JPWO2013077250A1 - 単相電力変換器、三相二相電力変換器および三相電力変換器 - Google Patents

Abstract

電力変換器１は、半導体スイッチと直流コンデンサＣと充放電電流用の入出力端子とを有する単位セル１１−Ｍと、互いにカスケード接続された複数の単位セル１１−Ｍからなる第１のアーム１２−Ｐおよび第２のアーム１２−Ｎと、第１のアーム１２−Ｐが接続される第１の端子、第２のアーム１２−Ｎが接続される第２の端子および直流電源が接続される第３の端子を有するアーム結合部１３と、１次側に交流入出力端子、２次側巻線上に中間端子を有する変圧器１４であって、２次側巻線の２つの末端端子には第１のアーム１２−Ｐの端子および第２のアーム１２−Ｎの端子がそれぞれ接続され、中間端子には直流電源Ｖ_dcが接続される変圧器１４と、を備える。

Description

本発明は、直流と交流とを双方向に変換する単相電力変換器および三相電力変換器ならびに三相交流と二相交流とを双方向に変換する三相二相電力変換器に関し、特にモジュラーマルチレベル型の単相電力変換器、三相二相電力変換器および三相電力変換器に関する。

風力発電や太陽光発電の導入機会の増大に伴い、電池電力貯蔵装置の重要性が増している。図２４は、電池電力貯蔵装置の一般的な構成を示す図である。電池電力貯蔵装置１０００は、ＮＡＳ電池やリチウムイオン電池などのバッテリ１００と、バッテリ１００の直流電圧を交流電圧に変換する連系変換器２００と、連系変換器２００と電力系統４００とを連系する連系変圧器３００と、を備える。電池電力貯蔵装置１０００においては、バッテリ１００の直流電圧は、電力系統４００の電圧実効値に対して相対的に低いため、連系変換器２００には高い昇圧比が求められる。このため、従来より、数Ｍワット級の連系変換器において変換器用変圧器を使用することで高圧化および大容量化を実現してきた。しかしながら、このような変換器用変圧器の使用は、装置の大型化および高重量化をもたらす要因となる。

このような問題を解決するために、実装が容易で大容量・高圧用途に適した次世代トランスレス電力変換器として、モジュラーマルチレベル変換器（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＭＭＣ）が提案されている。

モジュラーマルチレベル変換器は、複数の双方向チョッパセルもしくはフルブリッジ変換器セルを直列接続したアームをモジュールで構成する点に特徴がある。絶縁等の問題を除けば、直列セル数を増やすことにより、半導体スイッチを高耐圧化することなく、交流出力電圧の増大を図るとともに電圧および電流のリプルを抑制することが可能であり、高電圧かつ大容量の電力変換器として期待されている。モジュラーマルチレベル変換器は、実装が容易で、冗長性に富み、装置の小型軽量化を実現できることから、系統連系用電力変換器や、誘導電動機のためのモータドライブ装置などに適用できる。

モジュラーマルチレベル変換器として、例えばカスケード型のモジュラーマルチレベル変換器（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＭＭＣＣ）が提案されている（例えば、特許文献１および非特許文献１〜４参照。）。

特開２０１１−１８２５１７号公報

萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、第１２８巻、第７号、ｐｐ９５７〜９６５、２００８年７月 西村和敏、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブシステムへの応用−４００Ｖ，１５ｋＷミニモデルによる実験的検証−」、電気学会半導体電力変換研究会、ＳＰＣ−０９−２４、ｐｐ１９〜２４、２００９年１月 赤木泰文、萩原誠著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ）の分類と名称」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０４３、ｐｐ７１〜７２、２０１０年３月 萩原誠、前田亮、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＤＳＣＣ）の理論解析と制御法」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０４４、ｐｐ７３〜７４、２０１０年３月

電池電力貯蔵装置の直流電圧を交流電圧に変換する連系変換器の高昇圧比を変換器用変圧器で実現すると、装置の大型化および高重量化をもたらす。

実装が容易で大容量・高圧用途に適したモジュラーマルチレベル変換器を用いた場合であっても、変換器用変圧器は除去できるが、電圧整合性および電気絶縁性の観点から連系変圧器を除去できないという問題がある。

また、今後は風力発電や太陽光発電が産業界のみならず一般家庭にも普及していくことが考えられ、電池電力貯蔵装置のより一層の小型化、低価格化および高効率化がさらに要求される。

また、特許文献１および非特許文献１〜４に記載されたカスケード型のモジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣＣ）よりもさらに小型、低価格で高効率の電力変換器が求められる。

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、直流と交流とを双方向に変換する、構造容易、小型、低価格で高効率のモジュラーマルチレベルの単相電力変換器および三相電力変換器、ならびに、三相交流と二相交流とを双方向に変換する、構造容易、小型、低価格で高効率の三相二相電力変換器を提供することにある。

上記目的を実現するために、第１〜第３の態様においては、単相電力変換器は、
直列接続された２つの半導体スイッチと、２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、半導体スイッチのスイッチング動作に応じて直流コンデンサから放電若しくは直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子と、を有する単位セルと、
１つの単位セル、または入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の単位セル、からなる第１および第２のアームであって、第１および第２のアームは同数の単位セルを有する第１および第２のアームと、
第１のアームの一端が接続される第１の端子と、第２のアームの一端が接続される第２の端子と、直流電源の一端が接続される第３の端子と、を有するアーム結合部と、
１次側に交流入出力端子、２次側巻線上に中間端子を有する変圧器であって、２次側巻線の２つの末端端子には、第１のアームの、アーム結合部の第１の端子が接続されない側の端子と、第２のアームの、アーム結合部の第２の端子が接続されない側の端子と、がそれぞれ接続され、中間端子には、直流電源の、アーム結合部の第３の端子が接続されない側の端子が接続される変圧器と、
を備える。

ここで、第１の態様によれば、上記アーム結合部は、上記第１の端子と、上記第２の端子と、上記第１の端子と上記第２の端子との間の巻線上に位置する中間タップである上記第３の端子と、を有する３端子結合リアクトルからなる。

また、第２の態様によれば、上記アーム結合部は、互いに直列接続される２つのリアクトルであって、直列接続された２つのリアクトルの一方の端子である上記第１の端子と、直列接続された２つのリアクトルの他方の端子である上記第２の端子と、直列接続された２つのリアクトルの直列接続点である上記第３の端子と、を有する２つのリアクトルからなる。

また、第３の態様によれば、第１のアームおよび第２のアームそれぞれにおいて、互いにカスケード接続された単位セル間の任意の位置に接続されるリアクトルを備え、上記アーム結合部において、上記第１の端子と、上記第２の端子と、上記第３の端子とは互いに接続される。

第４の態様においては、単相電力変換器は、
直列接続された２つの半導体スイッチと、２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、半導体スイッチのスイッチング動作に応じて直流コンデンサから放電若しくは直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子と、を有する単位セルと、
１つの単位セル、または入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の単位セル、からなる第１および第２のアームであって、第１および第２のアームは同数の単位セルを有する第１および第２のアームと、
第１のアームの一端との間で直流電源が接続される第１の端子と、第２のアームの一端との間でさらに別の直流電源が接続される第２の端子と、第１の端子および第２の端子に接続される第３の端子と、を有するアーム結合部と、
１次側に交流入出力端子、２次側巻線上に３端子結合リアクトルを有する変圧器であって、２次側巻線の２つの末端端子には、第１のアームの、直流電源が接続されない側の端子と、第２のアームの、上記さらに別の直流電源が接続されない側の端子と、がそれぞれ接続され、３端子結合リアクトルの両端端子間の巻線上に位置する中間端子には、第３の端子が接続される変圧器と、
を備える。

第５の態様においては、単相電力変換器は、
直列接続された２つの半導体スイッチと、２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、半導体スイッチのスイッチング動作に応じて直流コンデンサから放電若しくは直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子と、を有する単位セルと、
１つの単位セル、または入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の単位セル、からなる第１および第２のアームであって、第１および第２のアームは同数の単位セルを有する第１および第２のアームと、
第１のアームの、直流電源が接続される側の端子に接続される第１のコンデンサと、
第２のアームの、直流電源が接続される側の端子に接続される第２のコンデンサと、
第１のコンデンサの、第１のアームが接続されない側の端子が接続される第１の端子と、前２のコンデンサの、第２のアームが接続されない側の端子が接続される第２の端子と、第１の端子および第２の端子に接続される第３の端子と、を有するアーム結合部と、
１次側に交流入出力端子、２次側巻線上に３端子結合リアクトルを有する変圧器であって、２次側巻線の２つの末端端子には、第１のアームの、第１のコンデンサが接続されない側の端子と、第２のアームの、第２のコンデンサが接続されない側の端子と、がそれぞれ接続され、３端子結合リアクトルの両端端子間の巻線上に位置する中間端子には、第３の端子が接続される変圧器と、
を備える。

また、第１〜第５の態様において、単相電力変換器は、第１のアーム内の直流コンデンサの電圧値と第２のアーム内の直流コンデンサの電圧値とに基づいて、循環電流指令値を作成する指令値作成手段と、循環電流指令値に、第１のアームを流れる電流と第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流が追従するよう制御する制御手段と、を備える。

ここで、上記指令値生成手段は、第１のアーム内および第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値を用いて、第１のアーム内および第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値が所定の直流電圧指令値に追従するよう制御するための循環電流指令値を生成するようにしてもよい。

あるいは、上記指令値生成手段は、第１のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値との差を用いて、循環電流指令値の、交流入出力端子間の端子電圧と同相の基本波成分を生成する基本波成分生成手段と、第１のアーム内および第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値を用いて、第１のアーム内および第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値が所定の直流電圧指令値に追従するよう制御するための循環電流指令値の直流成分を生成する直流成分生成手段と、を有し、基本波成分と直流成分とを加算して循環電流指令値を生成するようにしてもよい。ここで、上記基本波成分は、第１のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、の差をゼロにするよう制御するための値である。

