JP6462664B2 - マルチレベル電力変換器及びマルチレベル電力変換器の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流と交流とを双方向に変換する単相電力変換器及び三相電力変換器並びに三相交流と二相交流とを双方向に変換する三相二相電力変換器を含むマルチレベル電力変換器及びマルチレベル電力変換器の制御方法に関する。

風力発電や太陽光発電の導入機会の増大に伴い、電池電力貯蔵装置の重要性が増している。図２０は、電池電力貯蔵装置の一般的な構成を示す図である。電池電力貯蔵装置１０００は、ＮＡＳ電池（登録商標）やリチウムイオン電池などのバッテリ１００と、バッテリ１００の直流電圧を交流電圧に変換する連系変換器２００と、連系変換器２００と電力系統４００とを連系する連系変圧器３００と、を備える。電池電力貯蔵装置１０００においては、バッテリ１００の直流電圧は、電力系統４００の電圧実効値に対して相対的に低いため、連系変換器２００には高い昇圧比が求められる。このため、従来より、数Ｍワット級の連系変換器において変換器用変圧器を使用することで高圧化及び大容量化を実現してきた。しかしながら、このような変換器用変圧器の使用は、装置の大型化及び高重量化をもたらす要因となる。

このような問題を解決するために、実装が容易で大容量・高圧用途に適した次世代トランスレス電力変換器として、モジュラー・マルチレベル変換器（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＭＭＣ）が提案されている。

モジュラー・マルチレベル変換器は、複数の双方向チョッパセルもしくはフルブリッジ変換器セルを直列接続したモジュールでアームを構成する点に特徴がある。絶縁等の問題を除けば、直列セル数を増やすことにより、半導体スイッチを高耐圧化することなく、交流出力電圧の増大を図るとともに電圧及び電流のリプルを抑制することが可能であり、高電圧かつ大容量の電力変換器として期待されている。モジュラー・マルチレベル変換器は、実装が容易で、冗長性に富み、装置の小型軽量化を実現できることから、系統連系用電力変換器や、誘導電動機のためのモータドライブ装置などに適用できる。

モジュラー・マルチレベル変換器として、例えばカスケード型のモジュラー・マルチレベル変換器（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＭＭＣＣ）が提案されている（例えば、特許文献１及び非特許文献１〜４参照。）。

しかし、電池電力貯蔵装置の直流電圧を交流電圧に変換する連系変換器の高昇圧比を変換器用変圧器で実現すると、装置の大型化及び高重量化をもたらす。即ち、実装が容易で大容量・高圧用途に適したモジュラー・マルチレベル変換器を用いた場合であっても、変換器用変圧器は除去できるが、電圧整合性及び電気絶縁性の観点から連系変圧器を除去できないという問題がある。

また、今後は風力発電や太陽光発電が産業界のみならず一般家庭にも普及していくことが考えられ、電池電力貯蔵装置のより一層の小型化、低価格化及び高効率化がさらに要求される。更に、特許文献１及び非特許文献１〜４に記載されたカスケード型のモジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣＣ）よりもさらに小型、低価格で高効率の電力変換器が求められる。

そこで、本発明者らは、直流と交流とを双方向に変換する、構造容易、小型、低価格で高効率のモジュラー・マルチレベルの単相電力変換器及び三相電力変換器、ならびに、三相交流と二相交流とを双方向に変換する、構造容易、小型、低価格で高効率の三相二相電力変換器を案出した（特許文献２参照）。なお、以後、モジュラー・マルチレベルの単相電力変換器及び三相電力変換器、並びに三相二相電力変換器を総称して、マルチレベル電力変換器と記す。

特許文献２に記載のマルチレベル電力変換器では、プッシュプル・インバータの各アームをセルを使用してモジュール化した回路構成のモジュラー・プッシュプル・変換器（ＭＰＣ：Modular Push-pull Converter）が使用される。モジュラー・プッシュプル・変換器は以後、ＭＰＣと記す。

そして、ＭＰＣの正常動作を実現するために、各セルに使用している直流コンデンサ電圧を一定にする制御として、特許文献２には、平均値制御、アームバランス制御、循環電流制御及び個別バランス制御の４つの制御が開示されている。

特開２０１１−１８２５１７号公報 国際出願ＰＣＴ／ＪＰ２０１２／０７９６６８号公報

萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、第１２８巻、第７号、ｐｐ９５７〜９６５、２００８年７月 西村和敏、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブシステムへの応用−４００Ｖ，１５ｋＷミニモデルによる実験的検証−」、電気学会半導体電力変換研究会、ＳＰＣ−０９−２４、ｐｐ１９〜２４、２００９年１月 赤木泰文、萩原誠著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ）の分類と名称」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０４３、ｐｐ７１〜７２、２０１０年３月 萩原誠、前田亮、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＤＳＣＣ）の理論解析と制御法」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０４４、ｐｐ７３〜７４、２０１０年３月

しかし、特許文献２に開示の、各セルにある直流コンデンサ電圧を一定にするアームバランス制御では、アーム間で直流電圧の情報を高速で通信しており、アーム間で高速な通信を行う都合上、各アームを近接設置する必要があり、設計上の制約があった。

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、各アームの直流電圧平均値を独立に制御することにより、各セルにある直流コンデンサ電圧を一定にするアームバランス制御を無くし、アーム間での直流電圧の情報の高速通信を不要として、ＭＰＣの設計上の制約を無くすことである。

