JP5542419B2

JP5542419B2 - ドップラーレーダ用受信回路及びドップラーレーダ装置

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Publication number: JP5542419B2
Application number: JP2009262941A
Authority: JP
Inventors: 俊行安藤; 俊平亀山; 知也松田; 嘉仁平野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-11-28
Filing date: 2009-11-18
Publication date: 2014-07-09
Anticipated expiration: 2029-11-18
Also published as: JP2010151806A

Description

この発明は、単一周波数の電波やレーザ光などの電磁波を空間に放出して空間内の雨粒、ハードターゲットやエアロゾル移動に伴う散乱光（大気中の微小塵による散乱波）のドップラーシフトによる風速を測定するドップラーレーダ装置に関し、特に航空機等の移動物体に搭載するドップラーレーダ用受信回路に関するものである。

風速の空間分布を遠隔から観測できるドップラーレーダ技術は、気象観測、気象予測、航空、交通安全のための乱気流検出、風力利用の適地調査など多岐の応用観点からニーズがある。特に、空中に送信する電磁波として、単一周波数のレーザ光を放出して大気中のエアロゾルからの後方散乱光を光ヘテロダイン検出して得られるドップラーシフトから風速を求めるコヒーレントドップラーライダ（ＣＤＬ）は、晴天時の風速を計測できることから、航空機にＣＤＬを搭載して、航空機前方に存在する晴天乱気流の検出や、乱気流の回避に有効である。

ＣＤＬにおいては、十分な風速計測範囲を確保するためには、広い帯域幅の受信信号を周波数分析する必要がある。例えば、波長１．５μｍ帯で風速±３０ｍ／ｓを計測するために必要な周波数分析範囲は１００ＭＨｚである。よく知られたサンプリング定理によると、信号を所望帯域まで再生するためには必要な帯域の２倍以上のサンプリング周波数でＡＤ変換する必要があるとされ、従来のＣＤＬでは２００ＭＳ／ｓ程度のサンプリング周波数で動作するＡＤ変換器が用いられている。

一方、航空機搭載ＣＤＬにおいては、風速計測値に飛行速度が加わるため、さらに高い周波数範囲の検出が必要となる。このため、ＡＤ変換をさらに高速に行う必要があり、装置が高コスト化する課題がある。

これを解決するための従来のドップラーレーダ装置として、受信信号に含まれる移動速度の影響を、移動速度のドップラー周波数と等しい周波数の信号を電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）により発生させ、この信号を受信信号とミキシングした後、差周波数成分を検出することで相殺している（例えば、特許文献１参照）。これにより移動速度を相殺して、風速のみを検出できる。

また、ＶＣＯの実現性と入手性を考慮し、比帯域の狭いＶＣＯを用いた構成で移動速度を相殺する技術が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

特開平１−１１４７７４号公報特開２００３−２４０８５２号公報

しかしながら、上述したような従来のドップラーレーダ装置において、ＶＣＯの信号をミキシングして移動速度の相殺方式では、ＶＣＯの基本波及び高調波信号がミキサーの出力側に漏洩して、スペクトル上のスパイクノイズが現れるという問題点があった。

また、ＶＣＯの高調波成分と受信信号との差周波数成分がスペクトル上に偽ピークとして現れる場合がある。

これらのスパイクノイズや偽ピークは、光波レーダにおける風速検出時に誤検出の要因となるため、ＶＣＯ出力、ミキサーのダイナミックレンジ、帯域フィルタの特性を注意して設定する必要がある。

しかし、一般にレーダ装置の受信信号のレベルは小さいため、上記のスパイクノイズや偽ピークの影響を完全に除去することは困難である。このため、風速検出範囲を限定したり、固定雑音ピーク周波数を除外したりするなどの周波数分析処理後の信号処理が必要となり、装置が複雑化したり、コストがかかり過ぎたり、データの信頼性が低下したりするという問題点があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、ＶＣＯとミキサーを用いずに、ＡＤ変換器の前段に帯域通過フィルタ群を設置し、該フィルタ群を移動速度や風速計測範囲に応じて切り替え、且つＡＤ変換器のナイキスト周波数からの折り返し周波数を用いて、到来風速を計測することができるドップラーレーダ用受信回路及びドップラーレーダ装置を得るものである。

