JP5481281B2 - 電流駆動回路およびそれを用いた発光装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流駆動回路に関する。

液晶パネルのバックライトや携帯電話端末の着信表示のための光源として、発光ダイオード（ＬＥＤ）が利用される。ＬＥＤを所望の輝度で発光させるためには、電流駆動回路によって、ＬＥＤに対し輝度に応じた駆動電流を供給する必要がある。

近年では、ＬＥＤに供給すべき駆動電流Ｉ_ＬＥＤの精度として、３％あるいはそれよりよい精度が求められる。一般的に半導体集積回路を用いて電流駆動回路を製造すると、プロセスばらつきや温度変動によって、実際に生成される駆動電流Ｉ_ＬＥＤの値は、設計値に比べて３％より悪い精度、たとえば１０％程度のばらつきを有する。したがって３％よりよい精度で駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成するためには、出荷前のリペア工程によって、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを微調節する必要がある。

図１は、本発明者らが検討した、比較技術に係るＬＥＤ用の電流駆動回路を示す回路図である。電流駆動回路２００は、基準電流生成回路２０２と、電流／電圧変換回路２０４と、電圧／電流変換回路２０６と、を備え、負荷であるＬＥＤ４に対して駆動電流Ｉ_ＬＥＤを供給する。

基準電流生成回路２０２は、基準電圧Ｖｒｅｆに応じた基準電流Ｉｒｅｆを生成する。基準電流Ｉｒｅｆと基準電圧Ｖｒｅｆとの間には、
Ｉｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ／Ｒ１１ …（１）
なる関係が成立する。電流設定抵抗Ｒ１１は、ＩＣ（Integrated Circuit）チップの外部に外付けされる。

電流／電圧変換回路２０４は、基準電流Ｉｒｅｆをミラー比Ｋ倍でコピーし、それに比例した中間電圧Ｖｍに変換する。具体的には、コピーされた基準電流（Ｉｒｅｆ×Ｋ）が変換抵抗Ｒ１２に流れることにより、変換抵抗Ｒ１２の両端には、中間電圧Ｖｍが発生する。
Ｖｍ＝Ｉｒｅｆ×Ｋ×Ｒ１２ …（２）

電圧／電流変換回路２０６は、中間電圧Ｖｍを、駆動電流Ｉ_ＬＥＤに変換する。電圧／電流変換回路２０６の構成は、基準電流生成回路２０２と同様であり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、
Ｉ_ＬＥＤ＝Ｖｍ／Ｒ１３ …（３）
で与えられる。

式（１）〜（３）を考慮すると、以下の駆動電流Ｉ_ＬＥＤを得る。
Ｉ_ＬＥＤ＝Ｖｒｅｆ／Ｒ１１×Ｋ×Ｒ１２／Ｒ１３ …（４）

抵抗Ｒ１２とＲ１３をペアリングして形成すると、それらの抵抗値の比（Ｒ１２／Ｒ１３）は、プロセスばらつきによらず、ほぼ一定に保たれる。しかしながらミラー比Ｋおよび基準電圧Ｖｒｅｆの値は、半導体ばらつきによって変動し、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの精度を悪化させる。あるいは演算増幅器のオフセット電圧によっても、駆動電流Ｉ_ＬＥＤはばらつくことになる。

そこで、電流／電圧変換回路２０４には、リペア回路２０８が設けられる。リペア回路２０８は、コピーされた電流（Ｋ×Ｉｒｅｆ）に対して補正電流Ｉｃ１を足し、あるいは補正電流Ｉｃ２を引くことにより、変換抵抗Ｒ１２に流れる電流Ｉｒｅｆ’を、以下のように微調節する。補正電流Ｉｃ１、Ｉｃ２は、スイッチＳＷのオン、オフに応じて調節される。
Ｉｒｅｆ’＝Ｋ×Ｉｒｅｆ＋Ｉｃ１−Ｉｃ２ …（５）

補正電流Ｉｃ１、Ｉｃ２は、カレントミラー回路を用いて生成されることから、基準電流Ｉｒｅｆに比例した電流とみなすことができる。
Ｉｃ１＝Ｋ１×Ｉｒｅｆ
Ｉｃ２＝Ｋ２×Ｉｒｅｆ
なお、ミラー比Ｋ１、Ｋ２はそれぞれ、リペア（トリミング）に応じてオン状態とされるスイッチＳＷの個数に応じて設定される。

そうすると以下の式（６）、（７）が成り立つから、リペア回路２０８は、実質的にミラー比Ｋを補正していると理解できる。
Ｉｒｅｆ’＝（Ｋ＋Ｋ１−Ｋ２）×Ｉｒｅｆ …（６）
Ｉ_ＬＥＤ’＝Ｖｒｅｆ／Ｒ１１×（Ｋ＋Ｋ１−Ｋ２）×Ｒ１２／Ｒ１３ …（７）

式（６）および（７）は、リペア回路２０８を構成するＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）のペア性が高いときには正しい。しかしながら現実的には、複数のＭＯＳＦＥＴのペア性がばらつくため、リペア回路２０８のミラー比Ｋ１、Ｋ２が設計値からはずれ、駆動電流Ｉ_ＬＥＤとして所望の電流が得られない場合がある。

このような問題は、ＬＥＤ以外を負荷とする電流駆動回路においても発生しうる。

本発明はかかる状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、高精度な駆動電流を生成可能な電流駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、基準電圧に応じた駆動電流を発生する電流駆動回路に関する。電流駆動回路は、基準電流生成回路、電流／電圧変換回路、電圧／電流変換回路を備える。基準電流生成回路は、基準電圧に応じた基準電流を生成する。電流／電圧変換回路は、基準電流をそれに比例した中間電圧に変換する。電圧／電流変換回路は、中間電圧をそれに比例した駆動電流に変換する。電圧／電流変換回路は、第１トランジスタと、第１トランジスタの一端と接地端子の間に設けられた第１抵抗と、第１抵抗と並列な経路に、直列に設けられた第２、第３抵抗と、第１演算増幅器と、第１カレントミラー回路と、第２カレントミラー回路と、を備える。第１演算増幅器の第１入力端子には中間電圧が印加され、その第２入力端子には第２、第３抵抗の接続点の電圧が印加され、その出力端子は第１トランジスタの制御端子と接続される。第１カレントミラー回路は、第１トランジスタに流れる電流を折り返す。第２カレントミラー回路は、第１カレントミラー回路の出力電流を折り返し、駆動電流を生成する。第２、第３抵抗の分圧比が調節可能に構成される。