上記目的を実現する本発明の第１の形態によれば、
直列接続された２つの半導体スイッチと、２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、半導体スイッチのスイッチング動作に応じて直流コンデンサから放電若しくは直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子とを有する単位セルと、
１つの単位セル、又は入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の単位セルからなる第１及び第２のアームであって、第１及び第２のアームは同数の単位セルを有する第１及び第２のアームと、
第１のアームの一端が接続される第１の端子と、第２のアームの一端が接続される第２の端子と、直流電源の一端が接続される第３の端子とを有するアーム結合部と、
１次側に交流入出力端子、２次側巻線上に中間端子を有する変圧器であって、２次側巻線の２つの末端端子には、第１のアームの、アーム結合部の第１の端子が接続されない側の端子と、第２のアームの、アーム結合部の第２の端子が接続されない側の端子とがそれぞれ接続され、中間端子には、直流電源の、アーム結合部の第３の端子が接続されない側の端子が接続される変圧器と、
第１のアーム内の直流コンデンサの電圧値と第２のアーム内の直流コンデンサの電圧値とに基づいて、第１のアームの循環電流指令値と第２のアームの循環電流指令値とを作成する指令値作成手段と、
第１と第２のアームの循環電流指令値に対して、第１と第２のアームを流れる電流に、変圧器の巻線比と交流入出力端子に印加される交流電流とを考慮した交流分を加えた、若しくは引いた、第１と第２のアームをそれぞれ流れる循環電流が追従するよう制御する制御手段とを備えることを特徴とするマルチレベル電力変換器が提供される。

上記目的を実現する本発明の第２の形態によれば、
直列接続された２つの半導体スイッチと、２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、半導体スイッチのスイッチング動作に応じて直流コンデンサから放電若しくは直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子とを有する単位セルと、
１つの単位セル、又は入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の単位セルからなる第１及び第２のアームであって、第１及び第２のアームは同数の単位セルを有する第１及び第２のアームと、
第１のアームの一端との間で直流電源が接続される第１の端子と、第２のアームの一端との間でさらに別の直流電源が接続される第２の端子と、第１の端子及び第２の端子に接続される第３の端子とを有するアーム結合部と、
１次側に交流入出力端子、２次側巻線上に３端子結合リアクトルを有する変圧器であって、２次側巻線の２つの末端端子には、第１のアームの、直流電源が接続されない側の端子と、第２のアームの、上記さらに別の直流電源が接続されない側の端子とがそれぞれ接続され、３端子結合リアクトルの両端端子間の巻線上に位置する中間端子には、第３の端子が接続される変圧器と、
第１のアーム内の直流コンデンサの電圧値と第２のアーム内の直流コンデンサの電圧値とに基づいて、第１のアームの循環電流指令値と第２のアームの循環電流指令値とを作成する指令値作成手段と、
第１と第２のアームの循環電流指令値に対して、第１と第２のアームを流れる電流に、変圧器の巻線比と交流入出力端子に印加される交流電流とを考慮した交流分を加えた、若しくは引いた、第１と第２のアームをそれぞれ流れる循環電流が追従するよう制御する制御手段とを備えることを特徴とするマルチレベル電力変換器が提供される。

上記目的を実現する本発明の第３の形態によれば、
直列接続された２つの半導体スイッチと、２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、半導体スイッチのスイッチング動作に応じて直流コンデンサから放電若しくは直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子とを有する単位セルと、
１つの単位セル、又は入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の単位セルからなる第１及び第２のアームであって、第１及び第２のアームは同数の単位セルを有する第１及び第２のアームと、
第１のアームの、直流電源が接続される側の端子に接続される第１のコンデンサと、
第２のアームの、直流電源が接続される側の端子に接続される第２のコンデンサと、
第１のコンデンサの、第１のアームが接続されない側の端子が接続される第１の端子と、前２のコンデンサの、第２のアームが接続されない側の端子が接続される第２の端子と、第１の端子及び第２の端子に接続される第３の端子とを有するアーム結合部と、
１次側に交流入出力端子、２次側巻線上に３端子結合リアクトルを有する変圧器であって、２次側巻線の２つの末端端子には、第１のアームの、第１のコンデンサが接続されない側の端子と、第２のアームの、第２のコンデンサが接続されない側の端子とがそれぞれ接続され、３端子結合リアクトルの両端端子間の巻線上に位置する中間端子には、第３の端子が接続される変圧器と、
第１のアーム内の直流コンデンサの電圧値と第２のアーム内の直流コンデンサの電圧値とに基づいて、第１のアームの循環電流指令値と第２のアームの循環電流指令値とを作成する指令値作成手段と、
第１と第２のアームの循環電流指令値に対して、第１と第２のアームを流れる電流に、変圧器の巻線比と交流入出力端子に印加される交流電流とを考慮した交流分を加えた、若しくは引いた、第１と第２のアームをそれぞれ流れる循環電流が追従するよう制御する制御手段とを備えることを特徴とするマルチレベル電力変換器が提供される。

上記目的を実現する本発明の第４の形態は、上記第１から第３の形態のマルチレベル電力変換器を制御する方法であって、
上記第１から第３の形態の何れかの形態のマルチレベル電力変換器において、
変圧器の１次側と２次側の巻線比をＮ₁／Ｎ₂、変圧器の交流入力端子に入力される電流をｉ_acとした時に、第１のアームの循環電流と第２のアーム循環電流を、
ｉ_ZP＝ｉ_P＋（Ｎ₁／Ｎ₂）×ｉ_ac
ｉ_ZN＝ｉ_N−（Ｎ₁／Ｎ₂）×ｉ_ac
で定義し、
第１のアーム内の直流コンデンサの電圧値と第２のアーム内の直流コンデンサの電圧値とに基づいて、第１のアームの循環電流指令値と第２のアームの循環電流指令値とを作成し、
第１と第２のアームの循環電流指令値に対して、第１と第２のアームを流れる電流に、変圧器の巻線比と交流入出力端子に印加される交流電流とを考慮した交流分を加えた、若しくは加えた、第１と第２のアームをそれぞれ流れる循環電流が追従するよう制御することを特徴とするマルチレベル電力変換器の制御方法が提供される。

