JPH09178854A

JPH09178854A - レーザドップラ方式による速度測定方法及び速度測定装置

Info

Publication number: JPH09178854A
Application number: JP7336875A
Authority: JP
Inventors: Taikichi Jiyoutou; 泰吉上等; Takahiko Fujisaka; 貴彦藤坂; Tomomasa Kondo; 倫正近藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1995-12-25
Filing date: 1995-12-25
Publication date: 1997-07-11

Abstract

(57)【要約】【課題】レーザドップラ方式による速度測定方法にお
いて、構成を複雑にすることなく測定精度を向上させ
る、被測定物の反射信号が小さいときにも信号の検出が
可能、測定結果の信頼度を明確にする。【解決手段】送受信機２１からの信号を入力とする、
通過帯域幅f0を有しその通過帯域が連続する複数のバン
ドパスフィルタ(BPF) ５と、BPF ５を通過した信号のう
ちの１つの信号を選択出力する切替回路８と、切替回路
８から出力された信号をデジタル信号に変換するアナロ
グ・デジタル変換回路(A/D) １３と、A/D１３から出力
された信号を狭帯域ｂの周波数スペクトルに分解するコ
ヒーレント積分回路１４とを備える。BPF ５が少なくて
すみ構成が簡単になる。周波数毎に信号を加算するノン
コヒーレント積分回路１５を備える。信号対雑音電力比
が改善されて反射信号が小さいときにも信号の検出が可
能になる。目標信号を一定の誤検出確率の下で自動検出
する一定誤警報確率検出回路(CFAR)１６を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、被測定物にレー
ザ光を照射し、被測定物からの反射光のドップラ周波数
を測定することにより被測定物の速度を測定するレーザ
ドップラ方式による速度測定方法及び速度測定装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のこの種の測定方法及び測定装置と
して特開平４ー２２０５８８号公報に開示されたものが
ある。以下、このものについて説明する。図１１は従来
のレーザドップラに基づく被測定物の移動速度の測定方
法の原理図である。この測定方法によれば、半導体レー
ザ等のレーザ光源２から出力されるレーザ光ａをビーム
スプリッタ１１を通して被測定物１に照射すると共に、
ビームスプリッタ１１で分岐され、さらにミラー１２に
より反射されたレーザ光ａを被測定物１に交差角φで照
射する。被測定物１から散乱される散乱光ｂを集光レン
ズ１０を通してセンサ３で受信する。センサ３から受光
レベルに応じたレベルの電気信号Ａが出力される。この
電気信号Ａを増幅器９で増幅して処理部４に入力する。
処理部４において、その電気信号Ａの中からドップラ信
号ｄを取り出すとともに、そのドップラ信号に基づき被
測定物１の移動速度ｖを求める。

【０００３】ところで、電気信号Ａの中からドップラ信
号を同調選択するために、処理部４は図１２のような構
成を備える。増幅器９で増幅された電気信号Ａを通過周
波数帯域がそれぞれ異なるバンドパスフィルタ５−１，
５−２，・・・，５−Ｎを通して、各々の周波数帯域の
信号を取り出す。バンドパスフィルタ５−１，５−２，
・・・，５−Ｎの通過帯域特性は図１３に示される。ひ
とつひとつのバンドパスフィルタの帯域幅はｂであり、
隣接するバンドパスフィルタ同士の中心周波数はｂだけ
異なっている。したがって、バンドパスフィルタ５−
１，５−２，・・・，５−Ｎは全体として帯域幅Ｂ（＝
Ｎｂ）の範囲を隙間なくカバーしている。被測定物１の
速度に対応してバンドパスフィルタ５−１，５−２，・
・・，５−Ｎのうちのいずれかひとつに出力信号が現れ
る。

【０００４】ここで帯域幅Ｂ（＝f2-f1 ）は被測定物１
の予想最大速度から決まる。予想最大速度が大きければ
帯域幅Ｂは広がる。また帯域幅ｂは被測定物１の速度測
定精度から決まる。速度測定精度を上げようとすれば帯
域幅ｂを狭くする必要がある。

【０００５】バンドパスフィルタ５−１，５−２，・・
・，５−Ｎにより取り出された個々の電気信号を、コン
パレータ６−１，６−２，・・・，６−Ｎにおいて、予
め設定してあるしきい値と比較して、そのしきい値より
レベルの高い電気信号だけを出力する。

【０００６】その出力された電気信号をプライオリティ
エンコーダ７に入力して、重みの最も大きい入力信号を
判定し、判定された電気信号に応じてプライオリティエ
ンコーダ７から制御信号を出力する。以上の処理によ
り、バンドパスフィルタ５−１，５−２，・・・，５−
Ｎのいずれに被測定物１からの反射信号が存在するかが
判定される。

【０００７】この制御信号を電子式の切替回路８に入力
して、各バンドパスフィルタから同切替回路８に入力さ
れている電気信号のうち、プライオリティエンコーダ７
で判定された電気信号と同じ周波数の電気信号をドップ
ラ信号ｄとして同切替回路８から出力する。

【０００８】このドップラ信号ｄのドップラ周波数fd
は、式（１）で表される。 fd ＝ 2v・cos θ／λsin （φ/2) (1) ただし、λ：レーザ光の波長 φ：ビーム交差角 θ：ビーム法線と被測定物の直角からのずれ角

【０００９】バンドパスフィルタ５−１，５−２，・・
・，５−Ｎの出力のうちのいずれが選択されたかはプラ
イオリティエンコーダ７の出力からわかるからドップラ
周波数fdは容易に知ることができる。たとえば、バンド
パスフィルタ５−ｉが選択されたとき、ドップラ周波数
fd＝f1＋（ｉ−１）ｂ＋ｂ／２である（ただし、f1はマ
イナスドップラ周波数の場合を含む最小速度に対応する
周波数である）。また、λ、φ、θ及びfdは既知であ
る。したがって、式(1) に基づき速度ｖが得られる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ドップラ周
波数fdには、バンドパスフィルタ５の通過帯域幅ｂに相
当する測定誤差（±ｂ／２）が生じる。測定精度を上げ
ようとすればこの通過帯域幅ｂを狭くしなければならな
い。しかしその場合バンドパスフィルタ及びコンパレー
タの数が増えてしまう。このことは測定範囲が広がると
さらに顕著になる。

【００１１】すると次のような問題が生じる。（１）バンドパスフィルタが増えることにより回路構成
が複雑になり、調整・製造コストが増加する。たとえ
ば、測定精度を測定範囲の１％とすれば１００個のバン
ドパスフィルタ及びコンパレータが必要になる。また、
自動車の速度計測でV=150km/h 、ΔV=1km/h とした場合
にはバンドパスフィルタとコンパレータを１５０組、接
近・離遠両方向だとその倍の３００組も用意しなければ
ならずそのため装置規模が大きくなり、高価となってし
まう。

【００１２】（２）図１３のように測定範囲をバンドパ
スフィルタで隙間なくカバーするためには、個々のバン
ドパスフィルタの中心周波数及び通過帯域幅を正確に設
定する必要がある。また、被測定物からの信号が２つの
バンドパスフィルタから出力されないためにバンドパス
フィルタの特性が急峻である必要もある。しかし、イン
ダクタとキャパシタ等から構成されるバンドパスフィル
タにおいてそれらパラメータを正確に設定するのは非常
に困難である。仮に設定できたとしても温度等の環境条
件や経年変化によりパラメータは変化するから、正確な
測定をするためには頻繁に校正が必要になる。したがっ
てメンテナンスコストが増加する。

