WO2011158359A1 - レーダ装置 - Google Patents

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frequency
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健太郎 磯田
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a radar device used in, for example, a collision prevention radar for preventing a collision between a host vehicle and a vehicle traveling in front of the host vehicle.
  • in-vehicle radars for collision prevention are required not only to improve the detection capability of long-distance targets but also to detect short-range targets.
  • SNR signal to noise ratio
  • the on-vehicle radar for collision prevention in order to detect a short-range target, a multi-static system with separate transmission and reception is often adopted.
  • the SNR of the echo from the short-range target is sufficient.
  • the pulse waveform is rounded.
  • leakage between transmission and reception may deteriorate due to leakage of transmission signals such as direct waves.
  • Patent Document 1 since the conventional apparatus as shown in Patent Document 1 is an optical radar apparatus, isolation between transmission and reception is not particularly problematic. Patent Document 1 describes a configuration for improving isolation between transmission and reception. There is no description. That is, in a radar apparatus using radio waves in the millimeter wave band or the like, improvement in isolation between transmission and reception becomes a problem.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain a radar device that can improve isolation between transmission and reception when radio waves in the millimeter wave band or the like are used. To do.
  • a radar apparatus includes a transmission control unit that generates a reference signal according to a predetermined radar system, a pulse signal generation unit that modulates a reference signal input from the transmission control unit into a pulse signal, and the pulse signal generation
  • the frequency of the reception signal received by the reception antenna using the transmission antenna that irradiates the pulse signal from the unit to the space, the reception antenna that receives the reflected signal from the target, and the reference signal from the transmission control unit A frequency converter for conversion and a frequency characteristic for performing filtering so that transmission / reception isolation is below a desired level, and extracting a desired signal by suppressing unnecessary components of the signal from the frequency converter
  • a storage unit that stores digital signals, a frequency analysis unit that performs frequency analysis on the digital signal stored in the storage unit, and a reflected signal from a target as a target signal from signals processed by
  • FIG. 1 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. It is explanatory drawing for demonstrating operation
  • narrow band filter is an explanatory diagram for explaining a relationship between each of the impulse response of the matched filter and the wideband filter.
  • narrow band filter is an explanatory diagram for describing the respective filter response of the matched filter and the wideband filter. It is explanatory drawing for demonstrating the filter band and filter response of a wideband filter.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a radar apparatus (pulse radar apparatus) according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a radar apparatus includes a transmission control unit (transmitter control device) 1, a pulse signal generation unit (transmitter) 2, a transmission antenna 3a, a reception antenna 3b, and a frequency conversion unit ( Frequency converter 4, wideband filter unit (wideband filter device) 5, A / D converter (A / D converter) 6, video signal storage unit (video signal memory) 7, and frequency analysis unit (Frequency analysis device) 8, target detection unit (target detection device) 9, and target distance / relative speed calculation unit (target distance / relative speed calculation device) 10.
  • the transmission control unit 1 generates a reference signal corresponding to the target distance calculation and relative speed calculation method processed by the target distance / relative speed calculation unit 10.
  • the reference signal generated by the transmission control unit 1 is sent to the pulse signal generation unit 2 and the frequency conversion unit 4.
  • the multi-frequency step ICW Interrupted Continuous Wave
  • target distance calculation and relative velocity calculation method predetermined radar method
  • the principle of the multi-frequency step ICW method for example, the method described in International Publication No. 2006/085352 pamphlet (target detection device) can be used.
  • the transmission control unit 1 changes the transmission frequency for each PRI (Pulse Repetition Interval) as shown in FIG. A reference signal is sent to the signal generator 2 and the frequency converter 4.
  • PRI Pulse Repetition Interval
  • the target distance calculation and relative speed calculation method there are a pulse Doppler method, an FM (Frequency Modulation) pulse method, a combined band processing method, and the like in addition to the multi-frequency step ICW method.
  • the transmission control unit 1 generates a reference signal corresponding to each method, and sends the generated reference signal to the pulse signal generation unit 2 and the frequency conversion unit 4.
  • the pulse signal generation unit 2 generates a pulse signal having the frequency of the reference signal from the transmission control unit 1 as a carrier frequency, and sends the generated signal to the transmission antenna 3a.
  • the transmission antenna 3a irradiates the pulse signal from the pulse signal generation unit 2 to the space.
  • the pulse signal irradiated from the transmitting antenna 3a is reflected by the target and received by the receiving antenna 3b.
  • a direct wave from the transmission antenna 3a is also received by the reception antenna 3b.
  • the frequency conversion unit 4 performs frequency conversion on the reception signal received by the reception antenna 3b using the reference signal from the transmission control unit 1.
  • the frequency-converted received signal is sent to the broadband filter unit 5.
  • the broadband filter unit 5 suppresses unnecessary components (unnecessary signals) included in the reception signal frequency-converted by the frequency conversion unit 4.
  • the broadband filter unit 5 has frequency characteristics for performing filtering so that the isolation between transmission and reception is below a desired level.
  • the broadband filter unit 5 performs filtering without smoothing the pulse waveform, instead of increasing the noise power as compared with the matched filter. As a result, as shown in FIG. 3C, although the SNR is degraded as compared with the matched filter, the isolation between transmission and reception can be improved.
  • the filter bandwidth and the filter response of the broadband filter unit 5 will be described.
  • the pulse width of the pulse signal as T P, a time width of the impulse response of the filter and T F.
  • the matched filter since represented by s * (-t), coincides with the time width T F and the pulse width T P of the matched filter.
  • * represents a complex conjugate.
  • the filter bandwidth is the reciprocal of the time width T F (1 / T F )
  • the time width of the filter narrower than the matched filter is longer than T P and is wider than the matched filter. time width is shorter than T P.
  • T P For the signal of the pulse width T P, a narrow band filter, the relationship between each of the impulse response of the matched filter and the wideband filter shown in FIG.
  • the horizontal axis of FIG. 4 is a normalized time by the pulse width T P.
  • the filter process is equivalent to a convolution process on the time axis.
  • a narrow band filter With respect to the pulse signal having a pulse width T P, a narrow band filter, the respective response of matched filter and the wideband filter shown in FIG.
  • the horizontal axis of FIG. 5 is a normalized time in the pulse width T P, has a maximum point of the filter response at time 0.
  • the vertical axis in FIG. 5 represents the power of the filter response, and the maximum value of the filter response is P 0 .
  • the response of the matched filter has a triangular response, but the response of the narrowband filter and the wideband filter has a trapezoidal response.
  • the received signal that has passed through the broadband filter unit 5 is sent to the A / D conversion unit 6.
  • This received signal is converted from an analog signal to a digital received signal by the A / D converter 6.