本発明によれば、各アームの直流電圧平均値を独立に制御することにより、各セルにある直流コンデンサ電圧を一定にするアームバランス制御を無くし、アーム間での直流電圧の情報の高速通信を不要として、ＭＰＣの設計上の制約を無くすことができる。

第１の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。 第１〜第５の実施例による単相電力変換器内の単位セルであるチョッパセルを示す回路図である。 第１〜第５の実施例による単相電力変換器内の単位セルであるブリッジセルを示す回路図である。 第２の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。 第３の実施例による単相電力変換器におけるアームの回路構成を示す回路図である。 第３の実施例による単相電力変換器におけるアームの回路構成を示す回路図である。 第３の実施例による単相電力変換器におけるアームの回路構成を示す回路図である。 第４の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。 第５の実施例による単相電力変換器を示す回路図である。 第６の実施例による三相電力変換器を示す回路図である。 図７に示す三相電力変換器における変圧器を示す回路図である。 図７に示す三相電力変換器における変圧器を示す回路図である。 第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図（その１）である。 第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図（その２）である。 第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図（その３）である。 第６の実施例による三相電力変換器の直流コンデンサ制御装置を示すブロック図である。 第６の実施例による三相電力変換器の実験における瞬時有効電力制御及び瞬時無効電力制御を示すブロック図である。 第６の実施例による三相電力変換器を、インバータ動作させたときの定常特性についての実験波形を示す図である。 第６の実施例による三相電力変換器を、整流器動作させたときの定常特性についての実験波形を示す図である。 第６の実施例による三相電力変換器を、所定動作条件で動作させた時のスタートアップ動作中の実験波形を示す図である。 第６の実施例による三相電力変換器を、瞬時有効電力指令値を−４ｋＷから−５ｋＷにステップ状に変化させた時の実験波形を示す図である。 第７の実施例による三相電力変換器を示す回路図である。 本発明で使用するスコット変圧器を示す回路図である。 図１７に示すスコット変圧器の瞬時電圧ベクトル図（その１）である。 図１７に示すスコット変圧器の瞬時電圧ベクトル図（その２）である。 第８の実施例による三相二相電力変換器を示す回路図である。 電池電力貯蔵装置の一般的な構成を示す図である。

図１は、本発明のマルチレベル電力変換器の第１の実施例を示すものであり、単相電力変換器１の回路図を示している。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。図２Ａは、第１の実施例並びに以後の実施例における単相電力変換器内の単位セルであるチョッパセルＣＣを示す回路図である。図２Ｂは、第１の実施例並びに以後の実施例の単相電力変換器１において使用することができる単位セルであるブリッジセルＢＣを示す回路図である。

第１の実施例による単相電力変換器１は、単位セル１１−１〜１１−Ｍ（ただし、Ｍは自然数）と、第１のアーム１２−Ｐ及び第２のアーム１２−Ｎと、アーム結合部１３と、変圧器１４とを備える。単位セル１１−１〜１１−Ｍは、直列接続された２つの半導体スイッチＳＷと、２つの半導体スイッチＳＷに並列接続された直流コンデンサＣと、半導体スイッチＳＷのスイッチング動作に応じて直流コンデンサＣから放電若しくは直流コンデンサＣへ充電される電流の入出力端子Ｔ１，Ｔ２とを有する。

なお、これ以降、単位セル１１−１〜１１−Ｍ内にある直流コンデンサＣについては、理解を容易にするために、当該単位セル１１−１〜１１−Ｍの外側に記載している。単位セル１１−１〜１１−Ｍは、図２Ａに示すチョッパセルＣＣもしくは図２Ｂに示すブリッジセルＢＣのいずれでもよい。

図２Ａに示すチョッパセルＣＣは、直列接続された２つの半導体スイッチＳＷと、２つの半導体スイッチＳＷに並列接続された直流コンデンサＣと、半導体スイッチＳＷのスイッチング動作に応じて直流コンデンサＣから放電若しくは直流コンデンサＣへ充電される電流の入出力端子Ｔ１及びＴ２とを有する双方向のチョッパセルである。２つの半導体スイッチＳＷのうちの一方の半導体スイッチの両端端子を、チョッパセルＣＣの入出力端子Ｔ１及びＴ２とする。

図２Ｂに示すブリッジセルＢＣは、直列接続された２つの半導体スイッチＳＷを２組並列接続し、これに直流コンデンサＣを並列接続して構成されるものである。直列接続された２つの半導体スイッチＳＷの各組の、直列接続点を、直流コンデンサＣから放電若しくは直流コンデンサＣへ充電される電流の入出力端子Ｔ１及びＴ２とする。チョッパセルＣＣとブリッジセルＢＣは、単位セルとも呼ばれる。

図２Ａ及び図２Ｂに示すいずれの単位セルにおいては、各半導体スイッチＳＷは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰還ダイオードＤとを有する。単位セルの入出力端子Ｔ１及びＴ２間に、１つの単位セルが出力する電圧が現れる。

図１に示すように、第１のアーム１２−Ｐ及び第２のアーム１２−Ｎは、１つの単位セル、又は入出力端子Ｔ１及びＴ２を介して互いにカスケード接続された複数の単位セルを同数有するようにする。図１並びに以後の実施例では、第１のアーム１２−Ｐ及び第２のアーム１２−Ｎに配置される単位セルに、符号１１−１〜１１−Ｍ（ただし、Ｍは自然数であり、以後も同様である）を付して説明する。

