JP5359249B2 - 無停電電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、入出力非絶縁形の直流−交流変換装置を複数台並列接続する場合の循環電流抑制制御技術の構成方法に関する。

図６に、特許文献１に示された従来の技術を用いた直流−交流変換装置の回路構成を示す。従来技術は、装置の大型化を招く循環電流の流れる経路に交流出力端に変圧器やリアクトル、あるいはダイオードを設置することなく、電力変換装置の制御により、循環電流を防止することを特徴とする。
図６は、ハーフブリッジ回路を用いた単相出力の直流−交流変換装置を２台用いた場合の並列システムの構成図である。

直流−交流変換装置1Ａと1Ｂは同じ回路構成であり、各々の直流入力は共通の蓄電池２に、交流出力は共通の負荷３に接続されている。
直流−交流変換装置１Ａの主回路は、コンデンサ４Ａと５Ａの直列接続回路、ダイオード８Ａを逆並列接続した半導体スイッチ６Ａとダイオード９Ａを逆並列接続した半導体スイッチ７Ａとの直列回路、リアクトル１０Ａとコンデンサ１１Ａからなるフィルタによって構成されている。

制御回路は、直流−交流変換装置出力側に、負荷への出力電流と負荷からの戻り電流の差、すなわち直流−交流変換装置間を循環する電流の直流成分を検出するように設置されたＤＣＣＴ（直流電流検出器）１２Ａ、指令信号発生器１３Ａ１、搬送波発生器１３Ａ２、搬送波発生器１３Ａ２の出力からＤＣＣＴ１２Ａの出力を減算する加算器１４Ａ、加算器１４Ａの出力と指令信号発生器１３Ａ１を比較して、半導体スイッチ６Ａ，７Ａが相補動作するように、半導体スイッチ６Ａ、半導体スイッチ７Ａを駆動するためのパルス幅変調信号を出力するスイッチ駆動回路１５Ａからなる。
直流−交流変換装置１Ｂについても、主回路構成、制御回路構成とも、同様である。

ここで、オン、オフの駆動信号が各スイッチ素子に入力され、実際にスイッチング動作に入るまでの時間や、スイッチ素子のスイッチング速度には一般には不揃いがある。
その結果、オン・オフ機能を有する半導体スイッチ素子を用いたパルス幅変調（以降、ＰＷＭと略記する。）制御方式の場合、正極側のアームのスイッチ素子と負極側のアームのスイッチ素子のパルス幅は異なったものとなる。このパルス幅の積分値が交流電圧となるのであるが、交流の正極側電圧と負極側電圧に相異が生じた場合、例えば正極側スイッチ素子のパルス幅が大きいと交流波形は零点電位から正側に移動した形となり、直流分が交流電圧の正側に重畳したものになる。即ち、交流側の零点電位と直流側の中点に電位差を生じることになる。この電位差が並列運転している他の電力変換装置を通して循環電流を流すのである。

ここで仮に、直流−交流変換装置1Ａの正側アームの半導体スイッチ６Ａのパルスの積分値が、負側アームの半導体スイッチ７Ａのパルスのより大きい場合、直流−交流変換装置１Ａの交流電圧波形は零点電位から正側に移動した形となり、直流分が正側に重畳したものになる。
この直流分により、例えば半導体スイッチ６Ａ→負荷３の入力端における接続点→単相インバータ１Ｂの正側ダイオード８Ｂ→蓄電池２の正極端における接続点→半導体スイッチ６Ａの経路に循環電流が流れることになる。

上述の例では、循環電流がインバータ１Ａからインバータ１Ｂへ流れるので、ＤＣＣＴ１２Ａの検出値を矢印の方向を正とすると、循環電流によるＤＣＣＴ１２Ａの出力は、正となる。この出力を搬送発生器１３Ａ２の出力から減算する加算器１４Ａの出力は、横軸から下方へＤＣＣＴ１２Ａの出力に応じた量だけ移動した波形となる。これを指令信号発生器１３Ａ１の出力と比較すると、ＰＷＭ信号として、負側のスイッチ素子７Ａのパルス幅を大きくするものが得られ、交流の正側に重畳した直流分を低減し、その結果、循環電流も低減される。
特開平６−１５３５１９号公報（図１、段落００１５〜００１９）