この発明に係るドップラーレーダ用受信回路は、大気中の散乱対象からの散乱波である受信波及び局部発振波を合波して両者の差周波数のビート信号を出力するヘテロダイン受信部と、前記ヘテロダイン受信部からの信号を標本化するＡＤ変換器と、前記ヘテロダイン受信部及び前記ＡＤ変換器の間に並列に接続され、それぞれのカットオフ周波数が前記ＡＤ変換器のナイキスト周波数の整数倍である複数の帯域通過フィルタと、前記ＡＤ変換器で標本化された時系列信号を時間ゲート毎にフーリエ変換して各パワースペクトルのピーク周波数を算出する周波数分析部と、本回路が搭載された移動物体の速度情報を出力する自機速度情報出力部と、前記速度情報に基づき、前記複数の帯域通過フィルタの中から所定の帯域通過フィルタを選択して前記ヘテロダイン受信部及び前記ＡＤ変換器の間に接続するよう切り替えるとともに、前記ピーク周波数に基づき、風速によるドップラーシフト周波数を算出するフィルタ条件判定処理部と、前記風速によるドップラーシフト周波数に基づき、風速を算出する風速算出部とを備え、前記フィルタ条件判定処理部は、前記ＡＤ変換器の既知のナイキスト周波数と、前記自機速度情報出力部から得られる移動速度によるドップラーシフト周波数と、前記大気中に放出する送信波を変調する周波数強度変調部の既知のシフト周波数とから折り返し次数を求め、前記複数の帯域通過フィルタの中から前記折り返し次数に対応する第１の帯域通過フィルタを選択するものである。

この発明に係るドップラーレーダ用受信回路は、ＶＣＯとミキサーを用いずに、到来風速を計測することができるという効果を奏する。

この発明の実施の形態１に係るドップラーレーダ用受信回路を含むドップラーレーダ装置の構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態１に係るドップラーレーダ用受信回路の受信信号の周波数範囲とＡＤ変換器で再生可能な周波数範囲を示す図である。この発明の実施の形態１に係るドップラーレーダ用受信回路の動作を示すフローチャートである。この発明の実施の形態３に係るドップラーレーダ用受信回路の受信信号の周波数範囲とＡＤ変換後に再生可能な周波数範囲を示す図である。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係るドップラーレーダ用受信回路について図１から図３までを参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係るドップラーレーダ用受信回路を含むドップラーレーダ装置の構成を示すブロック図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

図１において、この発明の実施の形態１に係るドップラーレーダ装置は、単一波長で発振したレーザ光を出力する基準光源１と、光路分岐手段２と、光周波数強度変調器（周波数強度変調部）３と、光増幅器４と、光送受信分離手段５と、光アンテナ６と、ドップラーレーダ用受信回路１００とが設けられている。

また、図１において、この発明の実施の形態１に係るドップラーレーダ用受信回路１００は、光ヘテロダイン受信機（ヘテロダイン受信部）７と、自機速度情報出力部８と、フィルタ条件判定処理部９と、帯域通過フィルタ切り替え用のスイッチ手段１０及び１１と、第１、第２、第ｎ番目（複数）の帯域通過フィルタ１２_ｉ（１２_１、１２_２、・・・１２_ｎ）と、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）１３と、周波数分析部１４と、風速算出部１５とが設けられている。

図１中の各ブロックの接続線のうち、太実線は光の伝送路を、細実線は電気信号線をそれぞれ示す。

つぎに、この実施の形態１に係るドップラーレーダ装置の動作について図面を参照しながら説明する。

図２は、この発明の実施の形態１に係るドップラーレーダ用受信回路の受信信号の周波数範囲とＡＤ変換器で再生可能な周波数範囲を示す図である。また、図３は、この発明の実施の形態１に係るドップラーレーダ用受信回路の動作を示すフローチャートである。

図１において、基準光源１から紙面に対して平行な偏光状態で出力した光は、光路分岐手段２により平行な偏光状態を保持したまま、一方は局部発振光、他方は送信光の種光に２分岐される。

送信種光は、光周波数強度変調器３に伝送され、光周波数強度変調器３で偏光状態を保持したまま光周波数にオフセット周波数を与え、且つパルス光の切り出しを行う。この光周波数強度変調器３の代表的な例としては、音響光学変調器（ＡＯＭ：Acoustic Optic Modulator）があるが、光周波数のシフトと強度変調を実現できる手段であればなんでも良い。

光周波数強度変調器３で変調された光は、光増幅器４により光増幅される。光増幅器４の出力光は、光送受信分離手段５を介して、光アンテナ６に伝送される。

光アンテナ６により大気中に照射された光は、観測空間における散乱対象（例えば、風速と同じ速度で移動するエアロゾル）により後方散乱され、散乱対象の移動速度に応じたドップラー周波数シフトを受ける。大気中の散乱対象からの後方散乱光を光アンテナ６により収集する。

光アンテナ６に入射した後方散乱光は、光送受信分離手段５により受信光路に伝送され、光ヘテロダイン受信機７に伝送される。一方、光ヘテロダイン受信機７には、基準光路を通じて局部発振光も伝送される。

光ヘテロダイン受信機７では、受信光路を伝送した後方散乱光と、基準光路を伝送した局部発振光とが光学的に合波された後、光電変換されて、後方散乱光と局部発振光の差周波数のビート信号が出力される。

一方、光波レーダを、移動する物体上に搭載する場合、移動速度のドップラーシフトが風速のドップラーシフトに加算される。

光ヘテロダイン受信機７で得られるビート信号の周波数ｆは、次の式（１）で表わされる。

ｆ＝ｆ_ＡＯＭ＋ｆ_ａ＋ｆ_ＤＯＰ（１）

ここで、ｆ_ＡＯＭは光周波数強度変調器３のシフト周波数、ｆ_ａは移動物体の移動速度によるドップラーシフト周波数、ｆ_ＤＯＰは風速によるドップラーシフト周波数をそれぞれ示す。