アーム結合部１３は、第１のアーム１２−Ｐの下側端子１ａｂが接続される第１の端子ａと、第２のアーム１２−Ｎの下側端子２ａｂが接続される第２の端子ｂと、第１の端子ａと第２の端子ｂとの間に位置する第３の端子ｃとを有する。第３の端子ｃには直流電源Ｖ_dcの負極側端子が接続される。

上記アーム結合部１３は、第１の実施例では、図１に示すように、第１の端子ａと、第２の端子ｂと、第１の端子ａと第２の端子ｂとの間の巻線上に位置する中間タップである第３の端子ｃとを有する３端子結合リアクトルＬからなる。図１においては３端子結合リアクトルＬの極性を黒丸（・）で表わしている。第１の端子ａと第３の端子ｃとの間の巻線の極性と、第３の端子ｃと第２の端子ｂとの間の巻線の極性とが逆向き（図示の例では相反する向きに向いている）となるようにする。

変圧器１４は、１次側に交流入出力端子Ｔ１−１及びＴ１−２を有し、２次側には２つの末端端子Ｔ２−１及びＴ２−２の間の２次側巻線上にセンタータップである中間端子Ｔ２−３を有する。変圧器１４の１次側の交流入出力端子Ｔ１−１及びＴ１−２間に、単相電力変換器１の交流出力電圧ｖ_acが現れる。ここで、変圧器１４の１次側巻線の巻き数をＮ₁とし、２次側巻線の巻き数をＮ₂とする。したがって、２次側においては、末端端子Ｔ２−１と中間端子Ｔ２−３との間の巻線の巻き数及び中間端子Ｔ２−３と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の巻き数は、共にＮ₂／２となる。

また、図１においては変圧器１４の１次側巻線及び２次側巻線の極性を黒丸（・）で表わしている。２次側巻線においては、末端端子Ｔ２−１と中間端子Ｔ２−３との間の巻線の極性と、中間端子Ｔ２−３と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の極性とが同じ向き（図示の例では左向に揃っている）となるようにする。一方、１次側巻線の極性の向きについては、２次側巻線の極性の向きと必ずしも同じとならなくてもよい。

変圧器１４の２次側巻線の末端端子Ｔ２−１には、第１のアーム１２−Ｐの、アーム結合部１３の第１の端子ａが接続されない側の端子、即ち第１のアーム１２−Ｐの上側端子１ａｔが接続され、変圧器１４の２次側巻線の末端端子Ｔ２−２には、第２のアーム１２−Ｎの、アーム結合部１３の第２の端子ｂが接続されない側の端子，即ち第２のアーム１２−Ｎの上側端子２ａｔが接続される。また、変圧器１４の中間端子Ｔ２−３には、直流電源Ｖ_dcの、アーム結合部１３の第３の端子ｃが接続されない側の端子，即ち直流電源Ｖ _dcの正極側端子が接続される。

第１の実施例による単相電力変換器１の動作を、数式を用いて解析すると次の通りである。

変圧器１４の１次側の交流入出力端子Ｔ１−１及びＴ１−２間に、単相電力変換器１の交流電圧ｖ_acが現れる。交流電流をｉ_acとする。また、第１のアーム１２−Ｐに流れるアーム電流をｉ_Pとし、第２のアーム１２−Ｎに流れるアーム電流をｉ_Nとする。第１のアーム１２−Ｐ内の各単位セル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜Ｍ）の入出力端子（図２Ａ及び図２ＢのＴ１及びＴ２）間に表れる電圧をｖ_Pjとし、第２のアーム１２−Ｎ内の各単位セル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜Ｍ）の入出力端子（図２Ａ及び図２ＢのＴ１及びＴ２）間に表れる電圧をｖ_Njとしたとき、第１のアーム１２−Ｐの出力電圧総和ｖ_P及び第２のアーム１２−Ｎの出力電圧総和ｖ_Nはそれぞれ式１及び式２で表わされる。

一方、変調度をｍ（０≦ｍ≦１）、角周波数をωとしたとき、第１のアーム１２−Ｐの出力電圧総和ｖ_P及び第２のアーム１２−Ｎの出力電圧総和ｖ_Nはそれぞれ式３及び式４で表わされる。

ここで、循環電流ｉ_Zを式５のように定義する。

アーム結合部１３における３端子結合リアクトルは循環電流ｉ_Zに対してのみＬのインダクタンスを有するので、式６及び式７に示す電圧方程式が成り立つ。

式３、式４、式６及び式７より式８及び式９が得られる。

式９からわかるように、循環電流ｉ_Zは直流量となる。すなわち、第１のアーム１２−Ｐに流れるアーム電流ｉ_P及び第２のアーム１２−Ｎに流れるアーム電流ｉ_Nはともに直流分を含むということである。変圧器１４においては直流電流による磁束は互いに打ち消し合うため、直流磁束は発生しない。なお、上述の式９の導出には、ｖ_P＋ｖ_N＝２Ｖ_dcの関係を用いている。しかしながら実際は、高調波電圧やデッドタイムなどの影響によりｖ_P＋ｖ_N≠２Ｖ_dcとなるので、循環電流ｉ_Zに交流分が重畳する。

一方、第１のアーム１２−Ｐに流れるアーム電流ｉ_P及び第２のアーム１２−Ｎに流れるアーム電流ｉ_Nに含まれる交流分をそれぞれ（ｉ_P）_ac及び（ｉ_N）_acとすると、変圧器の起磁力の関係から式１０が得られる。

