JP2001177997A

JP2001177997A - 電力変換装置の並列運転回路

Info

Publication number: JP2001177997A
Application number: JP35464299A
Authority: JP
Inventors: Hisashi Fujimoto; 久藤本
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1999-12-14
Filing date: 1999-12-14
Publication date: 2001-06-29

Abstract

(57)【要約】【課題】別個にインバータ制御装置を備えたパルス幅変
調制御インバータを構成要素にしている電力変換装置同
士を並列接続して運転する際に、キャリア信号が同期し
ていない場合でも、横流電流を抑制できるようにするこ
とにある。【解決手段】チョッパとＰＷＭインバータと交流フィル
タで構成する電力変換装置の複数組を並列接続して運転
する際に、１号チョッパ４１を構成する直流リアクトル
を第１直流リアクトル４１Ａと第２直流リアクトル４１
Ｂとに分割し、前者は従来通りの位置で後者は各電力変
換装置の負極側の電源側接続点と当該チョッパの出力側
との間に挿入する。この第２直流リアクトル４１Ｂは横
流電流を所定値に抑制するインダクタンスを備え、第２
直流リアクトル４１Ｂと第１直流リアクトル４１Ａとの
合計インダクタンスがチョッパの動作に必要な値となる
ように第１直流リアクトル４１Ａのインダクタンスを定
める。あるいは第１直流リアクトル４１Ａのインダクタ
ンスを零にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、チョッパとＰＷ
Ｍインバータと交流フィルタとで構成している電力変換
装置の複数組を並列接続して負荷へ交流電力を供給する
電力変換装置の並列運転回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５は複数組の電力変換装置に共通の制
御装置を設けて各電力変換装置を並列運転する第１従来
例を示したブロック回路図であって、電力変換装置が２
組の場合を示している。図５の第１従来例回路におい
て、１号電力変換装置１０は１号チョッパ１１と１号Ｐ
ＷＭインバータ１２および１号交流フィルタ１３で構成
していて、１号チョッパ１１は直流電源１からの直流電
力を所望電圧の直流電力に変換する。１号ＰＷＭインバ
ータ１２はパルス幅変調制御により、１号チョッパ１１
からの直流電力を所望の電圧と周波数の三相交流電力に
変換するのであるが、１号ＰＷＭインバータ１２が出力
する交流波形の歪みは１号交流フィルタ１３で除去され
るから、この１号交流フィルタ１３で波形整形された正
弦波状の三相交流電力が負荷２へ供給されることにな
る。２号チョッパ１６と２号ＰＷＭインバータ１７およ
び２号交流フィルタ１８で構成している２号電力変換装
置１５も、１号電力変換装置１０と同様の機能を有して
おり、これら１号電力変換装置１０と２号電力変換装置
１５とを並列運転することにより、両者に共通の直流電
源１からの直流電力は所望の電圧と周波数の三相交流電
力に変換され、両者に共通の負荷２へ給電される。

【０００３】１号チョッパ１１と２号チョッパ１６と
は、図示していない共通チョッパ制御装置からの同一点
弧信号で動作するのであるが、１号ＰＷＭインバータ１
２と２号ＰＷＭインバータ１７も共通インバータ制御装
置３からの同一点弧信号で動作する。すなわちパルス幅
変調制御回路６へは、ＰＷＭインバータが出力すべき交
流電圧の振幅，周波数および位相の指令信号とキャリア
信号とが、それぞれ指令値発生回路４とキャリア発生回
路５から入力する。パルス幅変調制御回路６は両入力信
号の大小を比較することで得られるパルス幅変調された
パルス信号をゲート駆動回路７へ出力する。ゲート駆動
回路７はこの入力信号を増幅して、１号ＰＷＭインバー
タ１２と２号ＰＷＭインバータ１７を構成する半導体ス
イッチ素子，例えば絶縁ゲートバリスティックトランジ
スタ（以下ではＩＧＢＴと略記する）へ同一の点弧信号
を送って、これらをオン・オフ動作させる。よってＰＷ
Ｍインバータ１２とＰＷＭインバータ１７から出力する
交流電力は同期している。それ故、両電力変換装置を並
列運転した場合に、両者の間を横流電流が流れる恐れは
無い。