ドップラーレーダ用受信回路１００のフィルタ条件判定処理部９は、自機速度情報出力部８により取得した速度情報（移動速度）により、帯域通過フィルタ群１２_ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の中から適切な帯域通過フィルタを選択し、スイッチ手段１０、１１により切り替えて、所定の帯域のみを通過させる。

すなわち、フィルタ条件判定処理部９は、予め既知の光周波数強度変調器３のシフト周波数（固定値）ｆ_ＡＯＭと、予め既知のＡＤ変換器１３のナイキスト周波数（固定値）ｆ_Ｎｙｑと、自機速度情報出力部８から取得した移動速度によるドップラーシフト周波数ｆ_ａとから折り返し次数Ｆを求め、帯域通過フィルタ群１２_ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の中から、折り返し次数Ｆに対応する帯域通過フィルタを選択し、スイッチ手段１０、１１により切り替える。

帯域通過フィルタ群１２_ｉの各カットオフ周波数ｆは、後段のＡＤ変換器１３の標本化の際のナイキスト周波数ｆ_Ｎｙｑと、折り返し次数Ｆとにより、次の式（２）のようにナイキスト周波数の整数倍となるように設定する。

Ｆ・ｆ_Ｎｙｑ≦ｆ≦（Ｆ＋１）・ｆ_Ｎｙｑ（２）

折り返し次数Ｆは、次の式（３）により定義する。

Ｆ＝｛ｆ_０−Ｍｏｄ[ｆ_０，ｆ_Ｎｙｑ]｝／ｆ_Ｎｙｑ（３）

ここで、ｆ_０は次の式（４）で表わす風速ゼロの場合の光ヘテロダイン受信機７のビート信号を示し、Ｍｏｄは剰余演算を表す。

ｆ_０＝ｆ_ＡＯＭ＋ｆ_ａ（４）

この実施の形態１では、折り返し次数Ｆ＝１に対応する帯域通過フィルタを１２_１とする。また、Ｆ＝２に対応する帯域通過フィルタを１２_２、Ｆ＝３に対応する帯域通過フィルタを１２_３、Ｆ＝４に対応する帯域通過フィルタを１２_４、Ｆ＝５に対応する帯域通過フィルタを１２_５、Ｆ＝６に対応するフィルタを１２_６とする。

ＡＤ変換器１３では、帯域通過フィルタ群１２_ｉで帯域通過された受信信号をサンプリング周波数２＊ｆ_Ｎｙｑで標本化する。

周波数分析部１４では、ＡＤ変換器１３で標本化された時系列信号を時間ゲート毎にフーリエ変換してパワースペクトルを算出し、フィルタ条件判定処理部９より得られた折り返し次数Ｆに基づき、各パワースペクトルのピーク周波数ｆ_ｍｅａｓを算出する。

よく知られているサンプリング定理によると、ＡＤ変換においてはサンプリング周波数の１／２の周波数（ナイキスト周波数）までの信号が再生され、ナイキスト周波数を超えた信号成分は、ナイキスト周波数を境として低周波数側に折り返してくる。

またさらに、信号帯域がサンプリング周波数（ナイキスト周波数の２倍）からナイキスト周波数の３倍の範囲に存在する場合には、ＤＣ周波数で再度、高周波側に折り返しが発生する。

さらに、信号帯域がサンプリング周波数以上に増加した場合には、ナイキスト周波数、ＤＣ周波数との間で周波数成分の折り返しが続き、折り返し次数Ｆの奇数、偶数によって周波数の変化方向が異なる。

すなわち、折り返し次数Ｆが奇数の場合、ＡＤ変換後に再生されるピーク周波数ｆ_ｍｅａｓは、次の式（５）となる。

ｆ_ｍｅａｓ＝（Ｆ＋１）・ｆ_Ｎｙｑ−ｆ（５）

一方、折り返し次数Ｆが偶数の場合、ＡＤ変換後に再生されるピーク周波数ｆ_ｍｅａｓは、次の式（６）となる。

ｆ_ｍｅａｓ＝ｆ−Ｆ・ｆ_Ｎｙｑ（６）

また、フィルタ条件判定処理部９は、周波数分析部１４より得られたパワースペクトルのピーク周波数ｆ_ｍｅａｓと、折り返し次数Ｆとにより、風速によるドップラーシフト周波数ｆ_ＤＯＰを算出する。