【００１３】さらに次のような問題もある。従来の装置
では、被測定物の反射電力はノイズレベルより大きくな
ければバンドパスフィルタ５の出力にドップラ信号が現
れないから処理できない。したがって、ノイズレベル以
下の信号を検出することができない。このことは、測定
装置と被測定物との距離が離れたり、被測定物の反射率
が低いあるいは小さい等の理由により反射信号が小さく
なったときに非常に問題になる。

【００１４】また、誤ってノイズが検出された場合にこ
れを被測定物のドップラとみなしてしまい、正しい計測
がなされない可能性について考慮されていない。このこ
とは反射信号が小さくなると特に問題になる。

【００１５】この発明は上記の問題点を解決するために
なされたもので、（１）装置の構成を複雑にすることな
く測定精度の向上が可能、（２）被測定物の反射信号が
小さいときにも信号の検出が可能、（３）測定結果が誤
ったものであるかどうかの誤警報確率が明確になり、測
定結果の信頼性の評価が可能であり、測定能力、精度及
び信頼性に優れ、さらに構成が簡単なレーザドップラ方
式による速度測定方法及び速度測定装置を提供すること
を目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１に係るレーザド
ップラ方式による速度測定方法は、被測定物にレーザ光
を照射し、上記被測定物からの反射光のドップラ周波数
を測定することにより上記被測定物の速度を測定するレ
ーザドップラ方式による速度測定方法において、上記被
測定物の予想速度から決まる測定範囲を周波数測定帯域
Ｂ（＝ｎf0、ｎ：自然数）とし、上記被測定物の速度測
定精度から決まる周波数の帯域を分解能帯域b としたと
き、上記周波数測定帯域内の信号を上記分解能帯域より
も広い中間帯域f0（b ＜f0＜Ｂ）ごとの信号に分割し、
分割後の信号をアナログ信号からデジタル信号に変換
し、上記デジタル信号に対してフーリエ変換を行うこと
により上記中間帯域ごとの信号を上記分解能帯域ごとの
信号に分割し、分割された上記分解能帯域ごとの信号そ
れぞれについて上記被測定物からの反射光の有無を判定
してドップラ周波数を測定する。

【００１７】被測定物とは、直線的に運動する物体ある
いは回転的に運動する物体であり、コンベア上を移動す
る製品や回転機器の回転軸等を含む。また、車両、航空
機等の移動体を含む。

【００１８】請求項２に係るレーザドップラ方式による
速度測定装置は、被測定物にレーザ光を照射するととも
に、上記被測定物からの反射光を受信する送受信機と、
それぞれ上記被測定物の速度測定精度から決まる分解能
帯域よりも広い通過帯域幅及び異なる中心周波数をも
ち、上記送受信機からの受信信号を中間帯域ごとに分割
する複数の帯域通過フィルタと、上記複数の帯域通過フ
ィルタの出力の一部を選択して出力する切替回路と、上
記切替回路の出力信号をアナログ信号からデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、上記Ａ／Ｄ変換器の出力信
号に対してフーリエ変換を行うことにより中間帯域ごと
の信号を上記分解能帯域ごとの信号に分割するコヒーレ
ント積分回路と、上記コヒーレント積分回路の複数の出
力それぞれについて上記被測定物からの反射信号の有無
を判定してドップラ周波数を測定し、上記被測定物の速
度を測定する変換回路と、上記切替回路を制御するとと
もに、この制御情報を上記変換回路に出力する制御回路
とを備えたレーザドップラ方式による速度測定装置。

【００１９】上記複数の帯域通過フィルタは、周波数測
定帯域Ｂを中間帯域f0ごとに分割する。上記切替回路
は、分割された中間帯域f0ごとの信号を選択する。上記
コヒーレント積分回路は、中間帯域f0をさらに分解能帯
域b ごとに分割する。上記コヒーレント積分回路は狭帯
域フィルタとして機能する。上記変換回路がドップラ周
波数を測定するときに、上記制御回路の帯域通過フィル
タの選択情報を使用する。

【００２０】請求項３に係るレーザドップラ方式による
速度測定装置は、上記複数の帯域通過フィルタに代え
て、それぞれ、上記送受信機からの受信信号の周波数を
上記中間帯域の整数倍だけ移動させて上記中間帯域ごと
に分割する複数の周波数シフタを備えたものである。

【００２１】請求項４に係るレーザドップラ方式による
速度測定装置は、上記複数の帯域通過フィルタ及び上記
切替回路に代えて、通過中心周波数を変化させて、上記
送受信機からの受信信号を中間帯域ごとに順次分割して
出力する可変帯域通過フィルタを備えたものである。

【００２２】請求項５に係るレーザドップラ方式による
速度測定装置は、上記複数の帯域通過フィルタ及び上記
切替回路に代えて、移動させる周波数を上記中間帯域ご
とに変化させて、上記送受信機からの受信信号を中間帯
域ごとに順次分割して出力する可変周波数シフタを備え
たものである。

【００２３】請求項６に係るレーザドップラ方式による
速度測定装置は、上記送受信機からの受信信号をあらか
じめ定められた複数の遅延時間で遅延した複数の信号を
上記複数の帯域通過フィルタにそれぞれ出力する遅延回
路網を備えたものである。

【００２４】請求項７に係るレーザドップラ方式による
速度測定装置は、上記複数の帯域通過フィルタ及び上記
切替回路に代えて、上記送受信機からの受信信号の周波
数を上記中間帯域に対応する周波数移動させる第１の周
波数シフタと、第１の入力端子と第２の入力端子とを備
え、上記第１の周波数シフタの出力を第１の入力端子に
受けるとともに、上記第１の入力端子と上記第２の入力
端子のいずれかの信号を選択する切替回路と、上記切替
回路の出力の周波数を上記中間帯域に対応する周波数に
移動させて上記Ａ／Ｄ変換器に出力する第２の周波数シ
フタと、上記第２の周波数シフタの出力信号を遅延させ
て上記切替回路の第２の入力端子に供給する遅延回路と
を備えたものである。

【００２５】請求項８に係るレーザドップラ方式による
速度測定装置は、上記コヒーレント積分回路の複数の出
力についてそれぞれ加算処理し、処理後の信号を上記変
換回路に出力するノンコヒーレント積分回路を備えたも
のである。ノンコヒーレント積分回路は信号対雑音電力
比を改善する。

【００２６】請求項９に係るレーザドップラ方式による
速度測定装置は、上記ノンコヒーレント積分回路の複数
の出力それぞれに基づき、上記被測定物からの反射信号
の有無の判定を、誤判定確率を一定にする条件の下で行
う一定誤警報確率検出回路を備えたものである。

【００２７】上記一定誤警報確率検出回路は、ＣＦＡＲ
(Constant Fales Alarm Rate) 機能をもつものである。
ＣＦＡＲは、判定に用いるスレッショルド・レベル（閾
値）を固定値とせずにアダプティブに変化させるもので
ある。たとえば雑音レベルが大きい環境下においてはス
レッショルド・レベルを高くし、雑音レベルが小さいと
きにはスレッショルド・レベルを低くする。このように
適応的にスレッショルド・レベルを変化させることによ
り雑音を信号と誤って判定することは少なくなり、また
誤警報確率も一定となる。

