JP5662050B2 - 光変調器 - Google Patents

Description

本発明は、光通信システムに応用可能な光変調器に関する。

近年、光通信システムにおける、帯域利用効率の向上に向け、無線通信分野で用いられるような多値変調方式を光通信へ導入する検討が盛んに行われている。代表的な多値変調方式として、ｎ値位相シフト変調（ｎ−ｌｅｖｅｌ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ｎＰＳＫ），ｎ値強度・位相シフト変調（ｎ−ｌｅｖｅｌ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ−ａｎｄ−Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ｎＡＰＳＫ），ｎ値直交振幅変調（ｎ−ｌｅｖｅｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ｎＱＡＭ）方式が挙げられる。

このような、多値変調信号を生成する手段の１つとして、複数の２値ＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ−ＰＳＫ：ＢＰＳＫ）光信号を干渉させ、多値光信号を合成する手法が知られている。図１に、４値変調である直交位相変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）信号を生成するための良く知られた変調器構成１００を示す（従来技術１）。図１において、変調器１００は、光強度分岐比及び結合比１：１（０．５：０．５）のＹ字型の光分岐及び結合手段１３１、１３２を有し、それらで構成されるマッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ：ＭＺ）回路の各アームにそれぞれＢＰＳＫ変調手段１１１および１１２が配置され、さらに片方のアームにπ／２の位相変化を与える位相シフタ１２１が設けられている。このとき、メイン入力ポート１０１への入力光電場をＥ_in、メイン出力ポート１０２からの出力光電場をＥ_out（いずれも複素数表現）とすると、変調器の伝達関数Ｔは、以下の式で表現することができる。

ここでｒ₁、ｒ₂は、それぞれ、光分岐及び結合手段１３１、１３２の光強度分岐及び結合比であり、本実施形態では、ｒ₁＝ｒ₂＝０．５である。ｂ₁、ｂ₂は、それぞれＢＰＳＫ変調手段１１１、１１２の伝達関数であり、シンボル点（時間軸上でのシンボルの中心タイミング）においては、＋１または−１のいずれかの値をとる。なお、本明細書では、モデル簡易化のため、光分岐手段、結合手段、ＢＰＳＫ変調手段およびそれらをつなぐ光導波路は、全て過剰損失ゼロの理想的な場合を仮定する。

図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれＴの右辺第１項０．５ｂ₁、第２項０．５ｊｂ₂およびＴのシンボル点における値を複素平面上に表した複素平面プロット２００、２１０、２２０である。同図中の［ｄ₁ｄ₂］は、各点に対するバイナリデータのマッピングを表している。データビット値は、シンボル点における各ＢＰＳＫ変調手段の伝達関数の値と１対１で関連付けられる。ここでは、ｂ_n＝＋１のときｄ_n＝０、ｂ_n＝−１のときｄ_n＝１とした。図２（ａ）に対応する数式１のＴの右辺第１項は、ｂ₂に依存しないため、２ビット目のデータはｘ（任意値）としてある。図２（ｂ）についても、同様である。連続光Ｅ_in＝１を入力すると、Ｅ_out＝Ｔであるため、図２（ｃ）は、そのまま、出力信号ダイアグラムに相当する。ｂ₁およびｂ₂が、それぞれＩ相（実部）およびＱ相（虚部）の正負に対応するＱＰＳＫ信号が得られることがわかる。なお、ＢＰＳＫ変調手段としては両アームに高速位相変調手段を有するＭＺ回路（以下、単に「ＭＺ変調回路」）を用いることが最も一般的である。このため一般的な、ＱＰＳＫ変調器は、図１の光分岐及び結合手段１３１、１３２で構成されるＭＺ回路の各アームにＢＰＳＫ変調手段であるＭＺ変調回路が埋め込まれた形となり、しばしば、ネスト型ＭＺ変調器とも呼ばれる。

非特許文献１では、さらに複雑な構成を使用したＱＡＭ変調器が報告されている。同文献では光強度分岐比及び結合比４：２：１の光分岐及び結合手段を用いたＱＰＳＫ変調回路を３回路並列に接続することで、６４ＱＡＭ変調器を構成している。さらに、光強度分岐比及び結合比２^N-1：２^N-2：・・・：１の光分岐及び結合手段を用いてＮ個のＱＰＳＫ変調回路を並列接続すれば４^NＱＡＭ変調器を構成できることが記述されている。

図３に、同記述を応用した１６ＱＡＭ変調器の構成３００を示す（従来技術２）。本構成では、分岐比及び結合比２：１（０．６７：０．３３）のＹ字型の光分岐及び結合手段３３５、３３６で構成されるＭＺ回路の各アームに、従来技術１と同構成のＱＰＳＫ変調手段３４１、３４２が配置され、ＱＰＳＫ変調手段３４２の後段に位相シフタ３２３が配置されている。位相シフタ３２３の位相シフト量はπ／２の整数倍であればよいが、ここではモデル簡易化のため位相シフト量をゼロとして議論を進める。メイン入力ポート３０１からメイン出力ポート３０２への伝達関数Ｔは、以下の通りとなる。

ここで、Ｔ₁、Ｔ₂は、それぞれＱＰＳＫ変調手段３４１、３４２の伝達関数である。ｂ₁、ｂ₂、ｂ₃、ｂ₄は、それぞれＢＰＳＫ変調手段３１１、３１２、３１３、３１４の伝達関数であり、シンボル点においては＋１または−１のいずれかの値をとる。ｒ₁、ｒ₂はそれぞれ光分岐及び結合手段３３５、３３６の光強度分岐及び結合比であり、本実施形態では、ｒ₁＝ｒ₂＝０．６７である。

図４は、数式２の右辺各項および伝達関数Ｔのシンボル点における値を複素平面上に表した複素平面プロット４００、４１０、４２０である。同図中の［ｄ₁ｄ₂ｄ₃ｄ₄］は各点に対するバイナリデータのマッピングを表しており、ｂ_n＝＋１のときｄ_n＝０、ｂ_n＝−１のときｄ_n＝１である。Ｔ₁とＴ₂を電界振幅比２：１（０．３３：０．１７）で足し合わせることで、Ｔ₁に対応する４点の各々がＴ₂の値に応じて４点に分裂し、１６ＱＡＭの信号ダイアグラムが得られることがわかる。

図５に、非特許文献２のＦｉｇ．１５（ｂ）に示される８ＡＰＳＫ変調器の構成に、若干の修正と非特許文献１のアイディアを加えた例５００を示す（従来技術３）。本実施形態では、２ＡＰＳＫ変調手段５４１と、ＱＰＳＫ変調手段５４２が直列に接続されている。２ＡＰＳＫ変調手段５４１は、分岐比及び結合比１−ｒ：ｒのＹ字型の光分岐及び結合手段５３１、５３２を有し、それらで構成されるＭＺ回路の一方のアームのみにＢＰＳＫ変調手段５１１、および位相変化π／４を与える位相シフタ５２１が配置されており、他方のアームは直線導波路となっている。本従来技術においては、

