JP5428749B2

JP5428749B2 - インバータの制御方法

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Publication number: JP5428749B2
Application number: JP2009243257A
Authority: JP
Inventors: 寛日比野
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2009-10-22
Filing date: 2009-10-22
Publication date: 2014-02-26
Anticipated expiration: 2029-10-22
Also published as: JP2011091934A

Description

本発明はインバータの制御方法に関する。

特許文献１には、二相変調方式に従って三相インバータを制御する技術が記載されている。三相インバータは、三相の各々について一対のスイッチング素子を有している。二相変調方式では、一つの相の一対のスイッチング素子を休止相としてそのスイッチ状態の切り替えを休止し、他の二つの相の一対のスイッチング素子のスイッチ状態を切り替える。

特許文献１では、休止相である一対のスイッチング素子のうち上側のスイッチング素子を導通させてそのスイッチ状態の切り替えを休止する期間と、下側のスイッチング素子を導通させてそのスイッチ状態の切り替えを休止する期間とを、例えば所定期間毎に切り替えている。

また特許文献１では、上側スイッチング素子が導通状態でスイッチ状態の切り替えを休止するように休止相を選択した後、この上側のスイッチング素子の温度が所定値を超えれば、下側のスイッチン素子が導通状態でスイッチ状態の切り替えを休止するように休止相を選択している。

なお、本発明に関連する技術として特許文献２が開示されている。

特開２００５−２２９７１４号公報特開２００６−１７４６５９号公報

特許文献１に記載の技術においては、所定期間や温度に基づいて、上側のスイッチング素子及び下側のスイッチング素子のいずれを導通させてそのスイッチ状態の切り替えを休止するのかを決定している。

しかしながら、インバータの出力電流の大小についてなんら考慮されておらず、各スイッチング素子に発生する導通損失の、各スイッチング素子の間のばらつきを平均化することに対して、なお工夫の余地があった。

そこで本発明は、各スイッチング素子に発生する導通損失の、各スイッチング素子の間のばらつきを効率的に平均化できるインバータの制御方法を提供することを目的とする。

本発明にかかるインバータ制御方法の第１の態様は、第１および第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、各々が、前記第１及び前記第２の入力端の間で相互に直列に接続された一対のスイッチング素子（Ｔ１〜Ｔ６）を有して互いに並列に接続される３つのスイッチングレグ（１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ）と、前記スイッチングレグの各々に対して前記一対のスイッチング素子の間に接続される３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とを備えるインバータ（１）に対して、繰り返し現れる所定期間の各々にて、何れか一つの前記スイッチングレグを休止相として前記一つの前記スイッチングレグの前記一対のスイッチング素子の切り替えを休止し、残りの二つの前記スイッチングレグが有する前記一対のスイッチング素子を互いに排他的に切り替える、二相変調方式によって制御を行うインバータ制御方法であって、前記スイッチングレグのそれぞれを流れる電流を取得し、前記休止相は、前記３つの出力端から出力されるべき電圧（Ｖ*）に対応して前記休止相となり得る二つの前記スイッチングレグのうち、前記電流が最大となる前記スイッチングレグを除いた前記スイッチングレグの何れか一つである。

本発明にかかるインバータの制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記休止相は、前記電圧（Ｖ*）に対応して前記休止相となり得る二つの前記スイッチングレグのうち、前記電流が小さいほうの前記スイッチングレグである。

本発明にかかるインバータの制御方法の第３の態様は、第１の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記電流が最大となる前記スイッチングレグが、前記電圧（Ｖ*）に対応して前記休止相となり得る二つの前記スイッチングレグの一方であるときには、前記休止相は前記二つの前記スイッチングレグの他方であり（Ｓ２３〜Ｓ２５）、前記電流が最大となる前記スイッチングレグが、前記二つの前記スイッチングレグのいずれでもないときには、前記休止相は前記二つの前記スイッチングレグのうち前記電流の大きいほうである（Ｓ２９〜Ｓ３１）。

本発明にかかるインバータの制御方法の第４の態様は、第１の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記電流が最大となる前記スイッチングレグが、前記電圧（Ｖ*）に対応して前記休止相となり得る二つの前記スイッチングレグの一方であるときには、前記休止相は前記二つの前記スイッチングレグの他方であり（Ｓ２３〜Ｓ２５）、前記電流が最大となる前記スイッチングレグが、前記二つの前記スイッチングレグのいずれでもないときには、前記休止相は直前の前記所定期間における前記休止相と同一である（Ｓ２６〜Ｓ２８）。

本発明にかかるインバータの制御方法の第５の態様は、第１乃至第４の何れか一つの態様にかかるインバータの制御方法であって、前記電流の大小関係を前記電流の位相から判別する。

本発明にかかるインバータ制御方法の第１の態様によれば、最も大きい電流が流れる第１のスイッチングレグに対して、一対のスイッチング素子の導通／非導通を切り替え、これ以外の第２のスイッチングレグに対してスイッチング素子の導通／非導通を固定する。