上述のように、従来技術では、負荷への出力電流と負荷からの戻り電流の差、すなわち直流−交流変換装置間を循環する電流の直流成分を検出するようにインバータ出力に設置されたＤＣＣＴ１２ＡとＤＣＣＴ１２Ｂを必要とする。ＤＣＣＴは一般に高コストであり、装置全体としての高コスト化が問題となる。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、直流入力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とする逆変換回路とを有し、入出力間に絶縁手段を含まない直流−交流変換装置を複数台並列接続し、直流入力には共通の蓄電池が、交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記複数台並列接続された直流−交流変換装置各々は、前記直流−交流変換装置各々の間を循環する循環電流を抑制する制御手段であって、前記各々の昇圧チョッパ回路の直流入力の瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々の直流−交流変換装置の瞬時出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段と、を備え、前記入出力電力差分が減少するように、前記昇圧チョッパ出力電圧を補正する手段を設ける。

第２の発明においては、直流入力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とする逆変換回路とを有し、入出力間に絶縁手段を含まない直流−交流変換装置を複数台並列接続し、直流入力には共通の蓄電池が、交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記複数台並列接続された直流−交流変換装置各々は、前記直流−交流変換装置各々の間を循環する循環電流を抑制する制御手段であって、前記各々の昇圧チョッパ回路の直流入力の瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々の直流−交流変換装置の瞬時出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段と、を備え、前記入出力電力差分が減少するように、前記直流−交流変換装置の交流出力零点電位を補正する手段を設ける。

第３の発明においては、直流入力電圧を交流電圧に変換し交流出力とする逆変換回路で、入出力間に絶縁手段を含まない直流−交流変換装置を複数台並列接続し、直流入力には共通の蓄電池が、交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、前記複数台並列接続された直流−交流変換装置各々は、前記直流−交流変換装置各々の間を循環する循環電流を抑制する制御手段であって、前記各々の直流入力の瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記各々の直流−交流変換装置の瞬時出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段と、を備え、前記入出力電力差分が減少するように、前記直流−交流変換装置の交流出力零点電位を補正する手段を設ける。

第４の発明においては、前記直流−交流変換装置の交流出力零点電位を補正する手段は、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分で、正弦波指令発生回路の出力を補正する。

第５の発明においては、前記直流−交流変換装置の交流出力零点電位を補正する手段は、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分で、搬送波発生器の出力を補正する。

本発明で必要となる電力変換装置の瞬時入力電力を演算する手段は、蓄電池の出力電圧を検出するＤＣＰＴ（直流電圧検出器）と蓄電池の出力電流を検出するＤＣＣＴを必要とし、また、同様に本発明で必要となる電力変換装置が負荷に供給する瞬時出力電力を演算する手段は、インバータ出力交流電圧を検出するＰＴとインバータ出力交流電流を検出するＡＣＣＴを必要とする。

従来技術の実施例では示されていないが、蓄電池の出力電圧を検出するＤＣＰＴは、蓄電池の状態監視のために、蓄電池の出力電流を検出するＤＣＣＴはコンデンサ電圧を制御するために、従来から既に設置されているものである。
また、インバータ出力交流電圧を検出するＡＣＰＴと、インバータ出力交流電流を検出するＡＣＣＴはインバータ交流電圧を制御するために、従来から既に設置されているものである。

この結果、本発明では、従来技術のように、インバータ出力に高コストなＤＣＣＴを設置することなく、従来技術で既に設置されている検出器のみで、インバータ間を循環する瞬時電力を減少でき、装置全体としての低コスト化が可能となる。

本発明の要点は、共通の蓄電池からの直流電圧を、昇圧チョッパと直流−交流変換回路を用いて交流電圧に変換する直流−交流変換装置を複数台並列接続する場合に、各直流−交流変換装置の直流入力電力と交流出力電力の差が小さくなるように、昇圧チョッパの出力電圧または直流−交流変換回路出力の直流分を補正する制御回路を設けた点である。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。図１は直流を交流に変換する電力変換装置２台の並列システムの例である。２台の電力変換装置５２Ａ、５２Ｂは同じ回路構成であるので、以下では電力変換装置５２Ａを中心に説明する。