【０００４】すなわち図５の第１従来例回路は、並列運
転する１号電力変換装置１０と２号電力変換装置１５に
個別の制御装置を備えるのではなく、両電力変換装置を
同時に制御する共通インバータ制御装置３を設置する構
成である。その結果、並列運転時に横流電流が流れる恐
れを回避できる効果が得られるが、電力変換装置の並列
運転に適合した共通インバータ制御装置３を、並列運転
回路ごとに製作しなければならない。これは並列運転す
る電力変換装置の台数や容量が変更になると、それまで
使用していた共通インバータ制御装置３は不適合になる
ので、新たな共通インバータ制御装置３を手配しなけれ
ばならないことを意味する。それ故、共通インバータ制
御装置３は標準化が不可能である欠点があるし、並列台
数や容量の変更に素早く対応でいないし、費用も嵩む欠
点もある。

【０００５】図６は個々に制御装置を備えている電力変
換装置の複数組を並列運転する第２従来例を示したブロ
ック回路図であって、電力変換装置が２組の場合を示し
ている。図６の第２従来例回路において、１号電力変換
装置２０は、１号チョッパ２１と１号ＰＷＭインバータ
２２および１号交流フィルタ２３で主回路を形成するの
であるが、１号ＰＷＭインバータ２２を制御するため
に、指令値発生回路２４，キャリア発生回路２５，パル
ス幅変調制御回路２６ならびにゲート駆動回路２７でな
るインバータ制御回路が当該１号ＰＷＭインバータ２２
に付属している。なお１号チョッパ２１にもこれを制御
するためにチョッパ制御回路が付属しているのである
が、この部分は本発明とは無関係であるから、その図示
は省略している。また、２号電力変換装置３０も、２号
チョッパ３１と２号ＰＷＭインバータ３２および２号交
流フィルタ３３で主回路を形成するのであるが、２号Ｐ
ＷＭインバータ３２を制御するために、指令値発生回路
３４，キャリア発生回路３５，パルス幅変調制御回路３
６ならびにゲート駆動回路３７でなるインバータ制御回
路が２号ＰＷＭインバータ３２に付属している。なお２
号チョッパ３１を制御するチョッパ制御回路の図示は、
前述と同様の理由で省略している。これら１号電力変換
装置２０と２号電力変換装置３０の電源側同士を結合す
ると共に負荷側同士も結合し、これらの結合点に直流電
源１と負荷２を接続すれば、両電力変換装置は並列運転
により負荷２へ三相交流電力を供給できる。

【０００６】１号電力変換装置２０と２号電力変換装置
３０とを並列運転するためには、両電力変換装置の出力
電圧の振幅と周波数および位相を揃える必要があるの
で、この第２従来例回路では１号電力変換装置２０をマ
スター装置とし、２号電力変換装置３０へはマスター装
置である１号電力変換装置２０と共通の指令信号を与え
られるように回路を形成している。すなわち、１号電力
変換装置２０を構成する指令値発生回路２４が出力する
指令信号をパルス幅変調制御回路２６へ与えると共に、
２号電力変換装置３０のパルス幅変調制御回路３６へも
与えるから、２号電力変換装置３０の指令値発生回路３
４は使用しない。

【０００７】このような回路構成では、１号電力変換装
置２０と２号電力変換装置３０はそれぞれが個別の制御
装置を備えているから、単独運転もできるし、他の電力
変換装置と並列運転することもできる。並列運転の台数
が変更になる場合は、マスター装置と残余の電力変換装
置を接続する信号線の数だけを増減すれば良いので、台
数変更に素早く対応することができるし、各電力変換装
置を標準化できるメリットもある。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら図６に図
示の第２従来例回路で、マスター装置である１号電力変
換装置２０の指令値発生回路２４が出力する指令信号
を、このマスター装置に従属する２号電力変換装置３０
へも与えることで、２号電力変換装置３０が出力する三
相交流電力を１号電力変換装置２０が出力する三相交流
電力に同期させる場合ても、交流電力を同期させるため
にマスター装置が他の電力変換装置へ与える指令信号は
基本波成分に関する情報であって、パルス幅変調制御の
ためのキャリア信号は同期していないから、パルス幅変
調成分の横流電流が並列運転する両電力変換装置間に流
れることになる。