この態様によると、第２、第３抵抗の分圧比を調節することにより、駆動電流を高精度に補正することができる。

第２カレントミラー回路は、第１カレントミラー回路の出力電流が入力される入力端子と、駆動電流を出力するための出力端子と、その一端が接地された第２トランジスタと、その一端が接地され、その制御端子が第２トランジスタの制御端子と共通に接続された第３トランジスタと、第２トランジスタの他端と入力端子の間に設けられた第４トランジスタと、第２トランジスタと第４トランジスタの接続点の電位が第１電圧と一致するように、第４トランジスタの制御端子の電圧を調節する第２演算増幅器と、第３トランジスタの他端と出力端子の間に設けられた第５トランジスタと、第３トランジスタと第５トランジスタの接続点の電位が第１電圧と一致するように、第５トランジスタの制御端子の電圧を調節する第３演算増幅器と、を含んでもよい。
この態様によれば、第２カレントミラー回路のミラー比の精度を高めることができ、それによって駆動電流の精度を高めることができる。

本発明の別の態様もまた、基準電圧に応じた駆動電流を発生する電流駆動回路に関する。この電流駆動回路は、基準電圧に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、基準電流をそれに比例した中間電圧に変換する電流／電圧変換回路と、中間電圧をそれに比例した駆動電流に変換する電圧／電流変換回路と、を備える。電圧／電流変換回路は、第１トランジスタと、第１トランジスタの一端と接地端子の間に直列に設けられた第２、第３抵抗と、その第１入力端子に中間電圧が印加され、その第２入力端子に第２、第３抵抗の接続点の電圧が印加され、その出力端子が第１トランジスタの制御端子と接続された第１演算増幅器と、を含む。第２、第３抵抗の分圧比は調節可能に構成される。

この態様によると、第２、第３抵抗の分圧比を調節することにより、駆動電流を高精度に補正することができる。

本発明のさらに別の態様は、発光素子にパルス変調された駆動電流を供給する電流駆動回路に関する。この電流駆動回路は、発光素子が接続される出力端子と、出力端子と接地端子の間に順に直列に接続された、出力トランジスタ、発光素子の輝度の目標値に応じたデューティ比でスイッチングされる変調用スイッチ、および電流源と、その第１入力端子に制御電圧が印加され、その第２入力端子が出力トランジスタと変調用スイッチの接続点と接続され、その出力端子が出力トランジスタの制御端子と接続された第４演算増幅器と、出力トランジスタと変調用スイッチの接続点と接地端子の間に設けられたサブ電流源と、を備える。

この態様によると、パルス変調による調光に際して、第４演算増幅器のオン、オフを切りかえる必要が無いため、制御信号のデューティ比に対する発光素子の実効的な輝度のリニアリティを高めることができる。

電流源は、一定の電流を発生する定電流源を含んでもよい。

電流源は、抵抗を含んでもよい。

本発明の別の態様も、基準電圧に応じた駆動電流を発生する電流駆動回路に関する。この電流駆動回路は、基準電圧に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、基準電流をそれに比例した中間電圧に変換する電流／電圧変換回路と、中間電圧をそれに比例した駆動電流に変換する電圧／電流変換回路と、を備える。電圧／電流変換回路は、第１トランジスタと、第１トランジスタの一端と接地端子の間に順に直列に設けられた第２、第３抵抗と、第１トランジスタの一端と接地端子の間に順に直列に設けられた第４、第５抵抗と、その第１入力端子に中間電圧が印加され、その第２入力端子に第２、第３抵抗の接続点の電圧が印加され、その出力端子が第１トランジスタの制御端子と接続された第１演算増幅器と、駆動電流の経路上に順に直列に設けられた出力トランジスタおよび第６抵抗と、その第１入力端子が第４、第５抵抗の接続点と接続され、その第２入力端子に出力トランジスタと第６抵抗の接続点に生ずる第２中間電圧が入力され、その出力端子が出力トランジスタの制御端子と接続された第５演算増幅器と、を備える。

基準電流生成回路は、電流設定抵抗を接続するための電流設定端子を有し、当該電流設定端子に接続される電流設定抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成可能に構成されてもよい。電流駆動回路は、基準電流に対する駆動電流の傾きと、基準電流に対する駆動電流のオフセットと、を独立に調節可能に構成されてもよい。

第５演算増幅器は、そのオフセット電圧が調節可能に構成されてもよい。第５演算増幅器のオフセット電圧の調節により、電流設定抵抗の抵抗値に対する駆動電流のオフセットが調節可能であってもよい。

第２、第３抵抗の分圧比は調節可能に構成されてもよい。当該分圧比を調節することにより、基準電流に対する駆動電流の傾きが調節可能であってもよい。

第４、第５抵抗の分圧比が調節可能に構成されてもよい。当該分圧比を調節することにより、基準電流に対する駆動電流の傾きが調節可能であってもよい。

電流／電圧変換回路は、基準電流をあるミラー比でコピーするカレントミラー回路と、カレントミラー回路によりコピーされた電流を電圧に変換する変換抵抗と、を含んでもよい。カレントミラー回路は、そのミラー比が調節可能に構成されてもよい。当該ミラー比を調節することにより、基準電流に対する駆動電流の傾きが調節可能であってもよい。

基準電流生成回路は、基準電圧が調節可能に構成され、当該基準電圧を調節することにより、基準電流に対する駆動電流の傾きが調節可能であってもよい。

本発明のさらに別の態様は、発光装置である。この装置は、発光素子と、発光素子に駆動電流を供給する上述のいずれかの態様の電流駆動回路と、を備える。

なお、以上の構成要素を任意に組み合わせたもの、あるいは本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、高精度な駆動電流を得ることができる。