電力変換装置５２Ａの主回路は、蓄電池２と蓄電池２の直流電圧を昇圧して、直列接続されたコンデンサ４Ａ、５Ａを充電するための、昇圧リアクトル２０Ａ、半導体スイッチ２１Ａ、２２Ａ、ダイオード２３Ａ，２４Ａからなる昇圧チョッパ回路と、半導体スイッチのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御により直流−交流変換を行なうための、半導体スイッチ６Ａ、７Ａ、ダイオード８Ａ、９Ａ、フィルタリアクトル１０Ａ、フィルタコンデンサ１１Ａからなるハーフブリッジ形インバータ回路と、を備える。また、２台の電力変換装置の入力には共通の蓄電池２が、出力の共通母線には負荷３が、それぞれ接続された構成である。

制御回路は、蓄電池電圧を昇圧する昇圧チョッパ制御回路４１Ａと、インバータ回路の出力電圧を直流電圧から所定の正弦波電圧に変換するためのインバータ制御回路５１Ａから構成される。
昇圧チョッパ出力電圧調整回路３８Ａでは、昇圧チョッパの出力電圧を直流電圧検出器（ＤＣＰＴ）２５Ａからの検出量と電圧指令値との偏差を加算器３０Ａで求め、さらに、瞬時入力電力と瞬時出力電力の差を求め、直流電圧を補正するコンデンサ電圧補正値演算回路３２Ａの出力と加算器３１Ａで加算され、昇圧チョッパの出力電圧調整器（ＡＶＲ）３３Ａに入力される。出力電圧調整器３３Ａの出力は昇圧チョッパ入力電流の指令値となり、ＤＣＣＴ１９Ａの検出値との偏差を加算器３６Ａで求め、この偏差が零になるように電流調整器（ＡＣＲ）３７Ａで調整される。ＰＷＭ制御回路４０Ａでは電流調整器３７Ａの出力と搬送波発生器３９Ａの出力から、スイッチ素子２１Ａ、２２Ａを駆動するためのオン、オフ信号を作成して、スイッチ素子２１Ａ、２２Ａを駆動する。

コンデンサ電圧補正値演算回路３２Ａでは、昇圧チョッパ入力電力を電圧検出器（ＤＣＰＴ）１８Ａの検出値と入力電流検出器（ＤＣＣＴ）１９Ａの検出値を掛算器２６Ａで掛算して求めた瞬時入力電力と、インバータ回路出力の電圧検出器（ＡＣＰＴ）１６Ａの検出値と電流検出器（ＡＣＣＴ）１７Ａの検出値を掛算器２７Ａで掛算して求めた瞬時出力電力との差分を加算器２８Ａで求め、平均化フィルタ２９Ａを介して、直流電圧補正値として求め、加算器３１Ａに入力する。

以上の構成で、電力変換装置の瞬時入力電力と電力変換装置が負荷に供給する瞬時出力電力の差の直流成分、すなわち並列接続された電力変換装置間を循環する瞬時電力の直流成分が減少するように、コンデンサ４Ａ，５Ａの電圧即ち昇圧チョッパ出力電圧を補正する。
例えば、電力変換装置５２Ａのインバータの上側アームである半導体スイッチ６Ａのパルス幅が、負側アームである半導体スイッチ７Ａのパルス幅より大きい場合を考えると、インバータの出力交流電圧波形は零点電位から正側に移動した形となり、直流分が正側に重畳したものとなる。この直流分により、例えば電力変換装置５２Ａの半導体スイッチ６Ａ→負荷３の入力端における接続点→電力変換装置５２Ｂの正側ダイオード８Ｂ→電力変換装置２Ｂの半導体スイッチ２１Ｂ→蓄電池２の出力端における接続点→電力変換装置５２Ａのダイオード２３Ａ→電力変換装置５１Ａの半導体スイッチ６Ａの経路で、循環電流が流れる。

循環電流が電力変換装置５２Ａから電力変換装置５２Ｂに流れるので、ＤＣＣＴ１９ＡとＡＣＣＴ１７Ａは図１の矢印の方向の電流を正とすれば、ＡＣＣＴ１７ＡとＡＣＰＴ１６Ａの積と、ＤＤＣＴ１９ＡとＤＣＰＴ１８Ａの積の差である加算器２８Ａの出力は正となる。