スイッチング素子に生じる導通損は電流が大きいほど大きいところ、最も大きい電流が流れる第１のスイッチングレグに対して、一対のスイッチング素子の導通／非導通を切り替えているので、一対のスイッチング素子のいずれか一方のみに導通損の発生が集中することを抑制できる。

本発明にかかるインバータの制御方法の第２の態様によれば、２つの候補のうち流れる電流が小さいスイッチングレグを休止相として選択している。換言すれば、流れる電流が大きいスイッチングレグのスイッチ状態を切り替えているので、一対のスイッチング素子の何れか一方に導通損の発生が集中することを防止できる。

本発明にかかるインバータの制御方法の第３の態様によれば、最も大きい電流が流れるスイッチングレグのスイッチ状態を切り替えることで導通損の発生の集中を緩和しつつも、次に大きい電流が流れるスイッチングレグのスイッチ状態の切り替えを休止することでスイッチング損失の発生を抑制できる。

本発明にかかるインバータの制御方法の第４の態様によれば、続けて同じスイッチングレグを休止相として選択する。よって休止相としてのスイッチングレグの切り替え回数を低減できる。

本発明にかかるインバータの制御方法の第５の態様によれば、電流のノイズの影響を抑制して電流の大小関係を判別することができる。

インバータの概念的な構成の一例を示す図である。電圧ベクトルを示す図である。インバータ制御方法を示すフローチャートである。各出力電流を示す図である。インバータ制御方法を示すフローチャートである。インバータ制御方法を示すフローチャートである。インバータ制御方法を示すフローチャートである。

第１の実施の形態．
図１に示すように、インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２及び３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続されている。入力端Ｐ１，Ｐ２の間には直流電圧が印加される。ここでは入力端Ｐ１に印加される電位は入力端Ｐ２に印加される電位よりも大きいものとする。

インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２の間で相互に並列接続されたスイッチングレグ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗを有している。

スイッチングレグ１０ｕは一対のスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２と一対のダイオードＤ１，Ｄ２とを備えている。一対のスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２は例えばトランジスタであって、入力端Ｐ１，Ｐ２の間で相互に直列に接続されている。例えばスイッチング素子Ｔ１のコレクタ端子が入力端Ｐ１に、スイッチング素子Ｔ２のエミッタ端子が入力端Ｐ２にそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｔ１のエミッタ端子と、スイッチング素子Ｔ２のコレクタ端子とは共通して出力端Ｐｕに接続される。以下では、入力端Ｐ１と接続されるスイッチング素子Ｔ１を上側スイッチング素子Ｔ１とも呼び、入力端Ｐ２と接続されるスイッチング素子Ｔ２を下側スイッチング素子Ｔ２とも呼ぶ。

ダイオードＤ１はそのアノードを入力端Ｐ２側に、そのカソードを入力端Ｐ１側にそれぞれ向けて、スイッチング素子Ｔ１と並列に接続される。ダイオードＤ２はそのアノードを入力端Ｐ２側に、そのカソードを入力端Ｐ１側にそれぞれ向けて、スイッチング素子Ｔ２と並列に接続される。

スイッチングレグ１０ｖは一対のスイッチング素子Ｔ３，Ｔ４と一対のダイオードＤ３，Ｄ４とを備え、スイッチングレグ１０ｗは一対のスイッチング素子Ｔ５，Ｔ６と一対のダイオードＤ５，Ｄ６とを備えている。スイッチングレグ１０ｖ，１０ｗの構成はスイッチングレグ１０ｕと同様であるので詳細な説明は省略する。なお出力端Ｐｖはスイッチング素子Ｔ３，Ｔ４の間に接続され、出力端Ｐｗはスイッチング素子Ｔ５，Ｔ６の間に接続される。またスイッチング素子Ｔ３，Ｔ５をそれぞれ上側スイッチング素子Ｔ３，Ｔ５とも呼び、スイッチング素子Ｔ４，Ｔ６をそれぞれ下側スイッチング素子Ｔ４，Ｔ６とも呼ぶ。

かかるスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６の導通／非導通が後述するように制御部３によって適切に制御されることにより、インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２の間の直流電圧を任意の周波数、振幅を有する交流電圧に変換し、これを出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加する。これにより、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される負荷（例えばモータ）２が駆動される。

＜インバータの制御方法＞
一対のスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２は相互に排他的に制御される。一対のスイッチング素子Ｔ３，Ｔ４及び一対のスイッチング素子Ｔ５，Ｔ６も同様である。よって、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のスイッチパターンとしては次の８つのパターンが存在する。ここで上側スイッチング素子が導通し、下側スイッチング素子が非導通であるスイッチ状態を「１」で表現し、上側スイッチング素子が非導通であって下側スイッチング素子が導通するスイッチ状態を「０」で表現する。そしてスイッチングレグ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗについてのスイッチ状態をこの順で並べると、スイッチパターンとしては、（０，０，０）（０，０，１）（０，１，０）（０，１，１）（１，０，０）（１，０，１）（１，１，０）（１，１，１）の８つのパターンが存在する。