比較技術に係るＬＥＤ用の電流駆動回路を示す回路図である。 第１の実施の形態に係る電流駆動回路を備える発光装置の構成を示す回路図である。 変形例に係る第２カレントミラー回路の構成を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る電流駆動回路を備える発光装置の構成を示す回路図である。 図２の電流駆動回路の変形例を示す回路図である。 第３の実施の形態に係る電流駆動回路を備える発光装置の構成を示す回路図である。 オフセット電圧が調節可能な演算増幅器の構成例を示す回路図である。 図８（ａ）〜（ｃ）は、電流駆動回路のトリミング工程を示す図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

（第１の実施の形態）
図２は、第１の実施の形態に係る電流駆動回路１００を備える発光装置２の構成を示す回路図である。電流駆動回路１００は、基準電流生成回路１２、電流／電圧変換回路１４、電圧／電流変換回路１６を備える。電流駆動回路１００は、基準電圧Ｖｒｅｆに応じた駆動電流Ｉ_ＬＥＤを発生し、駆動対象の負荷であるＬＥＤ４に供給する。

基準電流生成回路１２は、基準電圧Ｖｒｅｆ（たとえば１．５Ｖ）に応じた基準電流Ｉｒｅｆを生成する。基準電流生成回路１２は、電流設定抵抗Ｒ１１、トランジスタＭ１１、演算増幅器ＯＡ１１を備える。トランジスタＭ１１および電流設定抵抗Ｒ１１は、基準電流Ｉｒｅｆの経路上に直列に設けられる。演算増幅器ＯＡ１１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、その反転入力端子には、トランジスタＭ１１と電流設定抵抗Ｒ１１の接続点の電位が入力される。その結果、トランジスタＭ１１と電流設定抵抗Ｒ１１の接続点の電位は、基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなる。このとき、電流設定抵抗Ｒ１１を含む経路には、
Ｉｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ／Ｒ１１ …（８）
なる基準電流Ｉｒｅｆが流れる。電流設定抵抗Ｒ１１は、ＩＣチップに外付け可能となっている。ユーザは、所望の基準電流Ｉｒｅｆに応じた抵抗値の電流設定抵抗Ｒ１１を接続する。

電流／電圧変換回路１４は、基準電流Ｉｒｅｆを、それに比例した中間電圧Ｖｍに変換する。電流／電圧変換回路１４は、カレントミラー回路ＣＭ１１および変換抵抗Ｒ１２を含む。カレントミラー回路ＣＭ１１は、基準電流Ｉｒｅｆを、ミラー比Ｋａで折り返す。変換抵抗Ｒ１２は、カレントミラー回路ＣＭ１１の出力電流（Ｉｒｅｆ×Ｋａ）の経路上に設けられる。
変換抵抗Ｒ１２の両端間に生ずる中間電圧Ｖｍは、式（９）で与えられる。
Ｖｍ＝（Ｉｒｅｆ×Ｋａ）×Ｒ１２ …（９）
たとえばＫａ＝０．２である。カレントミラー回路ＣＭ１１は、カスコード型で構成してもよい。

電圧／電流変換回路１６は、中間電圧Ｖｍを受け、それに比例した駆動電流Ｉ_ＬＥＤに変換する。
電圧／電流変換回路１６は、第１トランジスタＭ１、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３、第１演算増幅器ＯＡ１、第１カレントミラー回路ＣＭ１、第２カレントミラー回路ＣＭ２を備える。

第１トランジスタＭ１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。第１抵抗Ｒ１は、第１トランジスタＭ１の一端（ソース）と接地端子の間に設けられる。第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３は直列に接続されており、第１抵抗Ｒ１と並列な経路に設けられる。第１抵抗Ｒ１は、電流／電圧変換回路１４の変換抵抗Ｒ１２とペアリングして構成される。ペアリングにより、変換抵抗Ｒ１２と第１抵抗Ｒ１の抵抗比α（＝Ｒ１２／Ｒ１）を一定に保つことができる。

第１演算増幅器ＯＡ１の第１入力端子（非反転入力端子）には、中間電圧Ｖｍが印加される。その第２入力端子（反転入力端子）には、第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の接続点Ｎ１の電圧Ｖ_Ｎ１が印加される。第１演算増幅器ＯＡ１の出力端子は、第１トランジスタＭ１の制御端子（ゲート）と接続される。第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の少なくとも一方、好ましくは両方は可変抵抗であり、それらの抵抗値は調節可能である。言い換えれば、第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の分圧比β（＝Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３））は、リペア処理によって切りかえ可能に構成されている。たとえば第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３はそれぞれ、直列および／または並列に接続された複数の抵抗素子を含み、各抵抗素子を接続する経路の遮断、導通がリペア工程において切りかえ可能となっている。また第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３を構成する抵抗素子はペアリングして構成されており、分圧比βは高い精度で調節可能となっている。

また、第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３それぞれの抵抗値は、第１抵抗Ｒ１の抵抗値よりも十分に、たとえば１桁以上大きいことが望ましい。
Ｒ２、Ｒ３≫Ｒ１ …（１０）
具体例として、Ｒ１＝１．５ｋΩ、Ｒ２＝１ＭΩ、Ｒ３＝２ＭΩである。

フィードバックによって、第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の接続点Ｎ１の電位Ｖ_Ｎ１は、中間電圧Ｖｍと等しくなるように調節される。このとき、第１トランジスタＭ１と第１抵抗Ｒ１の接続点Ｎ２の電位Ｖ_Ｎ２は、式（１１）で与えられる。
Ｖ_Ｎ２＝Ｖｍ×（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ２＝Ｖｍ×（１／β） …（１１）

そうすると、第１抵抗Ｒ１には、式（１２）で与えられる電流Ｉ_Ｒ１が流れる。
Ｉ_Ｒ１＝Ｖ_Ｎ２／Ｒ１＝Ｖｍ×（１／β）／Ｒ１ …（１２）

ここで不等式（１０）が成り立っているため、第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３に流れる電流Ｉ_Ｒ２は、第１抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ_Ｒ１に比べて十分に小さく、無視することができる。そうすると、トランジスタＭ１に流れる電流は、第１抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ_Ｒ１とほとんど等しくなる。
Ｉ_Ｍ１≒Ｉ_Ｒ１＝Ｖｍ×（１／β）／Ｒ１ …（１３）