この加算器２８Ａの出力の直流成分を、フィルタ２９Ａにより抽出して、直流中間コンデンサ電圧指令値（直流電圧指令値）と直流電圧検出器（ＤＣＰＴ）２５Ａの検出値の差である加算器３０Ａの出力から加算器３１Ａで減算する。
その結果、加算器３１Ａの出力は小さくなり、電圧調整器３３Ａは加算器３１の出力を小さくするように動作する。

従って、コンデンサ電圧補正値値演算回路３２Ａが無い場合に対して、コンデンサ電圧補正値演算回路３２Ａが有る場合は、ＤＣＰＴ２５Ａの検出値は小さくなる。即ち、コンデンサ４Ａ、５Ａの電圧は小さくなるため、インバータ交流出力電圧に重畳した直流分は減少し、循環電流は減少する。
ここで、直流成分検出用のフィルタ２９Ｂは掛算器２７Ｂの出力に設けても同様の効果が得られる。

図２に、本発明の第２の実施例を示す。
実施例１とは主回路構成は同じで、制御回路のみ異なる。
尚、２台の電力変換装置５２Ａ１、５２Ｂ１は同じ回路構成であるので、以下では電力変換装置５２Ａ１を中心に説明する。

昇圧チョッパ制御回路４１Ａ１は、第１の実施例（図１）における昇圧チョッパ制御回路４１Ａから、コンデンサ電圧補正値演算回路３２Ａ、及び加算器３１Ａを除去したものであり、昇圧チョッパ出力電圧を所定値に定電圧制御する。

インバータ制御回路５１Ａ１は、インバータ出力電圧直流分補正回路４７Ａ、正弦波指令発生回路４８Ａ、搬送波発生器４９Ａ、ＰＷＭ回路５０Ａなどで構成される。
インバータ回路の出力電圧を所定電圧の正弦波にするための正弦波指令発生回路４８Ａの出力と、インバータ出力電圧直流分補正回路４７Ａの出力は、加算器４６Ａに入力される。加算器４６Ａの出力と搬送波発生器４９Ａの出力は、ＰＷＭ回路５０Ａに入力され、ＰＷＭ回路５０Ａでは、インバータ用の半導体スイッチ素子６Ａ、７Ａを駆動するオンオフ信号を作成し、半導体スイッチ素子に伝送する。

インバータ出力電圧零点補正回路４７Ａでは、昇圧チョッパ入力電力を電圧検出器（ＤＣＰＴ）１８Ａの検出値と入力電流検出器（ＤＣＣＴ）１９Ａの検出値を掛算器４２Ａで掛算して求めた瞬時入力電力と、インバータ回路出力の電圧検出器（ＡＣＰＴ）１６Ａの検出値と電流検出器（ＡＣＣＴ）１７Ａの検出値を掛算器４３Ａで掛算して求めた瞬時出力電力の差を加算器４４Ａで求め、平均化フィルタ４５Ａを介してインバータ出力電圧の直流分補正値とし、加算器４６Ａに入力する。

このような構成において、例えば電力変換装置５２Ａ１のインバータの上側アームである半導体スイッチ６Ａのパルス幅が、負側アームである半導体スイッチ７Ａのパルス幅より大きい場合を考えると、インバータ出力交流電圧波形は零点電位から正側に移動した形となり直流分が正側に重畳したものとなる。

この直流分により、例えば電力変換装置５２Ａ１の半導体スイッチ６Ａ→負荷３の入力端における接続点→電力変換装置５２Ｂ１の正側ダイオード８Ｂ→電力変換装置５２Ｂ１の半導体スイッチ２１Ｂ→蓄電池２の出力端における接続点→電力変換装置５２Ａ１のダイオード２３Ａ→電力変換装置５２Ａ１の半導体スイッチ６Ａの経路で、循環電流が流れる。