すなわち、折り返し次数Ｆが奇数の場合、風速によるドップラーシフト周波数ｆ_ＤＯＰは、式（１）と式（５）とにより、次の式（７）のように算出される。

ｆ_ＤＯＰ＝（Ｆ＋１）・ｆ_Ｎｙｑ−ｆ_ＡＯＭ−ｆ_ａ−ｆ_ｍｅａｓ（７）

一方、折り返し次数Ｆが偶数の場合、風速によるドップラーシフト周波数ｆ_ＤＯＰは、式（１）と式（６）とにより、次の式（８）のように算出される。

ｆ_ＤＯＰ＝Ｆ・ｆ_Ｎｙｑ−ｆ_ＡＯＭ−ｆ_ａ＋ｆ_ｍｅａｓ（８）

そして、風速算出部１５では、フィルタ条件判定処理部９より得られた風速によるドップラーシフト周波数ｆ_ＤＯＰに基づき、風速Ｖ_ｗを次の式（９）により算出する。ただし、λは既知の光源波長である。

Ｖ_ｗ＝（λ・ｆ_ＤＯＰ）／２（９）

図２は、本実施の形態１における受信信号の周波数範囲とＡＤ変換後に再生可能な周波数範囲とを横軸に周波数をとって模式的に示したものである。図２において、
（ａ）は受信信号の風速計測範囲（周波数範囲）と帯域通過フィルタの通過帯域を、
（ｂ）は折り返し次数Ｆ＝５の帯域通過フィルタ１２_５を選択した場合にＡＤ変換器１３で再生可能な周波数範囲を、そして
（ｃ）はＦ＝４の帯域通過フィルタ１２_４を選択した場合にＡＤ変換器１３で再生可能な周波数範囲をそれぞれ示す。

この図２（ａ）において、２０１はナイキスト周波数ｆ_Ｎｙｑ、２０２はＡＤ変換器１３のサンプリング周波数２＊ｆ_Ｎｙｑ、２０３は帯域通過フィルタ１２_１の通過帯域、２０４は帯域通過フィルタ１２_２の通過帯域、２０５は帯域通過フィルタ１２_３の通過帯域、２０６は帯域通過フィルタ１２_４の通過帯域、２０７は帯域通過フィルタ１２_５の通過帯域、２０８は帯域通過フィルタ１２_６の通過帯域を示す。また、２０９は光周波数強度変調器３のシフト周波数ｆ_ＡＯＭ、２１０は移動物体の移動速度によるドップラーシフト周波数ｆ_ａ、２１１は風速によるドップラーシフト周波数ｆ_ＡＯＭの計測範囲を示す。

本実施の形態１では、代表的な光波レーダの例として、ナイキスト周波数ｆ_Ｎｙｑ＝１０８ＭＨｚ、光周波数強度変調器３のシフト周波数ｆ_ＡＯＭ＝１６０ＭＨｚ、移動速度によるドップラーシフト周波数ｆ_ａとして、航空機の飛行速度３００ｍ／ｓに相当した３９０ＭＨｚ、風速によるドップラーシフト範囲を風速変化幅±３８．５ｍ／ｓを想定し±５０ＭＨｚとして示しているが、使用する機器や運用条件に応じて変更してもよい。

上記の場合、式（４）で示す、風速ゼロの場合の光ヘテロダイン受信機７のビート信号は、ｆ_０＝５５０（＝１６０＋３９０）ＭＨｚとなるため、光ヘテロダイン受信機７のピーク周波数ｆの計測範囲２１１はｆ＝５５０ＭＨｚ±５０ＭＨｚとなる。

この場合の折り返し次数Ｆは、式（３）により、Ｆ＝（５５０−１０）／１０８＝５となる。Ｆ＝５の場合に選択される帯域通過フィルタ１２_５の通過範囲２０７は、式（２）により、５４０（＝５＊１０８）ＭＨｚから６４８（＝６＊１０８）ＭＨｚとなる。

したがって、計測範囲２１１のうち、５４０ＭＨｚから６００ＭＨｚの周波数帯域のピーク周波数成分が帯域通過フィルタ１２_５内に入るため、ＡＤ変換器１３に伝送されて標本化される。

折り返し次数Ｆが奇数であるため、ＡＤ変換後に再生されるピーク周波数ｆ_ｍｅａｓは、式（５）により算出される。図２（ｂ）にＦ＝５の帯域通過フィルタ１２_５を通過させた場合に得られる周波数範囲２１２を示す。ｆ_ｍｅａｓ＝（５＋１）＊１０８ＭＨｚ−６００ＭＨｚ＝４８ＭＨｚから、ｆ_ｍｅａｓ＝（５＋１）＊１０８ＭＨｚ−５４０ＭＨｚ＝１０８ＭＨｚまでの周波数範囲２１２で計測されることがわかる。

一方、光ヘテロダイン受信機７の信号の計測範囲２１１のうち、５００ＭＨｚから５４０ＭＨｚは、帯域通過フィルタ１２_５を選択した場合には、この帯域通過フィルタ１２_５でブロックされるためそのままでは計測できない。この部分を計測するため、フィルタを折り返し次数Ｆが１だけ少ない帯域通過フィルタ１２_４（Ｆ＝４）に切り替える。