である。２ＡＰＳＫ変調手段５４１の伝達関数Ｔ₁、ＱＰＳＫ変調手段５４２の伝達関数Ｔ₂および変調器全体の伝達関数Ｔは、それぞれ以下の式で表現できる。

ここで、ｂ₁、ｂ₂、ｂ₃は、それぞれＢＰＳＫ変調手段５１１、５１２、５１３の伝達関数であり、シンボル点においては、＋１、または−１のいずれかの値をとる。

図６は、数式３のＴ₁、Ｔ₂およびＴのシンボル点における値を複素平面上に表した複素平面プロット６００、６１０、６２０である。同図中の同図中の［ｄ₁ｄ₂ｄ₃］は各点に対するバイナリデータのマッピングを表しており、ｂ_n＝＋１のときｄ_n＝０、ｂ_n＝−１のときｄ_n＝１である。Ｔ₁は、原点から実軸正方向へ１−ｒだけシフトした点を基点に、角度−π／４又は＋π・３／４［ｒａｄ］方向へそれぞれｒだけシフトした２値をとる。原点から見たときの位相角は、それぞれ−π／１２、＋π／６であり、動径はそれぞれ

なので、Ｔ₁のとる２値は相対位相π／４、電界強度比

の変則的な２ＡＰＳＫの信号ダイアグラムに相当する。一方Ｔ₂は、数式２からも明らかな通り、動径

のＱＰＳＫの信号ダイアグラムに相当する４値をとる。このため、Ｔ＝Ｔ₂・Ｔ₁のとる８値を複素平面上にプロットすると、外側ＱＰＳＫ信号点（図中［１００］、［１１０］、［１１１］、［１０１］）と内側ＱＰＳＫ信号点（図中［０００］、［０１０］、［０１１］、［００１］）が互いに位相角π／４だけオフセットして配置され、外側ＱＰＳＫと内側ＱＰＳＫの電界強度比は、

であるような信号ダイアグラムが得られる。外側ＱＰＳＫの１点とそれに近接する内側ＱＰＳＫの２点、例えば［１００］、［００１］、［０００］の３点が正三角形をなしていることが特徴である。この配置は、８値変調において、所与の出力信号ピーク強度（図３の場合、例えば［１００］の状態における出力光強度）に対する最近接信号点間のユークリッド距離を最大化する配置であり、ＯＳＮＲ耐性の観点から有利であるため、近年多値光伝送の学術検討においてもしばしば用いられる変調方式である（例えば非特許文献３）。この変調方式は、８ＱＡＭと呼ばれることも多いが、本明細書では非特許文献２に倣い８ＡＰＳＫの呼称を採用する。

なお、非特許文献２のＦｉｇ．１５（ｂ）では、２ＡＰＳＫ変調手段におけるアーム間の光電界振幅比として２：１（光強度比が１：１／４、従って電界振幅比が１：１／２＝２：１）が記載されているが、これは本実施形態に示した理想値

を整数で近似した値と考えられる。また、同文献では、電界振幅比２：１（理想的には

）を得るための具体的な回路構成についても記載されていないが、同文献Ｆｉｇ．５（ｂ）から単純に類推して６ｄＢ光減衰器を用いると、減衰させた分の光過剰損失が生じてしまう。本実施形態では、ここへ、非特許文献１のアイディアを応用し、光強度分岐比及び結合比

の光分岐及び光結合手段を用いることで、光減衰器を用いる場合に比較して光過剰損失を低減している。

特開２００９−２６０８２２号公報

H. Yamazaki, T. Yamada, T. Goh, Y. Sakamaki, and A. Kaneko, ‘‘64QAM Modulator With a Hybrid Configuration of Silica PLCs and LiNbO3 Phase Modulators,’’ IEEE Photon. Technol. Lett., Vol. 22, No. 5, pp. 344-346, 2010. N. Kikuchi, ‘‘Intersymbol Interference (ISI) Suppression Technique for Optical Binary and Multilevel Signal Generation,’’ J. Lightwave Technol., Vol. 25, No. 8, pp. 2060-2068, 2007. X. Zhou, J. Yu, M. F. Huang, Y. Shao, T. Wang, P. Magill, M. Cvijetic, L. Nelson, M. Birk, G. Zhang, S. Ten, H. B. Matthew, and S. K. Mishra, ‘‘32Tb/s (320x114Gb/s) PDM-RZ-8QAM transmission over 580km of SMF-28 ultra-low-loss fiber,’’ Proc. of OFC2009, paper PDPB4, 2009. K. Jinguji, N. Takato, A. Sugita, and M. Kawachi, ‘‘Mach-Zehnder interferometer type optical waveguide coupler with wavelength-flattened coupling ratio,’’ Electron. Lett., Vol. 26, No. 17, pp. 1326-1327, 1990. K. Jinguji, and M. Kawachi, ‘‘Synthesis of Coherent Two-Port Lattice-Form Optical Delay-Line Circuit,’’ J. Lightwave Technol., Vol. 13, No. 1, pp. 73-82, 1995.

しかしながら、上記従来技術においては、変調器構成に起因する原理的な光損失が生じてしまうという問題があった。但し、ここで言う「変調器構成に起因する原理的な光損失」（以下単に「原理損失」）とは、光導波路の導波損失やプロセスエラーによる損失等がゼロであるような理想条件下においても、光信号の合成過程で不可避的に生じる光損失を指す。また、強度変調を伴う変調方式（ＱＡＭ、ＡＰＳＫなど）においては、光電界振幅の最も大きい信号点における出力信号光と入力光の強度比として定義する。例えば従来技術１（図２）の例では、各信号点の動径は、

その２乗は、１／２なので、原理損失は、３．０ｄＢである。従来技術２（図４）では、電界振幅最大の信号点（たとえば［００００］）での動径は、

であり、原理損失は、３．０ｄＢである。従来技術３（図６）では、外側ＱＰＳＫの動径は、

であり、原理損失は、３．６ｄＢである。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、原理的な光損失の小さい多値光変調器を提供することである。

上記の課題を解決するために、実施形態に記載の光変調器は、データビット値に応じて伝達関数を変化させることでメイン入力ポートからの入力光を変調し、互いにコンスタレーション図形が等しくデータマッピングが異なる第１及び第２の光信号を同時に異なるポートから出力する第１の光変調手段と、上記第１の光信号をさらに変調し、第３の光信号を出力する第２の光変調手段と、上記第２及び上記第３の光信号を結合させ、メイン出力ポートへ出力する光結合手段とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、原理的な光損失の小さい多値光変調器を構成することができる。