【０００９】図７は図６に図示の第２従来例回路の主回
路の構成を示すと共に、この主回路を流れる横流電流の
経路を示した主回路接続図であるが、各電力変換装置に
付属する制御回路は図示を簡略化するために省略してい
る。図７において、直流リアクトル２１ＬとＩＧＢＴ２
１Ｓおよびダイオード２１Ｄで構成している１号チョッ
パ２１は、ＩＧＢＴ２１Ｓをオン・オフ動作させること
で直流電源１からの直流電力を所望電圧へ昇圧させて１
号ＰＷＭインバータ２２へ出力する。平滑コンデンサ２
２Ｃと正極側スイッチング回路（ＩＧＢＴとダイオード
との逆並列接続で構成）２２Ｐおよびこれと同じ構成の
負極側スイッチング回路２２Ｎとでなる１号ＰＷＭイン
バータ２２は、正極側スイッチング回路２２Ｐと負極側
スイッチング回路２２Ｎを交互のオン・オフ動作させる
ことにより、１号チョッパ２１から入力した直流電力を
所望の電圧と周波数の交流電力に変換して１号交流フィ
ルタ２３へ出力する。ここで１号ＰＷＭインバータ２２
が三相交流電力を出力する場合は、正極側スイッチング
回路２２Ｐと負極側スイッチング回路２２Ｎの直列回路
の３組を相互に並列接続するのであるが、回路を簡略化
するために１相分のみを図示している。交流リアクトル
２３Ｌとコンデンサ２３Ｃとでなる１号交流フィルタ２
３（これも図示は１相分のみとしている）は、１号ＰＷ
Ｍインバータ２２が出力する交流波形の歪みを整形す
る。これら１号チョッパ２１と１号ＰＷＭインバータ２
２および１号交流フィルタ２３で１号電力変換装置２０
の主回路を構成している。

【００１０】２号電力変換装置３０の主回路も前述の１
号電力変換装置２０と同様に、直流リアクトル３１Ｌと
ＩＧＢＴ３１Ｓおよびダイオード３１Ｄでなる２号チョ
ッパ３１と、平滑コンデンサ３２Ｃと正極側スイッチン
グ回路３２Ｐおよび負極側スイッチング回路３２Ｎでな
る２号ＰＷＭインバータ３２と、交流リアクトル３３Ｌ
とコンデンサ３３Ｃでなる２号交流フィルタ３３とで構
成されており、これらの動作も前述した１号電力変換装
置２０と同じである。

【００１１】ここで１号チョッパ２１の入力側と２号チ
ョッパ３１の入力側とを結合し、この結合点に直流電源
１を接続し、１号交流フィルタ２３の出力側と２号交流
フィルタ３３の出力側とを結合し、この結合点に負荷２
を接続すれば、両電力変換装置は並列運転により負荷２
へ交流電力を供給できる。前述したように、１号ＰＷＭ
インバータ２２用としてキャリア発生回路２５（図６参
照）が出力するキャリア信号と、２号ＰＷＭインバータ
３２用としてキャリア発生回路３５（図６参照）が出力
するキャリア信号とは一般に同期していない。よって、
例えば１号用キャリア信号の位相と２号用キャリア信号
の位相とが逆位相になっていると、１号ＰＷＭインバー
タ２２と２号ＰＷＭインバータ３２が共に零電圧発生し
ようとするときに、１号ＰＷＭインバータ２２の正極側
スイッチング回路２２Ｐがオンする時点では、２号ＰＷ
Ｍインバータ３２の正極側スイッチング回路３２Ｐでは
なくて負極側スイッチング回路３２Ｎがオンとなる。こ
のとき１号ＰＷＭインバータ２２の平滑コンデンサ２２
Ｃが電源になって、図７に破線で図示している経路，す
なわち平滑コンデンサ２２Ｃ→正極側スイッチング回路
２２Ｐ→交流リアクトル２３Ｌ→交流リアクトル３３Ｌ
→負極側スイッチング回路３２Ｎ→平滑コンデンサ２２
Ｃの経路で、両電力変換装置間には負荷２には寄与しな
い電流，すなわち横流電流が流れてしまう。