上述した各スイッチパターンをインバータ１が採用することにより、インバータ１は各電圧ベクトルに応じた動作を実行する。各スイッチパターンにより採用される電圧ベクトルを、スイッチパターンの上記３つの数字を３桁の二進数と捉えて１０進数で表した数字を採用して、それぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７と表現する。例えばスイッチパターン（１，０，０）により電圧ベクトルＶ４が採用される。

図２には電圧ベクトル図が示されている。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６はこれらの始点を中心点に一致させそれらの終点を放射状に外側に向けて配置される。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ７の終点同士を結ぶと正六角形を構成する。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７では出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが短絡されるので、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は大きさを有さない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は中心点に配置される。なお、各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のうちの隣り合う２つと、各電圧ベクトルＶ０，Ｖ７とにより構成される正三角形の６つの領域をそれぞれ領域Ｓ１〜Ｓ６と呼ぶ。

かかる電圧ベクトル図において、電圧ベクトルＶが、中心点を始点として大きさを持ち、その方向が中心点を中心に回転すれば、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには三相交流電圧が出力されることになる。なお、電圧ベクトルＶの大きさが出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから出力される三相交流電圧の振幅に相当し、角速度の逆数が三相交流電圧の周期に相当する。よって大きさも角速度も一定であれば当該三相交流電圧は対称三相交流電圧となる。

かかる電圧ベクトルＶは、その指令値たる電圧指令ベクトルＶ*に基づいてインバータ１が電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を採用して動作することによって実現される。具体的には電圧指令ベクトルＶ*が位置する領域Ｓ１〜Ｓ６に応じて、当該領域Ｓ１〜Ｓ６を構成する２つの電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊ（ｉ，ｊ＝１〜６，ｉ≠ｊ）と電圧ベクトルＶ０（或いは電圧ベクトルＶ７）とが採用される。かかる電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊと電圧ベクトルＶ０（或いは電圧ベクトルＶ７）とは、これらのベクトルの合成（以下「合成電圧ベクトル」と称す）が電圧指令ベクトルＶ*に一致するように出力される。

例えば電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｓ１に位置する場合、所定期間Ｔにおいて例えば電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６がそれぞれ期間ｔ０，ｔ４，ｔ６（Ｔ＝ｔ０＋ｔ４＋ｔ６）に渡って出力される。

所定期間Ｔにおける合成電圧ベクトルはＶ０・ｔ０／Ｔ＋Ｖ４・ｔ４／Ｔ＋Ｖ６・ｔ６／Ｔで表され、この合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*と一致するように、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６が出力される。換言すれば、合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*と一致するように期間ｔ０，ｔ４，ｔ６が求められ、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６に渡ってそれぞれ電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６が出力される。

所定期間Ｔ内において電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６が出力される順番は任意であるが、スイッチングレグ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗのスイッチ状態を１つずつ切り替えるように並べることが望ましい。例えば電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をこの順で出力すれば、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４の切り替えに際してスイッチングレグ１０ｕのみのスイッチ状態を切り替えればよく、電圧ベクトルＶ４，Ｖ６の切り替えに際してスイッチングレグ１０ｖのみのスイッチ状態を切り替えればよい。なお、スイッチ状態の切り替えに際して上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の両方が導通することがないように、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子の両方が非導通となるデッドタイムを介してスイッチ状態を切り替えても構わない。

所定期間Ｔにおける上記のスイッチ状態の切り替えによれば、スイッチングレグ１０ｗのスイッチ状態は切り替わらない。よって、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を出力する所定期間Ｔにおいてスイッチングレグ１０ｗのスイッチ状態は切り替わらない。換言すれば、所定期間Ｔにおいてスイッチングレグ１０ｗのスイッチ状態の切り替えが休止される。以下では、所定期間Ｔにおいてスイッチ状態の切り替えが休止されるスイッチングレグの相を休止相とも呼ぶ。

また例えば所定期間Ｔにおいて電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ７がそれぞれ期間ｔ４，ｔ６，ｔ７（Ｔ＝ｔ４＋ｔ６＋ｔ７）に渡って出力されてもよい。このとき所定期間Ｔにおける合成電圧ベクトルは、Ｖ４・ｔ４／Ｔ＋Ｖ６・ｔ６／Ｔ＋Ｖ７・ｔ７／Ｔで表される。この合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*と一致するように、電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ７がそれぞれ期間ｔ４，ｔ６，ｔ７に渡って出力される。

そして例えば電圧ベクトルＶ７，Ｖ６，Ｖ４をこの順で出力すれば、電圧ベクトルＶ７，Ｖ６の切り替えに際してスイッチングレグ１０ｗのみのスイッチ状態を切り替え、電圧ベクトルＶ６，Ｖ４の切り替えに際してスイッチングレグ１０ｖのみのスイッチ状態を切り替えればよい。かかる内容から理解できるように、電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ７を出力する場合はスイッチングレグ１０ｕのスイッチ状態は所定期間Ｔに渡って切り替わらない。換言すれば、このときの休止相はスイッチングレグ１０ｕである。

