多相交流（１）に欠相が生じていない場合であっても、ｉ，ｊを固定して設定してノイズの影響を排除することができる。
【００５８】
この発明のうち請求項３乃至請求項５にかかるリプル電圧検出方法、請求項８乃至請求項１０にかかるリプル電圧検出装置によれば、多相交流（１）に欠相が生じている場合であっても、長さτ・Ｎを直流電圧（Ｖ_DC）の変動周期より大きくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるリプル電圧検出方法が採用されるインバータシステムの構成を示すブロック図である。
【図２】三相交流に欠相が生じている場合の本発明の処理を示すグラフである。
【図３】三相交流に欠相が生じていない場合の本発明の処理を示すグラフである。
【図４】本発明の処理を示すフローチャートである。
【図５】本発明の処理を示すフローチャートである。
【図６】テーブル１の内容を模式的に示す図である。
【図７】テーブル２の内容を模式的に示す図である。
【図８】三相交流に欠相が生じていない場合の従来のリプル電圧検出方法を示すグラフである。
【図９】三相交流に欠相が生じている場合の従来のリプル電圧検出方法を示すグラフである。
【図１０】三相交流に欠相が生じていない場合のサンプリングの様子を示すグラフである。
【符号の説明】
１ 交流電源
５ 制御回路
Ｖ_DC 直流電圧
Ｖ_Mi,k 擬最大値
Ｖ_mj,k 擬最小値

Claims (10)

1. 多相交流（１）を全波整流して得られた直流電圧（Ｖ_DC）に対し、サンプリング（Ｓ１００）を行ってそのリプル電圧を検出する方法であって、
   前記サンプリングが複数回行われる単位サンプリング期間（τ）を連続してＮ（Ｎ≧２）回設け、
   （ａ）前記単位サンプリング期間の各々において、ｉ（ｉ≧２）番目に大きなサンプリング値である擬最大値（Ｖ_Mi,k）及び、ｊ（ｊ≧２）番目に小さなサンプリング値である擬最小値（Ｖ_mj,k）を求めるステップ（Ｓ１１，Ｓ１２）と、
   （ｂ）Ｎ個の前記単位サンプリング期間の前記擬最大値の中での最大値たる第１値（Ｖ_MM）を求めるステップ（Ｓ１５）と、
   （ｃ）Ｎ個の前記単位サンプリング期間の前記擬最小値の中での最小値たる第２値（Ｖ_mm）を求めるステップ（Ｓ１６）と、
   （ｄ）前記第１値から前記第２値を差し引いて前記リプル電圧を見積もるステップ（Ｓ１７）と
   を備える、リプル電圧検出方法。
2. 前記単位サンプリング期間の長さ（τ）は、前記多相交流（１）の周期（２Ｔ）の半分以下である請求項１記載のリプル電圧検出方法。
3. 前記単位サンプリング期間の長さ（τ）は、前記多相交流（１）の前記周期（２Ｔ）の１／Ｎ以上に設定される、請求項２記載のリプル電圧検出方法。
4. ｉ＝２である、請求項３に記載のリプル電圧検出方法。
5. ｊ＝２である、請求項３に記載のリプル電圧検出方法。
6. 多相交流（１）を全波整流して得られた直流電圧（Ｖ_DC）に対し、サンプリング（Ｓ１００）を行ってそのリプル電圧を検出する装置であって、
   前記サンプリングが複数回行われる単位サンプリング期間（τ）を連続してＮ（Ｎ≧２）回設け、
   （ａ）前記単位サンプリング期間の各々において、ｉ（ｉ≧２）番目に大きなサンプリング値である擬最大値（Ｖ_Mi,k）及び、ｊ（ｊ≧２）番目に小さなサンプリング値である擬最小値（Ｖ_mj,k）を求めるステップ（Ｓ１１，Ｓ１２）と、
   （ｂ）Ｎ個の前記単位サンプリング期間の前記擬最大値の中での最大値たる第１値（Ｖ_MM）を求めるステップ（Ｓ１５）と、
   （ｃ）Ｎ個の前記単位サンプリング期間の前記擬最小値の中での最小値たる第２値（Ｖ_mm）を求めるステップ（Ｓ１６）と、
   （ｄ）前記第１値から前記第２値を差し引いて前記リプル電圧を見積もるステップ（Ｓ１７）と
   を実行する、リプル電圧検出装置。
7. 前記単位サンプリング期間の長さ（τ）は、前記多相交流（１）の周期（２Ｔ）の半分以下である請求項６記載のリプル電圧検出装置。
8. 前記単位サンプリング期間の長さ（τ）は、前記多相交流（１）の前記周期（２Ｔ）の１／Ｎ以上に設定される、請求項７記載のリプル電圧検出装置。
9. ｉ＝２である、請求項８に記載のリプル電圧検出装置。
10. ｊ＝２である、請求項８に記載のリプル電圧検出装置。

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