【００１２】また、１号ＰＷＭインバータ２２の負極側
スイッチング回路２２Ｎがオンする時点では２号ＰＷＭ
インバータ３２の正極側スイッチング回路３２Ｐがオン
となるから、平滑コンデンサ３２Ｃを電源にして、平滑
コンデンサ３２Ｃ→正極側スイッチング回路３２Ｐ→交
流リアクトル３３Ｌ→交流リアクトル２３Ｌ→負極側ス
イッチング回路２２Ｎ→平滑コンデンサ３２Ｃの経路で
横流電流が流れてしまう。このパルス幅変調成分による
横流電流Ｉ_Cの大きさは下記の数式１で求めることがで
きる。

【００１３】

【数１】Ｉ_C＝Δｔ・｛Ｅ_d／（Ｌ_AC×２）｝但し、Δｔはキャリア周期とキャリア位相差により定ま
る時間であり，Ｅ_dは平滑コンデンサ２２Ｃの電圧，Ｌ
_ACは交流リアクトル２３Ｌのインダクタンスである。交
流リアクトル２３Ｌには負荷電流が流れると共に、さら
に横流電流Ｉ_Cが加算されるので、並列運転をする電力
変換装置では、交流リアクトル２３Ｌの電流容量を大き
くする必要があるから、装置の質量と寸法を増大させる
不具合を生じる。

【００１４】そこでこの発明の目的は、別個にインバー
タ制御装置を備えたパルス幅変調制御インバータを構成
要素にしている電力変換装置同士を並列接続して運転す
る際に、キャリア信号が同期していない場合でも、横流
電流を抑制できるようにすることにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めに、この発明の電力変換装置の並列運転回路は、チョ
ッパとパルス幅変調制御インバータと交流フィルタとで
構成する電力変換装置の複数組を並列接続して運転する
際に、前記チョッパを構成する直流リアクトルを第１直
流リアクトルと第２直流リアクトルとに分割し、直流電
源の正極側と各チョッパの入力側との間に第１直流リア
クトルを接続し、直流電源の負極側と各チョッパの出力
端との間に第２直流リアクトルを接続する。

【００１６】前記第２直流リアクトルは各電力変換装置
間を流れる横流電流を所定値に抑制するインダクタンス
を備え、この第２直流リアクトルと前記第１直流リアク
トルとの合計インダクタンスが前記チョッパの動作に必
要な値となるようにしたインダクタンスを当該第１直流
リアクトルに備える。前記第１直流リアクトルのインダ
クタンスを零にする。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は本発明の第１実施例を表し
た主回路接続図であるが、この第１実施例回路に記載の
直流電源１，負荷２，１号ＰＷＭインバータ２２とその
構成，１号交流フィルタ２３とその構成，２号ＰＷＭイ
ンバータ３２とその構成および２号交流フィルタ３３と
その構成の名称・用途・機能は、図７で既述の主回路接
続図と同じであるから、これらの説明は省略する。