第１カレントミラー回路ＣＭ１は、第１トランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_Ｍ１をミラー比Ｋｂにてコピーし、折り返す。
Ｉ_Ｍ１’＝Ｉ_Ｍ１×Ｋｂ

第２カレントミラー回路ＣＭ２は、第１カレントミラー回路ＣＭ１の出力電流Ｉ_Ｍ１’をミラー比Ｋｃにてコピーし、折り返すことにより、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成する。
Ｉ_ＬＥＤ＝Ｉ_Ｍ１×Ｋｂ×Ｋｃ …（１４）
たとえばＫｂ＝１、Ｋｃ＝１５０のとき、第１カレントミラー回路ＣＭ１および第２カレントミラー回路ＣＭ２は、増幅率１５０倍の電流増幅器として機能する。

ＬＥＤ端子と第２カレントミラー回路ＣＭ２の出力側トランジスタの間には、ＰＷＭ調光用のスイッチングトランジスタＭ１３が設けられる。スイッチングトランジスタＭ１３のゲートには、ＰＷＭ信号が入力されており、スイッチングトランジスタＭ１３は、ＰＷＭ信号に応じてオン、オフが高速に切りかえられる。その結果、ＬＥＤ４には、駆動電流Ｉ_ＬＥＤがＰＷＭ信号のデューティ比に応じて間欠的に流れる。

以上が電流駆動回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。
式（８）、（９）、（１３）および（１４）から、電流駆動回路１００により生成される駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、式（１５）で与えられることがわかる。
Ｉ_ＬＥＤ＝Ｖｒｅｆ／Ｒ１１×Ｒ１２×（１／β）／Ｒ１×Ｋａ×Ｋｂ×Ｋｃ …（１５）

Ｒ１２／Ｒ１＝α、Ｋａ×Ｋｂ×Ｋｃ＝γと書くと、
Ｉ_ＬＥＤ＝Ｖｒｅｆ／Ｒ１１×（１／β）×α×γ …（１６）
となる。

いま、既知の電流設定抵抗Ｒ１１を接続して回路を動作させた結果、駆動電流Ｉ_ＬＥＤとして、設計値よりも１０％高い値が得られたとする。この場合、リペア工程において、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが（１／１．１）倍となるように、分圧比βの値、すなわち第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３の少なくとも一方の抵抗値を調節すればよい。反対に駆動電流Ｉ_ＬＥＤとして設計値よりも５％低い値が得られたとすると、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが、（１／０．９５）倍となるように、分圧比βの値を調節すればよい。

図２の電流駆動回路１００では、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを調節するために、抵抗Ｒ２、Ｒ３の分圧比βを調節する。一般的に、抵抗のペア性は、トランジスタのペア性よりも優れている。したがって、図２の回路における分圧比βは、図１におけるミラー比Ｋ１、Ｋ２よりも精度が高い。つまり図２の電流駆動回路１００によれば、図１の電流駆動回路よりも高い精度で駆動電流Ｉ_ＬＥＤを調節することができる。

また、図２の電流駆動回路１００は、図１の電流駆動回路２００と比較して以下の利点を有する。

いま、１５０ｍＡの駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成する場合を考える。図１の電流駆動回路２００では、電力損失を低減するために、抵抗Ｒ１３の抵抗値を数Ω程度に抑える必要がある。たとえばＲ１３＝１Ωとすると、１５０ｍＡの駆動電流Ｉ_ＬＥＤを得るために必要な中間電圧Ｖｍは、
Ｖｍ＝Ｒ１３×Ｉ_ＬＥＤ＝０．１５Ｖ
となる。このように中間電圧Ｖｍが低い場合、電圧／電流変換回路２０６の演算増幅器ＯＡ１３にオフセット電圧Ｖｏｆｓが駆動電流Ｉ_ＬＥＤに与える影響は非常に大きくなる。たとえばオフセット電圧Ｖｏｆｓが５ｍＶとすると、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは３％も影響を受ける。オフセット電圧Ｖｏｆｓが駆動電流Ｉ_ＬＥＤに及ぼす影響は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが小さくなるほど（中間電圧Ｖｍが低くなるほど）顕著となる。

図１の回路では、あるひとつの温度において、オフセット電圧Ｖｏｆｓの影響をキャンセルするようにリペアすることは可能であるが、オフセット電圧Ｖｏｆｓは温度依存性を有するため、温度が変化すると駆動電流Ｉ_ＬＥＤの精度は悪化する。

続いて図２の電流駆動回路１００について検討する。Ｉ_ＬＥＤ＝１５０ｍＡ、Ｋｃ＝１５０、Ｋｂ＝１のとき、第１トランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_Ｍ１は１ｍＡである。第１抵抗Ｒ１の抵抗値が１．５ｋΩのとき、接続点Ｎ２の電位Ｖ_Ｎ２は、１．５Ｖとなる。第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の分圧比βを２／３とすると、接続点Ｎ１の電位Ｖ_Ｎ１は、１Ｖとなる。つまり、中間電圧Ｖｍは１Ｖとなる。

このとき、第１演算増幅器ＯＡ１オフセット電圧Ｖｏｆｓが５ｍＶとであるとすると、駆動電流Ｉ_ＬＥＤはわずかに０．５％の影響を受けるにすぎない。

このように図２の電流駆動回路１００によれば、図１の電流駆動回路２００に比べて、演算増幅器のオフセット電圧の影響を低減することができ、温度特性を改善することができる。

続いて、第２カレントミラー回路ＣＭ２の変形例を説明する。図２の第２カレントミラー回路ＣＭ２のミラー比Ｋｃは、２つのトランジスタＭ２、Ｍ３のドレインソース間電圧Ｖｄｓ１、Ｖｄｓ２によって影響を受ける。以下の変形例は、この問題を解消するのに役立つ。