以上のように、領域Ｓ１に位置する同じ合成電圧ベクトルを出力するために、休止相となり得る２つのスイッチングレグ（以下、休止相の候補と呼ぶ）としてスイッチングレグ１０ｕ，１０ｗが存在する。他の各領域Ｓ２〜Ｓ６においても、領域Ｓ１と同様に休止相の候補として、各領域Ｓ２〜Ｓ６に応じてそれぞれ２つのスイッチングレグが存在する。各領域Ｓ１〜Ｓ６における２つの休止相の候補を表１に示している。

表１においては、各領域Ｓ１〜Ｓ６において休止相の候補となるスイッチングレグに「１」「０」の数字が示されている。「１」は上側スイッチング素子が導通且つ下側スイッチング素子が非導通であるスイッチ状態で切り替えが休止されることを示し、「０」は上側スイッチング素子が非導通且つ下側スイッチング素子が導通であるスイッチ状態で切り替えが休止されることを示している。なお、表１からも分かるとおり、図２において各領域Ｓ１〜Ｓ６を挟む２つのベクトル電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊを出力するスイッチングパターン同士を比較して、スイッチ状態が変化していない２つスイッチングレグが休止相の候補である。

このようにスイッチングレグ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗのうち何れか一つを休止相として、この一つのスイッチングレグの一対のスイッチング素子のスイッチ状態を所定期間Ｔに渡って固定し、残りの２つのスイッチングレグのスイッチング素子のスイッチ状態を切り替える方式は二相変調方式と呼ばれる。

ここでは、所定期間Ｔにおいて選択される休止相は、電圧ベクトルＶ（或いは電圧指令ベクトルＶ*）に対応し、且つ各スイッチングレグ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗを流れる電流が最も大きいもの以外のスイッチングレグである。なお、休止相が電圧指令ベクトルＶ*に対応するとは、上述したように休止相が電圧指令ベクトルＶ*に応じた２つの休止相の候補のうち何れか一つであることを意味する。

以下、図３を参照して、第１の実施の形態としての具体的なインバータ１の制御方法の一例について説明する。図３の処理は例えば所定期間Ｔ毎に繰り返し実行される。なお、スイッチングレグ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗについての相をそれぞれｕ相、ｖ相、ｗ相とも呼ぶ。

まずステップＳ１１にて、制御部３は休止相の候補たるｘ相、ｙ相（ｘ，ｙはｕ，ｖ，ｗの何れか、ｘとｙとは互いに異なる）を算出する。例えば制御部３は、電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｓ１〜Ｓ６のいずれに位置するのかを判定し、その判定結果に応じて予め格納された表１のデータから２つの休止相の候補を決定する。

次にステップＳ１２にて、制御部３はｘ相の出力電流（即ちスイッチングレグ１０ｘを流れる電流＝出力端Ｐｘを流れる電流）ｉｘと、ｙ相の出力電流ｉｙとを算出する。これは、例えば出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる電流を検出することで実行される。

そして、制御部３は出力電流ｉｘの絶対値｜ｉｘ｜と出力電流ｉｙの絶対値｜ｉｙ｜とを算出する。ｘ，ｙ相の出力電流ｉｘ，ｉｙはそれぞれ出力端Ｐｘ，Ｐｙを流れる方向に応じて正負の値を採る（たとえば負荷２側に向かう方向を正）ところ、制御部３は出力電流ｉｘ，ｉｙの大きさである絶対値｜ｉｘ｜，｜ｉｙ｜を算出する。

次にステップＳ１３にて、制御部３は絶対値｜ｉｘ｜，｜ｉｙ｜との大小関係を判別する。ステップＳ１３にて絶対値｜ｉｘ｜が絶対値｜ｉｙ｜より小さいと判断されると、ステップＳ１４にて制御部３は休止相としてｘ相を選択する。ステップＳ１３にて絶対値｜ｉｘ｜が絶対値｜ｉｙ｜以上であると判断されると、ステップＳ１５にて制御部３は休止相としてｙ相を選択する。

上述したインバータ１の制御方法によれば、最も大きい電流が流れるスイッチングレグ以外のスイッチングレグが休止相として選択される。よって、各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に生じる導通損失についての、各スイッチング素子間のばらつきを平均化することができる。以下、導通損失のばらつきの平均化について、各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に生じる導通損失を詳述することで説明する。

所定期間Ｔにおいて各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に生じる導通損失は、その各々に流れる電流と、そのスイッチング素子の導通期間との積に比例する。よって、各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６の導通期間と各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を流れる電流とを考察する。

休止相として選択されたスイッチングレグでは所定期間Ｔにおいてスイッチ状態の切り替えが休止される。よって、このスイッチングレグに属して導通するスイッチング素子の導通期間は所定期間Ｔである。一方、休止相以外の２つのスイッチングレグではスイッチ状態が切り替わる。よって、これら２つのスイッチングレグに属する各スイッチング素子の導通期間はいずれも所定期間Ｔよりも短い。従って、所定期間Ｔにおいて休止相のスイッチングレグに属して導通するスイッチング素子の導通期間が他のスイッチング素子の導通期間に比べて最も長い。