式１０において、（ｉ_P）_ac＝−（ｉ_N）_acの関係が成立すると仮定すると式１１及び式１２が得られる。

本発明では、第１のアーム１２−Ｐに流れる循環電流ｉ_ZP及び第２のアーム１２−Ｎに流れる循環電流ｉ_ZNを別々に定義する。すると、図１において循環電流ｉ_ZPは、以下の式Ａと式Ｂのように与えられる。
ｉ_ZP＝ｉ_P＋（ｉ_P）_ac＝ｉ_P＋（Ｎ₁／Ｎ₂）ｉ_ac …（Ａ）
ｉ_ZN＝ｉ_N−（ｉ_N）_ac＝ｉ_N−（Ｎ₁／Ｎ₂）ｉ_ac …（Ｂ）

式Ａと式Ｂの右辺第２項は循環電流ｉ_ZPと循環電流ｉ_ZNに含まれる交流分に相当する。従って循環電流ｉ_ZPと循環電流ｉ_ZNは理想的には直流分のみになる。本発明では、循環電流ｉ_ZPと循環電流ｉ_ZNを使用することにより、第１のアーム１２−Ｐと第２のアーム１２−Ｎの直流電圧平均値ｖ_aveCP，ｖ_aveCNを独立に制御することができる。

図３は、本発明のマルチレベル電力変換器の第２の実施例を示すものであり、単相電力変換器１の回路図を示している。第２の実施例による単相電力変換器１は、図１、図２Ａ及び図２Ｂを参照して説明した第１の実施例におけるアーム結合部１３を、３端子結合リアクトルＬではなく、通常のリアクトル、即ち非結合リアクトルＬ１，Ｌ２で構成したものである。なお、これ以外の回路構成要素については、図１に示す単位セル１１−１〜１１−Ｍ、第１のアーム１２−Ｐ、第２のアーム１２−Ｎ及び変圧器１４、ならびに図２Ａ及び図２Ｂに示す単位セルと同様であるので、同一の回路構成要素には同一符号を付して当該回路構成要素についての詳細な説明は省略する。

第２の実施例では、図３に示すように、アーム結合部１３は、互いに直列接続された２つのリアクトルＬ１及びＬ２からなり、リアクトルＬ１の一方の端子である第１の端子ａと、リアクトルＬ２の一方の端子である第２の端子ｂと、直列接続された２つのリアクトルＬ１及びＬ２の直列接続点である第３の端子ｃとを有する。なお、リアクトルＬ１，Ｌ２は、変圧器１４の漏れインダクタンスで代用してもよい。

図４Ａ〜図４Ｃは、本発明のマルチレベル電力変換器の第３の実施例を示すものであり、単相電力変換器１におけるアームの回路構成を示す回路図である。第３の実施例による単相電力変換器１は、図３を参照して説明した第２の実施例におけるアーム結合部１３を構成するリアクトルＬ１、Ｌ２の位置を変更したものである。図４Ａ〜図４Ｃでは、単相電力変換器１におけるアームを構成するリアクトルＬ１，Ｌ２の内のリアクトルＬ及び単位セル１１−１〜１１−Ｍを含む第１もしくは第２のアームのみを表している。第３の実施例では、図４Ａ〜図４Ｃに示すように、第１のアーム及び第２のアームそれぞれにおいて、互いにカスケード接続された単位セル１１−１〜１１−Ｍ間の任意の位置に接続されるリアクトルＬを備えるので、図３に示したアーム結合部１３の第１の端子ａと、第２の端子ｂと、第３の端子ｃとは互いに接続されるように変更する。これ以外の回路構成要素については、第２の実施例と同様である。なお、リアクトルＬは変圧器１４の漏れインダクタンスで代用してもよい。

図５は、本発明のマルチレベル電力変換器の第４の実施例を示すものであり、単相電力変換器１の回路図を示している。第４の実施例による単相電力変換器１は、図１、図２Ａ及び図２Ｂを参照して説明した第１の実施例におけるアーム結合部１３及び変圧器１４を変更したものである。

単位セル１１−１〜１１−Ｍ、並びに第１のアーム１２−Ｐ及び第２のアーム１２−Ｎは、図１、図２Ａ及び図２Ｂを参照して説明した第１の実施例と同様であるので詳細な説明については省略する。単位セル１１−１〜１１−Ｍは、第１の実施例と同様、図２Ａに示すチョッパセルＣＣ、若しくは図２Ｂに示すブリッジセルＢＣの何れも使用でき、直列接続された２つの半導体スイッチＳＷと、２つの半導体スイッチＳＷに並列接続された直流コンデンサＣと、半導体スイッチＳＷのスイッチング動作に応じて直流コンデンサＣから放電若しくは直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子Ｔ１，Ｔ２とを有する。第１のアーム１２−Ｐ及び第２のアーム１２−Ｎは、第１の実施例と同様、１つの単位セル１１−１、又は入出力端子Ｔ１及びＴ２を介して互いにカスケード接続された複数の単位セル１１−１〜１１−Ｍを同数有するようにする。

アーム結合部１３は、第１のアーム１２−Ｐの下側端子１ａｂに一端が接続される直流電源Ｖ_dcの他端が接続される第１の端子ａと、第２のアーム１２−Ｎの下側端子２ａｂに一端が接続される更に別の直流電源Ｖ_dcの他端が接続される第２の端子ｂと、第１の端子ａと第２の端子ｂとに接続される第３の端子ｃとを有する。

図５に示すように、第４の実施例における変圧器１４’は、図１を参照して説明した第１の実施例による単相電力変換器１における変圧器１４の中間端子があった位置に、３端子結合リアクトル１５を設けたものである。即ち、変圧器１４’の２次側巻線上に３端子結合リアクトル１５を有する。変圧器１４’の１次側の交流入出力端子Ｔ１−１及びＴ１−２間に、単相電力変換器１の交流出力電圧ｖ_acが現れる。ここで、変圧器１４’の１次側巻線の巻き数をＮ₁とし、２次側巻線の巻き数をＮ₂とする。したがって、２次側においては、末端端子Ｔ２−１と３端子結合リアクトル１５との間の巻線の巻き数及び３端子結合リアクトル１５と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の巻き数は共にＮ₂／２となる。