【００２８】誤警報確率を一定にするには雑音等の不要
信号の確率密度関数を明らかにしておくことが必要であ
るが、種々の条件により異なり、レーレー分布／ワイブ
ル分布／ログ・ノーマル分布／ライス分布／Ｋ分布／ガ
ウス分布等が考えられており、それぞれに適した方法を
選択する。

【００２９】ＣＦＡＲには、（１）空間的ＣＦＡＲ、
（２）時間的ＣＦＡＲがある。（１）空間的ＣＦＡＲは次のようなものである。たとえ
ば、レーザーを発射したとき、反射信号が時刻ｔ₁ ，ｔ
₂ ，・・・，ｔ_i ，・・・，ｔ_n について得られたとす
る。このとき、判定対象となる時刻ｔ_i の前後の時刻ｔ
_i-k ，・・・，ｔ_i ，・・・，ｔ_i+k の信号に基づきス
レッショルド・レベルが決められる。判定対象時刻の移
動につれて前後の時刻も移動する。（２）時間的ＣＦＡＲは、時間的（スキャン間）振幅変
動情報に基づきスレッショルド・レベルを決めるもので
ある。

【００３０】

【発明の実施の形態】

発明の実施の形態１．図１は発明の実施の形態１の装置
の概略構成図である。同図において、２１は自動車、航
空機、船舶等の移動体、コンベア等で運ばれる製品等の
被測定物にレーザ光を照射するとともに、図示しない被
測定物からの反射光をセンサにより受光し電気信号に変
換して出力する送受信機である。詳細な構成は後述す
る。

【００３１】５−１〜５−ｎは送受信機２１から出力さ
れた電気信号を入力とし、通過帯域幅がそれぞれf0で通
過帯域が連続したバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であ
る。通過帯域幅f0は、図示しない被測定物の速度の測定
精度から決まる帯域幅ｂよりも広い。一般的に、通過帯
域幅f0は帯域幅ｂの整数倍（たとえば、２倍、４倍、８
倍、・・・２^k 倍）である。この理由については後述す
る。周波数軸上におけるＢＰＦ５−１〜５−ｎの関係を
図４（ａ）に示す。同図からわかるように、図示しない
被測定物の予想最大速度から決まる測定帯域幅Ｂ（＝f2
−f1）と、ＢＰＦ５−１〜５−ｎの通過帯域幅f0との関
係は、Ｂ＝ｎf0である。また、隣接するＢＰＦの中心周
波数の間隔はf0である。

【００３２】８は、後述の制御回路１８の制御に基づき
ＢＰＦ５−１〜５−ｎを通過した信号のうちから１つの
信号を選択して出力する切替回路、１３は切替回路８か
ら出力された信号をデジタル信号に変換するアナログ−
デジタル変換器（Ａ／Ｄ）である。ある時点のＡ／Ｄ１
３の出力はＢＰＦ５−１〜５−ｎのうちのひとつの出力
に相当し、その帯域幅はf0である。

【００３３】１４は、Ａ／Ｄ１３から出力された信号の
スペクトル解析を行うコヒーレント積分回路である。コ
ヒーレント積分回路１４は公知のＤＦＴ(Discrete Four
ierTransform 、離散フーリエ変換）、ＦＦＴ(Fast Fou
rier Transform 、高速フーリエ変換）を行うことによ
り帯域幅f0の信号を測定精度から決まる帯域幅ｂの信号
に分割する。その関係を図４（ｂ）に示す。同図からわ
かるように、f0＝Ｍｂ（Ｍは分割数）である。したがっ
て通過帯域幅f0は帯域幅ｂの整数倍である。特にコヒー
レント積分回路でＦＦＴ演算が行われるときは２のべき
乗倍である。このようにコヒーレント積分回路１４は狭
帯域フィルタ群として機能する。

【００３４】１５はコヒーレント積分回路１４から出力
された周波数スペクトルを周波数毎に加算し信号対雑音
電力比を改善するノンコヒーレント積分回路である。ノ
ンコヒーレント積分回路１５は、信号と雑音の性質の違
いを利用して信号対雑音電力比を改善するものである。
信号は加算すると加算数倍積分されるが、雑音は変動す
るので加算しても加算数倍にならない。ある単位電圧を
有するＭ個の信号を加算するとその和はＭになるが、加
算前にある単位標準偏差を有するＭ個の信号をＭ個加算
するとその標準偏差はＭ^0.5 となる。したがって、ノン
コヒーレント積分により、電圧で信号対雑音電力比はＭ
^0.5 倍、電力ではＭ倍となる。

【００３５】１６はノンコヒーレント積分回路１５から
出力されたスペクトルから目標信号を一定の誤検出確率
の下で自動検出するＣＦＡＲ(Constant False Alarm Ra
te)手段である。詳細については後述する。１７はＣＦ
ＡＲ１６で検出された信号の周波数を速度に変換する変
換回路、１８は、切替回路８、ＣＦＡＲ１６、及び、変
換回路１７の動作制御を行う制御回路である。なお、コ
ヒーレント積分回路１４、ノンコヒーレント積分回路１
５、ＣＦＡＲ１６は通常はレーダ装置に用いられるもの
である。

【００３６】図２は送受信機２１の内部構成の概略図で
ある。同図において、２１１はレーザ光ATを周波数F0で
発振するレーザ発信器、２１２はレーザ光ATを被測定物
１に対して照射する送信光学系、２１３は被測定物１か
らの反射光ARを受信する受信光学系、２１４ａ、２１４
ｂはヘテロダイン検波を行い電気信号に変換するフォト
ダイオード（ＰＤ）、２１５はローカルレーザ光ALを周
波数（F0＋FIF ）で発信するローカルレーザ発信器、２
１６はレーザ光ATの発振周波数とローカルレーザ光ALの
発振周波数差を一定値FIF に保つための制御を行うオフ
セットロック回路、２１７ａ〜２１７ｄはレーザ光を分
配・合成する合分配器である。

【００３７】合分配器２１７ａはレーザ発信器２１１の
出力ATを分配し、一方を送信光学系２１２に供給し、他
方を合分配器２１７ｂを介してフォトダイオード２１４
ａに供給する。合分配器２１７ｄはローカル発信器２１
５からのローカル光ALを分配し、一方を合分配器２１７
ｂを介してフォトダイオード２１４ａに供給し、他方を
合分配器２１７ｃを介してフォトダイオード２１４ｂに
供給する。合分配器２１７ｂは合分配器２１７ａからの
送信光ATと合分配器２１７ｄからの受信光ARとを一緒に
してフォトダイオード２１４ａに供給する。合分配器２
１７ｃは受信光学系２１３からの受信光と合分配器２１
７ｄからのローカル光とを一緒にしてフォトダイオード
２１４ｂに供給する。

【００３８】以上の構成により、フォトダイオード２１
４ａで送信光ATとローカル光ALとが混合されてこれらの
差の周波数の信号が取り出される。この信号はオフセッ
トロック回路２１６における制御に用いられる。また、
フォトダイオード２１４ｂで受信光ARとローカル光ALと
が混合されてこれらの差の周波数の信号が取り出され
る。この電気信号Ａは図１のＢＰＦ５−１〜５−ｎに供
給される。なお、送受信機の構成は図２に示すものに限
らず、図１１に示す構成であってもよい。

【００３９】次に動作について説明する。図２のレーザ
発信器２１１で発振されたレーザ光ATは合分配器２１７
ａで分配されて送信光学系２１２により被測定物１に照
射される。被測定物１からの反射光ARは受信光学系２１
３で受光され合分配器２１７ｃに送られ、合分配器２１
７ｄで分配されたローカル光ARと混合されフォトダイオ
ード２１４ｂで電気信号Ａに変換される。