第１の従来技術であるＱＰＳＫ変調器の回路構成を表す図である。 第１の従来技術であるＱＰＳＫ変調器の伝達関数値の複素平面プロットである。 第２の従来技術である１６ＱＡＭ変調器の回路構成を表す図である。 第２の従来技術である１６ＱＡＭ変調器の伝達関値の複素平面プロットである。 第３の従来技術である８ＡＰＳＫ変調器の回路構成を表す図である。 第３の従来技術である８ＡＰＳＫ変調器の伝達関数値の複素平面プロットである。 本発明の第１の実施形態である８ＡＰＳＫ変調器の回路構成を表す図である。 本発明の第１の実施形態である８ＡＰＳＫ変調器の伝達関数値の複素平面プロットである。 本発明の第２の実施形態である８ＰＳＫ変調器の伝達関数値の複素平面プロットである。 本発明の第３の実施形態である１６ＱＡＭ変調器の回路構成を表す図である。 本発明の第３の実施形態である１６ＱＡＭ変調器の伝達関数値の複素平面プロットである。 本発明の第４の実施形態である６４ＱＡＭ変調器の回路構成を表す図である。 本発明の第４の実施形態である６４ＱＡＭ変調器の伝達関数値の複素平面プロットである。 本発明の第５の実施形態である１６ＱＡＭ変調器の回路構成を表す図である。 本発明の第５の実施形態である１６ＱＡＭ変調器の伝達関数値の複素平面プロットである。 本発明の第６の実施形態である１６ＡＰＳＫ変調器の回路構成を表す図である。 本発明の第６の実施形態である１６ＡＰＳＫ変調器の伝達関数値の複素平面プロットである。

本発明は、変調器の回路構成に関するものであって、その効果は、変調器を形成する材料には依存しないため、以下に示す実施形態においては、材料を特に指定しない。変調器を形成する材料としては、電気光学（Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｏｐｔｉｃ：ＥＯ）効果の一種であるポッケルス効果を有するＬｉＮｂＯ₃（ＬＮ）やＫＴａ_1-xＮｂ_xＯ₃やＫ_1-yＬｉ_yＴａ_1-xＮｂ_xＯ₃などの多元系酸化物結晶、電界吸収（Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ：ＥＡ）効果や量子閉じ込めシュタルク効果（Ｑｕａｎｔｕｍ Ｃｏｎｆｉｎｅｄ Ｓｔａｒｋ Ｅｆｆｅｃｔ：ＱＣＳＥ）による屈折率または吸収係数の変調が可能なＧａＡｓ系やＩｎＰ系の化合物半導体、クロモフォアなどのＥＯ効果を有するポリマなどを用いることができる。さらには、複雑な構成の変調器回路を低損失に作製するため、非特許文献１で示されているように、上記材料基板と石英系平面光波回路（Ｐｌａｎａｒ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ：ＰＬＣ）との異種基板接合型構成を用いてもよい。

以下、実施形態において、複数のＢＰＳＫ変調手段の組み合わせによる多値変調器の構成を示すが、ＢＰＳＫ変調手段としてはＭＺ変調回路を用いることが最も一般的である。非特許文献２で、詳しく論じられている通り、ＭＺ変調回路をアーム間位相差＋π〜−πを与えるような電圧振幅でプッシュプル駆動すれば、駆動電気信号ノイズに起因する光出力の揺らぎを最小限に抑え、シンボル間干渉を抑制することができるというメリットがある。しかし、本発明の効果は、ＢＰＳＫ変調手段の具体的構成には依存しないので、例えば直線型の位相変調器等を用いても良い。

なお、特に断りのない場合、ＭＺ回路の両アームの光路長は、全て等長とする。実際には、プロセスエラーやＤＣドリフト等により光路長のズレが生じるが、一般にそのようなズレは、位相シフタの調整により補償される。補償量は、材料や製造条件、また、変調器の使用環境等によって様々に異なるため、一意に定まるものではない。このため、以下の実施形態における位相シフタの位相シフト量の値には光路長補償のための位相シフト分は、含まないものとする。また、以下、実施形態においては数式による説明を簡易化するため位相シフタは、ＭＺ回路の一方のアームのみに配置しているが、ＭＺ回路においてはアーム間の位相差が本質的なパラメータであるため、位相シフタを他方のアームに配置しても、また両方のアームに配置しても、アーム間の位相差が同じになるような位相シフト量を設定すれば同じ効果が得られることは自明であり、本発明の効果は、位相シフタを配置するアーム（一方のアーム、他方のアーム、両方のアーム）の選択には依存しない。

また、本明細書の説明において、「信号ダイアグラム」とは、当該光信号の全信号点を複素平面上にプロットし、さらに、各信号点に対応するデータ値のマッピングを記載したものを指し、「コンスタレーション図形」とは、信号ダイアグラムからデータマッピングの情報を除いた図形、すなわち単に、信号点の描く図形を指すものとする。さらに、コンスタレーション図形同士を複素平面上での回転操作のみによって互いに重ねることができる場合、コンスタレーション図形が「等しい」と表現し、回転操作によって重ねることができない場合は、コンスタレーション図形が「異なる」と表現する。データマッピングが「等しい」または、「異なる」と表現する場合も同様である。これは、複素平面上での回転操作は単に基準位相の取り方の変更に相当するため、回転操作によって重ねることのできるコンスタレーション図形（または、データマッピング）は実質的に等しいと見做せるためである。

（第１の実施形態）
図７に、本発明の第１の実施形態である８ＡＰＳＫ変調器の構成７００を示す。第１の光信号を出力する出力ポート７７１及び第２の光信号を出力する出力ポート７７２を有する第１の光変調手段７４１と、出力ポート７７１に接続され、第１の光信号をさらに変調し第３の光信号を出力する第２の光変調手段７４２と、第３及び第２の光信号を結合させメイン出力ポート２へ出力させる光結合手段７５３とで構成されている。

第１の光変調手段７４１は前記従来技術１とほぼ同等のＱＰＳＫ変調手段であり、光分岐手段及び結合手段７５１、７５２と、それらで構成されるＭＺ回路の各アームに配置されたＢＰＳＫ変調手段７１１および７１２、及び片方のアームに配置され、π／２の位相変化を与える位相シフタ７２１で構成されているが、光分岐手段及び結合手段として光強度結合比１：１（０．５：０．５）の２入力２出力の方向性結合器を用いる点が異なる。よく知られている通り、方向性結合器の伝達行列Ｓ_cは、以下の式で表すことができる（非特許文献５等を参照）。

但し、Ｅ_in,A、Ｅ_in,Bは、それぞれ入力ポートＡ、Ｂからの入力光電場、Ｅ_out,C、Ｅ_out,Dは、それぞれ出力ポートＣ、Ｄからの出力光電場（いずれも複素数表現）、Ｒは光強度結合比である。第２の光変調手段７４２は、直列に接続されたＢＰＳＫ変調手段７１３と位相シフタ７２２で構成されている。メイン入力ポート７０１から出力ポート７７１（スルー側）への伝達関数Ｔ₁、メイン入力ポート７０１から出力ポート７７２（クロス側）の伝達関数Ｔ₁´、第２の光変調手段の伝達関数Ｔ₂、及びメイン入力ポート７０１からメイン出力ポート７０２への伝達関数Ｔは、それぞれ以下の式で表すことができる。