Ｆ＝４の場合に選択される帯域通過フィルタ１２_４の通過範囲２０６は、式（２）により、４３２ＭＨｚから５４０ＭＨｚとなる。したがって、計測範囲２１１のうち、５００ＭＨｚから５４０ＭＨｚの周波数帯域のピーク周波数成分が帯域通過フィルタ１２_４を通過してＡＤ変換器１３に伝送されて標本化される。

この場合、折り返し次数Ｆが偶数であるため、ＡＤ変換後に再生される周波数ｆ_ｍｅａｓは、式（６）により算出される。図２（ｃ）にＦ＝４の帯域通過フィルタ１２_４を通過させた場合に得られる周波数範囲２１３を示す。ｆ_ｍｅａｓ＝５００ＭＨｚ−４＊１０８ＭＨｚ＝６８ＭＨｚから、ｆ_ｍｅａｓ＝５４０ＭＨｚ−４＊１０８ＭＨｚ＝１０８ＭＨｚまでの周波数範囲２１３で計測されることがわかる。

帯域通過フィルタ群１２_ｉの切り替えについては、フィルタ条件判定処理部９において、風速ゼロの場合の光ヘテロダイン受信機７のビート信号の周波数ｆ_０（式（４））が帯域通過フィルタの通過帯域の中心周波数に対して正符号側（周波数が大きい側）にずれているか、負符号側（周波数が小さい側）にずれているかを示す周波数偏移値であるパラメータＤを計算し、このパラメータＤの値を用いて、（折り返し次数Ｆ＋１）のフィルタを選択するか、（折り返し次数Ｆ−１）のフィルタを選択するかを決定する。

すなわち、パラメータＤは、次の式（１０）で表わされる。

Ｄ＝ｆ_ＡＯＭ＋ｆ_ａ−Ｆ・ｆ_Ｎｙｑ（１０）

パラメータＤの値が、次の式（１１）の条件の場合には、風速ゼロの場合の光ヘテロダイン受信機７のビート信号の周波数ｆ_０が帯域通過フィルタの通過帯域の中心周波数に対して正符号側にずれていると判断できるため、（折り返し次数Ｆ＋１）の帯域通過フィルタを選択する。

ｆ_Ｎｙｑ／２＜Ｄ＜ｆ_Ｎｙｑ（１１）

一方、パラメータＤの値が、次の式（１２）の条件の場合には、風速ゼロの場合の光ヘテロダイン受信機７のビート信号の周波数ｆ_０が帯域通過フィルタの通過帯域の中心周波数に対して負符号側にずれていると判断できるため、（折り返し次数Ｆ−１）の帯域通過フィルタを選択する。

０＜Ｄ＜ｆ_Ｎｙｑ／２（１２）

図３は、本実施の形態１におけるドップラーレーダ用受信回路内でのフィルタ選択から風速算出までのフローチャートを示す。

まず、ステップ３０１において、フィルタ条件判定処理部９は、自機速度情報出力部８から移動速度によるドップラーシフト周波数ｆ_ａを取得する。

次に、ステップ３０２において、フィルタ条件判定処理部９は、ステップ３０１より得られた移動速度によるドップラーシフト周波数ｆ_ａと、既知の光周波数強度変調器３のシフト周波数ｆ_ＡＯＭと、既知のＡＤ変換器１３のナイキスト周波数ｆ_Ｎｙｑとに基づき、式（３）を用いて折り返し次数Ｆを算出する。

次に、ステップ３０３において、フィルタ条件判定処理部９は、折り返し次数Ｆに基づき、スイッチ手段１０及び１１により、式（２）を用いて計算された通過帯域をもつ帯域通過フィルタに切り替える。

次に、ステップ３０４において、ＡＤ変換器１３は、ステップ３０３で切り替えられた帯域通過フィルタを用いて通過させられた光ヘテロダイン受信機７の信号を標本化する。また、周波数分析部１４は、ＡＤ変換後の時系列信号からスペクトル信号を求める。フィルタ条件判定処理部９は、周波数分析部１４からスペクトル信号を取得する。

次に、ステップ３０５において、フィルタ条件判定処理部９は、ステップ３０４で取得したスペクトルにピーク値が存在するかを判定する。もし、ピーク値が存在する場合には、次のステップ３０６に進む。ピーク値が存在しない場合には、ステップ３１０に進む。

次に、ステップ３０６において、フィルタ条件判定処理部９は、折り返し次数Ｆの奇数、偶数を判別する。折り返し次数Ｆが奇数値をとる場合には、ステップ３０７に進み、折り返し次数Ｆが偶数値をとる場合には、ステップ３０８に進む。

次に、ステップ３０７において、フィルタ条件判定処理部９は、式（７）に基づき、風速によるドップラーシフト周波数ｆ_ＤＯＰを算出する。この後、ステップ３０９に進む。

ステップ３０８において、フィルタ条件判定処理部９は、式（８）に基づき、風速によるドップラーシフト周波数ｆ_ＤＯＰを算出する。

次に、ステップ３０９において、ドップラーレーダ用受信回路１００は、処理を継続するか、中止するかを判断する。継続する場合には、ステップ３０１に戻り、処理を繰り返す。中止する場合には、処理を終了する。