【００４０】送受信機２１から出力された電気信号は、
例えば次に示すような通過帯域幅がf0で通過帯域が連続
したＢＰＦ５−１〜５−ｎに入力され帯域分割される。ＢＰＦ番号通過周波数帯域５−１ FIF 〜FIF+f0 ５−２ FIF+f0〜FIF+2f0 ５−３ FIF+2f0 〜FIF+3f0 ・・５−（ｎ−１） FIF+(n-2)f0 〜FIF+(n-1)f0 ５−ｎ FIF+(n-1)f0 〜FIF+nf0

【００４１】ここで、被測定物の最大速度vmaxに対する
ドップラ周波数をfmaxとし、被測定物の最小速度vmin
（最小速度は負の場合もある。たとえば、前進を正とす
ると後退は負となる）に対するドップラ周波数をfminと
した場合、これらは式（２）の関係にあるものとする。 f1＝FIF ＜ fmin ≦ FIF+f0 FIF+(n-1)f0 ＜ fmax ≦ FIF+nf0 ＝f2 ただし、Ｂ＝f2−f1である。 (2) したがって、被測定物１の速度が測定範囲にある限り、
ＢＰＦ５−１〜５−ｎのいずれかに速度信号が現れる。

【００４２】ところで、ＢＰＦ５の帯域幅がf0であるか
ら、Ａ／Ｄ１３の変換周波数は、サンプリング定理より
最低2f0 必要となる。このように、通過帯域幅はＢＰＦ
の所要数ｎとＡ／Ｄの変換速度に基づき、最適な組合せ
が選択される。

【００４３】ＢＰＦ５で帯域分割された電気信号は、切
替回路８で例えば、ＢＰＦ５−１、ＢＰＦ５−２、・・
・ＢＰＦ５−ｎといった順番に時分割でＡ／Ｄ１３に出
力される。Ａ／Ｄ１３はサンプル周波数２f0でこの信号
をそれぞれＮ×Ｍ点サンプルする。ここでＭ（たとえば
２^k ）はコヒーレント積分回路１４におけるコヒーレン
ト積分数、Ｎはノンコヒーレント積分回路１５における
加算数である。

【００４４】このとき切替回路８によりＢＰＦ５−１〜
５−ｎのいずれが選択されている場合でも、Ａ／Ｄ１３
の出力信号は図４（ｂ）の位置（０〜f0）に現れる。次
にこのことを説明する。サンプリング周波数2f0 で信号
をサンプルすると、サンプリング定理により周波数が2f
0 以上の信号がすべて周波数（０〜f0）の位置に折り返
してくる。したがってＡ／Ｄ１３は以降は、処理してい
る信号がどの帯域の信号であったかということが残らな
い。制御回路１８は切替回路８に対して出力するＢＰＦ
の出力を指定しているから、制御回路１８がこの情報を
変換回路１７に送ることによりどの帯域の信号であるか
知らせる。なお、このことからわかるように、Ａ／Ｄ１
３を用いれば切替回路８の切替動作に応じて周波数をシ
フトする必要がない。

【００４５】Ａ／Ｄ１３でサンプルされたデータに対し
帯域毎にコヒーレント積分回路１４でＭ点のコヒーレン
ト積分を行うことにより周波数分解能f0/Mでスペクトル
を抽出する。すなわち、ＢＰＦ５−１〜５−ｎいずれか
からの帯域幅f0の信号が帯域幅ｂ（＝f0/M）ごとにＭ個
に分割される。これらＭ個の分割された帯域のいずれか
に被測定物１からの信号が含まれていれば、そのドップ
ラ周波数を帯域幅ｂの精度で測定することができる。

【００４６】たとえば、被測定物１の速度が０のとき受
信信号の周波数がfsであるとする。この周波数fsは校正
等によりあらかじめ求められている。ここで、実際の受
信信号がＢＰＦ５−ｉに含まれているとする。さらに、
コヒーレント積分１４による狭帯域フィルタリングの結
果、図４（ｂ）の第ｊ番目の帯域に含まれているとす
る。このとき、（受信信号の周波数）＝f1＋（ｉ−１）
f0＋（ｊ−１）ｂ＋ｂ／２となる。したがって、（ドッ
プラ周波数fd）＝（受信信号の周波数）−fsである。こ
のときの測定誤差は±（ｂ／２）である。なお、ドップ
ラ周波数fdを求めるための処理は、変換回路１７で行わ
れる。

【００４７】この抽出されたスペクトルに対しノンコヒ
ーレント積分回路１５で帯域幅ｂの周波数スペクトル毎
（図４（ｂ）のＮｏ．１〜Ｍごと）にＮ点積分すること
により信号対雑音電力比の改善処理を行う。

【００４８】ＣＦＡＲ回路１６がノンコヒーレント積分
回路１５の出力に対し、制御回路１８から送られてきた
ＣＦＡＲ係数によりＣＦＡＲ処理を行い信号を検出す
る。ＣＦＡＲ処理については後述する。そして、変換回
路１７で検出された信号のうち、最大のドップラ周波数
の信号を目標として、そのドップラ周波数fdを速度ｖに
変換する。

【００４９】ここで、切替回路８の切替時間間隔Ｔは式
（３）を満足する値である。Ｔ≧ＮＭ／２f0 (3) 被測定物に対する速度分解能をδv とすると、所要周波
数分解能δf （帯域ｂに対応する）は式（４）のように
なる。 δｆ＝２δｖ／λ (4) 周波数分解能Δf は１つのＢＰＦを通過した信号の観測
時間Toの関係から式（５）のようになる。 Δｆ＝１／To (5) ここで、T=NM/2f0=To とすると通過帯域幅f0は式（６）
のようになる。 f0＝ＮＭδｖ／λ (6)

【００５０】レーザ光の波長λは固定値であり、速度分
解能Δｖはシステムで決定される定数である。またノン
コヒーレント積分数Ｎはコヒーレント積分後のスペクト
ルの信号対雑音電力比により、その信号を所望の誤警報
確率Pfa(0<Pfa<1)の下で所望の検出確率Pd(0<Pd<1)で検
出するために必要な数であり、例えばノンコヒーレント
積分の積分損失がないとした場合Ｎ点のノンコヒーレン
ト積分により信号対雑音電力比はＮ倍改善される。従っ
て、ノンコヒーレント積分数Ｎはコヒーレント積分後の
信号対雑音電力比により決まる。

【００５１】また、コヒーレント積分後の信号対雑音電
力比ＳＮＲは式（７）により求められる。ＳＮＲ（Ｒ）＝（ＥηβλＫ² πＤ² ／３ｈＢＲ² ）× ［１＋（１−Ｒ／Ｆ）² （πＤ² ／４λＲ）² ＋（Ｄ／２Ｓ₀ ）² ］^-1 (7) ただし、Ｅ：レーザ光の出力 η：フォトダイオードの感度 β：後方散乱係数 λ：レーザ光の波長Ｋ：大気透過率Ｄ：送信、受信光学系の有効開口径（送受同一）ｈ：プランク定数Ｂ：フィルタの帯域幅Ｒ：レーダから被測定物までの距離Ｆ：受信光学系の焦点距離Ｓ₀ ：レーザ光の空間コヒーレント長