【００１８】この第１実施例回路における１号チョッパ
４１では、ダイオード２１ＤとＩＧＢＴ２１Ｓは従来通
りであるが、直流リアクトルは２つに分割している。す
なわち分割した直流リアクトルの一方である第１直流リ
アクトル４１Ａは従来通りに直流電源１の正極側に接続
し、他方の第２直流リアクトル４１Ｂは直流電源１の負
極側する。同様に２号チョッパ４６ではダイオード３１
ＤとＩＧＢＴ３１Ｓは従来通りであるが、２つに分割し
た直流リアクトルの一方である第１直流リアクトル４６
Ａを直流電源１の正極側に接続し、他方の第２直流リア
クトル４６Ｂを直流電源１の負極側に接続する。

【００１９】図１の第１実施例回路と前述した図７の主
回路接続図とを比較すれば明らかなように、第２直流リ
アクトル４１Ｂと第２直流リアクトル４６Ｂはいずれも
横流電流が流れる回路に挿入されている。このときの横
流電流Ｉ_C1の大きさは下記の数式２で求めることができ
る。

【００２０】

【数２】Ｉ_C1＝Δｔ・［Ｅ_d／｛（Ｌ_AC＋Ｌ_B）×２｝］ここでΔｔはキャリア周期とキャリア位相差により定ま
る時間であり，Ｅ_dは平滑コンデンサ２２Ｃの電圧，Ｌ
_ACは交流リアクトル２３Ｌのインダクタンス，Ｌ_Bは第
２直流リアクトル４１Ｂのインダクタンスである。

【００２１】この数式２で明らかなように、第２直流リ
アクトル４１Ｂのインダクタンスを大きくするのに従っ
て、横流電流Ｉ_C1は減少するから、横流電流Ｉ_C1を所望
値に制限するのに必要な第２直流リアクトル４１Ｂのイ
ンダクタンス値は容易に算出できる。１号チョッパ２１
の動作に必要な直流リアクトルのインダクタンスの大き
さは既知であるから、この第２直流リアクトル４１Ｂと
第１直流リアクトル４１Ａとの合計インダクタンスが前
述した既知の値になるように第１直流リアクトル４１Ａ
のインダクタンス値を決定する。

【００２２】図２は本発明の第２実施例を表した主回路
接続図であって、前述した第１実施例回路とは１号チョ
ッパ５１と２号チョッパ５６の構成が異なるが、これ以
外の１号ＰＷＭインバータ２２，１号交流フィルタ２
３，２号ＰＷＭインバータ３２および２号交流フィルタ
３３の構成は第１実施例回路と同じである。よって第１
実施例回路と同じ部分の説明は省略し、異なる部分のみ
を以下に説明する。

【００２３】この第２実施例回路における１号チョッパ
５１は、第１実施例回路で既述の１号チョッパ４１を構
成している２つの直流リアクトルのうちの第１直流リア
クトル４１Ａのインダクタンスを零にした構成である。
すなわち、１号チョッパ５１の正極側には直流リアクト
ルを設けずに、負極側の横流電流が流れる回路に第２直
流リアクトル５１Ｂを挿入する。この第２直流リアクト
ル５１Ｂが当該１号チョッパ５１を動作させるのに必要
なインダクタンスを賄うと共に、並列運転中に各電力変
換装置間を流れる横流電流を抑制する。２号チョッパ５
６もその負極側の横流電流が流れる回路に第２直流リア
クトル５６Ｂを挿入するが、正極側には直流リアクトル
を設けない。

【００２４】図３は本発明の第３実施例を表した主回路
接続図であるが、１号チョッパ６１と２号チョッパ６６
は、これに入力する直流電圧を所望の値に低減する降圧
チョッパであることが前述した第１実施例回路とは異な
るが、これ以外の１号ＰＷＭインバータ２２，１号交流
フィルタ２３，２号ＰＷＭインバータ３２および２号交
流フィルタ３３の構成は第１実施例回路と同じである。
よって第１実施例回路と同じ部分の説明は省略し、異な
る部分のみを以下に説明する。