  • This digital received signal is sent to the video signal storage unit 7 and stored in the video signal storage unit 7.
  • the sampling frequency of the A / D converter 6 is set in advance based on the sampling theorem so that the reflected signal from the target does not cause aliasing.
  • the frequency analysis unit 8 performs frequency analysis on the digital reception signal stored in the video signal storage unit 7.
  • a method of frequency analysis for example, there is FFT (Fast Fourier Transform).
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the frequency analysis unit 8 performs FFT in the HIT direction for digital reception signals having the same transmission frequency for each range bin. Then, the frequency analysis unit 8 sends the signal after the FFT to the target detection unit 9.
  • the target detection unit 9 detects the target signal from the input signal from the frequency analysis unit 8. Examples of the target detection method include CFAR (Constant False Alarm Rate). The target detection unit 9 sends the detected target frequency information to the target distance / relative speed calculation unit 10.
  • CFAR Constant False Alarm Rate
  • the target distance / relative speed calculation unit 10 calculates the distance and relative speed for the target detected by the target detection unit 9.
  • the target distance calculation and relative speed calculation method the relative speed is calculated from the target frequency information detected by the target detection unit 9.
  • the target distance / relative speed calculation unit 10 calculates the target distance from the phase gradient between different carrier frequencies (for example, f1 to f8 in FIG. 2). Information on the target distance and relative speed calculated by the target distance / relative speed calculation unit 10 is sent to the tracking processing unit 11.
  • the tracking processing unit 11 tracks the target by a tracking filter using, for example, a Kalman filter.
  • the broadband filter unit 5 has frequency characteristics for performing filtering so that the isolation between transmission and reception is below a desired level. With this configuration, isolation between transmission and reception in the case of using radio waves is improved, and a signal from a short-range target can be easily detected.
  • the distance resolution is determined by the transmission bandwidth, the distance resolution does not deteriorate even at a long distance. Therefore, in the radar apparatus according to the first embodiment, the isolation between transmission and reception can be improved, and the degradation of the distance resolution can be suppressed within the observation distance range.
  • Embodiment 2 FIG. In the first embodiment, the configuration in which the broadband filter unit 5 is used to improve isolation between transmission and reception has been described. On the other hand, in the second embodiment, a configuration for improving isolation between transmission and reception using the digital filter unit 12 will be described.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the outline of the configuration of the radar apparatus according to the second embodiment is the same as that of the radar apparatus according to the first embodiment.
  • the radar apparatus according to the second embodiment further includes a digital filter unit 12.
  • the radar apparatus of the second embodiment has two frequency analysis units 8, target detection units 9, and target distance / relative velocity calculation units 10 in the first embodiment. That is, in the second embodiment, two sets (a plurality of sets) of the frequency analysis unit 8, the target detection unit 9, and the target distance / relative speed calculation unit 10 are used.
  • “A” is added to the end of the reference numerals for the functional blocks used for the first system, and the functions used for the second system are used. The block will be described by adding “B” to the end of the reference numeral. The same applies to the third and subsequent embodiments.
  • the broadband filter unit 5 of the second embodiment suppresses unnecessary components (unnecessary signals) included in the received signal from the frequency conversion unit 4.
  • the broadband filter unit 5 has frequency characteristics for performing filtering so that the isolation between transmission and reception is below a desired level.
  • the broadband filter unit 5 does not necessarily have the frequency characteristics as in the first embodiment.
  • the digital filter unit 12 performs digital filter processing on the digital reception signal stored in the video signal storage unit 7.
  • the digital filter unit 12 has a plurality of digital filters having frequency characteristics. In the second embodiment, a case where a digital filter having two frequency characteristics is used will be described.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining the frequency characteristics of the wideband filter unit 5, the digital filter of the digital filter unit 12, and the received signal. Note that the frequency characteristics of the broadband filter unit 5 in FIG. 8 correspond to the frequency characteristics of the first embodiment.
  • the two frequency characteristics of the digital filter will be described as a digital filter section filter characteristic 12a and a digital filter section filter characteristic 12b, respectively.
  • the digital filter section filter characteristic 12a is a matched filter characteristic for performing filtering so as to maximize the SNR of the received signal.
  • the filter is not necessarily a matched filter, and any digital filter that performs filtering so as to maximize the SNR or secure a desired SNR may be used.
  • the matched filter has a bandwidth equivalent to the signal bandwidth as described above, but a filter having a pass bandwidth that is 1.2 to 1.3 times the signal bandwidth is often used.
  • the digital filter section filter characteristic 12b is a frequency characteristic for performing filtering so that the passband width is wider than that of the digital filter section filter characteristic 12a and the isolation between transmission and reception is below a desired level.
  • the signal that has passed through the digital filter unit filter characteristic 12a is sent to the frequency analysis unit 8A.
  • the signal that has passed through the digital filter unit filter characteristic 12b is sent to the frequency analysis unit 8B.
  • the frequency analysis units 8A and 8B perform the same processing as the frequency analysis unit 8 of the first embodiment. However, the frequency analysis unit 8A performs processing on the signal of the long-range range gate (the long-distance ranging target section). Further, the frequency analysis unit 8B performs processing on the signal of the short-range range gate (the short-distance ranging target section). That is, the frequency analysis units 8A and 8B selectively receive and receive the filtered signal with the filter characteristic of any one of the digital filter unit filter characteristics 12a and 12b of the digital filter unit 12 according to the range gate. Perform frequency analysis on the signal. The signals processed by the frequency analysis units 8A and 8B are sent to the target detection units 9A and 9B, respectively.
  • Target detection units 9A and 9B detect target signals from signals after frequency analysis by frequency analysis units 8A and 8B.
  • the target frequency information detected by the target detectors 9A and 9B is sent to the target distance / relative speed calculators 10A and 10B, respectively.
  • the target distance / relative speed calculation units 10A and 10B calculate the target distance and relative speed from the target frequency information from the target detection units 9A and 9B.
  • Information on the target distance and relative speed calculated by the target distance / relative speed calculation units 10A and 10B is sent to the tracking processing unit 11.
  • Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment.
  • a digital filter unit having a frequency characteristic for performing filtering so that isolation between transmission and reception is below a desired level for a signal from a short-range target.
  • a filter characteristic 12b is used.
  • coherent integration is often used to improve SNR, and the improvement in SNR is proportional to the coherent integration time. For example, when it is desired to improve the SNR by a factor of 2, it is necessary to double the coherent integration time.
  • increasing the coherent integration time has a problem that the update rate of target position / speed information and the like is reduced.
  • Patent Document 1 has a problem that the distance resolution of a long-distance target deteriorates and two targets at a long distance cannot be separated.