変圧器１４’の２次側巻線の末端端子Ｔ２−１には、第１のアーム１２−Ｐの、直流電源Ｖ_dcが接続されない側の端子、即ち第１のアーム１２−Ｐの上側端子１ａｔが接続される。また、変圧器１４’の２次側巻線の末端端子Ｔ２−２には、第２のアーム１２−Ｎの、更に別の直流電源Ｖ_dcが接続されない側の端子，即ち第２のアーム１２−Ｎの上側端子２ａｔが接続される。そして、３端子結合リアクトル１５の両端端子間の巻線上に位置する中間端子Ｔ２−３には、アーム結合部１３の第３の端子ｃが接続される。

また、図５においては変圧器１４’の１次側巻線及び２次側巻線の極性を黒丸（・）で表している。２次側巻線においては、末端端子Ｔ２−１と中間端子Ｔ２−３との間の巻線の極性と、中間端子Ｔ２−３と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の極性とが逆向き（図示の例では互いに向き合う）となるようにする。一方、１次側巻線の極性の向きについては、２次側巻線の極性の向きと必ずしも同じとならなくてもよい。また、３端子結合リアクトル１５の極性の向きについては、３端子結合リアクトル１５の両端端子と中間端子Ｔ２−３との間の２つの巻線の極性の向きが同じ向き（図示の例では左向に揃っている）となるようにする。３端子結合リアクトル１５の極性の向きは、図示の例で右側に揃わせることもできる。

図６は、本発明のマルチレベル電力変換器の第５の実施例を示すものであり、単相電力変換器１の回路図である。第５の実施例による単相電力変換器１は、図５を参照して説明した第４の実施例におけるアーム結合部１３及びこれと直流電源ｖ_dcとの接続関係を変更し、この変更に伴い新たにコンデンサを設けたものである。

単位セル１１−１〜１１−Ｍならびに第１のアーム１２−Ｐ及び第２のアーム１２−Ｎは、図１、図２Ａ及び図２Ｂを参照して説明した第１の実施例と同様である。即ち、単位セル１１−１〜１１−Ｍは、第１の実施例と同様、図２Ａに示すチョッパセルＣＣ若しくは図２Ｂに示すブリッジセルの何れも使用でき、直列接続された２つの半導体スイッチＳＷと、２つの半導体スイッチＳＷに並列接続された直流コンデンサＣと、半導体スイッチＳＷのスイッチング動作に応じて直流コンデンサＣから放電若しくは直流コンデンサＣへ充電される電流の入出力端子Ｔ１，Ｔ２とを有する。第１のアーム１２−Ｐ及び第２のアーム１２−Ｎは、第１の実施例と同様、１つの単位セル１１−１、又は入出力端子Ｔ１及びＴ２を介して互いにカスケード接続された複数の単位セル１１−１〜１１−Ｍを同数有するようにする。直流電源Ｖ_dcは、第１のアーム１２−Ｐの下側端子１ａｂと第２のアーム１２−Ｎの下側端子２ａｂとの間に接続される。

第１のコンデンサＣ_dc1は、第１のアーム１２−Ｐの下側端子１ａｂに一端が接続され、他端が第１の端子ａに接続される。第２のコンデンサＣ_dc2は、第２のアーム１２−Ｎの下側端子２ａｂに一端が接続され、他端が第２の端子ｂに接続される。第１のコンデンサＣ_dc1と第２のコンデンサＣ_dc2とは互いに直列接続され、この直列接続された第１のコンデンサＣ_dc1及び第２のコンデンサＣ_dc2は、直流電源Ｖ_dcに並列接続される。このとき、第１のコンデンサＣ_dc1及び第２のコンデンサＣ_dc2の極性の向きは、直流電源Ｖ_dcの極性の向きに合わせる。

アーム結合部１３には、第１のコンデンサＣ_dc1に接続される第１の端子ａと、第２のコンデンサＣ_dc2に接続される第２の端子ｂ、及び３端子結合リアクトル１５の中間端子Ｔ２−３に接続される第３の端子ｃとを有する。

第５の実施例における変圧器１４’は、第４の実施例の場合同様、図１を参照して説明した第１の実施例による単相電力変換器１における変圧器１４の中間端子があった位置に、３端子結合リアクトル１５を設けたものである。すなわち、変圧器１４’の２次側巻線上に３端子結合リアクトル１５を有する。変圧器１４’の１次側の交流入出力端子Ｔ１−１及びＴ１−２間に、単相電力変換器１の交流出力電圧ｖ_acが現れる。ここで、変圧器１４’の１次側巻線の巻き数をＮ₁とし、２次側巻線の巻き数をＮ₂とする。従って、２次側においては、末端端子Ｔ２−１と３端子結合リアクトル１５との間の巻線の巻き数及び３端子結合リアクトル１５と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の巻き数は共にＮ₂／２となる。

変圧器１４’の２次側巻線の末端端子Ｔ２−１には、第１のアーム１２−Ｐの上側端子１ａｔが接続され、変圧器１４’の２次側巻線の末端端子Ｔ２−２には、第２のアーム１２−Ｎの上側端子２ａｔが接続される。また、３端子結合リアクトル１５の両端端子Ｔ２−１とＴ２−２の間の巻線上に位置する中間端子Ｔ２−３には、アーム結合部１３の第３の端子ｃが接続される。