図３は、変形例に係る第２カレントミラー回路の構成を示す回路図である。第２カレントミラー回路ＣＭ２ａは、入力端子Ｐ１、出力端子Ｐ２、第２トランジスタＭ２〜第５トランジスタＭ５、第２演算増幅器ＯＡ２、第３演算増幅器ＯＡ３を備える。

入力端子Ｐ１には、第１カレントミラー回路ＣＭ１の出力電流Ｉ_Ｍ１’が入力される。第２カレントミラー回路ＣＭ２ａは、出力端子Ｐ２から、駆動電流Ｉ_ＬＥＤ＝Ｋｃ×Ｉ_Ｍ１’を出力する。

第２トランジスタＭ２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、その一端（ソース）が接地される。第３トランジスタＭ３は、第２トランジスタＭ２と同型のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、その一端（ソース）が接地され、その制御端子（ゲート）が第２トランジスタＭ２の制御端子（ゲート）と共通に接続される。第４トランジスタＭ４は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、第２トランジスタＭ２の他端（ドレイン）と入力端子Ｐ１の間に設けられる。第２演算増幅器ＯＡ２は、第２トランジスタＭ２と第４トランジスタＭ４の接続点Ｎ３の電位Ｖ_Ｎ３が、所定の第１電圧Ｖ_１と一致するように、第４トランジスタＭ４の制御端子（ゲート）の電圧を調節する。第５トランジスタＭ５はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、第３トランジスタＭ３の他端（ドレイン）と出力端子Ｐ２の間に設けられる。第３演算増幅器ＯＡ３は、第３トランジスタＭ３と第５トランジスタＭ５の接続点Ｎ４の電位Ｖ_Ｎ４が第１電圧Ｖ１と一致するように、第５トランジスタＭ５の制御端子（ゲート）の電圧を調節する。

図３の第２カレントミラー回路ＣＭ２ａによれば、第２トランジスタＭ２と第３トランジスタＭ３のドレインソース間電圧は、いずれも第１電圧Ｖ_１と一致するように調節されるため、ミラー比Ｋｃを一定に保つことができる。

（第２の実施の形態）
図４は、第２の実施の形態に係る電流駆動回路１００ａを備える発光装置２ａの構成を示す回路図である。第２の実施の形態では、ＰＷＭ調光を好適に行う技術を説明する。

たとえば図１の電流駆動回路２００において、駆動電流Ｉ_ＬＥＤをスイッチングしてＰＷＭ調光するためには、トランジスタＭ１３のゲート電圧を制御信号ＰＷＭに応じてスイッチング制御すればよい。ゲート電圧をスイッチングするためのひとつの手段として、演算増幅器ＯＡ１３そのものをオン、オフさせる方法がある。

ここで、ＬＥＤ４の実効的な輝度は、理想的には制御信号ＰＷＭのデューティ比に比例することが望ましい。しかしながら、演算増幅器ＯＡ１３をオフからオンに切りかえる際には、ある程度の遅延が生ずる。この遅延によって、実効的なＬＥＤの輝度と、制御信号ＰＷＭのデューティ比との間の比例関係が失われるという問題が生ずる。

以下、この問題を解決するための電流駆動回路１００ａについて説明する。電流駆動回路１００ａは、駆動対象のＬＥＤ４にパルス変調された駆動電流Ｉ_ＬＥＤを供給する。電流駆動回路１００ａは、出力端子（ＬＥＤ端子）、第４演算増幅器ＯＡ４、出力トランジスタＭ６、メイン電流源２０、ＰＷＭスイッチＳＷ１、サブ電流源２２を備える。

ＬＥＤ端子には、ＬＥＤ４が接続される。出力トランジスタＭ６、ＰＷＭスイッチＳＷ１、メイン電流源２０は、ＬＥＤ端子と接地端子の間に順に直列に接続されている。第４演算増幅器ＯＡ４の第１入力端子（非反転入力端子）には、制御電圧Ｖ_２が入力されている。第４演算増幅器ＯＡ４の第２入力端子（反転入力端子）は、出力トランジスタＭ６とＰＷＭスイッチＳＷ１の接続点Ｎ５と接続される。また第４演算増幅器ＯＡ４の出力端子は、出力トランジスタＭ６の制御端子（ゲート）と接続される。第４演算増幅器ＯＡ４によって、出力トランジスタＭ６のＰＷＭスイッチＳＷ１の接続点Ｎ５の電位Ｖ_Ｎ５が制御電圧Ｖ_２と一致するように、出力トランジスタＭ６のオンの程度が調節される。

ＰＷＭスイッチＳＷ１には、パルス変調された制御信号ＰＷＭが入力される。制御信号ＰＷＭのデューティ比は、駆動対象のＬＥＤ４の目標輝度に応じて変調されている。メイン電流源２０は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを発生する。メイン電流源２０は、抵抗もしくは定電流源である。

サブ電流源２２は、出力トランジスタＭ６とＰＷＭスイッチＳＷ１の接続点Ｎ５と接地端子の間に設けられる。サブ電流源２２は、所定のオフ電流Ｉ_ＯＦＦを生成する。このオフ電流Ｉ_ＯＦＦは、それがＬＥＤ４に流れることによるＬＥＤ４の発光をユーザが知覚できない程度に、十分に低く設定される。

以上が電流駆動回路１００ａの構成である。続いてその動作を説明する。ＰＷＭスイッチＳＷ１がオンのとき、ＬＥＤ４にはメイン電流源２０が生成する駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れ、駆動電流Ｉ_ＬＥＤに応じた輝度で発光する。ＰＷＭスイッチＳＷ１がオフのとき、ＬＥＤ４には、サブ電流源２２が生成するオフ電流Ｉ_ＯＦＦが流れるため、ＬＥＤ４は実質的に発光しない。ＰＷＭスイッチＳＷ１のオン、オフを繰り返すことにより、ＬＥＤ４が明滅を繰り返し、実効的な輝度が調節される。

図４の電流駆動回路１００ａでは、ＬＥＤ４の消灯時においても、出力トランジスタＭ６にオフ電流Ｉ_ＯＦＦを流し続けるため、第４演算増幅器ＯＡ４をオフする必要がない。したがって消灯から点灯に切りかえるのに要する時間を、演算増幅器のオン、オフを切りかえる従来の方式に比べて短くすることができる。その結果、制御信号ＰＷＭのデューティ比に比例した輝度を得ることができる。