一方、ステップ３１０において、フィルタ条件判定処理部９は、式（１０）に基づき、風速ゼロの場合の光ヘテロダイン受信機７のビート信号の周波数ｆ_０が帯域通過フィルタの通過帯域の中心周波数に対して正符号側にずれているか、負符号側にずれているかを示す周波数偏移値であるパラメータＤを計算する。

次に、ステップ３１１において、フィルタ条件判定処理部９は、パラメータＤとナイキスト周波数_ｆＮｙｑとの比較を行い、式（１１）の条件を満足する場合には、ステップ３１２に進み、式（１２）の条件を満足する場合には、ステップ３１３に進む。

次に、ステップ３１２において、フィルタ条件判定処理部９は、（折り返し次数Ｆ＋１）の帯域通過フィルタを選択するためＦの値に１を加え、ステップ３０３に戻る。

一方、ステップ３１３において、フィルタ条件判定処理部９は、（折り返し次数Ｆ−１）の帯域通過フィルタを選択するためＦの値から１を減じ、ステップ３０３に戻る。

以上の構成、処理手順によりダウンコンバータ部（ＶＣＯ、ミキサー）を用いないで移動物体の移動速度にともなって発生するドップラーシフト周波数ｆ_ａの影響を、演算により補正して計測することができる。

ダウンコンバータ部に使用されるＶＣＯ、ミキサーなどの部品が不要になり受信回路が簡素化するだけではなく、ＶＣＯから空間に漏洩伝搬する不要雑音の問題が発生しないため、従来装置で不要波抑圧のために設置していたフィルタ素子数を大幅に低減でき、装置小型化、簡素化、低コスト化、高信頼性化に寄与する。

また、実施の形態１によれば、ＶＣＯを用いないため、ＶＣＯの出力信号（基本波及び高調波）からの漏洩信号が発生しないため、従来装置で課題であったスペクトル上の偽ピークの誤検出を発生させず計測データの品質を改善できる効果がある。

さらに、従来装置では、ダウンコンバート後の中間周波数帯域の低域側は、ＤＣ近傍まで存在し、これをＡＤ変換器直前の帯域通過フィルタでカットしていたが、通常ＤＣ近傍の雑音レベルは高く、風速計測範囲を犠牲にしないために上記の帯域通過フィルタのカットオフ付近の減衰傾度を大きくとる必要があった。

帯域通過フィルタのカットオフ付近の減衰傾度を大きくとる場合、カットオフ付近での信号の位相特性が悪化し信号遅延が発生していたが、本実施の形態１では、帯域通過フィルタのカットオフ周波数をＤＣから十分に離した値に設定できるため位相特性が改善し、信号遅延の問題は発生しない効果がある。

同時に、帯域通過フィルタのカットオフ付近の減衰傾度を大きくとる必要がないことから、高次までのフィルタ次数は不要で高価なアクティブフィルタの代わりに、フィルタ定数を固定値とするパッシブフィルタを複数用意すればよく低価格化の効果がある。

本実施の形態１では、レーザ光を送信するコヒーレントドップラーライダを例として説明したが、電波を送信するドップラーレーダにおいても、適用が可能である。このレーダの場合には、送信波の広がりが大きいため、地面や地上構造物などの固定ハードターゲットからのクラッタ成分の影響が大きく、クラッタ成分の抑圧が課題とされる。

クラッタ抑圧の観点からも、帯域通過フィルタの低域側カットオフをＤＣから隔離して設計できるため、減衰傾度の小さなパッシブ型のフィルタにおいても十分な雑音抑圧が可能となる利点がある。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係るドップラーレーダ用受信回路について説明する。

上記の実施の形態１では、移動物体搭載を前提として説明をした。この実施の形態２では、同じ構成のドップラーレーダ用受信回路を地上固定局で用いる形態について説明する。構成や、動作を示すフローチャートついては、上記の実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

固定局での運用においては、上記の実施の形態１で用いた移動物体の移動速度によるドップラーシフト周波数ｆ_ａをゼロに設定する。

すなわち、風速によるドップラーシフト周波数の変化幅をｆ_ＤＯＰ＝±５０ＭＨｚとすると、光ヘテロダイン受信機７からのビート信号の周波数ｆは、式（１）により、ｆ＝１６０ＭＨｚ±５０ＭＨｚとなる。

この場合、折り返し次数Ｆは、式（３）、式（４）にｆ_ａ＝０を代入することで１となり、帯域通過フィルタとして１２_１が選択される。

したがって、通過帯域は図２の２０３に相当し、１０８ＭＨｚから２１６ＭＨｚまでが通過可能となる。このため、光ヘテロダイン受信機７からのビート信号の周波数ｆ＝１６０ＭＨｚ±５０ＭＨｚの範囲はすべて通過可能となり、風速によるドップラーシフト周波数ｆ_ＤＯＰは、式（７）にＦ＝１、ｆ_ａ＝０を代入した次の式（１３）により求めることができる。風速によるドップラーシフト周波数ｆ_ＤＯＰの計算は、周波数分析部１４や、風速算出部１５で実施される。