また、図６においても変圧器１４’の１次側巻線及び２次側巻線の極性を黒丸（・）で表している。２次側巻線においては、末端端子Ｔ２−１と中間端子Ｔ２−３との間の巻線の極性と、中間端子Ｔ２−３と末端端子Ｔ２−２との間の巻線の極性とが逆向き（図示の例では互いに向かい合う向きに向いている）となるようにする。一方、１次側巻線の極性の向きについては、２次側巻線の極性の向きと必ずしも同じとしなくてもよい。また、３端子結合リアクトルの極性については、３端子結合リアクトル１５の両端端子Ｔ２−１、Ｔ２−２と中間端子Ｔ２−３との間の２つの巻線の極性の向きが同じ向き（図示の例では左向に揃っている）となるようにする。３端子結合リアクトルの極性の向きは、図示の例で右側に揃わせることもできる。

以上説明した第１〜第５の実施例による単相電力変換器１を３相分用いて三相電力変換器を構成することができる。また、第１〜第５の実施例による単相電力変換器１を２相分用いて三相二相電力変換器を構成することができる。次に、三相電力変換器を第６の実施例及び第７の実施例として説明する。なお、三相二相電力変換器については第８の実施例として後述する。

図７は、本発明のマルチレベル電力変換器の第６の実施例を示すものであり、三相電力変換器２を示す回路図である。図８Ａ及び図８Ｂは、図７に示す三相電力変換器２における変圧器を示す回路図である。第６の実施例では、一例として第１の実施例による単相電力変換器１を用いて三相電力変換器２を構成する場合について説明するが、第２〜第５の実施例による単相電力変換器１を用いても同様に構成することができる。第５の実施例による単相電力変換器１を用いて三相電力変換器２を構成する場合については後述の第７の実施例として説明する。

図７に示す第６の実施例では、３つの単相電力変換器１をｕ相用、ｖ相用及びｗ相用として使用しており、これらそれぞれの単相電力変換器を１ｕ、１ｖ及び１ｗで示す。そして、これら単相電力変換器１ｕ、１ｖ及び１ｗを用いて三相電力変換器２を形成している。なお、図７において、単相電力変換器１ｖ及び１ｗについては、単相電力変換器１ｕと回路構成が同じであるので、具体的な回路構成の記載は省略する。以下、主としてｕ相の単相電力変換器１ｕに関して説明するが、ｖ相及びｗ相の単相電力変換器１ｖ，１ｗについても同様に適用できる。また、本実施例では、単位セルの個数を、一例として１アームあたり４個、１相当たり８個、従って三相電力変換器２内に２４個としたが、この数値はあくまでも一例であり、これに限定されるものではない。

第６の実施例による三相電力変換器２においては、ｕ相、ｖ相及びｗ相の各相に設けられる各単相電力変換器１ｕ、１ｖ及び１ｗ内の変圧器１４を用いて、１次側にスター結線を有し２次側にオープンスター結線を有する三相変圧器２４における各相をそれぞれ構成する。一例として、１次側巻線と２次側巻線の巻き数比Ｎ₁：Ｎ₂は１：１とする。図８Ａは三相変圧器２４の１次側のスター結線を示し、図８Ｂは三相変圧器２４の２次側のオープンスター結線を示す。図８Ｂに示すようにオープンスター結線である２次側巻線の端子数は本来９個であるが、第６の実施例においては、図７に示すようにｕ、ｖ及びｗの各相のアーム結合部１３の３端子結合リアクトルＬ内の中間端子である第３の端子ｃを１つの共通端子として構成することで、必要端子数を７個に抑えることができる。

図１を参照して説明したように、単相電力変換器１においては、アーム結合部１３の第３の端子ｃには直流電源Ｖ_dcの負極側端子が接続され、変圧器１４の中間端子Ｔ２−３には直流電源Ｖ_dcの正極側端子が接続される。これに対して、第６の実施例では、図１において単相電力変換器１に上記のように接続されていた直流電源Ｖ_dcを、図７に示すようにｕ、ｖ及びｗの各相で共通とする。

次に、第６の実施例による三相電力変換器２の各単位セル内の直流コンデンサの制御について図９Ａ〜図９Ｃ、図１０及び図１１を参照して以下に説明する。図９Ａ〜図９Ｃは、第６の実施例による三相電力変換器２の直流コンデンサ制御についての制御ブロック図である。図１０は、第６の実施例による三相電力変換器２の直流コンデンサ制御装置５０を示すブロック図である。上述のように、第６の実施例による三相電力変換器２は、第１の実施例による単相電力変換器１を３相分備えて構成したものである。なお、図９Ａ〜図９Ｃ及び図１０に示すブロック図は、三相電力変換器のうちのｕ相の単相電力変換器１ｕ（即ち、第１の実施例による単相電力変換器１）における直流コンデンサ制御を示すが、ｖ相及びｗ相の単相電力変換器１ｖ及び１ｗにも適用可能であり、第２〜第５の実施例による単相電力変換器１で三相電力変換器２を構成しても同様である。また、同様の理由で、第１〜第５の実施例による単相電力変換器１の単独の直流コンデンサ制御として、以下に説明する三相電力変換器２の直流コンデンサ制御をそのまま適用可能である。

第６の実施例によれば、図９Ａ〜図９Ｃに示すように、三相電力変換器２の直流コンデンサ制御は大きく分けて次の３つの制御に分かれる。３つの制御は、平均値制御、循環電流制御及び個別バランス制御と呼ばれるものである。以下に、この３つの制御について個々に説明する。

平均値制御は、直流電圧指令値に、各アーム内の全ての直流コンデンサの電圧平均値を平均して得られた値をそれぞれ追従させる制御である。循環電流制御は、平均値制御において作成される循環電流指令値に、第１のアームを流れる循環電流と第２のアームを流れる循環電流とが追従するようにする制御である。個別バランス制御は、同一アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に当該アーム内の各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御であって、各アームごとに実行される制御である。