【００５２】ここでＢＰＦの数ｎとコヒーレント積分回
路の点数Ｍとの関係をどのように選択するかについて説
明する。ＢＰＦの数ｎが少なければ少ないほどハードウ
エア構成が簡単になり、また、装置の安定性・コストの
点からも望ましい。しかし、所定の分解能を得るために
必要なフィルタの数は変わらないから、ＢＰＦの数ｎが
少なくなると、コヒーレント積分回路１４の処理負荷が
大きくなり、処理時間が長くなる。したがって、処理上
許される処理時間を限度としてコヒーレント積分回路の
点数Ｍをなるべく多くし、この点数Ｍのもとで所定の分
解能が得られるようにＢＰＦの数ｎを選択すると良い。
なお、コヒーレント積分回路１４でＦＦＴを行うとき、
Ｍを２のべき乗数にすることが必要である。このとき、
Ｍが半分になれば計算量は４分の１になる。

【００５３】次にＣＦＡＲ処理について図３により説明
する。ＣＦＡＲ処理とは、信号を検出するための閾値
（スレッショルドレベル）を適応的に設定し、誤った検
出が行われる確率（誤警報確率）を一定にするための処
理方法である。

【００５４】図３に示されるＣＦＡＲは時間的ＣＦＡＲ
である。同図のＣＦＡＲ１６は、ノンコヒーレント積分
回路１５からの時系列信号を遅延させる遅延素子１６ｍ
１、遅延素子１６ｍ１のすべてのセルの値の平均を求め
る平均算出器１６ｍ２、平均算出器１６ｍ２の出力にあ
らかじめ定められた係数Ｋを乗ずる係数乗算器１６ｍ
３、遅延素子１６ｍ１のセルのうちの注目セルの値と係
数乗算器１６ｍ３の出力とを比較し、（注目セルの値）
＞（係数乗算器１６ｍ３の出力）であるときに信号あり
と出力する比較器１６ｍ４により構成される。

【００５５】遅延素子１６ｍ１は複数のセルからなり、
これによりスライディングウインドウが構成される。遅
延素子１６ｍ１は、参照セルａ（a1個、a1：任意の定
数）、ガードセルｂ(b1 個、b1：任意の定数）、注目セ
ル、ガードセルｂ’(b1 個）、参照セルａ’（a1個）か
らなり、合計のセルの個数は(2a1+2b1+1) である。遅延
素子１６ｍ１はＦＩＦＯ(First In First Out)メモリと
同様に動作し、左側から新たなデータが順次入力され
る。(2a1+2b1+1) 個のデータが入力されるとすべてのデ
ータが入れ替わることになる。２a1個の参照セルａ，
ａ’の値は平均算出器１６ｍ２に入力され平均値が算出
される。平均算出器１６ｍの出力は係数乗算器１６ｍ３
で係数Ｋがかけられ、次に係数乗算結果と注目セルの出
力が比較器１６ｍ４に入力され大小比較され、注目セル
の値の方が大きい場合に信号ありとされる。係数Ｋは、
参照セル数２a1と誤警報確率Pfa を用いて式（８）で与
えられる。Ｋ＝2a1 （Pfa^-1/2a1 −１） (8)

【００５６】このように、図３のＣＦＡＲによれば、注
目セルの周囲の値に基づき閾値が定められるので、受信
信号の状況に応じた最適な検出が可能になる。

【００５７】変換回路１７では、ＢＰＦ５で切り出され
た帯域に対応して検出周波数fdを式（９）で速度に変換
する。ｖ＝｛（ｋ−１）f0＋fd−FIF ｝（λ／２） (9) ここで、ｋは切替回路８により選択されたＢＰＦ５の番
号である。

【００５８】以上のように、この発明の実施の形態１の
装置によれば、コヒーレント積分回路及びノンコヒーレ
ント積分回路を備えるので、信号対雑音電力比が改善さ
れ、被測定物の反射電力がノイズレベル以下である場合
にも信号の検出が可能になる。また、ＣＦＡＲを備える
ので、目標信号検出時の閾値をノイズを検出する確率を
もとに設定することができて、検出された信号の誤警報
確率が明確となる。また、通過帯域幅がf0で通過帯域が
連続した複数のＢＰＦを備えるので、観測速度範囲内の
すべての被測定物の速度を観測可能である。

【００５９】また、複数のＢＰＦで速度分解能に比較し
て広い通過帯域で帯域分割して時分割で取り出し、速度
分解能相当の狭帯域のフィルタ分割を帯域によらずに１
つのデジタル信号処理系で一括して行うので、アナログ
フィルタ数を削減することができる。また、帯域分割を
行うことでＡ／Ｄの変換速度を全帯域を対象とした場合
に必要な変換速度よりも低速なＡ／Ｄを使用することが
できる。また、変換回路は、ＣＦＡＲが出力する狭帯域
の信号すべてについて判定を行うので、被測定物が１つ
でなく複数ある場合でも、被測定物それぞれについて速
度を測定することができる。たとえば、被測定物が車両
の場合、非常に交通量の多い道路でも測定可能である。
以上のことから、測定能力、精度及び信頼性に優れ、さ
らに小規模・廉価な測定装置を提供できる。

【００６０】発明の実施の形態２．図５は、発明の実施
の形態２の装置の概略構成図である。同図において、１
３〜１８、２１は発明の実施の形態１と同一あるいは相
当部分である。５は送受信機２１から出力された電気信
号から、制御回路１８の制御により、通過帯域幅を一定
として連続した通過周波数帯域の信号を抽出する可変Ｂ
ＰＦである。可変ＢＰＦ５は、図１のＢＰＦ５−１〜５
−ｎ及び切替回路に相当する。可変ＢＰＦ５は、たとえ
ば、入力される信号の周波数をある一定の周波数の信号
に変換する手段と、その変換出力をうけるＢＰＦとを用
いて構成することができる。周波数変換手段は、たとえ
ば、ローカル発信器と、入力信号とローカル信号とを混
合するミキサとを用いて構成することができる。ローカ
ル発信器は、制御回路１８の制御に基づき発振周波数を
変化させる。また公知の表面弾性波デバイスを用いて構
成することもできる。

【００６１】次に動作について説明する。送受信機２１
から被測定物にレーザ光を照射し、前記被測定物からの
反射光をセンサにより受光し電気信号に変換して出力す
るところは発明の実施の形態１と同一である。

【００６２】可変ＢＰＦ５の通過帯域幅と通過帯域は例
えば次のように選択可能となっているとする。選択番号通過周波数帯域１ FIF 〜FIF+f0 ２ FIF+f0〜FIF+2f0 ３ FIF+2f0 〜FIF+3f0 ・・（ｎ−１） FIF+(n-2)f0 〜FIF+(n-1)f0 ｎ FIF+(n-1)f0 〜FIF+nf0

【００６３】ここで、被測定物の最大速度vmaxに対する
ドップラ周波数をfmaxとした場合、式（２）の関係にあ
るものとする。送受信機２１から出力された電気信号を
この可変ＢＰＦ５により時間間隔Ｔ毎に通過帯域を切り
替えることで同一周波数帯域幅で連続した周波数の信号
を時分割に取り出す。以降の処理及びＡ／Ｄ１３の変換
周波数、コヒーレント積分回路１４の積分数Ｍ、ノンコ
ヒーレント積分回路１５の積分数Ｎ、ＣＦＡＲ１６のＣ
ＦＡＲ係数Ｋの関係は発明の実施の形態１の場合と同様
である。