図４の電流駆動回路１００ａは、図１〜図３の電流駆動回路と組み合わせることができる。すなわち、図１の電流駆動回路２００と組み合わせる場合、図１の演算増幅器ＯＡ１３、トランジスタＭ１６、抵抗Ｒ１３をそれぞれ、図４の第４演算増幅器ＯＡ４、出力トランジスタＭ６、メイン電流源２０と対応付けることができる。

図２の電流駆動回路１００と組み合わせる場合、図２の第１演算増幅器ＯＡ１、第１トランジスタＭ１、第１抵抗Ｒ１をそれぞれ、図４の第４演算増幅器ＯＡ４、出力トランジスタＭ６、メイン電流源２０と対応付けることができる。

図３の電流駆動回路１００ａと組み合わせる場合、図３の第３演算増幅器ＯＡ３、第５トランジスタＭ５、第３トランジスタＭ３をそれぞれ、図４の第４演算増幅器ＯＡ４、出力トランジスタＭ６、メイン電流源２０と対応付けることができる。

図５は、図２の電流駆動回路の変形例を示す回路図である。図５の電流駆動回路１００ｂは、電圧／電流変換回路１６ｂの構成が図２の電圧／電流変換回路１６と異なっている。

すなわち、図５の電圧／電流変換回路１６ｂは、図２の電圧／電流変換回路１６から、第１カレントミラー回路ＣＭ１、第２カレントミラー回路ＣＭ２および第１抵抗Ｒ１を省略した構成となっている。

図５の電流駆動回路１００ｂによれば、図２の電流駆動回路１００と同様に、第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３の分圧比に応じて駆動電流Ｉ_ＬＥＤを調節することができるため、図１の電流駆動回路２００よりも高い精度を得ることができる。

加えて図２の電流駆動回路１００では、２つのカレントミラー回路によって電流を折り返すため、電力の損失が存在する。これに対して図５の電流駆動回路１００ｂでは、この損失を低減することができる。

（第３の実施の形態）
図６は、第３の実施の形態に係る電流駆動回路を備える発光装置の構成を示す回路図である。電流駆動回路１００ｃは、基準電流生成回路１２、電流／電圧変換回路１４、電圧／電流変換回路１６ｃを備える。電圧／電流変換回路１６ｃの構成は、図２の電流駆動回路１００と異なっている。

電圧／電流変換回路１６ｃは、電圧／電圧変換部３０および電圧／電流変換部３２を備える。
電圧／電圧変換部３０は、電流／電圧変換回路１４からの中間電圧Ｖｍを受け、それに比例した低い第２中間電圧Ｖｍ２に変換する。たとえば、Ｖｍ２＝Ｖｍ×１／１０であってもよい。具体的には、中間電圧Ｖｍ＝１．５Ｖのとき、第２中間電圧Ｖｍ２は０．１５Ｖである。

電圧／電圧変換部３０は、第１トランジスタＭ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４、第５抵抗Ｒ５、第１演算増幅器ＯＡ１を備える。

第１トランジスタＭ１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。第４抵抗Ｒ４および第５抵抗Ｒ５は、第１トランジスタＭ１の一端（ソース）と接地端子の間に順に直列に設けられる。第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３は直列に接続されており、第４抵抗Ｒ４および第５抵抗Ｒ５と並列な経路に設けられる。

第１演算増幅器ＯＡ１の第１入力端子（非反転入力端子）には、中間電圧Ｖｍが印加される。その第２入力端子（反転入力端子）には、第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の接続点Ｎ１の電圧Ｖ_Ｎ１が印加される。第１演算増幅器ＯＡ１の出力端子は、第１トランジスタＭ１の制御端子（ゲート）と接続される。第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の少なくとも一方、好ましくは両方は可変抵抗であり、それらの抵抗値は調節可能である。言い換えれば、第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の分圧比β（＝Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３））は、リペア処理によって切りかえ可能に構成されている。たとえば第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３はそれぞれ、直列および／または並列に接続された複数の抵抗素子を含み、各抵抗素子を接続する経路の遮断、導通がリペア工程において切りかえ可能となっている。また第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３を構成する抵抗素子はペアリングして構成されており、分圧比βは高い精度で調節可能となっている。

フィードバックによって、第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の接続点Ｎ１の電位Ｖ_Ｎ１は、中間電圧Ｖｍと等しくなるように調節される。このとき、第１トランジスタＭ１と第１抵抗Ｒ１の接続点Ｎ２の電位Ｖ_Ｎ２は、式（１１）で与えられる。
Ｖ_Ｎ２＝Ｖｍ×（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ２＝Ｖｍ×（１／β） …（１１）

第４抵抗Ｒ４および第５抵抗Ｒ５の接続点Ｎ６の電位Ｖ_Ｎ６は第２中間電圧Ｖｍ２であり、
Ｖｍ２＝Ｖ_Ｎ６＝Ｖ_Ｎ２×Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）＝Ｖ_Ｎ２×δ …（１７）
となる。δは、第４抵抗Ｒ４と第５抵抗Ｒ５の分圧比Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）である。第４抵抗Ｒ４および第５抵抗Ｒ５はペアリングして形成されるため、分圧比δは一定とみなすことができる。

式（１１）および式（１７）から、
Ｖｍ２＝Ｖｍ×δ／β …（１７’）
を得る。

電圧／電流変換部３２は、第２中間電圧Ｖｍ２をそれに比例した駆動電流Ｉ_ＬＥＤに変換する。電圧／電流変換部３２は、第５演算増幅器ＯＡ５、出力トランジスタＭ７、第６抵抗Ｒ６を備える。
第６抵抗Ｒ６は、電流／電圧変換回路１４の変換抵抗Ｒ１２とペアリングして構成される。ペアリングにより、変換抵抗Ｒ１２と、第６抵抗Ｒ６の比を一定に保つことができる。

電圧／電流変換部３２は、式（１８）で与えられる駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成する。
Ｉ_ＬＥＤ＝Ｖｍ２／Ｒ６ …（１８）