【００２５】１号チョッパ６１はＩＧＢＴ６１Ｓをオン
・オフ動作させることにより、直流リアクトルにエネル
ギーを貯蔵・放出させることで、負荷へ所望電圧の直流
電力を供給するのであるが、この第３実施例回路では、
前述した直流リアクトルを２つに分割し、その一方であ
る第１直流リアクトル６１Ａを正極側回路に挿入し、他
方である第２直流リアクトル６１Ｂを負極側回路に挿入
する。２号チョッパ６６も同様に２つに分割した直流リ
アクトルの一方である第１直流リアクトル６６Ａを正極
側回路に挿入し、他方である第２直流リアクトル６６Ｂ
を負極側回路に挿入している。両ＰＷＭインバータ２２
と３２のキャリア信号が同期していないために、例えば
正極側スイッチング回路２２Ｐと負極側スイッチング回
路３２Ｎが同時にオンする状態になったときに、横流電
流はコンデンサ２３Ｃを電源にして、コンデンサ２３Ｃ
→正極側スイッチング回路２２Ｐ→交流リアクトル２３
Ｌ→交流リアクトル３３Ｌ→負極側スイッチング回路３
２Ｎ→第２直流リアクトル６６Ｂ→第２直流リアクトル
６１Ｂ→平滑コンデンサ２２Ｃの経路を流れる。

【００２６】すなわち横流電流が流れる経路に第２直流
リアクトル６１Ｂと第２直流リアクトル６６Ｂとが挿入
されているいるために、横流電流が抑制されるのは図１
で既述の第１実施例回路の場合と同じである。図４は本
発明の第４実施例を表した主回路接続図であるが、１号
チョッパ７１と２号チョッパ７６の構成が前述した第３
実施例回路とは異なるが、これ以外の１号ＰＷＭインバ
ータ２２，１号交流フィルタ２３，２号ＰＷＭインバー
タ３２および２号交流フィルタ３３の構成は第３実施例
回路と同じである。よって同じ部分の説明は省略し、異
なる部分のみを以下に説明する。

【００２７】この第４実施例回路における１号チョッパ
７１は第３実施例回路で既述の１号チョッパ６１を構成
している２つの直流リアクトルのうちの第１直流リアク
トル６１Ａのインダクタンスを零にした構成である。す
なわち、１号チョッパ７１の正極側には直流リアクトル
を設けずに、負極側の横流電流が流れる回路に第２直流
リアクトル７１Ｂを挿入する。この第２直流リアクトル
７１Ｂが当該１号チョッパ７１を動作させるのに必要な
インダクタンスを賄うと共に、並列運転中に各電力変換
装置間を流れる横流電流を抑制する。２号チョッパ７６
もその負極側の横流電流が流れる回路に第２直流リアク
トル７６Ｂを挿入するが、正極側には直流リアクトルを
設けない。

【００２８】

【発明の効果】入力する直流電圧を所望の直流電圧に変
換するチョッパと、これを所望の電圧と周波数の交流電
力に変換するＰＷＭインバータと、この交流の波形歪み
を整形する交流フィルタとでなる電力変換装置の複数組
を並列運転するにあたっては、各電力変換装置が出力す
る交流電力を同期状態にする必要がある。すなわち、そ
れぞれが出力する交流電圧の振幅と周波数および位相を
一致させるように制御するのであるが、そのために特定
の電力変換装置をマスター装置にして、残余の電力変換
装置へマスター装置からの指令信号を与えるのが従来の
並列運転回路である。しかし従来の回路では、出力交流
の基本波成分については同期していても、各ＰＷＭイン
バータをパルス幅変調制御するためのキャリア信号につ
いては同期していないことが多く、各電力変換装置相互
間にはパルス幅変調成分に基づく横流電流が流れる不具
合を生じていた。

【００２９】本発明では、ＰＷＭインバータの前段に設
置するチョッパを構成する直流リアクトルを２つに分割
し、一方の直流リアクトルは従来通りの位置に設置する
が、他方の直流リアクトルは横流電流が流れる回路に挿
入することにより、チョッパ用直流リアクトルとしての
機能を損なうことなく、前述したパルス幅変調成分に基
づく横流電流を抑制することができる。このとき、他方
の直流リアクトルのみはチョッパ動作時の電流に横流電
流を加算した電流容量が必要になるだけであって、直流
リアクトルの合計インダクタンスは不変であるが、交流
フィルタを構成する交流リアクトルに流れる横流電流を
大幅に抑制できるので、当該交流リアクトルの質量を軽
減し寸法を縮小できる効果が得られる。その結果、電力
変換装置も小形化できる。