【００６４】また、可変ＢＰＦ５の通過帯域を切替える
時間間隔Ｔは発明の実施の形態１における切替回路８の
切替時間と同じである。また、変換回路１７の周波数−
速度変換は式（１０）による。ｖ＝｛（ｋ−１）f0＋fd−FIF ｝（λ／２） (10) ｋ：可変ＢＰＦのバンド選択番号

【００６５】この発明の実施の形態２の装置によれば、
ＢＰＦを可変とする必要があるものの、アナログフィル
タの数を１個とすることができて更に装置規模を小さく
できる。

【００６６】発明の実施の形態３．図６は発明の実施の
形態３の装置の概略構成図である。同図において、１３
〜１８、２１は発明の実施の形態１の場合と同一あるい
は相当部分である。１９−１〜１９−ｎはそれぞれ周波
数を初期周波数FBから周波数ｆの整数倍数ｍｆだけダウ
ンコンバージョンする周波数シフタ、８は送受信機２１
から出力された電気信号と周波数シフタ１９でダウンコ
ンバージョンされた信号のうちの１つの信号を選択出力
する切替回路、２２は切替回路８から出力された信号を
入力とし、ある周波数以上の信号成分をカットする低域
通過フィルタ（ＬＰＦ）である。

【００６７】周波数シフタ１９−１〜１９−ｎは、たと
えば、ローカル発信器と、入力信号とローカル信号とを
混合するミキサとを用いて構成することができる。周波
数シフタ１９−ｉの周波数シフト量をfsift とすると、
ローカル発信器の発振周波数はfsift である。

【００６８】次に動作について説明する。送受信機２１
から被測定物にレーザ光を照射し、前記被測定物からの
反射光をセンサにより受光し電気信号に変換して出力す
るところは発明の実施の形態１と同一である。

【００６９】周波数シフタ１９−１〜１９−ｎの周波数
シフト量は例えば次のようになっているとする。ここで
は、FB=FIFとしている。周波数シフタ番号周波数シフト量１９−１ FIF+f0 １９−２ FIF+2f0 １９−３ FIF+3f0 ・・１９−（ｎ−１） FIF+(n-1)f0 １９−ｎ FIF+nf0

【００７０】ここで、被測定物の最大速度vmaxに対する
ドップラ周波数をfmaxとした場合、式（２）の関係にあ
るものとする。周波数シフタ１９−１〜１９−ｎで周波
数をそれぞれダウンコンバージョンした信号と、送受信
機２１から出力された電気信号はある切替時間間隔Ｔで
切替回路８により選択され、その信号がＬＰＦ２２に入
り高周波成分をカットされてＡ／Ｄ１３に入る。ここで
ＬＰＦ２２のカット周波数は周波数シフタ１９の周波数
間隔と同じｆとする。

【００７１】以上のようにして、同一周波数帯域幅で連
続した周波数の信号を時分割に取り出す。以降の処理及
び切替回路８の切替時間間隔Ｔ、Ａ／Ｄ１３の変換周波
数、コヒーレント積分回路１４の積分数Ｍ、ノンコヒー
レント積分回路１５の積分数Ｎ、ＣＦＡＲ１６のＣＦＡ
Ｒ係数Ｋの関係は発明の実施の形態１の場合と同様であ
る。但し、変換回路１７の周波数−速度変換は式（１
１）による。ｖ＝｛（ｋ−１）f0＋fd−FIF ｝（λ／２） (11) ｋ：周波数シフタの番号

【００７２】この発明の実施の形態３の装置によれば、
発明の実施の形態１の装置と同様の効果を奏する。ま
た、周波数シフタを用いるのでＢＰＦの代わりにＬＰＦ
を用いることができて、設計上の自由度が大きくなる。

【００７３】発明の実施の形態４．図７は発明の実施の
形態４の装置の概略構成図である。同図において、１３
〜１８、２１、２２は発明の実施の形態３と同一のもの
である。１９は送受信機２１から出力された電気信号
を、制御回路１８の制御により、初期周波数FBから周波
数ｆの整数倍数ｍｆだけダウンコンバージョンすること
ができる可変周波数シフタである。

【００７４】可変周波数シフタ１９は、図６の周波数シ
フタ１９−１〜１９−ｎ及び切替回路８に相当する。可
変周波数シフタ５は、たとえば、ローカル発信器と、入
力信号とローカル信号とを混合するミキサとを用いて構
成することができる。ローカル発信器は、制御回路１８
の制御に基づき発振周波数を変化させる。

【００７５】次に動作について説明する。送受信機２１
から被測定物にレーザ光を照射し、前記被測定物からの
反射光をセンサにより受光し電気信号に変換して出力す
るところは発明の実施の形態１と同一である。

【００７６】可変周波数シフタ１９の周波数シフト量は
例えば次のように選択可能となっているとする。

【００７７】ここで、被測定物の最大速度vmaxに対する
ドップラ周波数をfmaxとした場合、式（２）の関係にあ
るものとする。送受信機２１から出力された電気信号は
この可変周波数シフタ１９により時間間隔Ｔ毎に周波数
シフト量が切り替えられ、この信号がＬＰＦ２２に入り
周波数ｆ以上の成分がカットされＡ／Ｄ１３に入る。こ
のようにすることで同一周波数帯域幅で連続した周波数
の信号を時分割に取り出す。

【００７８】以降の処理及びＡ／Ｄ１３の変換周波数、
コヒーレント積分回路１４の積分数Ｍ、ノンコヒーレン
ト積分回路１５の積分数Ｎ、ＣＦＡＲ１６のＣＦＡＲ係
数Ｋの関係は発明の実施の形態１の場合と同様である。
但し、可変周波数シフタ１９の周波数シフト量を切替え
る時間間隔Ｔは発明の実施の形態１における切替回路の
切替時間と同じである。

【００７９】また、変換回路１７の周波数−速度変換は
式（１２）による。ｖ＝｛（ｋ−１）f0＋fd−FIF ｝（λ／２） (12) ｋ：周波数シフタの周波数選択番号

【００８０】この発明の実施の形態４の装置によれば、
周波数シフタを可変とする必要があるが、周波数シフタ
数を１個とすることができて、更に装置規模を小さくで
きる。

【００８１】発明の実施の形態５．図８は発明の実施の
形態５の装置の概略構成図である。同図において、８、
１３〜１８、２１、２２は発明の実施の形態３と同一の
ものである。２０は電気信号を一定時間間隔ｔずつ
（ｔ、２ｔ、３ｔ・・・（ｎ−１）ｔ）遅延させて、Ｂ
ＰＦ５−２〜５−ｎにそれぞれ出力する遅延回路網であ
る。

【００８２】次に動作について説明する。送受信機２１
から被測定物にレーザ光を照射し、前記被測定物からの
反射光をセンサにより受光し電気信号に変換して出力す
るところは発明の実施の形態１と同一である。

【００８３】遅延回路網２０で送受信機２１から出力さ
れた電気信号は一定時間間隔ｔづつ（ｔ、２ｔ、３ｔ・
・・（ｎ−１）ｔ）遅延されてそれぞれ出力される。送
受信機２１から出力された電気信号と、遅延回路網２０
で遅延された電気信号は例えば次に示すような通過帯域
幅がf0で通過帯域が連続したＢＰＦ５−１〜５−ｎに入
力され帯域分割される。ＢＰＦ番号通過周波数帯域入力５−１ FIF 〜FIF+f0 送受信機出力電気信号５−２ FIF+f0〜FIF+2f0 ｔ時間遅れ信号５−３ FIF+2f0 〜FIF+3f0 ２ｔ時間遅れ信号・・５−（ｎ−１） FIF+(n-2)f0 〜FIF+(n-1)f0 (n-2)t時間遅れ信号５−ｎ FIF+(n-1)f0 〜FIF+nf0 (n-1)t時間遅れ信号