また、上記制御手段は、第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に、第１のアーム内の各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、および、第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に、第２のアーム内の各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、をさらに実行するようにしてもよい。

また、上記制御手段は、上記追従させる制御に対応して半導体スイッチをスイッチング動作させるスイッチング指令手段を有する。

また、各半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有する。

第１〜第５の態様による単相電力変換器を３相分備えて三相電力変換器を構成してもよく、この場合、各単相電力変換器内の変圧器は、１次側にスター結線を有し２次側にオープンスター結線を有する三相変圧器における各相をそれぞれ構成し、各単相電力変換器には共通の直流電源が接続される。

第１〜第５の態様による単相電力変換器を２相分備えて三相二相電力変換器を構成してもよく、この場合、各単相電力変換器内の変圧器の２次側巻線は、スコット変圧器の２次側における各相の巻線をそれぞれ構成し、各単相電力変換器には共通の直流電源が接続される。

本発明によれば、直流と交流とを双方向に変換する、構造容易、小型、低価格で高効率のモジュラーマルチレベルの単相電力変換器、三相二相電力変換器および三相電力変換器を実現することができる。

この単相電力変換器、三相二相電力変換器もしくは三相電力変換器を用いれば、電池電力貯蔵装置を変換器用変圧器無しに電力系統に連系することができ、装置の小型化および低重量化を図ることができる。

また、従来のモジュラーマルチレベル変換器では電圧整合性および電気絶縁性の観点から連系変圧器を除去できないという問題があったが、本発明によれば低圧で大電流の直流電源を電力系統に連系することができるので、直流側の絶縁対策が、従来のモジュラーマルチレベル変換器を用いた場合よりも容易となる。

本発明による三相電力変換器は、特許文献１および非特許文献１〜４に記載された従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器に比べて、半分の直流電圧で系統連系が可能であり、直流側の絶縁対策が容易であるので、直流側が低圧大電流である電池電力貯蔵装置に最適である。

このように、半分の直流電圧で系統連系が可能となることにより、次のような利点がある。まず第１に、一般に組電池の特性として電圧が低ければ低いほど信頼性が高くなるが、本発明によれば、半分の直流電圧で系統連系できるので信頼性が向上するという利点がある。また第２に、直流電圧が低いほど、既存技術の適用の可能性が高くなるという利点がある。すなわち、本発明の適用により直流電圧レベルを例えば１５００Ｖから７５０Ｖに下げることができると、より多くの既存技術が存在する低電圧領域に近づくことから、実績のある既存技術の適用の可能性が高くなり、信頼性が向上し、保護や絶縁が容易となるという利点がある。例えば２０００Ｖ以上の高電圧領域では応用分野が少ないため、信頼性が低下し、保護や絶縁が困難となり、電圧センサやコンデンサなどの部品が高価になるといった問題があることから、本発明の適用により半分の直流電圧で系統連系が可能となることは、これら多くの問題を回避することができる。

また、本発明による三相電力変換器は、連系変圧器の機能も有するので、系統に連系する用途において、従来の場合に比べて小型で低コストの電力変換器として利用することができる。

第１の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。 第１〜第５の実施例による単相電力変換器内の単位セルであるチョッパセルを示す回路図である。 第１〜第５の実施例による単相電力変換器内の単位セルであるブリッジセルを示す回路図である。 第２の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。 第３の実施例による単相電力変換器におけるアーム結合部の回路構成を示す回路図である。 第３の実施例による単相電力変換器におけるアーム結合部の回路構成を示す回路図である。 第３の実施例による単相電力変換器におけるアーム結合部の回路構成を示す回路図である。 第４の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。 第５の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。 第６の実施例による三相電力変換器を示す回路図である。 図７に示す三相電力変換器における変圧器を示す回路図である。 図７に示す三相電力変換器における変圧器を示す回路図である。 第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図（その１）である。 第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図（その２）である。 第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図（その３）である。 第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図（その４）である。 第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御装置を示すブロック図である。 第６の実施例による三相電力変換器のシミュレーションにおける瞬時有効電力制御および瞬時無効電力制御を示すブロック図である。 第６の実施例による三相電力変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。 第６の実施例による三相電力変換器を、整流器動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。 従来の単相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器を示す回路図である。 プッシュブルインバータとフルブリッジインバータとの比較を説明する回路図であって、プッシュブルインバータを示す図である。（ｂ）はフルブリッジインバータを示す図である。 プッシュブルインバータとフルブリッジインバータとの比較を説明する回路図であって、フルブリッジインバータを示す図である。 従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器を示す回路図である。 図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。 第７の実施例による三相電力変換器を示す回路図である。 第７の実施例による三相電力変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。 本発明で使用するスコット変圧器を示す回路図である。 図２０に示すスコット変圧器の瞬時電圧ベクトル図（その１）である。 図２０に示すスコット変圧器の瞬時電圧ベクトル図（その１）である。 第８の実施例による三相二相電力変換器を示す回路図である。 第８の実施例による三相二相電力変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。 電池電力貯蔵装置の一般的な構成を示す図である。

図１は、第１の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。なお、これ以降、単位セル内の直流コンデンサについては、理解を容易にするために、当該単位セルの外側に記載している。図２ａは、第１〜第５の実施例による単相電力変換器内の単位セルであるチョッパセルを示す回路図である。図２ｂは、第１〜第５の実施例による単相電力変換器内の単位セルであるブリッジセルを示す回路図である。

第１の実施例による単相電力変換器は、単位セル１１−１〜１１−Ｍ（ただし、Ｍは自然数）と、第１のアーム１２−Ｐおよび第２のアーム１２−Ｎと、アーム結合部１３と、変圧器１４とを備える。

単位セル１１−１〜１１−Ｍは、直列接続された２つの半導体スイッチと、２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、半導体スイッチのスイッチング動作に応じて直流コンデンサから放電若しくは直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子と、を有する。単位セル１１−１〜１１−Ｍは、図２ａに示すチョッパセルもしくは図２ｂに示すブリッジセルのいずれでもよい。

図２ａに示すチョッパセルは、直列接続された２つの半導体スイッチＳＷと、２つの半導体スイッチＳＷに並列接続された直流コンデンサＣと、半導体スイッチＳＷのスイッチング動作に応じて直流コンデンサＣから放電若しくは直流コンデンサＣへ充電される電流の入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を有する双方向のチョッパセルである。２つの半導体スイッチＳＷのうちの一方の半導体スイッチの両端端子を、チョッパセル（単位セル）の入出力端子Ｔ１およびＴ２とする。

図２ｂに示すブリッジセルは、直列接続された２つの半導体スイッチＳＷを２組並列接続し、これに直流コンデンサＣを並列接続して構成されるものである。直列接続された２つの半導体スイッチＳＷの各組の、直列接続点を、直流コンデンサＣから放電若しくは直流コンデンサＣへ充電される電流の入出力端子Ｔ１およびＴ２とする。

図２ａおよび図２ｂに示すいずれの単位セルにおいても、各半導体スイッチＳＷは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、を有する。単位セルの入出力端子Ｔ１およびＴ２間に、１つの単位セルが出力する電圧が現れる。

図１に示すように、第１のアーム１２−Ｐおよび第２のアーム１２−Ｎは、１つの単位セル１１−１、または入出力端子Ｔ１およびＴ２を介して互いにカスケード接続された複数の単位セル１１−１〜１１−Ｍ（ただし、Ｍは自然数）を同数有するようにする。

アーム結合部１３は、第１のアーム１２−Ｐの下側端子が接続される第１の端子ａと、第２のアーム１２−Ｎの下側端子が接続される第２の端子ｂと、直流電源Ｖ_dcの負極側端子が接続される第３の端子ｃと、を有する。

上記アーム結合部１３は、第１の実施例では、図１に示すように、第１の端子ａと、第２の端子ｂと、第１の端子ａと第２の端子ｂとの間の巻線上に位置する中間タップである第３の端子ｃと、を有する３端子結合リアクトルからなる。図１においては３端子結合リアクトルの極性を黒丸（・）で表わしている。第１の端子ａと第３の端子ｃとの間の巻線の極性と、第３の端子ｃと第２の端子ｂとの間の巻線の極性とが逆向き（図示の例では相反する向きに向いている）となるようにする。

変圧器１４は、１次側に交流入出力端子Ｔ１−１およびＴ１−２を有し、２次側には２つの末端端子Ｔ２−１およびＴ２−２の間の２次側巻線上にセンタータップである中間端子Ｔ２−３を有する。変圧器１４の１次側の交流入出力端子Ｔ１−１およびＴ１−２入出力端子Ｔ１およびＴ２間に、単相電力変換器１の交流出力電圧が現れる。ここで、変圧器１４の１次側巻線の巻き数をＮ₁とし、２次側巻線の巻き数をＮ₂とする。したがって、２次側においては、末端端子Ｔ２−１と中間端子Ｔ２−３との間の巻線の巻き数および中間端子Ｔ２−３と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の巻き数は、ともにＮ₂／２となる。

また、図１においては変圧器１４の１次側巻線および２次側巻線の極性を黒丸（・）で表わしている。２次側巻線においては、末端端子Ｔ２−１と中間端子Ｔ２−３との間の巻線の極性と、中間端子Ｔ２−３と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の極性とが同じ向き（図示の例では左向に揃っている）となるようにする。一方、１次側巻線の極性の向きについては、２次側巻線の極性の向きと必ずしも同じとならなくてもよい。

変圧器１４の２次側巻線の末端端子Ｔ２−１には、第１のアーム１２−Ｐの、アーム結合部１３の第１の端子ａが接続されない側の端子すなわち第１のアーム１２−Ｐの上側端子が接続され、変圧器１４の２次側巻線の末端端子Ｔ２−２には、第２のアーム１２−Ｎの、アーム結合部１３の第２の端子ｂが接続されない側の端子すなわち第２のアーム１２−Ｎの上側端子が接続される。また、変圧器１４の中間端子Ｔ２−３には、直流電源Ｖ_dcの、アーム結合部１３の第３の端子ｃが接続されない側の端子すなわち直流電源Ｖ_dcの正極側端子が接続される。