第５演算増幅器ＯＡ５は、そのオフセット電圧Ｖ_ＯＦＳが調節可能に構成される。図７は、オフセット電圧Ｖ_ＯＦＳが調節可能な演算増幅器の構成例を示す回路図である。
第５演算増幅器ＯＡ５は、入力段４０、出力段４２を備える。入力段４０は、非反転入力端子（＋）と反転入力端子（−）の電圧Ｖ＋、Ｖ−を差動増幅する。出力段４２は、入力段４０の出力信号を増幅し、その出力端子ＯＵＴから出力する。

入力段４０は、差動増幅器４４、電流源４６、４８、入力トランジスタＭ８、Ｍ９を備える。入力トランジスタＭ８、Ｍ９それぞれのゲートは、第５演算増幅器ＯＡ５の非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）に接続され、それぞれのドレインは固定電圧端子（接地端子）に接続される。電流源４６、４８はそれぞれ、入力トランジスタＭ８、Ｍ９のソースと接続され、ソースフォロア回路を形成する。

入力トランジスタＭ８、Ｍ９によって、非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）の電圧レベルがＭＯＳＦＥＴのしきい値電圧Ｖｔｈ、シフトされ、差動増幅器４４に入力される。電流源４６、４８は、可変電流源であり、それぞれが生成する電流Ｉｓ１、Ｉｓ２の量が独立に調節可能に構成される。

この第５演算増幅器ＯＡ５において、電流Ｉｓ１、Ｉｓ２を変化させると、入力トランジスタＭ８、Ｍ９のゲートソース間電圧Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２が変化し、第５演算増幅器ＯＡ５の入力オフセット電圧Ｖ_ＯＦＳを調節することができる。

なお、電流源４６、４８を可変電流源とする代わりに、あるいはそれに加えて、入力トランジスタＭ８、Ｍ９のトランジスタサイズをトリミング可能に構成してもよい。入力トランジスタＭ８、Ｍ９のサイズを変化させることにより、ある量の電流Ｉｓ１、Ｉｓ２に対するゲートソース間電圧Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２を変化させることができる。

なお、第５演算増幅器ＯＡ５の構成は図７のそれに限定されず、その他の公知の、あるいは将来利用可能な回路を用いることができる。

以上が電流駆動回路１００ｃの構成である。続いて電流駆動回路１００ｃによる駆動電流Ｉ_ＬＥＤの調節方法を説明する。

電流駆動回路１００ｃは、出荷前の検査工程において、以下のトリミング処理を受ける。図８（ａ）〜（ｃ）は、電流駆動回路１００ｃのトリミング工程を示す図である。縦軸は駆動電流Ｉ_ＬＥＤを、横軸は基準電流Ｉｒｅｆを示す。

（第１工程）
検査工程では、ＬＥＤ端子に、ＬＥＤ４に代えて、電流計（不図示）が接続される。
この状態で、電流設定端子ＩＳＥＴに対し、第１の抵抗値を有する電流設定抵抗Ｒ１１を接続し、そのときの駆動電流Ｉ_ＬＥＤを測定する。また、電流設定抵抗Ｒ１１に流れる基準電流Ｉｒｅｆを算出する。基準電圧Ｖｒｅｆおよび電流設定抵抗Ｒ１１の抵抗値が既知であれば、基準電流Ｉｒｅｆは式（１９）によって計算できる。
Ｉｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ／Ｒ１１ …（１９）

たとえば、Ｖｒｅｆ＝１．５３Ｖ、Ｒ１１＝５０ｋΩのとき、駆動電流Ｉ_ＬＥＤ＝３１．５４ｍＡが測定され、Ｉｒｅｆ＝３０．６μＡが計算により求められたとする。

続いて、電流設定抵抗Ｒ１１を第２の抵抗値を有するものに置き換え、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを測定するとともに、基準電流Ｉｒｅｆを計算する。たとえばＲ１１＝７５ｋΩのとき、Ｉ_ＬＥＤ＝２２．１５ｍＡが測定され、Ｉｒｅｆ＝２０．４μＡが計算される。

もし電流駆動回路１００ｃが理想的に製造されていれば、図８（ａ）〜（ｃ）に破線で示すように、基準電流Ｉｒｅｆと駆動電流Ｉ_ＬＥＤの関係は、原点を通る直線I（Ｉ_ＬＥＤ＝ａ’×Ｉｒｅｆ）となるはずである。しかしながら現実の電流駆動回路１００ｃでは、プロセスばらつきなどによって、理想からはずれた直線IIとなる。
Ｉ_ＬＥＤ＝ａ×Ｉｒｅｆ＋ｂ

（第２工程：パラメータ算出工程）
続く第２工程で、２点Ａ、Ｂの座標から、パラメータａ、ｂが計算される。
２２．１５＝ａ×２０．４＋ｂ
３１．５４＝ａ×３０．６＋ｂ
この連立方程式を解けば、ａ＝０．９２０５８８、ｂ＝３．３７を得る。パラメータａ、ｂは、コンピュータプログラムおよびコンピュータによって自動的に計算可能である。

（第３工程：オフセットリペア工程）
続く第３工程では、パラメータａ、ｂを有する直線IIが理想直線Iに近づくように、電流駆動回路１００ｃが調節される。第３工程では、パラメータｂがゼロとなるように、電流駆動回路１００ｃがリペアされる。オフセットｂの調節は、第５演算増幅器ＯＡ５のオフセット電圧Ｖ_ＯＦＳのリペアにより行うことができる。図８（ｂ）に示すように、第３工程の結果、初期の直線IIが直線IIIに傾きを保ったままシフトされ、オフセットｂがゼロとなる。直線IIIは、
Ｉ_ＬＥＤ＝ａ×Ｉｒｅｆ …（２０）
を満たす。