ただし、ｂ₁、ｂ₂、ｂ₃は、それぞれＢＰＳＫ変調手段７１１、７１２、７１３の伝達関数であり、シンボル点においては、＋１または−１のいずれかの値をとる。φは位相シフタ７２２による位相変化量であり、本実施形態では、φ＝−π／４である。ｒは光結合手段７５３の光強度結合比であり、本実施形態では、

である。

図８（ａ）〜（ｅ）は、Ｔ₁、Ｔ₁´、Ｔの右辺各項およびＴのシンボル点における値を複素平面上にプロットした複素平面プロット８００、８１０、８２０、８３０、８４０である。同図中の［ｄ₁ｄ₂ｄ₃］は各点に対するデータマッピングを表しており、ｂ_n＝＋１のとき、ｄ_n＝０、ｂ_n＝−１のとき、ｄ_n＝１である。図８（ａ）及び（ｂ）に示すＴ₁及びＴ₁´のプロット８００、８１０は、メイン入力ポート７０１に連続光を入力した場合の第１及び第２の光信号の信号ダイアグラムに相当する。両者のコンスタレーション図形は、互いに等しく、動径

（従って原理損失３ｄＢ）のＱＰＳＫのコンスタレーション図形となっている。しかしながら両者のデータマッピングは異なっており、ちょうど［００ｘ］と［１１ｘ］を結ぶ直線を対称軸とした鏡面対称の関係になっているため、どのように回転させても両者を一致させることはできないことがわかる。第１の光信号は第２の変調手段２１２によってさらに変調され第３の光信号として光結合手段７５３へと送られる。図８（ｃ）は、Ｔの右辺第１項のプロット８２０であり、これは第３の光信号に対応する伝達関数Ｔ₂Ｔ₁に光結合手段７５３の光強度結合比に対応する係数

を掛けたものである。各信号点に２種類のデータが重なったＱＰＳＫ信号となっていることがわかる。一方、第２の光信号はそれ以上の変調を受けずに光結合手段に到達する。図８（ｄ）は、Ｔの右辺第２項のプロット８３０であり、これは単に第２の光信号に対応する伝達関数Ｔ₁´に係数

を掛けたものである。図８（ｅ）は、最終的な変調器の伝達関数Ｔのプロット８４０である。図８（ｄ）の各点［ｄ₁ｄ₂ｘ］が図８（ｃ）の［ｄ₁ｄ₂０］と［ｄ₁ｄ₂１］に対応する２点に分裂（例えば、図８（ｄ）の［１０ｘ］が図８（ｃ）の［１００］と［１０１］に対応する２点に分裂）し、８ＡＰＳＫの信号ダイアグラムとなっていることがわかる。このとき、外側の信号点（たとえば［１０１］）の動径は、約０．８９であり、前記の定義による原理損失は、１．０ｄＢである。すなわち、前記従来技術３に比較し、原理損失を２．６ｄＢ低減している。

なお、ｒの値は、

としてもよく、また、φはπ／４の奇数倍であればよい。ｒ、φを変更するとデータマッピングも、図８と異なる形となるが、やはり、原理損失１．０ｄＢの８ＡＰＳＫ信号が得られることは容易に確かめられる。

また、本実施形態を含む本発明の全ての実施形態において、２入力２出力の光結合手段（本例では光結合手段７５２）としては、方向性結合器の他にもマルチモード干渉（Ｍｕｌｔｉ Ｍｏｄｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＭＭＩ）カプラや、非特許文献４に示される波長無依存カプラ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｉｎｓｅｎｓｉｔｉｖｅ Ｃｏｕｐｌｅｒ：ＷＩＮＣ）を用いることもできる。これらのカプラの伝達関数は数式４とは異なるが、どのような２入力２出力カプラを用いても第１及び第２の光信号は、コンスタレーション図形が等しく、データマッピングが異なる関係となり、本実施形態の構成においてはデータマッピングが互いに鏡面対称になる。このことは、光カプラの相反性とエネルギー保存則から導くことができる（厳密には、カプラの内部損失によって信号ダイアグラムが乱れる場合があるが、内部損失の充分小さいカプラを用いれば問題ない）。さらに、メイン入力ポートに接続された光分岐手段（本例では、光分岐手段７５１）及びメイン出力ポートに接続された光結合手段（本例では、光結合手段７５３）としては、上記のような２入力２出力カプラを用いても、また、Ｙ字型カプラを用いてもよい。但し、カプラの位相特性はカプラの種類によって異なるため、位相シフタ７２１、７２２の位相シフト量は用いるカプラの種類に応じて前記の値から変更する必要がある。

さて、本実施形態を含む本発明の全実施形態では、前記第１及び第２の光信号の両方を用いて最終的な出力光信号を生成しており、この点が本発明のアイディアの核である。ＱＰＳＫ変調手段の出力側光結合手段を２入力２出力カプラとし、第１及び第２の光信号を出力させる構成自体は、従来から知られている。例えば、特許文献１では、第１及び第２の光信号（同文献では「正相信号」及び「逆相信号」と表記）のうち一方を出力信号光、他方を変調器調整用のモニタ信号光として用いる構成が開示されている。しかしながら、第１及び第２の光信号の両方が出力信号光の合成に用いられることは従来なかった。なぜなら、第１及び第２の光信号は、データマッピングが互いに異なるため、単純に結合させただけでは、信号ダイアグラムを乱してしまうためである。一例として、両者を単純に結合させ、原理損失が３ｄＢより小さいＱＰＳＫ信号を得られるかどうか検討してみる。原理損失を最小化するためには、同じシンボル値に対応する信号同士が電界振幅を強めあうよう、同位相で干渉させればよい。例えば図８（ａ）、（ｂ）の信号点［００ｘ］と［１１ｘ］に着目すると、同位相で干渉させるためには第１及び第２の光信号を位相差ゼロで結合させればよいことがわかる。しかし、その場合信号点［１０ｘ］と［０１ｘ］は逆位相（位相差がπの奇数倍）で結合するため打ち消しあってしまい、結局ＱＰＳＫ信号を得ることはできない。より一般的には、第１及び第２の光信号を光強度比ｒ´（０＜ｒ´≦１）、相対位相φ´で単純に結合させる場合の伝達関数、すなわち、

を考えればよい。ＱＰＳＫ信号を得るためにはｂ₁とｂ₂の係数の絶対値が等しく、位相がπ／２（もしくは、その奇数倍）異なることが必要だが、それを満たす実数ｒ´、φ´の組み合わせが存在しないことは容易に確かめられる。このため、従来は、第１および第２の光信号のうちどちらか一方をメイン出力信号光として用い、他方はモニタ光として用いるしか利用手段はなく、これが３ｄＢの原理損失要因となっていた。なお、前記従来技術１〜３のように光結合手段として２入力１出力のＹ字型カプラ等を用いた場合、図１、３、５に示した通り、第２（又は第１）の光信号に相当する光は、光結合部において放射光として捨てられており、やはり３ｄＢの原理損失要因となっていた。本発明では、このように従来同時に信号光生成に用いることのできなかった第１及び第２の光信号に対し、その一方に他方とは、異なる変調をさらに加えてから結合させるという新たな着想により、同時に信号光生成に用いることを可能としている。これによって、従来より、小さい原理損失での多値信号生成を可能にしている。