【００８４】ここで、被測定物の最大速度vmaxに対する
ドップラ周波数をfmaxとした場合、式（２）の関係にあ
るものとする。ＢＰＦ５−１〜５−ｎを通過した電気信
号は、切替回路８で一定時間間隔Ｔ毎にその出力信号
を、ＢＰＦ５−１〜５−ｎと連続して切り替える。

【００８５】以降の処理及びＡ／Ｄ１３の変換周波数、
コヒーレント積分回路１４の積分数Ｎ、ノンコヒーレン
ト積分回路１５の積分数Ｍ、ＣＦＡＲ１６のＣＦＡＲ係
数Ｋの関係は発明の実施の形態１の場合と同様である。
また切替回路８の切替時間も発明の実施の形態１の場合
と同様である。ここで、遅延回路網２０の単位遅延時間
ｔは切替回路８の切替時間と同じである。また、変換回
路１７の周波数−速度変換は式（９）による。

【００８６】この発明の実施の形態５の装置によれば、
発明の実施の形態１の装置と同様の効果を奏するととも
に、反射信号の特定部分について処理を行うことができ
て目標が小さく、反射信号が短い場合でも適切な測定が
可能になる。発明の実施の形態１の装置では、目標が十
分大きく処理時間に比べて反射信号が長いとし、一定間
隔Ｔごとに切替器を切り替えていたが、この発明の実施
の形態５の装置では処理時間に比べて反射信号が短くて
も各ＢＰＦはこの反射信号を処理できるので速度測定が
可能である。

【００８７】発明の実施の形態６．図９は発明の実施の
形態６の装置の概略構成図である。同図において、１３
〜１８、２１、２２は発明の実施の形態３と同一のもの
である。１９ａは送受信機から出力された電気信号を周
波数fdow1 だけダウンコンバージョンする第１周波数シ
フタ、１９ｂは制御回路１８の制御により入力された電
気信号をそのまま通過させるかまたは周波数fdow2 だけ
ダウンコンバージョンして出力する第２周波数シフタ、
２０は第２周波数シフタ１９ｂから出力された電気信号
を一定時間T2だけ遅延させて出力する遅延回路、８は第
１周波数シフタ１９ａの出力と遅延回路２０から出力さ
れた電気信号を制御回路１８の制御により選択して出力
する切替回路である。

【００８８】次に動作について説明する。送受信機２１
から被測定物にレーザ光を照射し、前記被測定物からの
反射光をセンサにより受光し電気信号に変換して出力す
るところと、ＬＰＦ５、Ａ／Ｄ１３、コヒーレント積分
回路１４、ノンコヒーレント積分回路１５、ＣＦＡＲ１
６、変換回路１７の動作は発明の実施の形態３と同一で
ある。

【００８９】第１周波数シフタ１９ａで送受信機２１か
ら出力された電気信号は、周波数fdow1 だけダウンコン
バージョンされ切替回路８に入力される。切替回路８は
時間T1だけこの信号を出力し、以降、遅延回路２０の出
力信号を所定時間出力する。切替回路８の出力信号は第
２周波数シフタ１９ｂに入力される。第２周波数シフタ
１９ｂでは切替回路８が第１周波数シフタ１９ａを選択
している場合はそのまま周波数シフトせずに出力する。
この制御は切替回路８の出力選択と連動して制御回路１
８により行われる。

【００９０】第２周波数シフタ１９ｂの出力はＬＰＦ５
と遅延回路２０に入力される。遅延回路２０で時間T2だ
け遅延された電気信号は切替回路８に入力され、切替回
路８は遅延回路２０の出力を選択出力する。

【００９１】ここで、第２周波数シフタ１９ｂの周波数
シフト量とＬＰＦ５のカットオフ周波数をそれぞれf0と
するとＬＰＦ５の出力は下記のようになり、同一時間に
観測されたデータから、同一帯域幅で連続した周波数の
電気信号を時分割に取り出すことができる。第１周波数
シフタ１９ａの周波数シフト量をFIF とした。

【００９２】時刻切替回路出力信号ＬＰＦを通過した信号の送受信機出力時の周波数 0 〜T1 第１周波数シフタ FIF〜FIF+f0 T1〜2T1 遅延回路 FIF+f0〜FIF+2f0 2T1 〜3T1 遅延回路 FIF+2f0 〜FIF+3f0 ・・・・・・ (n-2)T1 〜(n-1)T1 遅延回路 FIF+(n-2)f0 〜FIF+(n-1)f0 (n-1)T1 〜nT1 遅延回路 FIF+(n-1)f0 〜FIF+nf0 nT1 〜(n+1)T1 第１周波数シフタ FIF 〜FIF+f0 (n+1)T1 〜(n+2)T1 遅延回路 FIF+f0〜FIF+2f0 ・・・・・・

【００９３】ここで、被測定物の最大速度vmaxに対する
ドップラ周波数をfmaxとした場合、式（２）の関係にあ
るものとする。

【００９４】Ａ／Ｄ１３の変換周波数、コヒーレント積
分回路１４の積分数Ｍ、ノンコヒーレント積分回路１５
の積分数Ｎ、ＣＦＡＲ１６のＣＦＡＲ係数Ｋの関係は発
明の実施の形態１の場合と同様である。但し、切替回路
８が第１周波数シフタを選択している時間T1と遅延回路
２０の遅延時間T2は同一であり発明の実施の形態１にお
ける切替回路の切替時間と同じである。

【００９５】ＬＰＦ２２に入力される信号の周波数が上
記のように変化するとき、周波数切替回路８の出力選択
は図１０のタイムチャートに示すように行われる。ま
た、変換回路１７の周波数−速度変換は式（１３）によ
る。ｖ＝（ｋf0＋fd＋FIF ）（λ／２） (13) ｋ：第２周波数シフタのシフト回数シフトしなかった場合ｋ＝０とする。

【００９６】この発明の実施の形態６の装置によれば、
実施の形態１の場合と同様の効果を奏する。

【００９７】上記発明の実施の形態ではＣＦＡＲ処理で
検出された信号のうち、最大ドップラ周波数の信号を目
標としていたが、最大電力のものを目標としても良い。
また、周波数シフタを表面弾性波フィルタにより構成し
てもよい。

【００９８】

【発明の効果】以上のように、請求項１ないし請求項５
の発明によれば、上記被測定物の予想速度から決まる測
定範囲を周波数測定帯域とし、上記被測定物の速度測定
精度から決まる周波数の帯域を分解能帯域としたとき、
上記周波数測定帯域内の信号を上記分解能帯域よりも広
い中間帯域ごとの信号に分割し、分割後の信号をアナロ
グ信号からデジタル信号に変換し、上記デジタル信号に
対してフーリエ変換を行うことにより上記中間帯域ごと
の信号を上記分解能帯域ごとの信号に分割し、分割され
た上記分解能帯域ごとの信号それぞれについて上記被測
定物からの反射光の有無を判定してドップラ周波数を測
定するので、アナログのフィルタ処理が少なくてすみ、
装置の構成を複雑にすることなく測定精度が向上する。

【００９９】また、請求項６の発明によれば、上記送受
信機からの受信信号をあらかじめ定められた複数の遅延
時間で遅延した複数の信号を上記複数の帯域通過フィル
タにそれぞれ出力する遅延回路網を備えたので、短い反
射信号について速度測定が可能である。