（第４工程：利得リペア工程）
続く第４工程では、傾きａがその設計値ａ’と一致するように、電流駆動回路１００ｃが調節される。傾きａは、実動作時の駆動電流Ｉ_ＬＥＤ（たとえば１００ｍＡ）を仮定して調節される。
たとえば、理想状態の電流駆動回路１００ｃにおいて、実動作時の駆動電流Ｉ_ＬＥＤ（＝１００ｍＡ）を得るために必要な電流設定抵抗Ｒ１１の値が１５ｋΩであるとする。
式（１９）、（２０）にもとづき、１５ｋΩのときの駆動電流Ｉ_ＬＥＤを計算すると、
Ｉｒｅｆ＝１０２μＡ
Ｉ_ＬＥＤ＝９３．９ｍＡ
を得る。利得リペア工程では、９３．９ｍＡの駆動電流Ｉ_ＬＥＤが理想値１００ｍＡとなるように、傾きａをリペアする。図８（ｃ）は傾きのリペアの様子を示す。傾きａのリペアは、第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３の抵抗値をリペアし、分圧比β（＝Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）を調節することで実現できる。

なお、傾きａのリペア手段は、第２抵抗Ｒ２および第３抵抗Ｒ３の抵抗値のリペアには限定されず、以下の変形例が例示される。
変形例１． 第４抵抗Ｒ４、第５抵抗Ｒ５の少なくとも一方を可変抵抗で構成し、それらの分圧比δを調節可能としてもよい。
変形例２． カレントミラー回路ＣＭ１１を、そのミラー比を調節可能に構成してもよい。
変形例３． 基準電圧Ｖｒｅｆを調節可能としてもよい。

また、第３工程と第４工程の順序は入れ替えることができる。

以上が電流駆動回路１００ｃのリペア工程に関する説明である。
電流駆動回路１００ｃによれば、オフセットと傾きの両方をリペア可能に構成することにより、基準電流Ｉｒｅｆ（つまり電流設定抵抗Ｒ１１）と駆動電流Ｉ_ＬＥＤの関係を、設計により意図した関係に近づけることができる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。

実施の形態では、発光素子であるＬＥＤを駆動する場合を説明したが、実施の形態に係る電流駆動回路は、その他のデバイスを駆動する用途にも利用することができる。

上述のいずれの実施の形態においても、ＭＯＳＦＥＴはバイポーラトランジスタと置換可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１００…電流駆動回路、２…発光装置、４…ＬＥＤ、１２…基準電流生成回路、１４…電流／電圧変換回路、ＣＭ１１…カレントミラー回路、１６…電圧／電流変換回路、ＣＭ１…第１カレントミラー回路、ＣＭ２…第２カレントミラー回路、Ｍ１…第１トランジスタ、Ｍ２…第２トランジスタ、Ｍ３…第３トランジスタ、Ｍ４…第４トランジスタ、Ｍ５…第５トランジスタ、Ｍ６…出力トランジスタ、Ｒ１…第１抵抗、Ｒ２…第２抵抗、Ｒ３…第３抵抗、ＯＡ１…第１演算増幅器、ＯＡ２…第２演算増幅器、ＯＡ３…第３演算増幅器、ＯＡ４…第４演算増幅器、ＯＡ５…第５演算増幅器、２０…メイン電流源、ＳＷ１…ＰＷＭスイッチ、２２…サブ電流源、Ｒ１１…電流設定抵抗。

Claims (8)

1. 基準電圧に応じた駆動電流を発生する電流駆動回路であって、
   前記基準電圧に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、
   前記基準電流をそれに比例した中間電圧に変換する電流／電圧変換回路と、
   前記中間電圧をそれに比例した駆動電流に変換する電圧／電流変換回路と、
   を備え、
   前記電圧／電流変換回路は、
   第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタの一端と接地端子の間に順に直列に設けられた第２、第３抵抗と、
   前記第１トランジスタの一端と前記接地端子の間に順に直列に設けられた第４、第５抵抗と、
   その第１入力端子に前記中間電圧が印加され、その第２入力端子に前記第２、第３抵抗の接続点の電圧が印加され、その出力端子が前記第１トランジスタの制御端子と接続された第１演算増幅器と、
   前記駆動電流の経路上に順に直列に設けられた出力トランジスタおよび第６抵抗と、
   その第１入力端子が前記第４、第５抵抗の接続点と接続され、その第２入力端子に前記出力トランジスタと前記第６抵抗の接続点に生ずる第２中間電圧が入力され、その出力端子が前記出力トランジスタの制御端子と接続された第５演算増幅器と、
   を備えることを特徴とする電流駆動回路。
2. 前記基準電流生成回路は、電流設定抵抗を接続するための電流設定端子を有し、当該電流設定端子に接続される前記電流設定抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成可能に構成されることを特徴とする請求項１に記載の電流駆動回路。
3. 前記第５演算増幅器は、そのオフセット電圧が調節可能に構成され、当該オフセット電圧の調節により、前記電流設定抵抗の抵抗値に対する前記駆動電流のオフセットが調節可能であることを特徴とする請求項２に記載の電流駆動回路。
4. 前記第２、第３抵抗の分圧比が調節可能に構成され、当該分圧比を調節することにより、前記基準電流に対する前記駆動電流の傾きが調節可能であることを特徴とする請求項２または３に記載の電流駆動回路。
5. 前記第４、第５抵抗の分圧比が調節可能に構成され、当該分圧比を調節することにより、前記基準電流に対する前記駆動電流の傾きが調節可能であることを特徴とする請求項２または３に記載の電流駆動回路。
6. 前記電流／電圧変換回路は、
   前記基準電流をあるミラー比でコピーするカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路によりコピーされた電流を電圧に変換する変換抵抗と、
   を含み、
   前記カレントミラー回路は、そのミラー比が調節可能に構成され、当該ミラー比を調節することにより、前記基準電流に対する前記駆動電流の傾きが調節可能であることを特徴とする請求項２または３に記載の電流駆動回路。
7. 前記基準電流生成回路は、前記基準電圧が調節可能に構成され、当該基準電圧を調節することにより、前記基準電流に対する前記駆動電流の傾きが調節可能であることを特徴とする請求項２または３に記載の電流駆動回路。
8. 発光素子と、
   前記発光素子に駆動電流を供給する請求項１から７のいずれかに記載の電流駆動回路と、
   を備えることを特徴とする発光装置。

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