  • the digital filter section filter characteristic 12a that is a characteristic of the matched filter is used for the signal from the long-distance target, so that the coherent integration time is extended. Therefore, it is possible to improve the SNR, and it becomes easy to detect a signal from a long-distance target. Moreover, since the distance resolution is determined by the transmission bandwidth, the distance resolution does not deteriorate even at a long distance.
  • the digital filter unit 12 has two frequency characteristics.
  • the present invention is not limited to this example, and the digital filter unit 12 may have three or more frequency characteristics. Further, three or more sets of the frequency analysis unit 8, the target detection unit 9, and the target distance / relative speed calculation unit 10 may be used in accordance with the number of frequency characteristics of the digital filter unit 12.
  • Embodiment 3 In the second embodiment, the configuration using the digital filter section 12 having the two characteristics of the digital filter section filter characteristics 12a and 12b has been described. In contrast, in the third embodiment, a configuration using the digital filter unit 12 having only the digital filter unit filter characteristic 12a will be described.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the outline of the configuration of the radar apparatus according to the third embodiment is the same as that of the radar apparatus according to the second embodiment.
  • differences from the second embodiment will be mainly described.
  • the broadband filter unit 5 of the third embodiment has frequency characteristics for performing filtering so that the isolation between transmission and reception is below a desired level.
  • the video signal storage unit 7 of the third embodiment sends the stored digital video signal to each of the digital filter unit 12 and the frequency analysis unit 8B.
  • the digital filter unit 12 of the third embodiment is a digital filter having the frequency characteristic of the digital filter unit filter characteristic 12a shown in FIG. 8 of the second embodiment. That is, the digital filter unit 12 of the third embodiment is a matched filter that performs filtering so as to maximize the SNR of the received signal.
  • the digital filter unit 12 is not necessarily a matched filter, and may be any digital filter that performs filtering so as to maximize the SNR or to secure a desired SNR.
  • the frequency analysis units 8A and 8B according to the third embodiment perform the same processing as the frequency analysis unit 8 according to the first embodiment.
  • the frequency analysis unit 8A performs processing on the signal of the long-range range gate.
  • the frequency analysis unit 8B performs processing on the signal of the short-range range gate. That is, the frequency analysis units 8A and 8B selectively receive one of the signal from the inter-range bin addition processing unit 13 and the digital video signal in the video signal storage unit 7 according to the range gate for signal processing. The frequency analysis is performed on the received signal.
  • the signals processed by the frequency analysis units 8A and 8B are sent to the target detection units 9A and 9B, respectively.
  • Other configurations and operations are the same as those in the first and second embodiments.
  • the broadband filter unit 5 having a frequency characteristic in which the isolation between transmission and reception is below a desired level is used for the signal from the short-range target.
  • the digital filter section filter characteristic 12a which is the characteristic of the matched filter is used for the signal from the long distance target.
  • Embodiment 4 FIG. In the second and third embodiments, the configuration using the digital filter unit 12 has been described. On the other hand, in the fourth embodiment, a configuration using the inter-range bin addition processing unit (inter-bin bin addition processing device) 13 will be described.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the outline of the configuration of the radar apparatus according to the fourth embodiment is the same as the configuration of the radar apparatus according to the third embodiment, and here, differences from the third embodiment will be mainly described.
  • the radar apparatus according to the fourth embodiment includes an inter-range bin addition processing unit 13 instead of the digital filter unit 12 according to the third embodiment.
  • the inter-range bin addition processing unit 13 performs processing for adding signals of adjacent range bins.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram for explaining an overview of the inter-range bin addition process.
  • FIG. 13 shows an example in which two adjacent range bins are added, three or more adjacent range bins may be added according to the pulse width of the received pulse.
  • the broadband filter unit 5 has a weak noise correlation between the range bins due to the frequency characteristics of the broadband filter. Further, since the reflected signal from the target can be regarded as almost in phase between the range bins, the SNR is improved.
  • the data processed by the inter-range bin addition processing unit 13 is sent to each of the frequency analysis units 8A and 8B.
  • Other configurations and operations are the same as those in the first to third embodiments.
  • a broadband filter unit having a frequency characteristic for performing filtering so that isolation between transmission and reception is below a desired level for signals from a short-range target. 5 is used.
  • the isolation between transmission and reception when radio waves are used is improved, and a signal from a short-range target can be easily detected.
  • the inter-range bin addition processing unit 13 is used for a signal from a long-distance target.
  • the digital filter unit 12 of the second and third embodiments can be omitted, and the calculation time can be shortened.
  • Embodiment 5 FIG.
  • the configuration in which the inter-range bin addition processing unit 13 is provided between the video signal storage unit 7 and the frequency analysis unit 8A using the two frequency analysis units 8A and 8B has been described.
  • the fifth embodiment a configuration in which the inter-range bin addition processing unit 13 is provided between the frequency analysis unit 8 and the target detection unit 9A by using one frequency analysis unit 8 will be described.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the outline of the configuration of the radar apparatus according to the fifth embodiment is the same as that of the radar apparatus according to the fourth embodiment, and here, the difference from the fourth embodiment will be mainly described.
  • the frequency analysis unit 8 performs frequency analysis on the digital reception signal stored in the video signal storage unit 7.
  • the frequency analysis unit 8 sends a signal after frequency analysis (after FFT) to the inter-range bin addition processing unit 13 and the target detection unit 9B.
  • the inter-range bin addition processing unit 13 performs a process of adding signals of adjacent range bins as in the fourth embodiment.
  • the inter-range bin addition processing unit 13 performs the inter-range bin addition processing in the previous stage of the frequency analysis unit 8A.
  • the inter-range bin addition processing unit 13 performs the inter-range bin addition process at the subsequent stage of the frequency analysis unit 8.
  • Other configurations and operations are the same as those in the first to fourth embodiments.
  • the same effect as the fourth embodiment is obtained. Obtainable. Further, the number of frequency analysis units 8 can be reduced as compared with the fourth embodiment, and the configuration can be simplified.
  • the example using the multi-frequency step ICW as the predetermined radar system has been described.
  • a pulse Doppler method, an FM pulse method, or a synthetic band processing method may be used as the predetermined radar method.