循環電流が電力変換装置５２Ａ１から電力変換装置５２Ｂ１に流れるので、ＡＣＣＴ１７Ａは図２の矢印の方向の電流を正とすれば、ＤＣＣＴ１９ＡとＤＣＰＴ１８Ａの積と、ＡＣＣＴ１７ＡとＡＣＰＴ１６Ａの積の差である加算器４４Ａの出力は正となる。この加算器４４Ａの出力の直流成分をフィルタ４５Ａにより抽出して、正弦波指令発生回路４８Ａの出力から加算器４６Ａにより減算する。従って、加算器４６Ａの出力は零点が負側に移動した正弦波の波形となる。

零点電位補正回路４７Ａが無い場合の加算器４６Ａの出力を図３のａ指令信号、半導体スイッチ駆動手段５０Ａの出力である正側の半導体スイッチ６Ａを駆動するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号を図３のa’ＰＷＭ信号とすると、零点電位補正手段４７Ａが有る場合の加算器４６Ａの出力は図３のｂ指令信号となり、半導体スイッチ駆動手段５０Ａの出力である正側の半導体スイッチ６Ａを駆動するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号は図３のb’ＰＷＭ信号となる。
図３のa’ＰＷＭ信号と比較して、図３のb’ＰＷＭ信号は、正側の半導体スイッチ６Ａのオンパルス幅を狭くするものであるから、交流の正側に重畳した直流分を低減し、その結果、循環電流も低減される。

図５に、本発明の第３の実施例を示す。
２台の電力変換装置５２Ａ２、５２Ｂ２は同じ回路構成であるので、以下では電力変換装置５２Ａ２を中心に説明する。
第1の実施例と第2の実施例との違いは、昇圧チョッパ回路が削除されている点である。即ち、昇圧チョッパ回路構成部品であるリアクトル２０Ａ、半導体スイッチ素子２１Ａ，２２Ａ、ダイオード２３Ａ、２４Ａ、ＤＣＰＴ２５Ａが削除されている。

電力変換装置５２Ａ２の主回路部は、蓄電池２と並列接続されたコンデンサ４Ａと５Ａの直列回路と、半導体スイッチのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御により直流−交流変換を行なうための、半導体スイッチ６Ａ、７Ａ、ダイオード８Ａ、９Ａから構成されたハーフブリッジ形インバータ回路と、フィルタリアクトル１０Ａ、フィルタコンデンサ１１Ａからなるフィルタ回路と、を備える。また、２台の電力変換装置の入力には共通の蓄電池２が、出力の共通母線には負荷３が、それぞれ接続された構成である。

インバータ制御回路５１Ａ２は、インバータ出力電圧直流分補正回路４７Ａ、正弦波指令発生回路４８Ａ、搬送波発生器４９Ａ、ＰＷＭ回路５０Ａなどで構成される。
正弦波指令発生回路４８Ａの出力と、インバータ出力電圧直流分補正回路４７Ａの出力は、加算器４６Ａに入力される。加算器４６Ａの出力と搬送波発生器４９Ａの出力は、ＰＷＭ回路５０Ａに入力され、ＰＷＭ回路５０Ａでは、インバータ用半導体イッチ素子６Ａ、７Ａを駆動するオンオフ信号を作成し、半導体スイッチ素子に伝送する。

インバータ出力電圧零点補正回路４７Ａでは、ハーフブリッジ形インバータ回路の直流入力電力を電圧検出器（ＤＣＰＴ）１８Ａの検出値と入力電流検出器（ＤＣＣＴ）１９Ａの検出値を掛算器４２Ａで掛算して求めた瞬時入力電力と、インバータ回路出力の電圧検出器（ＡＣＰＴ）１６Ａの検出値と電流検出器（ＡＣＣＴ）１７Ａの検出値を掛算器４３Ａで掛算して求めた瞬時出力電力の差を加算器４４Ａで求め、平均化フィルタ４５Ａを介してインバータ出力電圧の直流分補正値とし、加算器４６Ａに入力する。

このような構成において、例えば電力変換装置５２Ａ２のインバータの上側アームである半導体スイッチ６Ａのパルス幅が、負側アームである半導体スイッチ７Ａのパルス幅より大きい場合を考えると、インバータ出力交流電圧波形は零点電位から正側に移動した形となり直流分が正側に重畳したものとなる。

この直流分により、例えば電力変換装置５２Ａ２の半導体スイッチ６Ａ→負荷３の入力端における接続点→電力変換装置５２Ｂ２の正側ダイオード８Ｂ→蓄電池２の出力端における接続点→電力変換装置５２Ａ２の半導体スイッチ６Ａの経路で、循環電流が流れる。