例えば特許文献１に記載の技術では最も大きい電流が流れるスイッチングレグが休止相として選択され得る。このとき、最も導通期間が長いスイッチングレグに最も大きい電流が流れる。

一方、上述したインバータ１の制御方法によれば、最も大きい電流が流れるスイッチングレグは休止相として選択されない。つまり、最も導通期間が長いスイッチング素子には、最も大きい電流が流れない。したがって、最も導通期間が長いスイッチング素子に最も大きい電流が流れる場合に比べて、このスイッチング素子に生じる導通損失は低い。

以上のように、本インバータ１の制御方法によれば、所定期間Ｔにおいて各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６で発生する導通損失の最大値と最小値とを近づけることができる。換言すれば、各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にて発生する導通損失の、スイッチング素子間のばらつきを平均化することができる。よって、各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６の温度を均一化することができる。

しかも、図３に示す制御方法によれば、休止相は、２つの休止相の候補のうち、常に電流の小さい方のスイッチングレグである。よって、各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に生じる導通損失のばらつきを最も平均化することができる。

なお、本制御法によれば、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅を変動させる制御を行う場合に適用されてもよい。以下、かかる制御の一例について説明する。例えば負荷２として圧縮機を駆動するモータを採用した場合、圧縮機の圧縮動作では負荷トルクが高く、膨張動作では負荷トルクが低い。したがって、圧縮機の動作によって負荷トルクが脈動し、以って特に低速で騒音、振動を招く。このような騒音、振動を抑制すべく、負荷トルクの脈動に応じて出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流を脈動させる制御が行われる。

例えば圧縮機においてモータの回転子が１回転するごとに圧縮動作と膨張動作とが繰り返し実行されるものとする。このとき、負荷トルクの脈動は回転子の機械角周期（回転子が１回転する周期）と同じ周期で脈動する。そしてかかる騒音、振動を低減すべく、かかる負荷トルク脈動を考慮して、機械角周期と同じ周期を有する周期波形で、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからそれぞれ出力される出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを補正する制御が行われる。

またモータの極対数（回転子が有する磁極の対の数）をｐとする。極対数がｐであるので、モータの固定子へと流れる電流（出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の電機角周期（出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの周期）は機械角周期のｐ分の１である。

上述した内容を式を用いて説明する。出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは次式で表される。

Ｉｕ＝Ｉｍ・ｃｏｓ（θ＋φ）
Ｉｖ＝Ｉｍ・ｃｏｓ（θ＋φ−２／３π）
Ｉｗ＝Ｉｍ・ｃｏｓ（θ＋φ＋２／３π）・・・（１）

ここで、Ｉｍは振幅であり、θは出力電圧の位相（図２における電圧指令ベクトルＶ*の位相）、φは出力電圧と出力電流の位相差である。

そして騒音、振動を低減すべく、負荷トルク脈動を正弦波で近似して考慮して、出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅Ｉｍとして次式を採用し、出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを振幅補正する。

Ｉｍ＝（ｓｉｎ（（θ＋φ）／ｐ＋δ）＋１）／２・・・（２）

ここで、δは圧縮機とモータとの機械的なずれに起因する位相差である。

かかる出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、例えば電圧指令ベクトルＶ*の大きさを式（２）に基づいて補正することで実現される。

図４はかかる出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの一例が示されている。図４においては、極対数ｐとして２を、位相差δとして１５度を採用している。図４に例示するように、補正後の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗにおいて例えば出力電流Ｉｗの絶対値｜Ｉｗ｜のピークが大きくなる。したがって、導通期間の長短を無視すれば、出力電流Ｉｗのピーク付近でスイッチングレグ１０ｗに生じる導通損失は、出力電流Ｉｕ，Ｉｖのピーク付近でそれぞれスイッチングレグ１０ｕ，１０ｖに生じる導通損失よりも大きい。

本制御方法によれば、出力電流Ｉｗの絶対値｜ｉｗ｜がピーク付近の値であるときにはスイッチングレグ１０ｗは休止相として選択されないので、スイッチングレグ１０ｗのスイッチングレグＴ５，Ｔ６のいずれかに導通損失が集中することを抑制できる。以上のように、本制御方法によれば、出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが複数の周波数成分を有し各出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのピークに差が生じている場合に、最も大きいピークを有する出力電流の相のスイッチングレグに導通損失が集中することを避けることができる。

＜制御部の構成＞
上述したインバータ１の制御方法を実行する制御部３の具体例について説明する。図１に例示するように、制御部３は制御信号生成部３１とオンオフパターン生成部３２と休止相選択部３３と電圧指令ベクトル生成部３４と電圧指令値生成部３５と電流指令値生成部３６と回転速度検出部３７と回転速度指令値生成部３８とを備えている。

またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

回転速度検出部３７は、例えばモータ２の回転位置を検出する位置検出センサー４からの位置検出信号Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗを受け取って、モータ２の回転速度ωを検出する。なお、モータ２の回転位置は位置検出センサー４によって検出される必要はなく、たとえばモータ２を流れる線電流を検出して、モータ２の回転位置を推定しても構わない。