（第２の実施形態）
図７に示した８ＡＰＳＫ変調器と同様の構成で、光結合手段７５３の光強度結合比を

とし、位相シフタ７２２の位相シフト量をφ＝π／２とすれば、８ＰＳＫ変調器を構成することができる。変調器の伝達関数の形は数式５と同じである。

図９（ａ）〜（ｅ）は、数式５で

とした場合のＴ₁、Ｔ₁´、Ｔの右辺各項およびＴのシンボル点における値を複素平面上にプロットした複素平面プロット９００、９１０、９２０、９３０、９４０である。図８に示した８ＡＰＳＫの場合と同様に、図９（ｃ）に示すＴの右辺第１項のプロット（第３の光信号に対応する伝達関数Ｔ₂Ｔ₁に係数

を掛けたもの）９２０は、各信号点に２種類のデータが重なったＱＰＳＫ信号となるが、図９（ｅ）に示す通り最終的な変調器の伝達関数Ｔのプロット９４０は、図９（ｄ）の各点が図９（ｃ）の値に対応する２点に分裂した８ＰＳＫの信号ダイアグラムとなる。このとき、各信号点の動径は、

なので、原理損失は、３．０ｄＢである。図５に示した前記従来技術３と同じ構成で、光分岐および結合手段５３１および５３２の光強度分岐及び結合比を

とし、位相シフタ５２２の位相シフト量をφ＝π／２とすればやはり８ＰＳＫ変調器を構成することができるが、その原理損失は５．３ｄＢとなる。すなわち、本実施形態は、従来技術３から容易に想到しうる８ＰＳＫ変調器に比べ、原理損失を２．３ｄＢ低減している。

さらに、図９（ｅ）のデータマッピングは、グレイコードになっていることがわかる（隣接信号点間で反転するビットの数が常に１ビット）。つまり、本例の８ＰＳＫ変調器を用いれば、特別なエンコーダーを用いることなくグレイコードのマッピングが可能になるという副次的な効果も得られる。

なお、ｒの値は

としてもよく、また、φはπ／２の奇数倍であればよい。これらの値を変更した場合のデータマッピングは、図９とは異なるが、やはり原理損失３．０ｄＢの８ＰＳＫ信号が得られることは容易に確かめられる。

（第３の実施形態）
図１０に、本発明の第３の実施形態である１６ＱＡＭ変調器の構成１０００を示す。第１の光信号を出力する出力ポート１０７１及び第２の光信号を出力する出力ポート１０７２を有する第１の光変調手段１０４１と、出力ポート１０４２に接続され、第１の光信号をさらに変調し第３の光信号を出力する第２の光変調手段１０４２と、第３及び第２の光信号を結合させメイン出力ポート１００２へ出力させる光結合手段１０５３とで構成されている。

第１の光変調手段１０４１は、図７に示した第１の実施形態の第１の光変調手段１０４１と同等のＱＰＳＫ変調手段である。第２の光変調手段１０４２は、図１に示した従来技術１と同等のＱＰＳＫ変調手段に位相シフタ１０２２が直列接続されたものである。前記第１の実施形態と同様に伝達関数Ｔ₁、Ｔ₁´、Ｔ₂、Ｔを定義すると、Ｔ₂のみ数式５と異なり以下の形となる。

ただしｂ₃、ｂ₄は、それぞれＢＰＳＫ変調手段１０１３、１０１４の伝達関数であり、シンボル点においては＋１または−１のいずれかの値をとる。φは位相シフタ１０２２による位相変化量であり、本実施形態では、φ＝−π／４である。また光結合手段１０５３の光強度結合比ｒは、本実施形態では、ｒ＝１／３である。

図１１（ａ）〜（ｅ）は、本実施形態における、Ｔ₁、Ｔ₁´、Ｔの右辺各項およびＴのシンボル点における値を複素平面上にプロットしたものである。同図中の［ｄ₁ｄ₂ｄ₃ｄ₄］は各点に対するバイナリデータのマッピングを表しており、ｂ_n＝＋１のときｄ_n＝０、ｂ_n＝−１のときｄ_n＝１である。図１１（ａ）、（ｂ）に示すＴ₁、Ｔ₁´のプロット１１００、１１１０は、第１、第２の光信号の信号ダイアグラムに対応し、これは図７に示した前記第１の従来例と同等である。図１１（ｃ）に示すＴの右辺第１項のプロット１１２０は、第３の光信号の信号ダイアグラムに係数

を掛けたものに対応し、本例では各信号点に４種類のデータが重なったＱＰＳＫの形となる。図１１（ｄ）は、Ｔの右辺第２項のプロット１１３０であり、これは単に第２の光信号に対応する伝達関数Ｔ₁´に係数

を掛けたものである。図１１（ｅ）は、最終的な変調器の伝達関数Ｔのプロットであり、図１１（ｄ）の各点が、図１１（ｃ）の値に対応する４点に分裂する形で１６ＱＡＭの信号ダイアグラムが得られていることがわかる。このとき、電界振幅が最大となる信号点（たとえば［１０１１］）の動径は、

なので、原理損失は、１．２ｄＢである。すなわち、前記従来技術２に比べ原理損失をさらに１．８ｄＢ低減している。

なお、第２の変調手段１０４２のＱＰＳＫ変調部としては、図１に示した従来技術１と同等のＱＰＳＫ変調手段のほかに、本実施形態の第１の光変調手段１０４１と同構成のＱＰＳＫ変調手段を用いてもよい。後者を用いる場合、スルー側（数式７のＴ₁に相当）とクロス側（数式７のＴ₁´に相当）のどちらを用いても良い。またφは、π／４の奇数倍であればよい。いずれの置き換えを行った場合も、データマッピングが図１１と異なる形になるが、やはり、原理損失１．２ｄＢの１６ＱＡＭ信号が得られることは容易に確かめられる。

（第４の実施形態）
図１２に、本発明の第４の実施形態である６４ＱＡＭ変調器の構成１２００を示す。第１の光信号を出力する出力ポート１２７１及び第２の光信号を出力する出力ポート１２７２を有する第１の光変調手段１２４１と、出力ポート１２７１に接続され、第１の光信号をさらに変調し第３の光信号を出力する第２の光変調手段１２４２と、第３及び第２の光信号を結合させ、メイン出力ポート１２０２へ出力させる光結合手段１２５３とで構成されている。

第１の光変調手段１２４１は、図７に示した第１の実施形態の第１の光変調手段１２４１と同等のＱＰＳＫ変調手段である。第２の光変調手段１２４２は、図１０に示した第３の実施形態と同等の１６ＱＡＭ変調手段１２６３に位相シフタ１２２２が直列接続されたものである。但し説明の都合上、図１０のＢＰＳＫ変調手段１０１１、１０１２、１０１３、１０１４は、以下の説明においてＢＰＳＫ変調手段１２１３、１２１４、１２１５、１２１６と番号を読み替える。前記第１の実施形態と同様に伝達関数Ｔ₁、Ｔ₁´、Ｔ₂、Ｔを定義すると、Ｔ₂のみ数式５と異なり以下の形となる。