循環電流が電力変換装置５２Ａ２から電力変換装置５２Ｂ２に流れるので、ＡＣＣＴ１７Ａは図５の矢印の方向の電流を正とすれば、ＤＣＣＴ１９ＡとＤＣＰＴ１８Ａの積と、ＡＣＣＴ１７ＡとＡＣＰＴ１６Ａの積の差である加算器４４Ａの出力は正となる。この加算器４４Ａの出力の直流成分をフィルタ４５Ａにより抽出して、正弦波指令発生回路４８Ａの出力から加算器４６Ａにより減算する。従って、加算器４６Ａの出力は零点が負側に移動した正弦波の波形となる。

零点電位補正回路４７Ａが無い場合の加算器４６Ａの出力を図３のａ指令信号、半導体スイッチ駆動手段５０Ａの出力である正側の半導体スイッチ６Ａを駆動するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号を図３のa’ＰＷＭ信号とすると、零点電位補正手段４７Ａが有る場合の加算器４６Ａの出力は図３のｂ指令信号、半導体スイッチ駆動手段５０Ａの出力である正側の半導体スイッチ６Ａを駆動するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号は図３のb’ＰＷＭ信号となる。
図３のa’ＰＷＭ信号と比較して、図３のb’ＰＷＭ信号は、正側の半導体スイッチ６Ａのオンパルス幅を狭くするものであるから、交流の正側に重畳した直流分を低減し、その結果、循環電流も低減される。

尚、実施例では、フィルタ４５Ａの出力を正弦波指令信号から減じて、正弦波指令信号の搬送波信号に対する相対位置を変えることで循環電流を抑制できることを説明したが、図４に示すようにフィルタ４５Ａの出力を搬送波信号に加え、搬送波信号の正弦波指令信号に対する相対位置を変えることで、同様に循環電流を抑制できる。

また、実施例では２台並列の場合について述べたが、３台以上が並列運転されても同様に循環電流の抑制が実現できる。
さらに、実施例では単相インバータの場合について述べたが、三相のインバータの場合も同様に循環電流の抑制ができる。
尚、実施例ではハーフブリッジ型インバータの場合について述べたが、フルブリッジ型インバータの場合にも同様に循環電流の抑制ができる。

以上の説明のように、本発明によれば、インバータ出力に従来方式で用いていた高コストなＤＣＣＴの代替として低コストなＡＣＣＴを使用して、並列運転されるパルス幅変調方式の電力変換装置間を流れる循環電流を低減することができる。

本発明は、無停電電源装置だけでなく、絶縁手段を用いずに直流を交流に変換する電力変換回路を並列接続して用いる、交流電源装置、電動機駆動装置、系統補償装置などへの適用が可能である。

本発明の第１の実施例を示す回路図である。 本発明の第２の実施例を示す回路図である。 直流分補正の原理を説明するための第１の実施例を示す。 直流分補正の原理を説明するための第２の実施例を示す。 本発明の第３の実施例を示す回路図である。 従来例を示す回路図である。