回転速度指令値生成部３８は、例えば外部から入力される指令に基づいて回転速度指令値ω*を生成する。

電流指令値生成部３６には回転速度指令値生成部３８からの回転速度指令値ω*と回転速度検出部３７からの回転速度ωとが入力される。電流指令値生成部３６は例えば回転速度指令値ω*と回転速度ωとの偏差を算出し、かかる偏差を用いたＰＩ制御（比例積分制御）により、電流指令値Ｉ*を生成する。電流指令値Ｉ*はモータ２へと供給する電流についての指令値である。

電圧指令値生成部３５には電流指令値生成部３６から電流指令値Ｉ*が入力される。電圧指令値生成部３５は電流指令値Ｉ*に基づいて電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。

電圧指令ベクトル生成部３４には電圧指令値生成部３５から電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*、Ｖｗ*が入力される。電圧指令ベクトル生成部３４は、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*、Ｖｗ*に基づいて電圧指令ベクトルＶ*を生成する。

休止相選択部３３は休止すべきスイッチングレグの情報を有している。かかる情報は例えば表１で示されたテーブルとして格納されている。そして、電圧指令ベクトル生成部３４から電圧指令ベクトルＶ*についての位相θが与えられて、休止相選択部３３は２つの休止相の候補を決定する。

また、休止相選択部３３は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる電流を了知することができる。例えば出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに流れる電流を検出する電流検出部５から休止相選択部３３へとこれらの電流値が出力される。そして、休止相選択部３３は２つの候補に流れる電流の絶対値の小さいほうを休止相として選択し、これをオンオフパターン生成部３２へと出力する。

オンオフパターン生成部３２には電圧指令ベクトルＶ*が入力される。オンオフパターン生成部３２は電圧指令ベクトルＶ*を休止相選択部３３へと与えて休止相選択部３３からどのスイッチングレグを休止相として選択すべきかの情報Ａを受け取る。そして、オンオフパターン生成部３２は休止相と電圧指令ベクトルＶ*とに基づいて各スイッチングレグ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗのオンオフパターンを生成する。例えば、各スイッチングレグ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗのデューティについての指令値と、キャリヤとの比較によって、オンオフパターンが生成される。

制御信号生成部３１はオンオフパターン生成部３２からオンオフパターンが入力される。制御信号生成部３１はオンオフパターンから各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に対するスイッチ信号（制御信号）を生成して、これを各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６へと与える。

第２の実施の形態．
第２の実施の形態におけるインバータ及び制御部の構成は図１と同様である。また第２の実施の形態においても、休止相は、スイッチングレグ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗのうち、各スイッチングレグを流れる電流が最も大きいもの以外のいずれか一つである。但し、第２の実施の形態では、第１の実施の形態で説明した具体例とは異なる具体例について図５を参照して説明する。図５の処理は第１の実施の形態と同様に例えば所定期間Ｔ毎に繰り返し実行される。

まずステップＳ２１にて休止相選択部３３は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる出力電流の絶対値を算出し、かかる絶対値が最大となる相ｚ（ｕ，ｖ，ｗのいずれか）を算出する。

次にステップＳ２２にて休止相選択部３３はステップＳ１１の処理と同様に電圧指令ベクトル生成部３４から入力された電圧指令ベクトルＶ*の位相θに基づいて２つの休止相の候補たるｘ相、ｙ相を決定する。なお、ステップＳ２２の処理を実行してから，ステップＳ２１の処理を実行しても構わない。

次にステップＳ２３にて休止相選択部３３はｚ相がｘ相あるいはｙ相と一致しているかどうかを判断する。ステップＳ２３にてｚ相がｘ相と一致していると判断される場合は、ステップＳ２４にて休止相選択部３３は休止相としてｙ相を選択する。ステップＳ２３にてｚ相がｙ相と一致していると判断される場合は、ステップＳ２５にて休止相選択部３３は休止相としてｘ相を選択する。

ステップＳ２３〜Ｓ２５の処理により、スイッチングレグ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗのうち、各スイッチングレグを流れる電流が最も大きいものを休止相として選択することを避けることができる。これにより、第１の実施の形態と同様に、最も導通期間が長いスイッチング素子に最も大きい電流が流れる場合に比べて、各スイッチング素子に生じる導通損失のばらつきを平均化することができる。

ステップＳ２３にてｚ相がｘ相、ｙ相のいずれとも一致していないと判断された場合は、ステップＳ２６にて休止相選択部３３は前回の休止相（例えば直前の所定期間Ｔにおける休止相）がｘ相、ｙ相のいずれかであったかどうかを判断する。ステップＳ２６にて前回の休止相がｘ相であると判断されると、ステップＳ２７にて休止相選択部３３はｘ相を休止相として選択する。ステップＳ２６にて前回の休止相がｙ相であると判断されると、ステップＳ２８にて休止相選択部３３はｙ相を休止相として選択する。