Abstract

　レーダ装置においては、広帯域フィルタ部は、周波数変換部によって周波数変換された受信信号に含まれる不要成分を抑圧する。広帯域フィルタ部は、送受信間のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性を有している。この広帯域フィルタ部は、整合フィルタに比べて雑音電力が増大する代わりに、パルス波形をなまらせないにフィルタリングを行う。

Description

レーダ装置
　この発明は、例えば、自車両とその自車両の前方を走行している車両との衝突を防止するための衝突防止レーダ等に用いられるレーダ装置に関する。
　一般的に、衝突防止用車載レーダでは、遠距離目標の検出能力向上はもちろん、近距離目標の検出能力も要求される。遠距離目標を検出するためには、ＳＮＲ（信号対雑音比）を改善する必要がある。そこで、ＳＮＲを最大にする受信機のフィルタとして整合フィルタが良く用いられる。
　また、例えば特許文献１に示すような従来装置では、近距離用と遠距離用とのアナログ受信機フィルタが用いられる。これにより、近距離目標の精度の向上と、遠距離目標についての距離分解能の劣化を許容して検出感度の向上とを図っている。
特開昭６２－２３７３７５号公報
　ここで、衝突防止用車載レーダでは、近距離目標を検出するために送受別々のマルチスタティック方式が採用されることが多い。前述のように整合フィルタを用いた場合には、近距離目標からのエコーのＳＮＲは十分である。しかしながら、図３（ｂ）に示すように、ＳＮＲが最大になるが、パルス波形がなまる。この結果、直達波等の送信信号の漏れこみによって、送受信間のアイソレーションが悪くなる場合がある。このように、送受信間のアイソレーションが悪い場合には、送信信号によって近距離目標からのエコー検出が困難であった。
　また、特許文献１に示すような従来装置は、光レーダ装置であるため、送受信間のアイソレーションは特に問題とはならず、特許文献１には送受信間のアイソレーションの改善するための構成についての記述はない。つまり、ミリ波帯等の電波を用いたレーダ装置では、送受信間のアイソレーション改善が課題となる。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ミリ波帯等の電波を用いた場合における送受信間のアイソレーションを改善することができるレーダ装置を得ることを目的とする。
　この発明によるレーダ装置は、所定のレーダ方式に応じた基準信号を生成する送信制御部と、前記送信制御部から入力された基準信号をパルス信号に変調するパルス信号生成部と、前記パルス信号生成部からのパルス信号を空間に照射する送信アンテナと、目標からの反射信号を受信する受信アンテナと、前記送信制御部からの基準信号を用いて、前記受信アンテナで受信された受信信号の周波数を変換する周波数変換部と、送受信のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性を有し、前記周波数変換部からの信号の不要成分を抑圧して所望信号を抽出する広帯域フィルタ部と、前記広帯域フィルタ部からの出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、前記Ａ／Ｄ変換部からのディジタル信号を記憶する記憶部と、前記記憶部に記憶されたディジタル信号に対して周波数解析を行う周波数解析部と、前記周波数解析部によって処理された信号から、目標からの反射信号を目標信号として検出する目標検出部と、前記目標検出部によって検出された目標信号から、目標の距離、及び相対速度を算出する目標距離・相対速度算出部とを備える
この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示すブロック図である。 図１のレーダ装置の動作を説明するための説明図である。 整合フィルタ出力と広帯域フィルタ出力とを説明するための説明図である。 パルス幅ＴPのパルス信号に対する、狭帯域フィルタ、整合フィルタ及び広帯域フィルタのそれぞれのインパルス応答の関係を説明するための説明図である。 パルス幅ＴPのパルス信号に対する、狭帯域フィルタ、整合フィルタ及び広帯域フィルタのそれぞれのフィルタ応答を説明するための説明図である。 広帯域フィルタのフィルタ帯域及びフィルタ応答を説明するための説明図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示すブロック図である。 広帯域フィルタ部、ディジタルフィルタ部のディジタルフィルタ、及び受信信号のそれぞれの周波数特性を説明するための説明図である。 従来装置を示すブロック図である。 コヒーレント積分時間を説明するための説明図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４によるレーダ装置を示すブロック図である。 レンジビン間加算処理の概要を説明するための説明図である。 この発明の実施の形態５によるレーダ装置を示すブロック図である。
　以下、この発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
　実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置（パルスレーダ装置）を示すブロック図である。
　図１において、実施の形態１のレーダ装置は、送信制御部（送信機制御装置）１と、パルス信号生成部（送信機）２と、送信アンテナ３ａと、受信アンテナ３ｂと、周波数変換部（周波数変換器）４と、広帯域フィルタ部（広帯域フィルタ装置）５と、Ａ／Ｄ変換部（Ａ／Ｄ変換器）６と、ビデオ信号用記憶部（ビデオ信号用メモリ）７と、周波数解析部（周波数解析装置）８と、目標検出部（目標検出装置）９と、目標距離・相対速度算出部（目標距離・相対速度算出装置）１０とを有している。
　送信制御部１は、目標距離・相対速度算出部１０で処理される目標距離算出及び相対速度算出方式に応じた基準信号を生成する。また、送信制御部１によって生成された基準信号は、パルス信号生成部２及び周波数変換部４に送られる。
　以下では、目標距離算出及び相対速度算出方式（所定のレーダ方式）として、図２に示す多周波ステップＩＣＷ（Ｉｎｔｅｒｒｕｐｔｅｄ　Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ）方式を採用した場合を一例として説明する。なお、多周波ステップＩＣＷ方式の原理については、例えば国際公開第２００６／０８５３５２号パンフレット（目標物検出装置）に記載された方式を用いることができる。
　目標距離算出及び相対速度算出方式として多周波ステップＩＣＷ方式を用いた場合、送信制御部１は、図２に示すように、ＰＲＩ（Ｐｕｌｓｅ　Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ）毎に送信周波数をステップ周波数Δｆ変化させてパルス信号生成部２及び周波数変換部４に基準信号を送る。なお、目標距離算出及び相対速度算出方式としては、多周波ステップＩＣＷ方式の他に、パルスドップラー方式、ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルス方式、合成帯域処理方式等がある。それらの方式を採用した場合、送信制御部１は、各方式に応じた基準信号を生成して、その生成した基準信号をパルス信号生成部２及び周波数変換部４に送る。