第１の実施例による単相電力変換器１の動作を数式を用いて解析すると次の通りである。

変圧器１４の１次側の交流入出力端子Ｔ１−１およびＴ１−２入出力端子Ｔ１およびＴ２間に、単相電力変換器１の交流電圧ｖ_acが現れる。交流電流をｉ_acとする。また、第１のアーム１２−Ｐに流れるアーム電流をｉ_Pとし、第２のアーム１２−Ｎに流れるアーム電流をｉ_Nとする。第１のアーム１２−Ｐ内の各単位セル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜Ｍ）の入出力端子（図２ａおよび図２ｂのＴ１およびＴ２）間に表れる電圧を、ｖ_Pjとし、第２のアーム１２−Ｎ内の各単位セル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜Ｍ）の入出力端子（図２ａおよび図２ｂのＴ１およびＴ２）間に表れる電圧を、ｖ_Njとしたとき、第１のアーム１２−Ｐの出力電圧総和ｖ_Pおよび第２のアーム１２−Ｎの出力電圧総和ｖ_Nはそれぞれ式１および式２で表わされる。

一方、変調度をｍ（０≦ｍ≦１）、角周波数をωとしたとき、第１のアーム１２−Ｐの出力電圧総和ｖ_Pおよび第２のアーム１２−Ｎの出力電圧総和ｖ_Nはそれぞれ式３および式４で表わされる。

ここで、循環電流を式５のように定義する。

アーム結合部１３における３端子結合リアクトルは循環電流ｉ_Zに対してのみＬのインダクタンスを有するので、式６および式７に示す電圧方程式が成り立つ。

式３、式４、式６および式７より式８および式９が得られる。

式９からわかるように、循環電流ｉ_Zは直流量となる。すなわち、第１のアーム１２−Ｐに流れるアーム電流ｉ_Pおよび第２のアーム１２−Ｎに流れるアーム電流ｉ_Nはともに直流分を含むということである。変圧器においては直流電流による磁束は互いに打ち消し合うため、直流磁束は発生しない。なお、上述の式９の導出には、ｖ_P＋ｖ_N＝２Ｖ_dcの関係を用いている。しかしながら実際は、高調波電圧やデッドタイムなどの影響によりｖ_P＋ｖ_N≠２Ｖ_dcとなるので、高調波電流が循環電流ｉ_Zに重畳する。したがって、第１の実施例においては、アーム結合部１３の３端子結合リアクトルは、このような高調波電流を低減するために必要不可欠である。

一方、第１のアーム１２−Ｐに流れるアーム電流ｉ_Pおよび第２のアーム１２−Ｎに流れるアーム電流ｉ_Nに含まれる交流分をそれぞれ（ｉ_P）_acおよび（ｉ_N）_acとすると、変圧器の起磁力の関係から式１０が得られる。

式１０において、（ｉ_P）_ac＝−（ｉ_N）_acの関係が成立すると仮定すると式１１および式１２が得られる。

一方、直流電源Ｖ_dcの直流電流ｉ_dcと循環電流ｉ_Zとの間には、式５およびキルヒホッフの電流側より式１３が成り立つ。

最終的に、第１のアーム１２−Ｐに流れるアーム電流ｉ_Pおよび第２のアーム１２−Ｎに流れるアーム電流ｉ_Nはそれぞれ式１４および式１５のように表わせる。

また、図１の交流電流ｉ_acを式１６で与える。

ここで、Ｉ_acは交流電流ｉ_acの振幅を表わし、φは交流電流ｉ_acと交流電圧ｖ_acとの位相差を表す。式８および式１６より、変圧器１４の直流側と交流側の平均電力には式１７の関係が成り立つ。

ここで、Ｉ_dcは直流量を表す。第１のアーム１２−Ｐおよび第２のアーム１２−Ｎに流出入する瞬時有効電力はそれぞれ式１８および式１９で表わせる。

上記各瞬時有効電力に含まれる直流分（平均値）をそれぞれ（ｖ_P・ｉ_P）_dcおよび（ｖ_N・ｉ_N）_dcで表わしたとき、式１６および式１７を式１８および式１９に代入すると式２０が得られる。ここで、ｉ_dc＝Ｉ_dcとした。

式２０より、単相電力変換器１においては第１のアーム１２−Ｐと第２のアーム１２−Ｎとの間で定常的な電力授受は発生しないことがわかる。

図３は、第２の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。第２の実施例による単相電力変換器１は、図１、図２ａおよび図２ｂを参照して説明した第１の実施例におけるアーム結合部１３を、３端子結合リアクトルではなく、通常のリアクトルすなわち非結合リアクトルで構成したものである。なお、これ以外の回路構成要素については、図１に示す単位セル１１−１〜１１−Ｍ、第１のアーム１２−Ｐ、第２のアーム１２−Ｎおよび変圧器１４、ならびに図２ａおよび図２ｂに示す単位セルと同様であるので、同一の回路構成要素には同一符号を付して当該回路構成要素についての詳細な説明は省略する。

第２の実施例では、図３に示すように、アーム結合部１３は、互いに直列接続された２つのリアクトルＬ１およびＬ２からなり、リアクトルＬ１の一方の端子である第１の端子ａと、リアクトルＬ２の一方の端子である第２の端子ｂと、直列接続された２つのリアクトルＬ１およびＬ２の直列接続点である第３の端子ｃと、を有する。なお、リアクトルは、変圧器の漏れインダクタンスで代用してもよい。

図４ａ〜図４ｃは、第３の実施例による単相電力変換器におけるアーム結合部の回路構成を示す回路図である。第３の実施例による単相電力変換器１は、図３を参照して説明した第２の実施例におけるアーム結合部１３を構成するリアクトルＬの位置を変更したものである。図４ａ〜図４ｃでは、単相電力変換器におけるアーム結合部１３を構成するリアクトルＬおよび単位セル１１−１〜１１−Ｍを含む第１もしくは第２のアームのみを表している。第３の実施例では、図４ａ〜図４ｃに示すように、アーム結合部１３は、第１のアームおよび第２のアームそれぞれにおいて、互いにカスケード接続された単位セル１１−１〜１１−Ｍ間の任意の位置に接続されるリアクトルＬを備えるので、図３に示したアーム結合部１３の第１の端子ａと、第２の端子ｂと、第３の端子ｃとは互いに接続されるように変更する。これ以外の回路構成要素については、第２の実施例と同様である。なお、リアクトルは変圧器の漏れインダクタンスで代用してもよい。

図５は、第４の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。第４の実施例による単相電力変換器１は、図１、図２ａおよび図２ｂを参照して説明した第１の実施例におけるアーム結合部１３および変圧器１４を変更したものである。

単位セル１１−１〜１１−Ｍならびに第１のアーム１２−Ｐおよび第２のアーム１２−Ｎは、図１、図２ａおよび図２ｂを参照して説明した第１の実施例と同様であるので詳細な説明については省略する。単位セル１１−１〜１１−Ｍは、第１の実施例と同様、直列接続された２つの半導体スイッチと、２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、半導体スイッチのスイッチング動作に応じて直流コンデンサから放電若しくは直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子と、を有し、図２ａに示すチョッパセルもしくは図２ｂに示すブリッジセルのいずれでもよい。第１のアーム１２−Ｐおよび第２のアーム１２−Ｎは、第１の実施例と同様、１つの単位セル１１−１、または入出力端子Ｔ１およびＴ２を介して互いにカスケード接続された複数の単位セル１１−１〜１１−Ｍ（ただし、Ｍは自然数）を同数有するようにする。

アーム結合部１３は、第１のアーム１２−Ｐの下側端子と直流電源Ｖ_dcが接続される第１の端子ａと、第２のアーム１２−Ｎの下側端子との間でさらに別の直流電源Ｖ_dcが接続される第２の端子ｂと、直流電源Ｖ_dcの、第１の端子ａとは反対側の端子と上記さらに別の直流電源Ｖ_dcの、第２の端子ｂとは反対側の端子とに接続される第３の端子ｃと、を有する。

図５に示すように、第４の実施例における変圧器１４’は、図１を参照して説明した第１の実施例による単相電力変換器１における変圧器１４の中間端子があった位置に、３端子結合リアクトル１５を設けたものである。すなわち、変圧器１４’の２次側巻線上に３端子結合リアクトル１５を有する。変圧器１４’の１次側の交流入出力端子Ｔ１−１およびＴ１−２入出力端子Ｔ１およびＴ２間に、単相電力変換器１の交流出力電圧が現れる。ここで、変圧器１４’の１次側巻線の巻き数をＮ₁とし、２次側巻線の巻き数をＮ₂とする。したがって、２次側においては、末端端子Ｔ２−１と３端子結合リアクトル１５との間の巻線の巻き数および３端子結合リアクトル１５と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の巻き数は、ともにＮ₂／２となる。

変圧器１４’の２次側巻線の末端端子Ｔ２−１には、第１のアーム１２−Ｐの、直流電源Ｖ_dcが接続されない側の端子すなわち第１のアーム１２−Ｐの上側端子が接続され、変圧器１４’の２次側巻線の末端端子Ｔ２−２には、第２のアーム１２−Ｎの、上記さらに別の直流電源Ｖ_dcが接続されない側の端子すなわち第２のアーム１２−Ｎの上側端子と、がそれぞれ接続される。また、３端子結合リアクトル１５の両端端子間の巻線上に位置する中間端子Ｔ２−３には、アーム結合部１３の第３の端子ｃが接続される。

また、図５においては変圧器１４’の１次側巻線および２次側巻線の極性を黒丸（・）で表している。２次側巻線においては、末端端子Ｔ２−１と中間端子Ｔ２−３との間の巻線の極性と、中間端子Ｔ２−３と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の極性とが逆向き（図示の例では互いに向き合う）となるようにする。一方、１次側巻線の極性の向きについては、２次側巻線の極性の向きと必ずしも同じとならなくてもよい。また、３端子結合リアクトルの極性の向きについては、３端子結合リアクトル１５の両端端子と中間端子Ｔ２−３との間の２つの巻線の極性の向きが同じ向き（図示の例では左向に揃っている）となるようにする。３端子結合リアクトルの極性の向きは、図示の例で右側に揃わせることもできる。