ステップＳ２３，Ｓ２６〜Ｓ２８の処理によれば、最も大きい電流が流れるスイッチングレグが２つの休止相の候補に含まれないときには（Ｓ２６）、前回の休止相を優先的に休止相として選択している。よって、各スイッチング素子に発生する導通損失のばらつきを低減するとともに、休止相としてのスイッチングレグの切り替え回数を低減することができる。

ステップＳ２６にて前回の休止相がｘ相でもｙ相でもないと判断されると、ステップＳ２９にて休止相選択部３３は、２つの休止相の候補たるｘ相、ｙ相の出力電流の絶対値｜ｉｘ｜，｜ｉｙ｜の大小関係を判別する。ステップＳ２９にて絶対値｜ｉｘ｜が絶対値｜ｉｙ｜より大きいと判断されると、ステップＳ３０にて休止相選択部３３はｘ相を休止相として選択する。ステップＳ２９にて絶対値｜ｉｘ｜が絶対値｜ｉｙ｜以下であると判断されると、ステップＳ３１にて休止相選択部３３はｙ相を休止相として選択する。

ステップＳ２３，Ｓ２６，Ｓ２９〜Ｓ３１の処理によれば、最も大きい電流が流れるスイッチングレグが休止相の２つの候補に含まれず（Ｓ２３）、前回の休止相がｘ相でもｙ相でもない（Ｓ２６）場合には、２番目に大きい電流が流れるスイッチングレグを優先的に休止相として選択する。よって、最も大きい電流が流れるスイッチングレグを休止相としないことで導通損失のばらつきを平均化するとともに、２番目に大きい電流が流れるスイッチングレグを休止相としているので、残りのスイッチングレグで発生するスイッチング損失を低減することができる。スイッチング損失はスイッチング素子に流れる電流が小さいほど小さいからである。

なお、図５に示すフローチャートにおいて、ステップＳ２６〜Ｓ２８の処理を省略しても構わないし、ステップＳ２９〜Ｓ３１の処理の代わりに図３のステップＳ１３〜Ｓ１５の処理が実行されても構わない。

第３の実施の形態．
第３の実施の形態では、電流の大小関係を電流の位相で判別する。出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは式（１）で表される。

ここで、振幅Ｉｍは零以上の任意の値とする。出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの大小関係と位相（θ＋φ）との関係は表２のように示される。よって、例えば出力電流Ｉｕの位相（θ＋φ）を検出することで、その時点での出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの大小関係を了知することができる。なお、振幅Ｉｍとして式（２）を採用した場合であっても、表２の関係が適用される。

出力電流の位相は複数の時点での出力電流の値に基づいて検出される。以下、具体的な一例について説明する。位相は角速度ω’と時間ｔとの積で表される。角速度ω’は２πを周期Ｔで除算して表される。半周期Ｔ／２は、出力電流の零クロス点を検出し、時間的に隣り合う２つの零クロス検出時点の間の期間を検出することで、検出される。よって、角速度ω’を算出することができる。そして、零クロス検出時点からの経過時間ｔを計時して、これに角速度ω’を乗算することで出力電流の位相を検出することができる。

よって、ある時点での出力電流の値を検出することなく、出力電流の大小関係を判別することができる。ある時点での出力電流の値を比較して出力電流の大小関係を了知する場合には、瞬時的な出力電流のノイズにより誤差が生じやすい。一方、位相から出力電流の大小関係を了知する場合には、ノイズの影響を抑制して電流の大小関係を了知することができる。

第１及び第２の実施の形態で説明した図３，５のインバータ制御方法に、電流位相により電流の大小関係を了知する技術を適用する。図６，７はそれぞれ第１及び第２の実施の形態に対応した第３の実施の形態にかかるフローチャートである。

図６を参照して、まずステップＳ４１にて、休止相選択部３３は出力電流、例えば出力電流Ｉｕの位相（θ＋φ）を検出する。

次にステップＳ４２にて休止相選択部３３はオンオフパターン生成部３２から入力された電圧指令ベクトルＶ*に基づいて休止相の２つの候補たるｘ相、ｙ相を決定する。なお、ステップＳ４２の処理を実行してからステップＳ４１の処理を実行してもよい。

次にステップＳ４３にて出力電流Ｉｕの位相（θ＋φ）から、出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの大小関係を判定し、ｘ相、ｙ相の出力電流のうちより小さいほうが流れるスイッチングレグを休止相として決定する。

これにより、出力電流のノイズの影響を抑制しつつ、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

図７を参照して、まずステップＳ５１にて、休止相選択部３３はステップＳ４１の処理と同様に出力電流の位相を検出する。

次にステップＳ５２にて、休止相選択部３３はステップＳ４２の処理と同様にオンオフパターン生成部３２から入力された電圧指令ベクトルＶ*に基づいて休止相の２つの候補たるｘ相、ｙ相を決定する。当該候補（ｘ相、ｙ相）の決定は電圧指令ベクトルＶ*に従い得る観点からなされる。