但し、Ｔ_16QAM（ｂ₃、ｂ₄、ｂ₅、ｂ₆）は１６ＱＡＭ変調手段１２６３の伝達関数であり、数式７におけるＴの変数ｂ₁、ｂ₂、ｂ₃、ｂ₄をｂ₃、ｂ₄、ｂ₅、ｂ₆で置き換えた関数である。ｂ₃、ｂ₄、ｂ₅、ｂ₆は、それぞれ第２の変調手段の中に含まれるＢＰＳＫ変調手段１２１３、１２１４、１２１５、１２１６の伝達関数であり、シンボル点においては、＋１または−１のいずれかの値をとる。φは図１２の位相シフタ１２２２による位相変化量であり、本例ではφ＝−π／４である。ｒは、図１２の光結合手段１２５３の光強度結合比であり、本例では、ｒ＝３／７である。

図１３（ａ）〜（ｅ）は、本例におけるＴ₁、Ｔ₁´、Ｔの右辺各項およびＴのシンボル点における値を複素平面上にプロット１３００〜１３４０したものである。同図中の［ｄ₁ｄ₂ｄ₃ｄ₄ｄ₅ｄ₆］は各点に対するバイナリデータのマッピングを表しており、ｂ_n＝＋１のときｄ_n＝０、ｂ_n＝−１のときｄ_n＝１である。但し図面の煩雑化を避けるため図１３（ｃ）、（ｅ）は、４隅の点のみマッピング１３２０、１３３０を図示している。数式８にｂ_nの値を代入してゆけば図１３（ｃ）、（ｅ）の各点がどのようなデータ列に対応するかは容易に確認できる。図１３（ａ）、（ｂ）に示すＴ₁、Ｔ₁´のプロット１３００、１３１０は第１、第２の光信号の信号ダイアグラムに対応し、これは、図７に示した前記第１の従来技術と同等である。図１３（ｃ）に示すＴの右辺第１項のプロット１３２０は第３の光信号の信号ダイアグラムに係数

を掛けたものに対応し、本例では各信号点に４種類のデータが重なった１６ＱＡＭの形となる。図１３（ｄ）はＴの右辺第２項のプロット１３３０であり、これは単に第２の光信号に対応する伝達関数Ｔ₁´に係数

を掛けたものである。図１３（ｅ）は最終的な変調器の伝達関数Ｔのプロット１３４０であり、図１３（ｄ）の各点が図１３（ｃ）の値に対応する１６点に分裂する形で６４ＱＡＭの信号ダイアグラム１３２０が得られていることがわかる。このとき、電界振幅が最大となる信号点（たとえば［１００１１１］）の動径は

なので、原理損失は、０．６ｄＢである。非特許文献１の図８に示されるような従来の６４ＱＡＭ変調器においては、原理損失は３．０ｄＢとなるため、本例は従来に比べ原理損失をさらに２．４ｄＢ低減している。

なお、前記第３の実施形態の１６ＱＡＭ変調器を新たな第２の光変調手段として埋め込むことで本例の６４ＱＡＭ変調器が得られたように、本例の６４ＱＡＭ変調器を新たな第２の光変調手段として埋め込めば、さらに２５６ＱＡＭ変調器を構成できる。同様のスケーリングは、理論的には無限に可能であり、第２の変調手段として４^n-1ＱＡＭ変調手段を埋め込めば、４ⁿＱＡＭ変調器を構成できる。この場合、ｎが大きくなる程、原理損失は小さくなる。一方、本実施形態における第２の光変調手段としては、ここで用いた原理損失１．８ｄＢの１６ＱＡＭ変調器構成に限らず、従来技術２の原理損失３．０ｄＢの１６ＱＡＭ変調器構成を用いることもできる。但し、光結合手段１４５３の光強度結合比ｒ＝９／１７とする必要がある。この場合でも、従来より、原理損失の小さい６４ＱＡＭ変調器（原理損失１．４ｄＢ）を構成することができる。一般に、本例の構成を拡張し、第２の光変調手段として原理損失がｘｄＢの４^n-1ＱＡＭ変調手段を用いて４ⁿＱＡＭ変調器を構成する場合、光結合手段１４５３の光強度結合比ｒについては

とすればよい。

なお、本実施形態および本実施形態の構成を拡張した４ⁿＱＡＭ変調器においても、前記第３の実施形態と同様、φはπ／４の奇数倍であればよいが、データマッピングはφに応じて異なる形となる。

（第５の実施形態）
図１４に、本発明の第５の実施形態である１６ＱＡＭ変調器の構成を示す。第１の光信号を出力する出力ポート１４７１及び第２の光信号を出力する出力ポート１４７２を有する第１の光変調手段１４４１と、出力ポート１４７１に接続され、第１の光信号をさらに変調し第３の光信号を出力する第２の光変調手段１４４２と、出力ポート１４７２に接続され、第２の光信号をさらに変調し第４の光信号を出力する第３の光変調手段１４４３と、第３及び第４の光信号を結合させメイン出力ポート１４０２へ出力させる光結合手段１４５３とで構成されている。

第１の光変調手段１４４１は、図７に示した実施形態１の第１の光変調手段１４４１と同等のＱＰＳＫ変調手段である。第２の光変調手段１４４２は、ＢＰＳＫ変調手段１４１３で構成されている。第３の光変調手段１４４３は、分岐比及び結合比１−ｒ₃：ｒ₃のＹ字型の光分岐及び結合手段１４３１、１４３２を有し、それらで構成されるＭＺ回路の一方のアームのみにＢＰＳＫ変調手段１４１４、および位相シフト量φ₃を与える位相シフタ１４２３が配置され、他方のアームは直線導波路となっており、さらに光結合手段１４３２の後段に位相シフタ１４２２が直列に接続された構成となってる。本例では、ｒ₃＝１／２、φ₃＝−π／２である。メイン入力ポート１４０１から第１の変調手段の出力ポート１４７１（スルー側）への伝達関数Ｔ₁、メイン入力ポート１４０１から第１の変調手段の出力ポート１４７２（クロス側）の伝達関数Ｔ₁´、第２の変調手段の伝達関数Ｔ₂、第３の変調手段の伝達関数Ｔ₃、及びメイン入力ポート１４０１からメイン出力ポート１４０２への伝達関数Ｔは、それぞれ以下の式で表すことができる。