　パルス信号生成部２は、送信制御部１からの基準信号の周波数を搬送波周波数とするパルス信号を生成し、その生成した信号を送信アンテナ３ａに送る。送信アンテナ３ａは、パルス信号生成部２からのパルス信号を空間に照射する。送信アンテナ３ａから照射されたパルス信号は、目標で反射し、受信アンテナ３ｂで受信される。また、送信アンテナ３ａからの直接波も、受信アンテナ３ｂで受信される。
　周波数変換部４は、受信アンテナ３ｂで受信された受信信号を、送信制御部１からの基準信号を用いて周波数変換を行う。周波数変換された受信信号は、広帯域フィルタ部５へ送られる。
　広帯域フィルタ部５は、周波数変換部４によって周波数変換された受信信号に含まれる不要成分（不要信号）を抑圧する。また、広帯域フィルタ部５は、送受信間のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性を有している。この広帯域フィルタ部５は、整合フィルタに比べて雑音電力が増大する代わりに、パルス波形をなまらせないにフィルタリングを行う。この結果、図３（ｃ）に示すように、整合フィルタに比べてＳＮＲが劣化するものの、送受信間のアイソレーションを改善することができる。
　ここで、広帯域フィルタ部５のフィルタ帯域幅及びフィルタ応答について説明する。ここでは、パルス信号のパルス幅をＴPとし、フィルタのインパルス応答の時間幅をＴFとする。また、パルス信号をｓ(ｔ)とすると、整合フィルタはｓ*（－ｔ）で表されるため、整合フィルタの時間幅ＴFとパルス幅ＴPとは一致する。ここで、＊は複素共役を表している。
　フィルタの帯域幅は、時間幅ＴFの逆数（１／ＴF）であるので、整合フィルタよりも狭帯域なフィルタの時間幅は、ＴPよりも長くなり、整合フィルタよりも広帯域なフィルタの時間幅はＴPよりも短くなる。パルス幅ＴPの信号に対する、狭帯域フィルタ、整合フィルタ及び広帯域フィルタのそれぞれのインパルス応答の関係を図４に示す。図４の横軸は、パルス幅ＴPで正規化した時刻である。
　フィルタ処理は、時間軸上での畳み込み処理と等価である。パルス幅ＴPのパルス信号に対する、狭帯域フィルタ、整合フィルタ及び広帯域フィルタのそれぞれの応答を図５に示す。図５の横軸は、パルス幅ＴPで正規化した時刻であり、フィルタ応答の最大点を時刻０としている。また、図５の縦軸は、フィルタ応答の電力を表しており、フィルタ応答の最大値をＰ0としている。この図５に示すように、整合フィルタの応答は三角形状の応答になるが、狭帯域フィルタ及び広帯域フィルタの応答は台形状の応答となる。
　図５のαで示す三角形及び台形の傾きの絶対値は、整合フィルタ及び狭帯域フィルタを用いた場合では同じである。これに対して、広帯域フィルタを用いた場合では、整合フィルタよりも大きくなり、近距離レンジゲートの送受信間のアイソレーションを改善することができる。また、広帯域フィルタを用いた場合では、図５のαで示す台形状のフィルタ応答の傾きは－Ｐ0／ＴFで表される。さらに、αの直線は（ＴP／２，Ｐ0／２）を通る直線である。よって、αの直線は、次の（１）式で表される。但し、次の（１）式からはＰ0＝１としている。
　　Ｐ（ｔ）＝－（１／ＴF）×（ｔ－ＴP／２）＋１／２　　　　　　（１）
　また、時刻ｔ＝τにおける瞬時電力が、フィルタ応答のピーク電力に対して、Ｘ［ｄＢ］以下になるためには、次の（２）式を満たすことが必要である。
　　１０ｌｏｇ（－（１／ＴF）×（ｔ－ＴP／２）＋１／２）≦　Ｘ　（２）
　⇔ＴF　≦　（ＴP／２－τ）×（１０X/10－１／２）-1
　　∵（１０X/10－１／２）＜０
　　但し、
　　０＜ＴF≦ＴP、ＴP／２≦τ＜（ＴF＋ＴP）／２、Ｘ≦０
　例えば、パルス幅ＴP＝１μｓのパルス信号に対して、時刻τ＝０．６μｓにおける瞬時電力が、フィルタ応答のピーク電力よりもＸ＝－１０ｄＢとなるためには、先の（２）式に値を代入すると、ＴF＜０．２５μsとなる。ＴF＝０．２５μｓの逆数は、４ＭＨｚであることから、図６（ａ）に示すように、パルス信号の帯域１／ＴP＝１ＭＨｚと比較して、広帯域フィルタのフィルタ帯域を信号帯域の４倍の帯域以上に設定すればよい。
　以上のようなパラメータを用いた数値計算結果を図６（ｂ）に示す。図６（ｂ）によれば、時刻τ＝０．６μｓにおけるフィルタ応答が、ピーク瞬時電力よりも－１０ｄＢとなっていることが確認できる。また、整合フィルタを用いた場合よりも約－６ｄＢであることが確認でき、アイソレーションの改善が確認できる。
　次に、広帯域フィルタ部５を通過した受信信号は、Ａ／Ｄ変換部６に送られる。この受信信号は、Ａ／Ｄ変換部６によって、アナログ信号からディジタル受信信号に変換される。このディジタル受信信号は、ビデオ信号用記憶部７に送られ、ビデオ信号用記憶部７に記憶される。ここで、Ａ／Ｄ変換部６のサンプリング周波数は、標本化定理に基づき、目標からの反射信号がエイリアシングを生じないように予め設定されている。
　周波数解析部８は、ビデオ信号用記憶部７に記憶されたディジタル受信信号に対して周波数解析を行う。周波数解析の方式としては、例えば、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）がある。目標距離算出及び相対速度算出方式として多周波ステップＩＣＷ方式を採用した場合、周波数解析部８は、送信周波数が同じディジタル受信信号をレンジビン毎にＨＩＴ方向にＦＦＴを行う。そして、周波数解析部８は、ＦＦＴ後の信号を目標検出部９に送る。
　目標検出部９は、周波数解析部８からの入力信号から目標信号を検出する。この目標検出の方法としては、例えば、ＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｆａｌｓｅ　Ａｌａｒｍ　Ｒａｔｅ）等がある。目標検出部９は、検出した目標の周波数情報を、目標距離・相対速度算出部１０に送る。
　目標距離・相対速度算出部１０は、目標検出部９によって検出された目標についての距離及び相対速度を算出する。目標距離算出及び相対速度算出方式として多周波ステップＩＣＷ方式を採用した場合、目標検出部９によって検出された目標の周波数情報から相対速度を算出する。
　また、目標距離・相対速度算出部１０は、異なる搬送波周波数間（例えば、図２ではｆ１～ｆ８）の位相勾配から目標距離を算出する。目標距離・相対速度算出部１０によって算出された目標の距離及び相対速度の情報は、追尾処理部１１に送られる。追尾処理部１１は、例えばカルマンフィルタ等を用いた追尾フィルタにより、目標を追尾する。
　上記のような実施の形態１のレーダ装置によれば、広帯域フィルタ部５が、送受信間のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性を有している。この構成により、電波を用いた場合における送受信間のアイソレーションが改善され、近距離目標からの信号を容易に検出することができる。
　また、距離分解能は、送信帯域幅で決定されるため、遠距離においても距離分解能が劣化することはない。従って、実施の形態１のレーダ装置では、送受信間のアイソレーションを改善し、観測距離範囲内で距離分解能の劣化を抑えることができる。
　実施の形態２．