次にステップＳ５３にて、休止相選択部３３は出力電流の位相から、休止相になり得る２つの候補ｘ’（ｕ，ｖ，ｗのいずれか）相とｙ’（ｕ，ｖ，ｗのいずれか、ｘ’とｙ’は異なる）相とを決定する。具体的には、出力電流の位相から出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの大小関係を判定し、最も出力電流が大きい相以外の２つの相をｘ’相、ｙ’相に決定する。当該候補（ｘ’相、ｙ’相）の決定はスイッチング素子の導通損失の均等化の観点からなされる。なお、ステップＳ５３の処理がステップＳ５１の処理後に実行されていれば、ステップＳ５１〜Ｓ５３の実行順序は不問である。

次にステップＳ５４にて、休止相選択部３３は、ｘ相がｘ’相でもｙ’相でもないかどうかの第１判断と、ｙ相がｘ’相でもｙ’相でもないかどうかの第２判断を実行する。ステップＳ５４における第１判断の結果が肯定的な結果であると、即ちｘ相がｘ’相でもｙ’相でもなく、従って最大電流が流れるスイッチングレグに相当する相であると判断されると、ステップＳ５５にて休止相選択部３３は休止相としてｘ相を避けるべくｙ相を選択する。ステップＳ５４における第２判断の結果が肯定的な結果であると、即ちｙ相がｘ’相でもｙ’相でもないと判断されると、第１判断の肯定的結果の帰結と類似して、ステップＳ５６にて休止相選択部３３は休止相としてｘ相を選択する。

ステップＳ５４における第１判断及び第２判断の結果がいずれも否定的な結果であると、ｘ相、ｙ相のいずれもが、最大電流が流れるスイッチングレグに相当する相以外であることとなり、休止相選択部３３はステップＳ２６〜Ｓ２８の処理と同じステップＳ５７〜Ｓ５９の処理を実行する。

ステップＳ５７にて前回の休止相がｘ相でもｙ相でもないと判断されると、ステップＳ６０にて休止相選択部３３は出力電流Ｉｕの位相（θ＋φ）から、出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの大小関係を判定し、ｘ相、ｙ相を流れる電流のうちより大きいほうを休止相として決定する。

これにより、出力電流のノイズの影響を抑制しつつ、第２の実施の形態と同様の効果を得ることができる。なお、第２の実施の形態と同様にステップＳ５４〜Ｓ５６の処理は省略されてもよく、ステップＳ５７〜Ｓ６０の処理に代えて、ステップＳ４３の処理を実行してもよい。

１インバータ
１０ｕ，１０ｖ，１０ｗスイッチングレグ
Ｐ１，Ｐ２入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ出力端
Ｔ１〜Ｔ６スイッチング素子

Claims

第１および第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、
各々が、前記第１及び前記第２の入力端の間で相互に直列に接続された一対のスイッチング素子（Ｔ１〜Ｔ６）を有して互いに並列に接続される３つのスイッチングレグ（１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ）と、
前記スイッチングレグの各々に対して前記一対のスイッチング素子の間に接続される３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と
を備えるインバータ（１）に対して、繰り返し現れる所定期間の各々にて、何れか一つの前記スイッチングレグを休止相として前記一つの前記スイッチングレグの前記一対のスイッチング素子の切り替えを休止し、残りの二つの前記スイッチングレグが有する前記一対のスイッチング素子を互いに排他的に切り替える、二相変調方式によって制御を行うインバータ制御方法であって、
前記スイッチングレグのそれぞれを流れる電流を取得し、
前記休止相は、前記３つの出力端から出力されるべき電圧（Ｖ*）に対応して前記休止相となり得る二つの前記スイッチングレグのうち、前記電流が最大となる前記スイッチングレグを除いた前記スイッチングレグの何れか一つである、インバータの制御方法。
前記休止相は、前記電圧（Ｖ*）に対応して前記休止相となり得る二つの前記スイッチングレグのうち、前記電流が小さいほうの前記スイッチングレグである、請求項１に記載のインバータの制御方法。
前記電流が最大となる前記スイッチングレグが、前記電圧（Ｖ*）に対応して前記休止相となり得る二つの前記スイッチングレグの一方であるときには、前記休止相は前記二つの前記スイッチングレグの他方であり（Ｓ２３〜Ｓ２５）、前記電流が最大となる前記スイッチングレグが、前記二つの前記スイッチングレグのいずれでもないときには、前記休止相は前記二つの前記スイッチングレグのうち前記電流の大きいほうである（Ｓ２９〜Ｓ３１）、請求項１に記載のインバータの制御方法。
前記電流が最大となる前記スイッチングレグが、前記電圧（Ｖ*）に対応して前記休止相となり得る二つの前記スイッチングレグの一方であるときには、前記休止相は前記二つの前記スイッチングレグの他方であり（Ｓ２３〜Ｓ２５）、前記電流が最大となる前記スイッチングレグが、前記二つの前記スイッチングレグのいずれでもないときには、前記休止相は直前の前記所定期間における前記休止相と同一である（Ｓ２６〜Ｓ２８）、請求項１に記載のインバータの制御方法。
前記電流の大小関係を前記電流の位相から判別する、請求項１乃至４の何れか一つに記載のインバータの制御方法。