ただし、ｂ₁、ｂ₂、ｂ₃、ｂ₄は、それぞれＢＰＳＫ変調手段１４１１、１４１２、１４１３、１４１４の伝達関数であり、シンボル点においては、＋１または−１のいずれかの値をとる。ｂ₄＝＋１のときＴ₃＝０．５（１−ｊ）、ｂ₄＝−１のときＴ₃＝０．５（１＋ｊ）となることから、第３の光変調手段は位相シフト幅がπ／２の変則的なＢＰＳＫ変調手段となっていることがわかる（通常のＢＰＳＫ変調手段は伝達関数が＋１、−１の２値をとるので、位相シフト幅はπである）。φは位相シフタ１４２２による位相変化量であり、本例ではφ＝＋π／４である。ｒは光結合手段１４５３の光強度結合比であり、本例ではｒ＝２／３である。

図１５（ａ）〜（ｅ）は、本例におけるＴ₁、Ｔ₁´、Ｔの右辺各項およびＴのシンボル点における値を複素平面上にプロットしたものである。同図中の［ｄ₁ｄ₂ｄ₃ｄ₄］は各点に対するバイナリデータのマッピングを表しており、ｂ_n＝＋１のときｄ_n＝０、ｂ_n＝−１のときｄ_n＝１である。図１５（ａ）、（ｂ）に示すＴ₁、Ｔ₁´のプロット１５００、１５１０は第１、第２の光信号の信号ダイアグラムに対応し、これは図７に示した前期第１の従来例と同等である。図１５（ｃ）に示すＴの右辺第一項のプロット１５２０は第３の光信号の信号ダイアグラムに係数

を掛けたものに対応し、本例では各信号点に４種類のデータが重なったＱＰＳＫの形となる。図１５（ｄ）に示すＴの右辺第二項のプロット１５３０は第４の光信号の信号ダイアグラムに係数

を掛けたものに対応し、こちらも各信号点に４種類のデータが重なったＱＰＳＫの形となるが、図１５（ｃ）とはデータマッピングが異なる。図１５（ｅ）は最終的な変調器の伝達関数Ｔのプロット１５４０である。図１５（ｃ）と図１５（ｄ）の各点の重なりは解消し、１６ＱＡＭの信号ダイアグラムが得られていることがわかる。このとき、電界振幅が最大となる信号点（たとえば［１０１０］）の動径は、

なので、原理損失は、１．２ｄＢである。すなわち、前記従来技術２に比べ原理損失をさらに１．８ｄＢ低減している。

なお、φ、φ₃の値は上記の値に限らず、φはπ／４の奇数倍、φ₃はπ／２の奇数倍であればよい。いずれの値を変更した場合も図１５のデータマッピングが変化するが、やはり原理損失１．２ｄＢの１６ＱＡＭ信号が得られることは容易に確かめられる。

（第６の実施形態）
図１６に、本発明の第６の実施形態である１６ＡＰＳＫ変調器の構成１６００を示す。第１の光信号を出力する出力ポート１６７３及び第２の光信号を出力する出力ポート１６７４を有する第１の光変調手段１６４１と、出力ポート１６７３に接続され、第１の光信号をさらに変調し第３の光信号を出力する第２の光変調手段１６４２と、第３及び第２の光信号を結合させメイン出力ポート１６０２へ出力させる光結合手段１６５３とで構成されている。

第１の光変調手段１６４１は前記第２の実施形態とほぼ同等の８ＰＳＫ変調手段であり、その構成は図７とほぼ同等であるが、図７の光結合手段７５３の代わりに光結合手段１６５４として光強度結合比ｒ₁：１−ｒ₁の２入力２出力方向性結合器を用いている点が異なる。本実施例では

である。また、本例では位相シフタ１６２２の位相シフト量はゼロである。第２の光変調手段１６４２は、直列に接続されたＢＰＳＫ変調手段１６１４と位相シフタ１６２３で構成されている。メイン入力ポート１６０１から出力ポート１６７３（スルー側）への伝達関数Ｔ₁、メイン入力ポート１６０１から出力ポート１６７４（クロス側）の伝達関数Ｔ₁´、第２の光変調手段の伝達関数Ｔ₂、及びメイン入力ポート１からメイン出力ポート２への伝達関数Ｔはそれぞれ以下の式で表すことができる。

ただしｂ₁、ｂ₂、ｂ₃、ｂ₄は、それぞれＢＰＳＫ変調手段１６１１、１６１２、１６１３、１６１４の伝達関数であり、シンボル点においては＋１または−１のいずれかの値をとる。φは位相シフタ１６２３による位相変化量であり、本例ではφ＝０である。ｒは光結合手段１６５３の光強度結合比であり、本例では

である。

図１７（ａ）〜（ｅ）は、Ｔ₁、Ｔ₁´、Ｔの右辺各項およびＴのシンボル点における値を複素平面上にプロットしたものである。同図中の［ｄ₁ｄ₂ｄ₃ｄ₄］は各点に対するデータマッピングを表しており、ｂ_n＝＋１のときｄ_n＝０、ｂ_n＝−１のときｄ_n＝１である。図１７（ａ）及び（ｂ）に示すＴ₁及びＴ₁´のプロットは、それぞれ本実施形態における第１及び第２の光信号の信号ダイアグラムに相当する。両者のコンスタレーション図形は互いに等しく、動径

（従って原理損失３ｄＢ）の８ＰＳＫのコンスタレーション図形となっている。しかしながら両者のデータマッピングは、異なっており、図１７（ａ）の１６点のうち［１１１ｘ］、［０１０ｘ］、［００１ｘ］、［１００ｘ］の４点からなる正方形のみを１８０度回転させると図１７（ｂ）と等しい信号ダイアグラムが得られるような関係となっている（このため、どのように回転させても両者を一致させることはできない）。図１７（ｃ）は、Ｔの右辺第１項のプロットであり、これは第３の光信号に対応する伝達関数Ｔ₂Ｔ₁に光結合手段１６５３の光強度結合比に対応する係数

を掛けたものである。

各信号点に２種類のデータが重なった８ＰＳＫ信号となっていることがわかる。図１７（ｄ）は、Ｔの右辺第２項のプロット１７３０であり、これは、単に第２の光信号に対応する伝達関数Ｔ₁´に係数

を掛けたものである。図１７（ｅ）は最終的な変調器の伝達関数Ｔのプロット１７４０である。図１７（ｄ）の各点［ｄ₁ｄ₂ｄ₃ｘ］が図１７（ｃ）の［ｄ₁ｄ₂ｄ₃０］と［ｄ₁ｄ₂ｄ₃１］に対応する２点に分裂して一方が内側リング、他方が外側リング上の点となる形で、８ＰＳＫのリングが二重になった形の１６ＡＰＳＫの信号ダイアグラムとなっていることがわかる。本実施形態では内側８ＰＳＫと外側８ＰＳＫとの動径の比は、

となっており、内側の１点（例えば［００１０］）から見たとき、内側の隣接する２点（［１１０１］、［１０１１］）までの距離と、外側の隣接１点（［００１１］）までの距離が等しくなっている。外側の信号点（たとえば［００１１］）の動径は約０．８７であり、原理損失は１．２ｄＢである。光伝送において１６ＡＰＳＫが用いられることは稀であるが、少なくとも本実施形態のような変調器構成はこれまで知られていない。前述の通り、図５に示した前記従来技術３と同じ構成で、光分岐および結合手段１７３１および１７３２の光強度分岐及び結合比を