ｆ_ＤＯＰ＝２・ｆ_Ｎｙｑ−ｆ_ＡＯＭ−ｆ_ｍｅａｓ（１３）

以上に述べた実施の形態２における固定局の運用においても、ＶＣＯ、ミキサー等の部品からなるダウンコンバータ部を用いずに風速信号の再生が可能となる。このため、実施の形態１と同様に、機器の簡素化、小型化、低消費電力化に寄与する。

また、実施の形態１と同様に、帯域通過フィルタの低域側のカットオフ周波数をＤＣから離して設定可能であるため、減衰傾度を大きくすることなくＤＣ近傍の不要な雑音を抑圧可能である。このため位相特性が改善し、カットオフ周波数付近での信号遅延の問題は発生しない効果がある。

さらに、固定局で用いる場合には、帯域通過フィルタとして折り返し次数Ｆ＝１の帯域通過フィルタ１２_１のみを設置すればよい。したがって、実施の形態１で必要とされた、自機速度情報出力部８、フィルタ条件判定処理部９、スイッチ手段１０、１１、折り返し次数Ｆ＞１に対応する複数の帯域通過フィルタ１２_ｉ（ｉ＝２〜ｎ）が不要となり、実施の形態１と比較してさらに簡素な構成となり、小型化、低消費電力化、低価格化に寄与する。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係るドップラーレーダ用受信回路について図４を参照しながら説明する。図４は、この発明の実施の形態３に係るドップラーレーダ用受信回路の受信信号の周波数範囲とＡＤ変換後に再生可能な周波数範囲を示す図である。

上記の実施の形態１では、移動物体搭載を前提として説明をした。この実施の形態３では、航空機のように移動物体の移動方向が単一方向（前方方向）のみである場合に、前方方向の視線に対する風速を計測する際の形態について説明する。

上記の機器設置で飛行状態にある場合、背景風速に対して飛行速度が十分に大きいため、式（１）における飛行速度ドップラーシフトｆａと風速ドップラーシフトｆ_ＤＯＰとの合成ｆ_ａ＋ｆ_ＤＯＰは必ず正符号を取る。

この実施の形態３では、光周波数強度変調器３のシフト周波数ｆ_ＡＯＭを負符号に設定する。これにより式（１）であらわされるビート信号の周波数ｆの絶対値を小さくすることができる。

図４は、本実施の形態２における受信信号の周波数範囲とＡＤ変換後に再生可能な周波数範囲とを横軸に周波数をとって模式的に示したものである。図４において、
（ａ）は受信信号の風速計測範囲（周波数範囲）と帯域通過フィルタの通過帯域を、
（ｂ）は折り返し次数Ｆ＝２の帯域通過フィルタ１２_２を選択した場合のＡＤ変換器１３で再生可能な周波数範囲を、
（ｃ）はＦ−１＝１の帯域通過フィルタ１２_１を選択した場合にＡＤ変換器１３で再生可能な周波数範囲を、そして
（ｄ）は地上での風速測定時の周波数範囲（Ｆ＝１のフィルタを選択）をそれぞれ示す。

例えば、シフト周波数ｆ_ＡＯＭを実施の形態１の場合に設定した値１６０ＭＨｚと絶対値が等しく、負符号に設定した場合、飛行速度ｆａ＝３９０ＭＨｚ（飛行速度３００ｍ／ｓに相当）時に風速ゼロの光ヘテロダイン受信機７のビート信号はｆ_０＝２３０（＝３９０−１６０）ＭＨｚとなるため光ヘテロダイン受信機７のピーク周波数ｆの計測範囲はｆ＝２３０±５０ＭＨｚとなる。

この場合の折り返し次数Ｆは式（３）によりＦ＝（２３０−１４）／１０８＝２となる。Ｆ＝２の場合に選択される帯域通過フィルタ１２_２の通過範囲４０４は式（２）により２１６（＝１０８＊２）ＭＨｚから３２４（＝３＊１０８）ＭＨｚとなる。

従って、計測範囲４１１のうち２１６ＭＨｚから２８０ＭＨｚまでの周波数帯域のピーク周波数成分が帯域通過フィルタ１２_２に入るため、ＡＤ変換器１３に伝送されて標本化される。

折り返し次数Ｆが偶数であるため、ＡＤ変換後に再生されるピーク周波数ｆ_ｍｅａｓは式（６）により算出される。

一方、光ヘテロダイン受信機７の信号の計測範囲４１１のうち１８０ＭＨｚから２１６ＭＨｚまでは、帯域通過フィルタ１２_２を選択した場合には帯域通過フィルタによりブロックされるため検出されない。この部分を計測するため、フィルタを折り返し次数Ｆが１だけ少ない帯域通過フィルタ１２_１（Ｆ＝１）に切り替える。