　実施の形態１では、広帯域フィルタ部５を用いて送受信間のアイソレーションの改善を図った構成について説明した。これに対して、実施の形態２では、ディジタルフィルタ部１２を用いて送受信間のアイソレーションの改善を図る構成について説明する。
　図７は、この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示すブロック図である。図７において、実施の形態２のレーダ装置の構成の概要は、実施の形態１のレーダ装置の構成と同様であり、ここでは、実施の形態１との違いを中心に説明する。実施の形態２のレーダ装置は、ディジタルフィルタ部１２をさらに有している。
　また、実施の形態２のレーダ装置は、実施の形態１における周波数解析部８、目標検出部９及び目標距離・相対速度算出部１０をそれぞれ２つずつ有している。即ち、実施の形態２では、周波数解析部８、目標検出部９及び目標距離・相対速度算出部１０の組が２組（複数組）用いられている。ここで、実施の形態２では、２系統の機能ブロック８～１０のうち、第１の系統に用いられる機能ブロックについては符号の末尾に「Ａ」を付し、第２の系統に用いられる機能ブロックについては符号の末尾に「Ｂ」を付して説明する。これは、実施の形態３以降でも同様である。
　実施の形態２の広帯域フィルタ部５は、周波数変換部４からの受信信号に含まれる不要成分（不要信号）を抑圧する。ここで、実施の形態１では、広帯域フィルタ部５が、送受信間のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性を有していた。これに対して、実施の形態２では、広帯域フィルタ部５が、必ずしも、実施の形態１のような周波数特性を有する必要はない。
　ディジタルフィルタ部１２は、ビデオ信号用記憶部７に保存されたディジタル受信信号に対し、ディジタルフィルタ処理を行う。また、ディジタルフィルタ部１２は、複数の周波数特性のディジタルフィルタを有している。なお、実施の形態２では、２つの周波数特性のディジタルフィルタを用いた場合について説明する。
　また、図８は、広帯域フィルタ部５、ディジタルフィルタ部１２のディジタルフィルタ、及び受信信号のそれぞれの周波数特性を説明するための説明図である。なお、図８の広帯域フィルタ部５の周波数特性は、実施の形態１の周波数特性に相当する。以下では、ディジタルフィルタの２つの周波数特性をそれぞれ、ディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ａと、ディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ｂとして説明する。
　ディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ａは、受信信号のＳＮＲを最大にするようにフィルタリングを行うための整合フィルタの特性である。但し、必ずしも整合フィルタである必要はなく、ＳＮＲを最大にするように、あるいは所望のＳＮＲが確保できるようにフィルタリングを行うディジタルフィルタであればよい。また、整合フィルタは、上述のように信号帯域幅と同等の帯域幅を有するが、信号帯域幅の１．２～１．３倍の通過帯域幅を有するフィルタが用いられることが多い。
　ディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ｂは、ディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ａよりも通過帯域幅が広く、送受信間のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性である。
　ディジタルフィルタ部１２で処理された信号のうち、ディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ａを通過した信号は、周波数解析部８Ａへ送られる。また、ディジタルフィルタ部１２で処理された信号のうち、ディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ｂを通過した信号は、周波数解析部８Ｂへ送られる。
　周波数解析部８Ａ，８Ｂは、実施の形態１の周波数解析部８と同様の処理を行う。但し、周波数解析部８Ａは、遠距離レンジゲート（遠距離の測距対象区間）の信号に対して処理を行う。また、周波数解析部８Ｂは、近距離レンジゲート（近距離の測距対象区間）の信号に対して処理を行う。つまり、周波数解析部８Ａ，８Ｂは、レンジゲートに応じて、ディジタルフィルタ部１２のディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ａ，１２ｂのいずれかのフィルタ特性でのフィルタリング後の信号を選択的に受け、その受けた信号に対して周波数解析を行う。周波数解析部８Ａ，８Ｂによって処理された信号は、それぞれ目標検出部９Ａ，９Ｂへ送られる。
　目標検出部９Ａ，９Ｂは、周波数解析部８Ａ，８Ｂによる周波数解析後の信号から目標信号を検出する。目標検出部９Ａ，９Ｂによって検出された目標の周波数情報は、それぞれ目標距離・相対速度算出部１０Ａ，１０Ｂへ送られる。目標距離・相対速度算出部１０Ａ，１０Ｂは、目標検出部９Ａ，９Ｂからの目標の周波数情報から、目標の距離及び相対速度を算出する。目標距離・相対速度算出部１０Ａ，１０Ｂによって算出された目標の距離及び相対速度の情報は、追尾処理部１１に送られる。他の構成及び動作は実施の形態１と同様である。
　上記のような実施の形態２のレーダ装置によれば、近距離目標からの信号には、送受信間のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性であるディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ｂが用いられる。この構成により、実施の形態１と同様に、電波を用いた場合における送受信間のアイソレーションが改善され、近距離目標からの信号を容易に検出することができる。
　ここで、従来技術の問題点について説明する。特許文献１に示すような従来装置では、アナログフィルタを複数持つ必要がある。例えば、図９に示すように、アナログフィルタを２つ用いる場合、アナログ受信信号を２分割するため信号電力が低下し、ＳＮＲが劣化するという問題点がある。なお、特許文献１のものは光レーダ装置であるため、送受信間のアイソレーションが問題とはならず、この図９に示す広帯域フィルタは、送受信間のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性を有していない。
　また、一般的なレーダ装置では、ＳＮＲを改善するために、コヒーレント積分が良く用いられ、ＳＮＲの改善度は、コヒーレント積分時間に比例する。例えば、ＳＮＲを２倍改善したい場合、コヒーレント積分時間を２倍にする必要がある。しかしながら、図１０に示すように、コヒーレント積分時間を長くすることは、目標の位置・速度情報等の更新レートが低減するという問題点がある。
　さらに、特許文献１に示すような従来装置では、遠距離目標の距離分解能が劣化し、遠距離にある２個の目標を分離できないという課題がある。