図６は、第５の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。第５の実施例による単相電力変換器１は、図５を参照して説明した第４の実施例におけるアーム結合部１３およびこれと直流電源との接続関係を変更し、この変更に伴い新たにコンデンサを設けたものである。

単位セル１１−１〜１１−Ｍならびに第１のアーム１２−Ｐおよび第２のアーム１２−Ｎは、図１、図２ａおよび図２ｂを参照して説明した第１の実施例と同様である。すなわち、単位セル１１−１〜１１−Ｍは、第１の実施例と同様、直列接続された２つの半導体スイッチと、２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、半導体スイッチのスイッチング動作に応じて直流コンデンサから放電若しくは直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子と、を有する。図２ａに示すチョッパセルもしくは図２ｂに示すブリッジセルのいずれでもよい。第１のアーム１２−Ｐおよび第２のアーム１２−Ｎは、第１の実施例と同様、１つの単位セル１１−１、または入出力端子Ｔ１およびＴ２を介して互いにカスケード接続された複数の単位セル１１−１〜１１−Ｍ（ただし、Ｍは自然数）を同数有するようにする。直流電源Ｖ_dcは、第１のアーム１２−Ｐの下側端子と第２のアーム１２−Ｎの下側端子との間に接続される。

第１のコンデンサＣ_dc1は、第１のアーム１２−Ｐの、直流電源Ｖ_dcが接続される側の端子（すなわち第１のアーム１２−Ｐの下側端子）に接続される。第２のコンデンサＣ_dc1は、第２のアーム１２−Ｎの、直流電源Ｖ_dcが接続される側の端子（すなわち第２のアーム１２−Ｎの下側端子）に接続される。第１のコンデンサＣ_dc1と第２のコンデンサＣ_dc2とは互いに直列接続され、この直列接続された第１のコンデンサＣ_dc1および第２のコンデンサＣ_dc2は、直流電源Ｖ_dcに並列接続される。このとき、第１のコンデンサＣ_dc1および第２のコンデンサＣ_dc2の極性の向きは、直流電源Ｖ_dcの極性の向きに合わせる。

アーム結合部１３は、第１のコンデンサＣ_dc1の、第１のアーム１２−Ｐが接続される側の端子が接続される第１の端子ａと、第２のコンデンサＣ_dc2の、第２のアーム１２−Ｎが接続される側の端子が接続される第２の端子ｂと、第１のコンデンサＣ_dc1の、第１の端子ａとは反対側の端子と第２のコンデンサＣ_dc2の、第２の端子ｂとは反対側の端子とに接続される第３の端子ｃと、を有する。

第５の実施例における変圧器１４’は、第４の実施例の場合同様、図１を参照して説明した第１の実施例による単相電力変換器１における変圧器１４の中間端子があった位置に、３端子結合リアクトル１５を設けたものである。すなわち、変圧器１４’の２次側巻線上に３端子結合リアクトル１５を有する。変圧器１４’の１次側の交流入出力端子Ｔ１−１およびＴ１−２入出力端子Ｔ１およびＴ２間に、単相電力変換器１の交流出力電圧が現れる。ここで、変圧器１４’の１次側巻線の巻き数をＮ₁とし、２次側巻線の巻き数をＮ₂とする。したがって、２次側においては、末端端子Ｔ２−１と３端子結合リアクトル１５との間の巻線の巻き数および３端子結合リアクトル１５と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の巻き数は、ともにＮ₂／２となる。

変圧器１４’の２次側巻線の末端端子Ｔ２−１には、第１のアーム１２−Ｐの、直流電源Ｖ_dcが接続されない側の端子すなわち第１のアーム１２−Ｐの上側端子が接続され、変圧器１４’の２次側巻線の末端端子Ｔ２−２には、第２のアーム１２−Ｎの、上記直流電源Ｖ_dcが接続されない側の端子すなわち第２のアーム１２−Ｎの上側端子と、がそれぞれ接続される。また、３端子結合リアクトル１５の両端端子間の巻線上に位置する中間端子Ｔ２−３には、アーム結合部１３の第３の端子ｃが接続される。

また、図６においても変圧器１４’の１次側巻線および２次側巻線の極性を黒丸（・）で表している。２次側巻線においては、末端端子Ｔ２−１と中間端子Ｔ２−３との間の巻線の極性と、中間端子Ｔ２−３と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の極性とが逆向き（図示の例では互いに向かい合う向きに向いている）となるようにする。一方、１次側巻線の極性の向きについては、２次側巻線の極性の向きと必ずしも同じとしなくてもよい。また、３端子結合リアクトルの極性の極性については、３端子結合リアクトル１５の両端端子と中間端子Ｔ２−３との間の２つの巻線の極性の向きが同じ向き（図示の例では左向に揃っている）となるようにする。３端子結合リアクトルの極性の向きは、図示の例で右側に揃わせることもできる。

以上説明した第１〜第５の実施例による単相電力変換器１を３相分用いて三相電力変換器を構成してもよく、また、第１〜第５の実施例による単相電力変換器１を２相分用いて三相二相電力変換器を構成してもよい。次に、三相電力変換器を第６の実施例および第７の実施例として説明する。なお、三相二相電力変換器については第８の実施例として後述する。

図７は、第６の実施例による三相電力変換器を示す回路図である。図８ａおよび図８ｂは、図７に示す三相電力変換器における変圧器を示す回路図である。第６の実施例では、一例として第１の実施例による単相電力変換器を用いて三相電力変換器を構成する場合について説明するが、第２〜第５の実施例による単相電力変換器を用いても同様に構成することができる。第５の実施例による単相電力変換器を用いて三相電力変換器を構成する場合については後述の第７の実施例として説明する。

図７において、ｕ相、ｖ相およびｗ相にそれぞれ設けられる単相電力変換器を参照符号１ｕ、１ｖおよび１ｗで示し、これら単相電力変換器１ｕ、１ｖおよび１ｗで構成される三相電力変換器を参照符号２で表す。なお、図７において、単相電力変換器１ｖおよび１ｗについては、単相電力変換器１ｕと回路構成が同じであるので、具体的な回路構成の記載は省略する。以下、主としてｕ相に関して説明するが、ｖ相およびｗ相についても同様に適用できる。また、本実施例では、単位セルの個数を、一例として１アームあたり４個、１相当たり８個、したがって三相電力変換器２内に２４個としたが、この数値はあくまでも一例であり、これに限定されるものではない。

第６の態様による三相電力変換器２においては、ｕ相、ｖ相およびｗ相の各相に設けられる各単相電力変換器１ｕ、１ｖおよび１ｗ内の変圧器１４を用いて、１次側にスター結線を有し２次側にオープンスター結線を有する三相変圧器２４における各相をそれぞれ構成する。一例として、１次側巻線と２次側巻線の巻き数比Ｎ₁：Ｎ₂は１：１とする。図８ａは三相変圧器２４の１次側のスター結線を示し、図８ｂは三相変圧器２４の２次側のオープンスター結線を示す。図８ｂに示すようにオープンスター結線である２次側巻線の端子数は本来９個であるが、第６の実施例においては、図７に示すようにｕ、ｖおよびｗの各相のアーム結合部１３の３端子結合リアクトル内の中間端子を１つの共通端子として構成することで、必要端子数を７個に抑えることができる。

図１を参照して説明したように、単相電力変換器１においては、アーム結合部１３の第３の端子ｃには直流電源Ｖ_dcの負極側端子が接続され、変圧器１４の中間端子Ｔ２−３には直流電源Ｖ_dcの正極側端子が接続される。これに対し、第６の実施例では、図１において単相電力変換器１に上記のように接続されていた直流電源Ｖ_dcを、図７に示すようにｕ、ｖおよびｗの各相で共通ものとする。

次に、第６の実施例による三相電力変換器の各単位セル内の直流コンデンサの制御について図９ａ〜図９ｄ、図１０および図１１を参照して以下に説明する。図９ａ〜図９ｄは、第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図である。図１０は、第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御装置を示すブロック図である。上述のように、第６の実施例による三相電力変換器は、第１の実施例による単相電力変換器を３相分備えて構成したものである。なお、図９ａ〜図９ｄおよび図１０に示すブロック図は、三相電力変換器のうちのｕ相の単相電力変換器（すなわち第１の実施例による単相電力変換器）における直流コンデンサ制御を示すが、ｖ相およびｗ相の単相電力変換器１ｖおよび１ｗにも適用可能であり、第２〜第５の実施例による単相電力変換器で三相電力変換器を構成しても同様である。また、同様の理由で、第１〜第５の実施例による単相電力変換器単独の直流コンデンサ制御として、以下に説明する三相電力変換器の直流コンデンサ制御をそのまま適用可能である。

第６の実施例によれば、図９ａ〜図９ｄに示すように、三相電力変換器の直流コンデンサ制御は大きく分けて次の４つの制御に分かれる。第１に、図９ａに示す各アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御（以下、「平均値制御」と称する。）、第２に、図９ｂに示す第１のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧の平均値と第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧の平均値とが等しくなるようにする制御（以下、「アームバランス制御」と称する。）、第３に、図９ｃに示す平均値制御およびアームバランス制御において作成される循環電流指令値に、第１のアームを流れる電流と第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流が追従するようにする制御（以下、「循環電流制御」と称する。）、そして第４に、図９ｄに示す同一アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に当該アーム内の各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御であって、各アームごとに実行される制御（以下、「個別バランス制御」と称する。）である。