Ｆ＝１の帯域通過フィルタ１２_１の通過帯域は式（２）により１０８ＭＨｚから２１６ＭＨｚまでであるので、計測信号の１８０ＭＨｚから２１６ＭＨｚの成分を通過させることができ、後段のＡＤ変換器１３に伝送されて標本化される。

この場合、折り返し次数Ｆが奇数であるためＡＤ変換後に再生される周波数ｆ_ｍｅａｓは式（５）により算出される。

フィルタの選択アルゴリズムは実施の形態１と全く同様にフィルタ条件判定処理部９により決定される。

以上に述べた実施の形態３における受信信号の周波数は、２３０±５０ＭＨｚとなり、実施の形態１の場合の受信信号の周波数範囲５５０±５０ＭＨｚに比べて低周波数域にシフトすることが分かる。

これにより、光ヘテロダイン受信機７の周波数応答範囲を低くすることができ、光ヘテロダイン受信機７を低コスト化することができる。

また、地上での試験時においては帯域通過フィルタの折り返し次数Ｆを次の式（１４）を用いて算出する。

Ｆ＝｛｜ｆ_０｜−Ｍｏｄ［｜ｆ_０｜，ｆ_Ｎｙｑ］｝／ｆ_Ｎｙｑ（１４）

ここで、ｆ_０は式（４）で表わす風速ゼロの場合の光ヘテロダイン受信機７のビート信号を示し、Ｍｏｄは剰余演算を表す。

フィルタの選択方法以降は、実施の形態２と同様な方法で風速を算出することができる。

このため、実施の形態２と同様に固定局の運用においてもＶＣＯ、ミキサ等の部品からなるダウンコンバータ部を用いずに風速信号の再生が可能となる。

実施の形態２に比べ、地上固定時と飛行時の両方を運用する場合において、光ヘテロダイン受信機７の周波数応答範囲を低くすることができ、また帯域通過フィルタの個数を低減することができ小型化、低消費電力化、低コスト化できる利点がある。

１基準光源、２光路分岐手段、３光周波数強度変調器、４光増幅器、５光送受信分離手段、６光アンテナ、７光ヘテロダイン受信機、８自機速度情報出力部、９フィルタ条件判定処理部、１０スイッチ手段、１１スイッチ手段、１２_ｉ帯域通過フィルタ、１３ＡＤ変換器、１４周波数分析部、１５風速算出部、１００ドップラーレーダ用受信回路。

Claims

大気中の散乱対象からの散乱波である受信波及び局部発振波を合波して両者の差周波数のビート信号を出力するヘテロダイン受信部と、
前記ヘテロダイン受信部からの信号を標本化するＡＤ変換器と、
前記ヘテロダイン受信部及び前記ＡＤ変換器の間に並列に接続され、それぞれのカットオフ周波数が前記ＡＤ変換器のナイキスト周波数の整数倍である複数の帯域通過フィルタと、
前記ＡＤ変換器で標本化された時系列信号を時間ゲート毎にフーリエ変換して各パワースペクトルのピーク周波数を算出する周波数分析部と、
本回路が搭載された移動物体の速度情報を出力する自機速度情報出力部と、
前記速度情報に基づき、前記複数の帯域通過フィルタの中から所定の帯域通過フィルタを選択して前記ヘテロダイン受信部及び前記ＡＤ変換器の間に接続するよう切り替えるとともに、前記ピーク周波数に基づき、風速によるドップラーシフト周波数を算出するフィルタ条件判定処理部と、
前記風速によるドップラーシフト周波数に基づき、風速を算出する風速算出部と
を備え、
前記フィルタ条件判定処理部は、前記ＡＤ変換器の既知のナイキスト周波数と、前記自機速度情報出力部から得られる移動速度によるドップラーシフト周波数と、前記大気中に放出する送信波を変調する周波数強度変調部の既知のシフト周波数とから折り返し次数を求め、前記複数の帯域通過フィルタの中から前記折り返し次数に対応する第１の帯域通過フィルタを選択する
ことを特徴とするドップラーレーダ用受信回路。
前記フィルタ条件判定処理部は、前記周波数分析部から得られるスペクトルにピーク値が存在しない場合には、前記ＡＤ変換器の既知のナイキスト周波数と、前記自機速度情報出力部から得られる移動速度によるドップラーシフト周波数と、前記大気中に放出する送信波を変調する周波数強度変調部の既知のシフト周波数とに基づき、周波数偏移値を計算し、前記周波数偏移値と前記ナイキスト周波数の比較に基づき、前記第１の帯域通過フィルタの通過帯域に隣接する通過帯域をもつ第２の帯域通過フィルタに切り替える
ことを特徴とする請求項１記載のドップラーレーダ用受信回路。
請求項１または請求項２記載のドップラーレーダ用受信回路
を含むことを特徴とするドップラーレーダ装置。