　これらの問題点に対して、実施の形態２のレーダ装置では、遠距離目標からの信号には、整合フィルタの特性であるディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ａが用いられるので、コヒーレント積分時間を延長することなく、ＳＮＲを改善することが可能となり、遠距離目標からの信号の検出が容易となる。また、距離分解能は送信帯域幅で決定されるため、遠距離においても距離分解能が劣化することはない。
　なお、実施の形態２では、ディジタルフィルタ部１２が２つの周波数特性を有していた。しかしながら、この例に限定するものではなく、ディジタルフィルタ部１２が３つ以上の周波数特性を有していてもよい。また、ディジタルフィルタ部１２の周波数特性の数に対応させて、周波数解析部８、目標検出部９及び目標距離・相対速度算出部１０の組を３組以上用いてもよい。
　実施の形態３．
　実施の形態２では、ディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ａ，１２ｂの２つの特性を有するディジタルフィルタ部１２を用いた構成について説明した。これに対して、実施の形態３では、ディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ａのみを有するディジタルフィルタ部１２を用いる構成について説明する。
　図１１は、この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示すブロック図である。図１１において、実施の形態３のレーダ装置の構成の概要は、実施の形態２のレーダ装置の構成と同様であり、ここでは、実施の形態２との違いを中心に説明する。
　実施の形態３の広帯域フィルタ部５は、実施の形態１の広帯域フィルタ部５と同様に、送受信間のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性を有している。実施の形態３のビデオ信号用記憶部７は、記憶したディジタルビデオ信号をディジタルフィルタ部１２及び周波数解析部８Ｂのそれぞれに送る。
　実施の形態３のディジタルフィルタ部１２は、実施の形態２の図８に示すディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ａの周波数特性を有するディジタルフィルタである。即ち、実施の形態３のディジタルフィルタ部１２は、受信信号のＳＮＲを最大とするようにフィルタリングを行う整合フィルタである。但し、ディジタルフィルタ部１２は、必ずしも整合フィルタである必要はなく、ＳＮＲを最大にするように、あるいは所望のＳＮＲが確保できるようにフィルタリングを行うディジタルフィルタであればよい。
　実施の形態３の周波数解析部８Ａ，８Ｂは、実施の形態１の周波数解析部８と同様の処理を行う。但し、周波数解析部８Ａは、遠距離レンジゲートの信号に対して処理を行う。また、周波数解析部８Ｂは、近距離レンジゲートの信号に対して処理を行う。つまり、周波数解析部８Ａ，８Ｂは、信号処理するレンジゲートに応じて、レンジビン間加算処理部１３からの信号と、ビデオ信号用記憶部７のディジタルビデオ信号とのいずれか一方を選択的に受け、その受けた信号に対して周波数解析を行う。周波数解析部８Ａ，８Ｂで処理された信号は、それぞれ目標検出部９Ａ，９Ｂへ送られる。他の構成及び動作は、実施の形態１，２と同様である。
　上記のような実施の形態３のレーダ装置によれば、近距離目標からの信号には、送受信間のアイソレーションが所望のレベル以下になる周波数特性を有する広帯域フィルタ部５が用いられる。この構成により、実施の形態１と同様に、電波を用いた場合における送受信間のアイソレーションが改善され、近距離目標からの信号を容易に検出することができる。
　また、遠距離目標からの信号には、整合フィルタの特性であるディジタルフィルタ部フィルタ特性１２ａが用いられる。この構成により、コヒーレント積分時間を延長することなく、ＳＮＲを改善することが可能となり、遠距離目標からの信号の検出が容易となる。また、距離分解能は送信帯域幅で決定されるため、遠距離においても距離分解能が劣化することはない。
　実施の形態４．
　実施の形態２，３では、ディジタルフィルタ部１２を用いた構成について説明した。これに対して、実施の形態４では、レンジビン間加算処理部（レンジビン間加算処理装置）１３を用いる構成について説明する。
　図１２は、この発明の実施の形態４によるレーダ装置を示すブロック図である。図１２において、実施の形態４のレーダ装置の構成の概要は、実施の形態３のレーダ装置の構成と同様であり、ここでは、実施の形態３との違いを中心に説明する。実施の形態４のレーダ装置は、実施の形態３のディジタルフィルタ部１２に代えて、レンジビン間加算処理部１３を有している。
　レンジビン間加算処理部１３は、隣接するレンジビンの信号を加算する処理を行う。図１３は、レンジビン間加算処理の概要を説明するための説明図である。なお、図１３では、互いに隣り合う２個のレンジビンを加算する例を示しているが、受信パルスのパルス幅に応じて、互いに隣り合う３個以上のレンジビンを加算してもよい。ここで、広帯域フィルタ部５では、広帯域フィルタとしての周波数特性により、レンジビン間でも雑音の相関が弱い。また、目標からの反射信号は、レンジビン間ではほぼ同相と見なせるため、ＳＮＲが改善される。
　そして、レンジビン間加算処理部１３によって処理されたデータは、周波数解析部８Ａ，８Ｂのそれぞれに送られる。他の構成及び動作は、実施の形態１～３と同様である。
　上記のような実施の形態４のレーダ装置によれば、近距離目標からの信号には、送受信間のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性を有する広帯域フィルタ部５が用いられる。この構成により、実施の形態１と同様に、電波を用いた場合における送受信間のアイソレーションが改善され、近距離目標からの信号を容易に検出することができる。また、遠距離目標からの信号には、レンジビン間加算処理部１３が用いられる。この構成により、コヒーレント積分時間を延長することなく、ＳＮＲを改善することが可能となり、遠距離目標からの信号の検出が容易となる。また、距離分解能は送信帯域幅で決定されるため、遠距離においても距離分解能が劣化することはない。
　さらに、実施の形態４のレーダ装置によれば、実施の形態２，３のディジタルフィルタ部１２を省略することができ、演算時間を短縮することができる。
　実施の形態５．
　実施の形態４では、２つの周波数解析部８Ａ，８Ｂを用いて、レンジビン間加算処理部１３をビデオ信号用記憶部７と周波数解析部８Ａとの間に設けた構成について説明した。これに対して、実施の形態５では、１つの周波数解析部８を用いて、レンジビン間加算処理部１３を周波数解析部８と目標検出部９Ａとの間に設ける構成について説明する。
　図１４は、この発明の実施の形態５によるレーダ装置を示すブロック図である。図１４において、実施の形態５のレーダ装置の構成の概要は、実施の形態４のレーダ装置の構成と同様であり、ここでは、実施の形態４との違いを中心に説明する。
　実施の形態５の周波数解析部８は、ビデオ信号用記憶部７に記憶されたディジタル受信信号に対して周波数解析を行う。周波数解析部８は、周波数解析後（ＦＦＴ後）の信号をレンジビン間加算処理部１３及び目標検出部９Ｂにそれぞれ送る。