上記４つの制御は、図１０に示すような三相電力変換器の直流コンデンサ制御装置５０により実行される。直流コンデンサ制御装置５０は、第１のアーム１−Ｐ内の直流コンデンサの電圧値と第２のアーム１２−Ｎ内の直流コンデンサの電圧値とに基づいて、循環電流指令値ｉ_Z ^*を作成する指令値作成手段５１と、循環電流指令値に、第１のアーム１２−Ｐを流れるアーム電流ｉ_Pと第２のアーム１２−Ｎを流れるアーム電流ｉ_Nとの和の半分である循環電流ｉ_Zが追従するよう制御する制御手段５２と、を備える。指令値作成手段５１は、直流成分作成手段６１および基本波成分作成手段６２を備えるが、直流成分生成手段６１のみを備えるものであってもよい。また、制御手段５２は、上記追従させる制御に対応して半導体スイッチをスイッチング動作させるスイッチング指令手段６３を有する。これら各手段は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。

以下、図９ａ〜図９ｄに示す上記４つの制御それぞれについて、図１０と対応させながら説明する。

図９ａは、各アーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる平均値制御を示すブロック図である。図９ａに示す平均値制御は、図１０に示す直流コンデンサ制御装置５０における指令値作成手段５１内の直流成分作成手段６１によって循環電流指令値の直流成分ｉ_Z0 ^*を作成することで、第１のアーム１２−Ｐ内および第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCを所定の直流電圧指令値Ｖ_C ^*に追従させるフィードバックループを構成する。すなわち、図１０に示すように、指令値作成手段５１内の直流成分作成手段６１は、第１のアーム１２−Ｐ内および第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCを用いて、第１のアーム１２−Ｐ内および第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCが所定の直流電圧指令値Ｖ_C ^*に追従するよう制御するための循環電流指令値の直流成分ｉ_Z0 ^*を生成する。数式を用いてより詳細に説明すると次の通りである。

第１のアーム１２−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_CPjを平均して得られた値ｖ_aveCP、および第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値ｖ_CNjを平均して得られた値ｖ_aveCNは式２１および式２２で表わせる。ここで、Ｍをアーム内の単位セルの個数としたとき、ｊ＝１〜Ｍとする。

式２１および式２２から第１のアーム１２−Ｐ内および第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCが式２３のように得られる。

このように、図１０に示す指令値作成手段５１内の直流成分作成手段６１は、図９ａに示すように、式２３で得られた第１のアーム１２−Ｐ内および第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値の直流分（ｖ_aveC）_dcを、所定の直流電圧指令値Ｖ_C ^*に追従させるための循環電流指令値の直流成分を作成する。

続いて、図９ｂは、第１のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧の平均値と第２のアーム内の全ての直流コンデンサの電圧の平均値とが等しくなるようにするアームバランス制御を示すブロック図である。図９ｂに示すアームバランス制御は、図１０に示す直流コンデンサ制御装置５０における指令値作成手段５１内の基本波成分作成手段６２によって循環電流指令値の基本波成分ｉ_Z1 ^*を作成してこれを循環電流指令値の一部として用いることで、第１のアーム１２−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCPと、第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCNと、の差をゼロに抑制するよう制御するものである。

ここで、第１のアーム１２−Ｐを流れるアーム電流ｉ_Pと第２のアーム１２−Ｎを流れるアーム電流ｉ_Nとの和の半分である循環電流ｉ_Zの基本波成分（すなわち交流入出力端子間の端子電圧ｖ_acと同相）をｉ_Z1とすると、循環電流ｉ_Zの基本波成分ｉ_Z1が交流入出力端子間の端子電圧ｖ_acと同相の場合、電力は第１のアーム１２−Ｐから第２のアーム１２−Ｎに移動し、循環電流ｉ_Zの基本波成分ｉ_Z1が交流入出力端子間の端子電圧ｖ_acと逆相の場合、電力は第２のアーム１２−Ｎから第１のアーム１２−Ｐに移動する。この特性を利用し、図１０に示す指令値作成手段５１内の基本波成分作成手段６２は、第１のアーム１２−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCPと第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCNとの差を用いて、循環電流指令値ｉ_Z ^*のうち交流入出力端子間の端子電圧ｖ_acと同相の基本波成分ｉ_Z1 ^*を生成する。図９ｂに示す例では、交流入出力端子間の端子電圧の位相をｓｉｎωｔとして表わしており、したがって、第１のアーム１２−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCPの直流分と第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCNの直流分に、位相パラメータを含むｓｉｎωｔを乗算し、適当なゲインＫ３を乗算することで、循環電流指令値基本波成分ｉ_Z1 ^*を作成している。

このようなアームバランス制御を実行すると、第１のアーム１２−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCPが、第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCNよりも大きい場合、電力は第１のアーム１２−Ｐから第２のアーム１２−Ｎに移動する。その結果、ｖ_aveCPは減少しｖ_aveCNは上昇する。これとは逆に、第１のアーム１２−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCPが、第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCNよりも小さい場合、電力は第２のアーム１２−Ｎから第１のアーム１２−Ｐに移動する。その結果、ｖ_aveCPは上昇しｖ_aveCNは減少する。

続いて、図９ｃは、平均値制御およびアームバランス制御において作成される循環電流指令値に、第１のアームを流れる電流と第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流が追従するようにする循環電流制御を示すブロック図である。図９ｃに示す循環電流制御は、図１０に示す直流コンデンサ制御装置５０における指令値作成手段５２内の直流成分作成手段６１によって作成された循環電流指令値の直流成分ｉ_Z0 ^*と指令値作成手段５２内の基本波成分作成手段６２によって作成された循環電流指令値の基本波成分ｉ_Z1 ^*とを加算することで作成された循環電流指令値ｉ_z ^*に、第１のアーム１２−Ｐを流れるアーム電流ｉ_Pと第２のアーム１２−Ｎを流れるアーム電流ｉ_Nとの和の半分である循環電流ｉ_Zが追従するよう、制御手段５２により制御するものである。制御手段５２は、循環電流ｉ_Zを循環電流指令値ｉ_z ^*に追従させるフィードバックループを構成するための電圧指令値ｖ_A ^*を作成する。

なお、上述したように、指令値作成手段５１は、直流成分作成手段６１および基本波成分作成手段６２を備えるが、直流成分生成手段６１のみを備えるものであってもよい。この場合、直流成分生成手段６１により作成された循環電流指令値の直流成分ｉ_Z0 ^*が、そのまま循環電流指令値ｉ_z ^*として制御手段５２に利用されることになる。

続いて、図９ｄは、同一アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に当該アーム内の各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる個別バランス制御を示すブロック図である。個別バランス制御は、各アームごとに実行され、図９ｄでは、第１のアーム１２−Ｐについての個別バランス制御を主として表記しているが、第２のアーム１２−Ｎについての個別バランス制御についてはカッコ「（）」内に表記している。制御手段５２は、第１のアーム１２−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCPに、第１のアーム１２−Ｐ内の各直流コンデンサの電圧値ｖ_CPjをそれぞれ追従させる制御、および、第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCNに、第２のアーム１２−Ｎ内の各直流コンデンサの電圧値ｖ_CNjをそれぞれ追従させる制御を実行する。このための電圧指令値が、各アーム１２−Ｐおよび１２−Ｎ内の各単位セル１１−ｊごとに作成され、第１のアーム１２−Ｐについてはｖ_BPj ^*、第２のアーム１２−Ｎについてはｖ_BNj ^*で表す。ここで、Ｍをアーム内の単位セルの個数としたとき、ｊ＝１〜Ｍとする。

上記４つの制御により各アーム１２−Ｐおよび１２−Ｎ内の単位セル１１−ｊ内の直流コンデンサ制御のための電圧指令値が作成され、これと三相電力変換器２の１相分（すなわち単相電力変換器１）が出力すべき交流電圧についての電圧指令値ｖ_ac ^*と組み合わせることで、各アーム１２−Ｐおよび１２−Ｎ内の単位セル１１−ｊごとの最終的な出力電圧指令値が式２４および式２５のように作成される。

ここで、制御の安定化を図るため直流電圧Ｖ_dcをフィードフォワード項として利用する。

上述の式２４および式２５に示される出力電圧指令値ｖ_Pj ^*およびｖ_Nj ^*を用いて、三相電力変換器２内の各単位セル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷのスイッチング動作が制御される。上述のように、制御手段５２は、半導体スイッチＳＷをスイッチング動作させるスイッチング指令手段６３を有する。各アーム１２−Ｐおよび１２−Ｎについて生成された出力電圧指令値ｖ_Pj ^*およびｖ_Nj ^*は、各直流コンデンサの電圧ｖ_CPjおよびＶ_CNjでそれぞれ規格化された後、キャリア周波数ｆ_cの三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：０）と比較され、ＰＷＭのスイッチング信号が生成される。生成されたスイッチング信号は、スイッチング制御手段５２により、対応する単位セル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷのスイッチング制御に用いられる。第６の実施例による三相電力変換器２は、１相あたり８個（各アームに４個ずつ）の単位セルを用いると、相電圧が９レベル、線間電圧が１７レベルのＰＷＭ波形となる。このスイッチング信号の生成は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。

次に、第６の実施例による三相電圧変換器２のシミュレーションによる瞬時有効電力制御および瞬時無効電力制御についての応答結果について説明する。各シミュレーションには、表１に示す回路パラメータを用いた。

シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。シミュレーション回路としては、制御遅延がゼロであるアナログ制御系を仮定し、デッドタイムがゼロである理想スイッチを使用した。図７に示すように、三相電力変換器２の１相分（すなわち単相電力変換器１）内には各アーム１２−Ｐおよび１２−Ｎそれぞれに４個の単位セルが設けられるので、三相電力変換器２全体としては、２４個の単位セルが設けられる。ｕ、ｖおよびｗの各相の変換器１ｕ、１ｖおよび１ｗの直流リンク部には共通の直流電源Ｖ_dc（２．８ｋＶ）を接続する。三相電力変換器２の交流側には６．６ｋＶ、１ＭＶＡ、５０Ｈｚの三相交流電源に連系リアクトルＬ_sを介して接続する。三相変圧器２４は、図８ａおよび図８ｂに示した１次側にスター結線、２次側にオープンスター結線を有するものである。