とし、位相シフタ１６２２の位相シフト量をφ＝π／２とすれば８ＰＳＫ変調器を構成でき、これに強度変調手段を直列接続すれば１６ＡＰＳＫ変調器を構成できるが、この場合の原理損失は、５．３ｄＢなので、本実施形態は従来技術から容易に想到しうる１６ＡＰＳＫ変調器に比べ原理損失を４．１ｄＢ低減しているとも言える。

なお、本実施形態では、

としてもよく、またφはπの奇数倍であればよい。これらの値を変更した場合のデータマッピングは図１７とは異なるが、やはり原理損失１．２ｄＢの１６ＰＳＫ信号が得られることは容易に確かめられる。また、内側８ＰＳＫと外側８ＰＳＫの動径の比は、ｒを調整することで容易に調整できる。さらには、本例と同じ構成で

または、その奇数倍とすれば、伝達関数Ｔは、動径

の円周上に１６個の信号点が等間隔に並んだ１６ＰＳＫの信号ダイアグラムの形となり、原理損失３．０ｄＢの１６ＰＳＫ変調器を構成することもできる。

最後に、これまでに挙げた全ての実施形態において、光入出力を逆転、すなわち各ＢＰＳＫ変調手段７１１〜７１３、１０１１〜１０１４、１２１１〜１２１６、１４１１〜１４１４、１６１１〜１６１４の入出力ポートの方向を逆転し、かつメイン出力ポート７０２、１００２、１２０２、１４０２、１６０２をメイン入力ポートとして、メイン入力ポート７０１、１００１、１２０１、１４０１、１６０１をメイン出力ポートとして用いるような構成としても、本発明の効果は同様に得ることができる。これまでに挙げた全実施形態において、光変調器を構成する回路要素のうちＢＰＳＫ変調手段を除く回路要素は全てカプラ、位相シフタ、導波路からなる相反的な光回路であるため、ＢＰＳＫ変調手段の伝達関数ｂ_nが仮に入出力方向依存性を持たなければ、メイン入出力を逆転させても変調器の伝達関数は変化しない。実際にはＢＰＳＫ変調手段は、入出力方向依存性を持つ場合がある。例えば、進行波型の変調電極を用いる場合、光の進行方向と駆動電気信号の進行方向を一致させる必要がある。従って、メイン入出力を逆転させた構成とする場合はＢＰＳＫ変調手段の入出力方向も併せて逆転させればよく、その場合は変調器の伝達関数は元の構成と等しくなるため、同じく原理損失の小さい多値変調器を得ることができる。

７０１、１００１、１２０１、１４０１、１６０１ メイン入力ポート
７０２、１００２、１２０２、１４０２、１６０２ メイン出力ポート
７１１、７１２、７１３、１０１１、１０１２、１０１３，１０１４、１２１１、１２１２、１４１１、１４１２、１４１３、１４１４、１６１１、１６１２、１６１３、１６１４ ＢＰＳＫ変調手段
７２１、７２２、１０２１、１０２２、１０２３、１２２１、１２２２、１４２１、１４２２、１４２３、１６２１、１６２２、１６２３ 位相シフタ
７４１、１０４１、１２４１、１４４１、１６４１ 第１の光変調手段
７４２、１０４２、１２４２、１４４２、１６４２ 第２の光変調手段
７５１、１０３１、１０５１、１２５１、１４３１、１４５１、１６５１ 光分岐手段
７５２、７５３、１０３２、１０５２、１０５３、１２５２、１２５３、１４３２、１４５２、１４５３、１６５２、１６５３、１６５４ 光結合手段
７７１、７７２、１０７１、１０７２、１２７１、１２７２、１４７１、１４７２、１１６７１、１６７２、１６７３、１６７４ 出力ポート
１２６３ １６ＱＡＭ変調手段
１４４３ 第３の光変調手段

Claims (7)

1. データビット値に応じて伝達関数を変化させることでメイン入力ポートからの入力光を変調し、互いにコンスタレーション図形が等しくデータマッピングが異なる第１及び第２の光信号を同時に異なるポートから出力する第１の光変調手段と、
   前記第１の光信号をさらに変調し、第３の光信号を出力する第２の光変調手段と、
   前記第２及び前記第３の光信号を結合させ、メイン出力ポートへ出力する光結合手段と
   を備えることを特徴とする光変調器。
2. データビット値に応じて伝達関数を変化させることでメイン入力ポートからの入力光を変調し、互いにコンスタレーション図形が等しくデータマッピングが異なる第１及び第２の光信号を同時に異なるポートから出力する第１の光変調手段と、
   前記第１の光信号をさらに変調し、第３の光信号を出力する第２の光変調手段と、
   前記第２の光信号をさらに変調し、第４の光信号を出力する第３の光変調手段と、
   前記第３及び前記第４の光信号を結合させ、メイン出力ポートへ出力する光結合手段と
   を備え、
   第２の光変調手段と第３の光変調手段は、互いに異なる変調を行うことを特徴とする光変調器。
3. 前記第２の光変調手段が、２値位相変調もしくはＮ値直交振幅変調（Ｎは４以上の整数）手段であることを特徴とする請求項１又は２に記載の光変調器。
4. メイン入力ポートからの入力光を変調し、互いにコンスタレーション図形が等しくデータマッピングが異なる第１及び第２の光信号を同時に異なるポートから出力する第１の光変調手段と、
   前記第１の光信号をさらに変調し、第３の光信号を出力する第２の光変調手段と、
   前記第２及び前記第３の光信号を結合させ、メイン出力ポートへ出力する光結合手段と
   を備え、
   前記第１及び第２の光変調手段が、それぞれ単一もしくは複数の２値位相変調手段と位相シフタとを並列又は直列に組み合わせた回路であることを特徴とする光変調器。
5. メイン入力ポートからの入力光を変調し、互いにコンスタレーション図形が等しくデータマッピングが異なる第１及び第２の光信号を同時に異なるポートから出力する第１の光変調手段と、
   前記第１の光信号をさらに変調し、第３の光信号を出力する第２の光変調手段と、
   前記第２の光信号をさらに変調し、第４の光信号を出力する第３の光変調手段と、
   前記第３及び前記第４の光信号を結合させ、メイン出力ポートへ出力する光結合手段と
   を備え、
   第２の光変調手段と第３の光変調手段は、互いに異なる変調を行ない、
   光変調手段が、それぞれ単一もしくは複数の２値位相変調手段と位相シフタを並列又は直列に組み合わせた回路であることを特徴とする光変調器。
6. 前記２値位相変調手段の各々がマッハツェンダ変調回路であることを特徴とする請求項４または５に記載の光変調器。
7. 請求項４乃至６のいずれか１項に記載の光変調器のメイン入力ポートとメイン出力ポートを逆転させ、かつ前記２値位相変調手段の各々について入出力ポートの方向を逆転させた光回路構成を有することを特徴とする光変調器。

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