【０１００】また、請求項７の発明によれば、上記送受
信機からの受信信号の周波数を上記中間帯域に対応する
周波数に移動させる第１の周波数シフタと、第１の入力
端子と第２の入力端子とを備え、上記第１の周波数シフ
タの出力を第１の入力端子に受けるとともに、上記第１
の入力端子と上記第２の入力端子のいずれかの信号を選
択する切替回路と、上記切替回路の出力の周波数を上記
中間帯域に対応する周波数に移動させて上記Ａ／Ｄ変換
器に出力する第２の周波数シフタと、上記第２の周波数
シフタの出力信号を遅延させて上記切替回路の第２の入
力端子に供給する遅延回路とを備えたので、短い反射信
号について速度測定が可能である。

【０１０１】また、請求項８の発明によれば、上記コヒ
ーレント積分回路の複数の出力についてそれぞれ加算処
理し、処理後の信号を上記変換回路に出力するノンコヒ
ーレント積分回路を備えたので、信号対雑音電力比が改
善され、被測定物の反射信号が小さいときにも速度測定
が可能である。

【０１０２】また、請求項９の発明によれば、上記ノン
コヒーレント積分回路の複数の出力それぞれに基づき、
上記被測定物からの反射信号の有無の判定を、誤判定確
率を一定にする条件の下で行う一定誤警報確率検出回路
を備えたので、測定結果が誤っているかどうかの誤警報
確率が明確になり、測定結果の信頼性の評価が可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１の装置の概略構成図
である。

【図２】この発明の実施の形態１の装置の送受信機の
内部構成図である。

【図３】この発明の実施の形態１の装置のＣＦＡＲの
内部構成図である。

【図４】この発明の実施の形態１の装置の動作説明図
である。

【図５】この発明の実施の形態２の装置の概略構成図
である。

【図６】この発明の実施の形態３の装置の概略構成図
である。

【図７】この発明の実施の形態４の装置の概略構成図
である。

【図８】この発明の実施の形態５の装置の概略構成図
である。

【図９】この発明の実施の形態６の装置の概略構成図
である。

【図１０】この発明の実施の形態６の装置の動作説明
図である。

【図１１】従来の装置による被測定物の移動速度の測
定方法の原理図である。

【図１２】従来の装置の処理部の内部構成図である。

【図１３】従来の装置の動作説明図である。

【符号の説明】

１被測定物、５バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、８
切替回路、１３アナログ・デジタル変換回路（Ａ／
Ｄ）、１４コヒーレント積分回路、１５ノンコヒー
レント積分回路、１６一定誤警報確率検出回路（ＣＦ
ＡＲ）、１７変換回路、１８制御回路、１９周波数
シフタ、２０遅延回路、２１送受信機。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】被測定物にレーザ光を照射し、上記被測
定物からの反射光のドップラ周波数を測定することによ
り上記被測定物の速度を測定するレーザドップラ方式に
よる速度測定方法において、上記被測定物の予想速度から決まる測定範囲を周波数測
定帯域とし、上記被測定物の速度測定精度から決まる周波数の帯域を
分解能帯域としたとき、上記周波数測定帯域内の信号を上記分解能帯域よりも広
い中間帯域ごとの信号に分割し、分割後の信号をアナログ信号からデジタル信号に変換
し、上記デジタル信号に対してフーリエ変換を行うことによ
り上記中間帯域ごとの信号を上記分解能帯域ごとの信号
に分割し、分割された上記分解能帯域ごとの信号それぞれについて
上記被測定物からの反射光の有無を判定してドップラ周
波数を測定することを特徴とするレーザドップラ方式に
よる速度測定方法。
【請求項２】被測定物にレーザ光を照射するととも
に、上記被測定物からの反射光を受信する送受信機と、それぞれ上記被測定物の速度測定精度から決まる分解能
帯域よりも広い通過帯域幅及び異なる中心周波数をも
ち、上記送受信機からの受信信号を中間帯域ごとに分割
する複数の帯域通過フィルタと、上記複数の帯域通過フィルタの出力の一部を選択して出
力する切替回路と、上記切替回路の出力信号をアナログ信号からデジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器と、上記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に対してフーリエ変換を行
うことにより中間帯域ごとの信号を上記分解能帯域ごと
の信号に分割するコヒーレント積分回路と、上記コヒーレント積分回路の複数の出力それぞれについ
て上記被測定物からの反射信号の有無を判定してドップ
ラ周波数を測定し、上記被測定物の速度を測定する変換
回路と、上記切替回路を制御するとともに、この制御情報を上記
変換回路に出力する制御回路とを備えたレーザドップラ
方式による速度測定装置。
【請求項３】上記複数の帯域通過フィルタに代えて、それぞれ、上記送受信機からの受信信号の周波数を上記
中間帯域の整数倍だけ移動させて上記中間帯域ごとに分
割する複数の周波数シフタを備えたことを特徴とする請
求項２記載のレーザドップラ方式による速度測定装置。
【請求項４】上記複数の帯域通過フィルタ及び上記切
替回路に代えて、通過中心周波数を変化させて、上記送受信機からの受信
信号を中間帯域ごとに順次分割して出力する可変帯域通
過フィルタを備えたことを特徴とする請求項２記載のレ
ーザドップラ方式による速度測定装置。
【請求項５】上記複数の帯域通過フィルタ及び上記切
替回路に代えて、移動させる周波数を上記中間帯域ごとに変化させて、上
記送受信機からの受信信号を中間帯域ごとに順次分割し
て出力する可変周波数シフタを備えたことを特徴とする
請求項２記載のレーザドップラ方式による速度測定装
置。
【請求項６】上記送受信機からの受信信号をあらかじ
め定められた複数の遅延時間で遅延した複数の信号を上
記複数の帯域通過フィルタにそれぞれ出力する遅延回路
網を備えたことを特徴とする請求項２記載のレーザドッ
プラ方式による速度測定装置。
【請求項７】上記複数の帯域通過フィルタ及び上記切
替回路に代えて、上記送受信機からの受信信号の周波数を上記中間帯域に
対応する周波数に移動させる第１の周波数シフタと、第１の入力端子と第２の入力端子とを備え、上記第１の
周波数シフタの出力を第１の入力端子に受けるととも
に、上記第１の入力端子と上記第２の入力端子のいずれ
かの信号を選択する切替回路と、上記切替回路の出力の周波数を上記中間帯域に対応する
周波数に移動させて上記Ａ／Ｄ変換器に出力する第２の
周波数シフタと、上記第２の周波数シフタの出力信号を遅延させて上記切
替回路の第２の入力端子に供給する遅延回路とを備えた
ことを特徴とする請求項２記載のレーザドップラ方式に
よる速度測定装置。
【請求項８】上記コヒーレント積分回路の複数の出力
についてそれぞれ加算処理し、処理後の信号を上記変換
回路に出力するノンコヒーレント積分回路を備えたこと
を特徴とする請求項２ないし請求項７いずれかに記載の
レーザドップラ方式による速度測定装置。
【請求項９】上記ノンコヒーレント積分回路の複数の
出力それぞれに基づき、上記被測定物からの反射信号の
有無の判定を、誤判定確率を一定にする条件の下で行う
一定誤警報確率検出回路を備えたことを特徴とする請求
項２ないし請求項７いずれかに記載のレーザドップラ方
式による速度測定装置。