図１１は、第６の実施例による三相電力変換器のシミュレーションにおける瞬時有効電力制御および瞬時無効電力制御を示すブロック図である。瞬時有効電力指令値をｐ^*、瞬時無効電力指令値をｑ^*、で表す。第６の実施例による三相電力変換器２の相電圧指令値はｖ^u*、ｖ^v*およびｖ^w*は、各相の電源電流ｉ^u、ｉ^vおよびｉ^wの非干渉制御により決定される。式１４および式１５より、各相の電源電流ｉ^u、ｉ^vおよびｉ^wは、第１のアーム１２−Ｐを流れるアーム電流ｉ^u _P、ｉ^v _Pおよびｉ^w _Pならびに第２のアーム１２−Ｎを流れるアーム電流ｉ^u _N、ｉ^v _Nおよびｉ^w _Nを用いて式２６、式２７および式２８で算出できる。

図１２は、第６の実施例による三相電力変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。図１２の最上段のグラフは、三相電力変換器２の交流側に連系リアクトルＬ_sを介して接続された６．６ｋＶ、１ＭＶＡ、５０Ｈｚの三相交流電源のｕｖ相間の線間電圧ｖ_S ^uvの波形を示す。三相電力変換器２をインバータ動作（ｃｏｓφ＝−１）した場合、三相電力変換器２の交流側のｕｖ相電圧ｖ^uv（図１２の上から２番目のグラフ）は、１７レベルのマルチレベル波形となり、高調波電圧の影響は少ないことがわかる。三相電力変換器２に連系リアクトルＬ_sを介して接続された三相交流電源のｕ相電圧ｖ^u _Sに対して、電源電流ｉ^u（図１２の上から３番目のグラフ）は位相が１８０度反転しており、インバータ動作を実現できていることがわかる。

ｕ相についての第１のアーム１２−Ｐを流れるアーム電流ｉ^u _Pおよび第２のアーム１２−Ｎを流れるアーム電流ｉ^u _N（図１２の上から４番目のグラフ）には、５０Ｈｚの基本波成分のほかに、直流分および８ｋＨｚ（＝２ｋＨｚ×４）のスイッチングリプル成分を含む。式１４および１５より、基本波成分の振幅は、電源電流の振幅と等しい。一方、三相電力変換器２の直流側の平均電力の関係から、式２９が成り立つ。

式１４および式１５に式２９を代入すると式３０および式３１が得られる。

式３０および式３１にＰ＝１ＭＷ、Ｖ_dc＝２．８ｋＶを代入すると直流電流ｉ_dcは６０Ａとなる。これは図１２の上から４番目のグラフに示すシミュレーション結果と一致する。

また、図１２の上から５番目のグラフに示すように、ｕ相の第１のアーム１２−Ｐおよび第２のアーム１２−Ｎそれぞれについての単位セル１１−１内の直流コンデンサの電圧値Ｖ_C1 ^u _pおよびＶ_C1 ^u _Nは、その直流分については１．４ｋＶに制御できていることがわかる。また、直流電流ｉ_dcの直流分Ｉ_dcは３６０Ａとなる。これは図１２の上から６番目のグラフに示すシミュレーション結果と一致する。

図１３は、第６の実施例による三相電力変換器を、整流器動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。図１３の最上段のグラフは、三相電力変換器２の交流側に連系リアクトルＬ_sを介して接続された６．６ｋＶ、１ＭＶＡ、５０Ｈｚの三相交流電源のｕｖ相間の線間電圧ｖ_Suvの波形を示す。三相電力変換器２を整流器動作（ｃｏｓφ＝１）した場合、三相電力変換器２に連系リアクトルＬ_sを介して接続された三相交流電源のｕ相電圧ｖ^u _Sに対して、電源電流ｉ^u（図１３の上から３番目のグラフ）は同相になっており、整流器動作を実現できていることがわかる。図１３の上から４〜６番目のグラフに示す各部波形は、図１２の上から５〜７番目のグラフに示すインバータ動作の場合と類似した傾向となっていることがわかる。また、図１３の上から６番目に示すように直流電流ｉ_dcの直流分Ｉ_dcは−３６０Ａとなっている。

次に、第１の実施例による単相電力変換器および第６の実施例による三相電力変換器と特許文献１および非特許文献１〜４に記載されたカスケード型のモジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣＣ）との比較について説明する。

図１４は、従来の単相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器を示す回路図である。また、図１５は、プッシュブルインバータとフルブリッジインバータとの比較を説明する回路図であって、図１５ａはプッシュブルインバータを示し、図１５ｂはフルブリッジインバータを示す。図１４に示す従来のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器は、いわば図１５ｂに示すフルブリッジインバータにおけるスイッチ素子ＳＷを、図２ａおよび図２ｂを参照して説明した単位セル１１−１〜１１−Ｍに置き換えたものに相当する。これに対し、第１の実施例による図１に示す単相電力変換器１は、図１５ａに示すプッシュブルインバータにおけるスイッチ素子ＳＷを、図２ａおよび図２ｂを参照して説明した単位セル１１−１〜１１−Ｍに置き換えただけではなく、図１を参照して説明したようにアーム結合部１３として３端子結合リアクトルを用いている。

従来の単相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器は、図１４に示すように、単位セル１１−ｊがカスケード接続されたアーム１１２−Ｐおよび１１２−Ｎと、３端子結合リアクトル１１３とで構成される。なお、図１４における単位セル１１−１〜１１−Ｍ内の直流コンデンサＣについても、他の図面同様、理解を容易にするために、当該チョッパセル１１−１〜１１−Ｍの外側に記載している。

図１６は、従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器を示す回路図である。図１４の単相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器の３相分用意してそれぞれを連系変圧器の２次側各相に接続して三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器を構成する。

図７に示す第６の実施例による三相電力変換器と、図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器との動作をシミュレーションにより比較すると次の通りである。図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器のシミュレーションには、図１１〜１３および表１を参照して説明した第６の実施例による三相電力変換器と同じパラメータを用いた。また、シミュレーション比較に際しては、第６の実施例による三相電力変換器および図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器の単位セル内の直流コンデンサ電圧は等しく（Ｖ_c＝１．４ｋＶ）、各変換器内の単位セルの総数は等しく（２４個）、各単位セルの電圧および定格電流は等しいものとした。各変換器の単位セル内の直流コンデンサ電圧は等しくする場合、半導体スイッチング素子の電圧定格は等しくなる。電流定格を等しくするためには、各変換器のアーム電流を一致させる必要があるが、図１６において、従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器の各アーム電流は式３２および式３３のように表せる。

比較に際し電流定格を等しくするため、図７に示す第６の実施例による三相電力変換器と、図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器とのアーム電流が一致するようにするには、式３０〜式３３より、直流電圧Ｖ_dcについては、図７に示す第６の実施例による三相電力変換器の２．８ｋＶに対して図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器はその２倍の５．６ｋＶとする。また、第２に、変圧器の巻き数比Ｎ₁：Ｎ₂については、図７に示す第６の実施例による三相電力変換器の１：１に対して図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器は２：１に設定する。したがって、従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器のシミュレーションに用いたパラメータは、直流電源Ｖ_dcを５．６ｋＶに設定した点および三相変圧器の巻き数比Ｎ₁：Ｎ₂を２：１に設定した点以外は、表１と同じである。

図１７は、図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。図１７の最上段のグラフは、従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器の交流側に連系リアクトルＬ_sを介して接続された６．６ｋＶ、１ＭＶＡ、５０Ｈｚの三相交流電源のｕｖ相間の線間電圧ｖ_Suvの波形を示す。カスケード型モジュラーマルチレベル変換器をインバータ動作（ｃｏｓφ＝−１）した場合、電源電流ｉ_dcを除き、図１２と一致する。図１７の上から６番目のグラフに示す電源電流ｉ_dcの実効値ｉ_dcは１８０Ａ（１ＭＷ／５．６ｋＶ）となり、図１２の上から６番目のグラフに示す第６の実施例による三相電力変換器の場合の半分となる。図１２と図１７との比較から、第６の実施例による三相電力変換器と従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器とは同程度の性能を有すると考えられるが、一方で電源電流ｉ_dcについては第６の実施例による三相電力変換器は従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器の半分で済む。

以上のシミュレーションによる比較結果から、第６の実施例による三相電力変換器は、従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器に比べて、半分の直流電圧で系統連系が可能であるといえ、したがって直流側が低圧大電流である電池電力貯蔵装置に適している点、直流側の絶縁対策が容易となる点で有利である。より具体的に言えば、半分の直流電圧で系統連系が可能となることにより、次のような利点がある。まず第１に、一般に組電池の特性として電圧が低ければ低いほど信頼性が高くなるが、本発明によれば、半分の直流電圧で系統連系できるので信頼性が向上するという利点がある。また第２に、直流電圧が低いほど、既存技術の適用の可能性が高くなるという利点がある。すなわち、本発明の適用により直流電圧レベルを例えば１５００Ｖから７５０Ｖに下げることができると、より多くの既存技術が存在する低電圧領域に近づくことから、実績のある既存技術の適用の可能性が高くなり、信頼性が向上し、保護や絶縁が容易となるという利点がある。例えば２０００Ｖ以上の高電圧領域では応用分野が少ないため、信頼性が低下し、保護や絶縁が困難となり、電圧センサやコンデンサなどの部品が高価になるといった問題があることから、本発明の適用により半分の直流電圧で系統連系が可能となることは、これら多くの問題を回避することができる。

図１８は、第７の実施例による三相電力変換器を示す回路図である。第７の実施例は、図６を参照して説明した第５の実施例による単相電力変換器を用いて三相電力変換器を構成したものである。図１８において、ｕ相、ｖ相およびｗ相にそれぞれ設けられる単相電力変換器を参照符号１ｕ、１ｖおよび１ｗで示し、これら単相電力変換器１ｕ、１ｖおよび１ｗで構成される三相電力変換器を参照符号２で表す。なお、図１８において、単相電力変換器１ｖおよび１ｗについては、単相電力変換器１ｕと回路構成が同じであるので、具体的な回路構成の記載は省略する。以下、主としてｕ相に関して説明するが、ｖ相およびｗ相についても同様に適用できる。また、本実施例では、単位セルの個数を、一例として１アームあたり４個、１相当たり８個、したがって三相電力変換器２内に２４個としたが、この数値はあくまでも一例であり、これに限定されるものではない。