　実施の形態５のレンジビン間加算処理部１３は、実施の形態４と同様に、互いに隣り合うレンジビンの信号を加算する処理を行う。実施の形態４では、レンジビン間加算処理部１３が、周波数解析部８Ａの前段でレンジビン間加算処理を行っていた。これに対して、実施の形態５では、レンジビン間加算処理部１３が、周波数解析部８の後段でレンジビン間加算処理を行う。他の構成及び動作は、実施の形態１～４と同様である。
　上記のような実施の形態５のレーダ装置によれば、レンジビン間加算処理部１３が周波数解析部８の後段でレンジビン間加算処理を行う構成であっても、実施の形態４と同様の効果を得ることができる。また、実施の形態４に比べて周波数解析部８の数を削減することができ、構成の簡略化を図ることができる。
　なお、実施の形態１～５では、所定のレーダ方式として多周波ステップＩＣＷを用いた例について説明した。しかしながら、多周波ステップＩＣＷ方式以外に、パルスドップラー方式や、ＦＭパルス方式や、合成帯域処理方式を所定のレーダ方式として用いてもよい。

Claims (7)

  1. 　所定のレーダ方式に応じた基準信号を生成する送信制御部と、
    　前記送信制御部から入力された基準信号をパルス信号に変調するパルス信号生成部と、
    　前記パルス信号生成部からのパルス信号を空間に照射する送信アンテナと、
    　目標からの反射信号を受信する受信アンテナと、
    　前記送信制御部からの基準信号を用いて、前記受信アンテナで受信された受信信号の周波数を変換する周波数変換部と、
    　送受信のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性を有し、前記周波数変換部からの信号の不要成分を抑圧して所望信号を抽出する広帯域フィルタ部と、
    　前記広帯域フィルタ部からの出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
    　前記Ａ／Ｄ変換部からのディジタル信号を記憶する記憶部と、
    　前記記憶部に記憶されたディジタル信号に対して周波数解析を行う周波数解析部と、
    　前記周波数解析部によって処理された信号から、目標からの反射信号を目標信号として検出する目標検出部と、
    　前記目標検出部によって検出された目標信号から、目標の距離、及び相対速度を算出する目標距離・相対速度算出部と
    　を備えるレーダ装置。
  2. 　前記記憶部に記憶されたディジタル信号に対して、信号対雑音比を最大にするようにフィルタリングを行うための周波数特性を有するディジタルフィルタ部
    　をさらに備え、
    　前記周波数解析部、前記目標検出部及び前記目標距離・相対速度算出部の組は、前記ディジタルフィルタ部の後段と、前記記憶部の後段とにそれぞれ１組ずつ、互いに並列に設けられ、
    　各組の前記周波数解析部は、信号処理するレンジゲートに応じて、前記ディジタルフィルタ部からの信号と、前記記憶部に記憶された信号とのいずれか一方を選択的に受け、その受けた信号に対して周波数解析を行う
    　請求項１記載のレーダ装置。
  3. 　前記記憶部に記憶されたディジタル信号に含まれる互いに隣り合うレンジビンのデータを、受信パルスのパルス幅に応じて加算するレンジビン間加算処理部
    　をさらに備え、
    　前記周波数解析部、前記目標検出部及び前記目標距離・相対速度算出部の組は、前記レンジビン間加算処理部の後段と、前記記憶部の後段とにそれぞれ１組ずつ、互いに並列に設けられ、
    　各組の前記周波数解析部は、信号処理するレンジゲートに応じて、前記レンジビン間加算処理部からの信号と、前記記憶部に記憶された信号とのいずれか一方を選択的に受け、その受けた信号に対して周波数解析を行う
    　請求項１記載のレーダ装置。
  4. 　前記周波数解析部の後段に設けられ、前記周波数解析部によって処理された信号に含まれる互いに隣り合うレンジビンのデータを、受信パルスのパルス幅に応じて加算するレンジビン間加算処理部
    　をさらに備え、
    　前記目標検出部及び前記目標距離・相対速度算出部の組は、前記レンジビン間加算処理部の後段と、前記周波数解析部の後段とにそれぞれ１組ずつ、互いに並列に設けられ、
    　各組の前記目標検出部は、信号処理するレンジゲートに応じて、前記レンジビン間加算処理部からの信号と、前記周波数解析部からの信号とのいずれか一方を選択的に受け、その受けた信号から、目標からの反射信号を目標信号として検出する
    　請求項１記載のレーダ装置。
  5. 　所定のレーダ方式に応じた基準信号を生成する送信制御部と、
    　前記送信制御部から入力された基準信号をパルス信号に変調するパルス信号生成部と、
    　前記パルス信号生成部からのパルス信号を空間に照射する送信アンテナと、
    　目標からの反射信号を受信する受信アンテナと、
    　前記送信制御部からの基準信号を用いて、前記受信アンテナで受信された受信信号の周波数を変換する周波数変換部と、
    　前記周波数変換部からの信号の不要成分を抑圧して所望信号を抽出する広帯域フィルタ部と、
    　前記広帯域フィルタ部からの信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
    　前記Ａ／Ｄ変換部からのディジタル信号を記憶する記憶部と、
    　複数の周波数特性を有し、前記記憶部に記憶されたディジタル信号に対して、フィルタリングを行うディジタルフィルタ部と、
    　前記ディジタルフィルタ部からの信号に対して周波数解析を行う周波数解析部と、
    　前記周波数解析部によって処理された信号から、目標からの反射信号を目標信号として検出する目標検出部と、
    　前記目標検出部によって検出された目標信号から、目標の距離、及び相対速度を算出する目標距離・相対速度算出部と
    　を備え、
    　前記ディジタルフィルタ部の前記複数の周波数特性のうち、少なくとも１つの周波数特性は、前記記憶部に記憶されたディジタル信号に対して、送受信のアイソレーションが所望のレベル以下になるようにフィルタリングを行うための周波数特性であり、
    　前記ディジタルフィルタ部の前記複数の周波数特性のうち、残りの少なくとも１つの周波数特性は、前記記憶部に記憶されたディジタル信号に対して、信号対雑音比を最大にするようにフィルタリングを行うための周波数特性である
    　レーダ装置。
  6. 　前記周波数解析部、前記目標検出部及び前記目標距離・相対速度算出部の組は、前記ディジタルフィルタ部の後段に、複数組それぞれ並列に設けられ、
    　各組の前記周波数解析部は、信号処理するレンジゲートに応じて、前記ディジタルフィルタ部の複数の周波数特性のうちのいずれかの周波数特性でのフィルタリング後の信号を選択的に受け、その受けた信号に対して周波数解析を行う
    　請求項５記載のレーダ装置。
  7. 　前記レーダ方式は、多周波ステップＩＣＷ方式、パルスドップラー方式、ＦＭパルス方式、及び合成帯域処理方式のいずれかである
    　請求項１から請求項６までのいずれか１項に記載のレーダ装置。
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