【００３０】さらに、直流リアクトルを２つに分割せず
に、全直流リアクトルを横流電流の通流経路に挿入すれ
ば、横流電流を抑制効果はより一層大きくなるし、直流
リアクトルを２つに分割する必要が無いので、交流リア
クトルの小形化と共に、部品点数が削減できる効果も合
わせて得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を表した主回路接続図

【図２】本発明の第２実施例を表した主回路接続図

【図３】本発明の第３実施例を表した主回路接続図

【図４】本発明の第４実施例を表した主回路接続図

【図５】複数組の電力変換装置に共通の制御装置を設け
て各電力変換装置を並列運転する第１従来例を示したブ
ロック回路図

【図６】個々に制御装置を備えている電力変換装置の複
数組を並列運転する第２従来例を示したブロック回路図

【図７】図６に図示の第２従来例回路の主回路の構成を
示すと共に、この主回路を流れる横流電流の経路を示し
た主回路接続図

【符号の説明】

１直流電源２負荷３共通インバータ制御装
置４，２４，３４指令値発生回路５，２５，３５キャリア発生回路６，２６，３６パルス幅変調制御回路７，２７，３７ゲート駆動回路１０，２０１号電力変換装置１１，２１，４１，５１１号チョッパ１２，２２１号ＰＷＭインバー
タ１３，２３１号交流フィルタ１５，３０２号電力変換装置１６，３１２号チョッパ１７，３２，４６，５６２号ＰＷＭインバー
タ１８，３３２号交流フィルタ２１Ｌ，３１Ｌ直流リアクトル２２Ｃ，３２Ｃ平滑コンデンサ２２Ｎ，３２Ｎ負極側スイッチング
回路２２Ｐ，３２Ｐ正極側スイッチング
回路２３Ｌ，３３Ｌ交流リアクトル４１Ａ，４６Ａ，６１Ａ，６６Ａ第１直流リアクトル４１Ｂ，４６Ｂ，５１Ｂ，５６Ｂ第２直流リアクトル６１Ｂ，６６Ｂ，７１Ｂ，７６Ｂ第２直流リアクトル６１，７１１号チョッパ６６，７６２号ＰＷＭインバー
タ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流リアクトルに流れる直流電流をオン・
オフして所望電圧の直流電力を出力するチョッパと、該
チョッパが出力する直流電力を所望の電圧と周波数の交
流電力に変換するインバータと該インバータが出力する
交流電力の波形を整形して出力する交流フィルタとでな
る電力変換装置を、共通の直流電源と共通の負荷との間
に複数組を並列に接続する電力変換装置の並列運転回路
において、前記直流電源の正極側と前記チョッパの入力側との間に
第１直流リアクトルを、前記直流電源の負極側と前記チ
ョッパの出力端との間に第２直流リアクトルを、前記複
数組の電力変換装置を構成するチョッパのそれぞれに接
続することを特徴とする電力変換装置の並列運転回路。
【請求項２】請求項１に記載の電力変換装置の並列運転
回路において、前記第２直流リアクトルは各電力変換装置間を流れる横
流電流を所定値に抑制するインダクタンスを備え、この
第２直流リアクトルと前記第１直流リアクトルとの合計
インダクタンスが前記チョッパの動作に必要な値となる
ようにしたインダクタンスを当該第１直流リアクトルに
備えることを特徴とする電力変換装置の並列運転回路。
【請求項３】請求項１または請求項２に記載の電力変換
装置の並列運転回路において、前記第１直流リアクトルのインダクタンスを零にするこ
とを特徴とする電力変換装置の並列運転回路。