図６を参照して説明したように第５の実施例における変圧器１４’は、図１を参照して説明した第１の実施例による単相電力変換器１における変圧器１４の中間端子があった位置に、３端子結合リアクトル１５を設けたものである。すなわち、変圧器１４’の２次側巻線上に３端子結合リアクトル１５を有する。第７の実施例による三相電力変換器２においては、この変圧器１４’を用いて三相変圧器２４における各相をそれぞれ構成する。

図６を参照して説明したように第５の実施例における直流電源Ｖ_dcは、第１のアーム１２−Ｐの下側端子と第２のアーム１２−Ｎの下側端子との間に接続される。第７の実施例では、図６において単相電力変換器１に上記のように接続されていた直流電源Ｖ_dcを、図１８に示すようにｕ、ｖおよびｗの各相で共通ものとするが、図６に示す第５の実施例の場合の２倍の電圧値とする。。ここで、３端子結合リアクトル１５の中間端子（センタータップ）をＹ接続することで、図６に示す第５の実施例においては存在していた分圧コンデンサを除去することができる。

図１９は、図１８に示す第７の実施例による三相電力変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。シミュレーションには、第６の実施例による三相電力変換器および図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器の各シミュレーション同様、「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」および表１に示す回路パラメータを使用した。シミュレーション回路としては、制御遅延がゼロであるアナログ制御系を仮定し、デッドタイムがゼロである理想スイッチを使用した。図１８に示す三相電力変換器２の交流側には６．６ｋＶ、１ＭＶＡ、５０Ｈｚの三相交流電源に連系リアクトルＬ_sを介して接続する。図１９の最上段のグラフは、三相電力変換器２の交流側に連系リアクトルＬ_sを介して接続された６．６ｋＶ、１ＭＶＡ、５０Ｈｚの三相交流電源のｕｖ相間の線間電圧ｖ_Suvの波形を示す。三相電力変換器２をインバータ動作（ｃｏｓφ＝−１）した場合、第７の実施例による三相電力変換器２の図１９の上から２〜６番目のグラフに示す各波形は、図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器の図１７の上から２〜６番目に示す各波形と完全に一致していることがわかる。つまり、第７の実施例による三相電力変換器２は、図１６に示す従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器と同様の効果を得ることができることから、従来の三相のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器の代替回路ということができる。また、第６の実施例による三相電力変換器のシミュレーション結果と比較すると、第７の実施例による三相電力変換器における直流電流ｉ_dcの実効値Ｉ_dc（図１９の上から６番目のグラフ）は、第６の実施例による三相電力変換器における直流電流ｉ_dcの実効値Ｉ_dc（図１２の上から６番目のグラフ）の半分の１８０Ａ（＝１ＭＷ／５．６ｋＶ）となっていることがわかる。

第８の実施例は、第１〜第５の実施例による単相電力変換器１を２相分備えて三相二相電力変換器を構成したものである。第１〜第５の実施例による単相電力変換器１を２相分設けて系統側に連系するには、スコット変圧器を用いる。

図２０は、本発明で使用するスコット変圧器を示す回路図である。スコット変圧器２５は、Ｍ座変圧器ＴｍおよびＴ座変圧器Ｔｔの２台の単相変圧器より構成する。Ｍ座変圧器Ｔｍの１次側巻線の巻き数をＮ₁、２次巻線の巻き数をＮ₂とする。このとき、Ｍ座変圧器Ｔｍの１次側巻線の中間端子（センタータップ）をＴ座変圧器Ｔｔの１次側巻線と接続する。なお、Ｔ座変圧器Ｔｔの１次側巻線の巻き数は√３Ｎ₁／２となる。また、図２１ａおよび図２１ｂは、図２０に示すスコット変圧器の瞬時電圧ベクトル図である。図２１ａに示すようにスコット変圧器の１次側巻線に三相平衡正弦波電圧ｖ^u、ｖ^vおよびｖ^wを印加すると、２次側巻線には位相差９０度の二相正弦波電圧ｖ^αおよびｖ^βが現れる。

図２２は、第８の実施例による三相二相電力変換器を示す回路図である。図２２に示す第８の実施例では、一例として第１の実施例による単相電力変換器を用いて三相二相電力変換器を構成する場合について説明するが、第２〜第５の実施例による単相電力変換器を用いても同様に構成することができる。図２２において、α相およびβ相にそれぞれ設けられる単相電力変換器を参照符号１αおよび１βで示し、これら単相電力変換器１αおよび１βで構成される三相二相電力変換器を参照符号３で表す。なお、図２２において、単相電力変換器１βについては、単相電力変換器１βと回路構成が同じであるので、具体的な回路構成の記載は省略する。以下、主としてα相に関して説明するが、β相についても同様に適用できる。また、本実施例では、単位セルの個数を、一例として１アームあたり４個、１相当たり８個、したがって三相電力変換器２内に１６個、としたが、この数値はあくまでも一例であり、これに限定されるものではない。

第７の態様による三相二相電力変換器３においては、α相およびβ相の各相に設けられる各単相電力変換器１αおよび１β内の変圧器１４を用いて、スコット変圧器２５における各相をそれぞれ構成する。一例として、１次側巻線と２次側巻線の巻き数比Ｎ₁：Ｎ₂は√３：１とする。第８の実施例による三相二相電力変換器３の２次側α相においては、図２０を参照して説明したスコット変圧器２５の、Ｍ座変圧器Ｔｍの２次側巻線上に中間端子（センタータップ）α₁を設ける。また、三相二相電力変換器３の２次側β相においては、図２０を参照して説明したスコット変圧器２５の、Ｔ座変圧器Ｔｔの２次側巻線上に中間端子（センタータップ）β₁を設ける。図１を参照して説明したように、単相電力変換器１においては、アーム結合部１３の第３の端子ｃには直流電源Ｖ_dcの負極側端子が接続され、変圧器１４の中間端子Ｔ２−３には直流電源Ｖ_dcの正極側端子が接続されるが、第６の実施例では、これら中間端子α₁およびβ₁を直流電源Ｖ_dcの正極側端子に接続することで、図２２に示すようにα相およびβ相で共通ものとする。

また、三相二相電力変換器３の２次側α相においては、スコット変圧器２５のＭ座変圧器Ｔｍの２次側巻線の両端端子α０およびα１には第１のアーム１２−Ｐおよび１２−Ｎの上側端子を接続する。第１のアーム１２−Ｐおよび１２−Ｎの下側端子には、アーム結合部１３である３端子結合リアクトルを接続する。３端子結合リアクトルの中間端子には、直流電源Ｖ_dcの負極側端子を接続する。三相二相電力変換器３の２次側β相についてもα相と同様の構成とする。

次に、第８の実施例による三相二相電圧変換器３のシミュレーションによる瞬時有効電力制御および瞬時無効電力制御についての応答結果について説明する。各シミュレーションには、表１に示す回路パラメータを用いた。図２２に示す三相二相電力変換器３の交流側には６．６ｋＶ、１ＭＶＡ、５０Ｈｚの三相交流電源に連系リアクトルＬ_sを介して接続する。三相二相電力変換器３の１次側各相の電源電流をｉ^u、ｉ^vおよびｉ^w、電源電圧ｖ^u _S、ｖ^v _Sおよびｖ^w _Sとし、三相二相電力変換器３の２次側α相およびβ相の第１のアーム１２−Ｐを流れるアーム電流をそれぞれｉ^α _Pおよびｉ^β _P、第２のアーム１２−Ｎを流れるアーム電流ｉ^α _Nおよびｉ^β _Nとする。また、各単位セルの直流コンデンサ電圧をｖ^α _CPjおよびｖ^α _CNjとし（ただし、ｊ＝１〜４）、直流電流をｉ_dcとする。

図２０、図２１ａおよび図２１ｂより、式３４および式３５に示す電圧方程式が成り立つ。

第８の実施例による三相二相電力変換器３のα相のアーム電流ｉ^α _Pおよびｉ^α _Nは、直流分と５０Ｈｚの交流分を含む。このうちアーム電流ｉ^α _Pおよびｉ^α _Nの直流分についてはｉ_dc／４で表せる。一方、アーム電流ｉ^α _Pおよびｉ^α _Nの交流分を（ｉ^α _P）_acおよび（ｉ^α _N）_acとすると、Ｍ座変圧器の起磁力の関係から式３６が得られる。

式３６において（ｉ^α _P）_ac＝−（ｉ^α _N）_acが成り立つと仮定すると式３７が得られる。

同様に、β相についてはＴ座変圧器の起磁力の関係から式３８が得られる。

したがって、最終的には三相二相電力変換器３の各相のアーム電流は式３９〜式４２のように表される。

一方、式３９〜式４２より、三相二相電力変換器３の１次側各相の電源電流ｉ^u、ｉ^vおよびｉ^wについては式４３〜式４５のように表される。ここで、ｉ^u＋ｉ^v＋ｉ^w＝０の関係式を用いている。

図２３は、第８の実施例による三相二相電力変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についてのシミュレーション波形を示す図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。シミュレーション回路としては、制御遅延がゼロであるアナログ制御系を仮定し、デッドタイムがゼロである理想スイッチを使用した。

図２３の最上段のグラフは、三相二相電力変換器３の交流側に連系リアクトルＬ_sを介して接続された６．６ｋＶ、１ＭＶＡ、５０Ｈｚの三相交流電源のｕ相電圧ｖ_S ^uの波形を示す。三相二相電力変換器３をインバータ動作（ｃｏｓφ＝−１）した場合、図２３の上から２番目のグラフに示すように、高調波電圧および連系リアクトルの影響を無視すると、三相二相電力変換器３の２次側α相の電圧ｖ_αは、電源電圧ｖ^u _Sに対して位相が３０度進んでいることがわかる。一方、三相二相電力変換器３の２次側α相の電圧ｖ_αは、２次側β相の電圧ｖ_βに対して位相が９０度進んでいることがわかる。各相には８個の単位セルが設けられているので９レベルのマルチレベル波形となり、高調波成分は少ない。