符号の説明

１Ａ、１Ｂ、５２Ａ、５２Ｂ・・・直流−交流変換装置
５２Ａ１、５２Ｂ１、５２Ａ２、５２Ｂ２・・・直流−交流変換装置
２・・・蓄電池 ３・・・負荷
４Ａ、４Ｂ、５Ａ、５Ｂ・・・コンデンサ
６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂ、２１Ａ、２１Ｂ、２２Ａ、２２Ｂ・・・半導体スイッチ素子
８Ａ、８Ｂ、９Ａ、９Ｂ、２３Ａ、２３Ｂ、２４Ａ、２４Ｂ・・・ダイオード
１０Ａ、１０Ｂ・・・フィルタリアクトル
１１Ａ、１１Ｂ・・・フィルタコンデンサ
１２Ａ，１２Ｂ、１９Ａ、１９Ｂ・・・ＤＣＣＴ
１３Ａ１、１３Ｂ１・・・指令信号発生器
１３Ａ２、１３Ｂ２、３９Ａ、３９Ｂ、４９Ａ、４９Ｂ・・・搬送波発生器
１４Ａ、１４Ｂ、２８Ａ、２８Ｂ、２９Ａ、２９Ｂ・・・加算器
３０Ａ、３０Ｂ、３１Ａ、３１Ｂ、３６Ａ、３６Ｂ・・・加算器
４４Ｂ、４６Ｂ、
１５Ａ、１５Ｂ・・・スイッチ駆動回路
１６Ａ、１６Ｂ・・・ＡＣＰＴ １７Ａ，１７Ｂ・・・ＡＣＣＴ
１８Ａ、１８Ｂ、２５Ａ、２５Ｂ・・・ＤＣＰＴ
２０Ａ、２０Ｂ・・・ＤＣリアクトル
２６Ａ、２６Ｂ、２７Ａ、２７Ｂ、４２Ａ、４２Ｂ、４３Ａ、４３Ｂ・・・掛算器
３２Ａ、３２Ｂ・・・コンデンサ電圧補正値演算回路
３３Ａ、３３Ｂ・・・電圧調整器 ３７Ａ、３７Ｂ・・・電流調整器
３８Ａ、３８Ｂ・・・昇圧チョッパ出力電圧調整回路
４１Ａ、４１Ｂ、４１Ａ１、４１Ｂ１・・・昇圧チョッパ制御回路
４８Ａ、４８Ｂ・・・正弦波発生回路
５１Ａ、５１Ｂ、５１Ａ１、５１Ｂ１、５１Ａ２、５１Ｂ２・・・インバータ制御回路
５０Ａ、５０Ｂ・・・ＰＷＭ回路

Claims (5)

1. 直流入力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とする逆変換回路とを有し、入出力間に絶縁手段を含まない直流−交流変換装置を複数台並列接続し、直流入力には共通の蓄電池が、交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、
   前記複数台並列接続された直流−交流変換装置各々は、前記直流−交流変換装置各々の間を循環する循環電流を抑制する制御手段であって、前記昇圧チョッパ回路の直流入力の瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記直流−交流変換装置の瞬時出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段と、を備え、前記入出力電力差分が減少するように、前記昇圧チョッパ出力電圧を補正する手段を設けることを特徴とする無停電電源装置。
2. 直流入力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路出力の直流電圧を交流電圧に変換し交流出力とする逆変換回路とを有し、入出力間に絶縁手段を含まない直流−交流変換装置を複数台並列接続し、直流入力には共通の蓄電池が、交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、
   前記複数台並列接続された直流−交流変換装置各々は、前記直流−交流変換装置各々の間を循環する循環電流を抑制する制御手段であって、前記昇圧チョッパ回路の直流入力の瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と前記各々の直流−交流変換装置の瞬時出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段と、を備え、前記入出力電力差分が減少するように、前記直流−交流変換装置の交流出力零点電位を補正する手段を設けることを特徴とする無停電電源装置。
3. 直流入力電圧を交流電圧に変換し交流出力とする逆変換回路で、入出力間に絶縁手段を含まない直流−交流変換装置を複数台並列接続し、直流入力には共通の蓄電池が、交流出力には共通の負荷が、各々接続された無停電電源装置において、
   前記複数台並列接続された直流−交流変換装置各々は、前記直流−交流変換装置各々の間を循環する循環電流を抑制する制御手段であって、前記直流入力の瞬時入力電力を演算する入力電力演算手段と、前記直流−交流変換装置の瞬時出力電力を演算する出力電力演算手段と、前記入力電力演算手段の出力と前記出力電力演算手段の出力との差を演算する入出力電力差分演算手段と、を備え、前記入出力電力差分が減少するように、前記直流−交流変換装置の交流出力零点電位を補正する手段を設けることを特徴とする無停電電源装置。
4. 前記直流−交流変換装置の交流出力零点電位を補正する手段は、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分で、正弦波指令発生回路の出力を補正することを特徴とする請求項２又は３に記載の無停電電源装置。
5. 前記直流−交流変換装置の交流出力零点電位を補正する手段は、前記入出力電力差分演算手段の出力を平均化して得られた直流分で、搬送波発生器の出力を補正することを特徴とする請求項２又は３に記載の無停電電源装置。
   

Images