三相二相電力変換器３のα相のアーム電流ｉ^α _Pおよびｉ^α _Nは、上述のように直流分と５０Ｈｚの交流分を含むが、式３９〜４２より、アーム電流ｉ^α _Pおよびｉ^α _Nの振幅は、電源電流ｉ^u、ｉ^vおよびｉ^wの振幅の√３Ｎ₁／２Ｎ₂倍となる。ここで、Ｎ₁／Ｎ₂＝√３を代入すると１．５倍となり、これは図２３の上から３番目および４番目のグラフに示すシミュレーション結果と一致する。一方、直流分は９０Ａとなり、直流電流ｉ_dcの１／４倍となる。直流コンデンサ電圧ｖ^α _CP1およびｖ^α _CN1は、直流分と交流分を含むが、直流分は１．４ｋＶに制御できていることがわかる。直流電流ｉ_dcの直流分Ｉ_dcは、Ｉ_dc＝Ｐ／Ｖ_dcより算出できるが、Ｐ＝１ＭＷ、Ｖ_dc＝２．８ｋＶを代入すると、Ｉ_dc＝３６０Ａとなり、図２３の上から６番目のグラフに示すシミュレーション結果と一致する。

本発明は、直流と交流とを双方向に変換する単相電力変換器、三相二相電力変換器および三相電力変換器に適用することができる。本発明による単相電力変換器、三相二相電力変換器もしくは三相電力変換器を用いれば、電池電力貯蔵装置を変換器用変圧器無しに電力系統に連系することができ、装置の小型化および低重量化を図ることができる。本発明は、従来のカスケード型モジュラーマルチレベル変換器に比べて、半分の直流電圧で系統連系が可能であり、直流側の絶縁対策が容易であるので、直流側が低圧大電流である電池電力貯蔵装置に最適である。

１、１ｕ、１ｖ、１ｗ 単相電力変換器
２ 三相電力変換器
３ 三相二相電力変換器
１１−１、・・・、１１−Ｍ 単位セル
１２−Ｐ 第１のアーム
１２−Ｎ 第２のアーム
１３ アーム結合部
１４、１４’ 変圧器
１５ ３端子結合リアクトル
２４ 三相変圧器
２５ スコット変圧器
５０ 直流コンデンサ制御装置
５１ 指令値作成手段
５２ 制御手段
６１ 直流成分作成手段
６２ 基本波成分作成手段
６３ スイッチング制御手段
ａ 第１の端子
ｂ 第２の端子
ｃ 第３の端子
Ｄ 還流ダイオード
Ｓ 半導体スイッチング素子
ＳＷ 半導体スイッチ
Ｔ１−１、Ｔ１−２ 交流入出力端子
Ｔ２−１、Ｔ２−２ ２次側巻線の末端端子
Ｔ２−３ 中間端子
Ｖ_dc 直流電源

Claims (15)

1. 直列接続された２つの半導体スイッチと、前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、前記半導体スイッチのスイッチング動作に応じて前記直流コンデンサから放電若しくは前記直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子と、を有する単位セルと、
   １つの前記単位セル、または前記入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の前記単位セル、からなる第１および第２のアームであって、前記第１および第２のアームは同数の前記単位セルを有する第１および第２のアームと、
   前記第１のアームの一端が接続される第１の端子と、前記第２のアームの一端が接続される第２の端子と、直流電源の一端が接続される第３の端子と、を有するアーム結合部と、
   １次側に交流入出力端子、２次側巻線上に中間端子を有する変圧器であって、前記２次側巻線の２つの末端端子には、前記第１のアームの、前記第１の端子が接続されない側の端子と、前記第２のアームの、前記第２の端子が接続されない側の端子と、がそれぞれ接続され、前記中間端子には、前記直流電源の、前記第３の端子が接続されない側の端子が接続される変圧器と、
   を備えることを特徴とする単相電力変換器。
2. 前記アーム結合部は、前記第１の端子と、前記第２の端子と、前記第１の端子と前記第２の端子との間の巻線上に位置する中間タップである前記第３の端子と、を有する３端子結合リアクトル、からなる請求項１に記載の単相電力変換器。
3. 前記アーム結合部は、互いに直列接続された２つのリアクトルであって、前記直列接続された２つのリアクトルの一方の端子である前記第１の端子と、前記直列接続された２つのリアクトルの他方の端子である前記第２の端子と、前記直列接続された２つのリアクトルの直列接続点である前記第３の端子と、を有する２つのリアクトル、からなる請求項１に記載の単相電力変換器。
4. 前記第１のアームおよび前記第２のアームそれぞれにおいて、互いにカスケード接続された前記単位セル間の任意の位置に接続されるリアクトルを備え、
   前記アーム結合部において、前記第１の端子と、前記第２の端子と、前記第３の端子とは互いに接続される請求項１に記載の単相電力変換器。
5. 直列接続された２つの半導体スイッチと、前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、前記半導体スイッチのスイッチング動作に応じて前記直流コンデンサから放電若しくは前記直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子と、を有する単位セルと、
   １つの前記単位セル、または前記入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の前記単位セル、からなる第１および第２のアームであって、前記第１および第２のアームは同数の前記単位セルを有する第１および第２のアームと、
   前記第１のアームの一端との間で直流電源が接続される第１の端子と、前記第２のアームの一端との間でさらに別の直流電源が接続される第２の端子と、前記第１の端子および前記第２の端子に接続される第３の端子と、を有するアーム結合部と、
   １次側に交流入出力端子、２次側巻線上に３端子結合リアクトルを有する変圧器であって、前記２次側巻線の２つの末端端子には、前記第１のアームの、前記直流電源が接続されない側の端子と、前記第２のアームの、前記さらに別の直流電源が接続されない側の端子と、がそれぞれ接続され、前記３端子結合リアクトルの両端端子間の巻線上に位置する中間端子には、前記第３の端子が接続される変圧器と、
   を備えることを特徴とする単相電力変換器。
6. 直列接続された２つの半導体スイッチと、前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、前記半導体スイッチのスイッチング動作に応じて前記直流コンデンサから放電若しくは前記直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子と、を有する単位セルと、
   １つの前記単位セル、または前記入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の前記単位セル、からなる第１および第２のアームであって、前記第１および第２のアームは同数の前記単位セルを有し、前記第１のアームの一端と前記第２のアームとの間に直流電源が接続される第１および第２のアームと、
   前記第１のアームの、前記直流電源が接続される側の端子に接続される第１のコンデンサと、
   前記第２のアームの、前記直流電源が接続される側の端子に接続される第２のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサの、前記第１のアームが接続されない側の端子が接続される第１の端子と、前記第２のコンデンサの、前記第２のアームが接続されない側の端子が接続される第２の端子と、前記第１の端子および前記第２の端子に接続される第３の端子と、を有するアーム結合部と、
   １次側に交流入出力端子、２次側巻線上に３端子結合リアクトルを有する変圧器であって、前記２次側巻線の２つの末端端子には、前記第１のアームの、前記第１のコンデンサが接続されない側の端子と、前記第２のアームの、前記第２のコンデンサが接続されない側の端子と、がそれぞれ接続され、前記３端子結合リアクトルの両端端子間の巻線上に位置する中間端子には、前記第３の端子が接続される変圧器と、
   を備えることを特徴とする単相電力変換器。
7. 前記第１のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値と前記第２のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値とに基づいて、循環電流指令値を作成する指令値作成手段と、
   前記循環電流指令値に、前記第１のアームを流れる電流と前記第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流が追従するよう制御する制御手段と、
   を備える請求項１〜６のいずれか一項に記載の単相電力変換器。
8. 前記指令値生成手段は、前記第１のアーム内および前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値を用いて、前記第１のアーム内および前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値が所定の直流電圧指令値に追従するよう制御するための前記循環電流指令値を生成する請求項７に記載の単相電力変換器。
9. 前記指令値生成手段は、
   前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値との差を用いて、前記循環電流指令値の、前記交流入出力端子間の端子電圧と同相の基本波成分を生成する基本波成分生成手段と、
   前記第１のアーム内および前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値を用いて、前記第１のアーム内および前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値が所定の直流電圧指令値に追従するよう制御するための前記循環電流指令値の直流成分を生成する直流成分生成手段と、
   を有し、
   前記基本波成分と前記直流成分とを加算して前記循環電流指令値を生成する請求項７に記載の単相電力変換器。
10. 前記基本波成分は、前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値と、の差をゼロにするよう制御するための値である請求項９に記載の単相電力変換器。
11. 前記制御手段は、前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に、前記第１のアーム内の各前記直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、および、前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に、前記第２のアーム内の各前記直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、をさらに実行する請求項７〜１０のいずれか一項に記載の単相電力変換器。
12. 前記制御手段は、前記追従させる制御に対応して前記半導体スイッチをスイッチング動作させるスイッチング指令手段を有する請求項１１に記載の単相電力変換器。
13. 各前記半導体スイッチは、
    オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
    該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
    を有する請求項１〜１２のいずれか一項に記載の単相電力変換器。
14. 請求項１〜１３のいずれか一項に記載の単相電力変換器を３相分備える三相電力変換器であって、
    各前記単相電力変換器内の前記変圧器は、１次側にスター結線を有し２次側にオープンスター結線を有する三相変圧器における各相をそれぞれ構成し、
    各前記単相電力変換器には共通の前記直流電源が接続される、
    ことを特徴とする三相電力変換器。
15. 請求項１〜１３のいずれか一項に記載の単相電力変換器を２相分備える三相二相電力変換器であって、
    各前記単相電力変換器内の前記変圧器の２次側巻線は、スコット変圧器の２次側における各相の巻線をそれぞれ構成し、
    各前記単相電力変換器には共通の前記直流電源が接続される、
    ことを特徴とする三相二相電力変換器。

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