上記３つの制御は、図１０に示すような三相電力変換器２の直流コンデンサ制御装置５０により実行される。直流コンデンサ制御装置５０は、指令値作成手段５１と制御手段５２とを備える。指令値作成手段５１は、第１のアーム１２−Ｐ内の直流コンデンサの電圧値と第２のアーム１２−Ｎ内の直流コンデンサの電圧値とに基づいて、第１のアーム１２−Ｐの循環電流指令値ｉ_ZP ^*と、第２のアーム１２−Ｎの循環電流指令値ｉ_ZN ^*とを作成する。制御手段５２は、第１と第２のアームの循環電流指令値ｉ_ZP ^*, ｉ_ZN ^*に対して、第１と第２のアームをそれぞれ流れる循環電流ｉ_ZP, ｉ_ZNが追従するよう制御する。第１と第２のアームの循環電流ｉ_ZP, ｉ_ZNは、第１と第２のアームを流れる電流ｉ_P，ｉ_Nに、変圧器１４の巻線比Ｎ₁／Ｎ₂と、交流入出力端子Ｔ１−１、Ｔ１−２に印加される交流電流ｉ _acとを考慮した交流分(Ｎ₁／Ｎ₂)×（ｉ_ac)を加えたもの、若しくは引いたものである。

また、制御手段５２は、上記追従させる制御に対応して半導体スイッチをスイッチング動作させるスイッチング指令手段６３を有する。これら各手段は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。

以下、図９Ａ〜図９Ｃに示す上記３つの制御それぞれについて、図１０と対応させながら説明する。なお、指令値には符号＊を付して説明するが、本明細書中では、循環電流指令値ｉ_ZP ^*と記載されているのに対して、図面では循環電流指令値がｉ^* _ZPのように記載されていて、符号＊の位置が異なる。しかし、ここでは、ｉ_ZP ^*とｉ^* _ZPとは同じものとして説明する。他の符号についても同様である。

図９Ａは、直流電圧指令値に、各アーム内の全ての直流コンデンサの電圧平均値を平均して得られた値をそれぞれ追従させる平均値制御を示すブロック図である。図９Ａに示す平均値制御は、図１０に示す直流コンデンサ制御装置５０における指令値作成手段５１によって行われる。指令値作成手段５１は、第１のアーム１２−Ｐ用の循環電流指令値分ｉ _ZP ^*と、第２のアーム１２−Ｎ用の循環電流指令値分ｉ_ZN ^*とを作成することで、第１のアーム１２−Ｐ内及び第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値Ｖ_aveCP及びＶ_aveCNを所定の直流電圧指令値Ｖ_C ^*に追従させるフィードバックループを構成する。

即ち、図１０に示す指令値作成手段５１は、図９Ａに示した第１のアーム１２−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCPが、所定の直流電圧指令値Ｖ_C ^*に追従するように制御するための、第１のアーム１２−Ｐ用の循環電流指令値ｉ_ZP ^*を生成する。同様に、指令値作成手段５１は、第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCNが、所定の直流電圧指令値Ｖ_C ^*に追従するよう制御するための、第２のアーム１２−Ｎ用の循環電流指令値ｉ_ZN ^*を生成する。

続いて、図９Ｂは、平均値制御において作成される循環電流指令値ｉ_ZP ^*，ｉ_ZN ^*に、第１のアームを流れる循環電流ｉ_ZPと第２のアームを流れる循環電流ｉ_ZNが追従するようにする循環電流制御を示すブロック図である。循環電流制御は、各アームごとに実行され、図９Ｂでは、第１のアーム１２−Ｐについての個別バランス制御を主として表記しているが、第２のアーム１２−Ｎについての循環電流制御についてはカッコ「（）」内に表記している。

図９Ｂに示す循環電流制御は、図１０に示す直流コンデンサ制御装置５０における指令値作成手段５１によって作成された、第１のアームを流れる循環電流ｉ_ZPの循環電流指令値ｉ_ZP ^*と、第２のアームを流れる循環電流ｉ_ZNの循環電流指令値ｉ_ZN ^*とに、第１のアームを流れる循環電流ｉ_ZPと第２のアームを流れる循環電流ｉ_ZNが追従するよう、制御手段５２により制御するものである。

なお、第１のアームを流れる循環電流ｉ_ZPと第２のアームを流れる循環電流ｉ_ZNは、式１３と式１４及び図９Ｂに示すように、第１と第２のアームを流れる電流ｉ_P，ｉ_Nに、変圧器１４の巻線比Ｎ₁／Ｎ₂と、交流入出力端子Ｔ１−１、Ｔ１−２に印加される交流電流ｉ_acとを考慮した交流分(Ｎ₁／Ｎ₂)×（ｉ_ac)を加えたもの、若しくは引いたものである。そして、制御手段５２は、第１のアームを流れる循環電流ｉ_ZPと第２のアームを流れる循環電流ｉ_ZNを、循環電流指令値ｉ_ZP ^*、ｉ_ZN ^*に追従させるフィードバックループを構成するための電圧指令値ｖ_AP ^*、ｖ_AN ^*を作成する。

続いて、図９Ｃは、同一アーム内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に当該アーム内の各直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる個別バランス制御を示すブロック図である。個別バランス制御は、各アームごとに実行され、図９Ｃでも、第１のアーム１２−Ｐについての個別バランス制御を主として表記しているが、第２のアーム１２−Ｎについての個別バランス制御についてはカッコ「（）」内に表記している。

制御手段５２は、第１のアーム１２−Ｐ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCPに、第１のアーム１２−Ｐ内の各直流コンデンサの電圧値ｖ_CPjをそれぞれ追従させる制御、及び、第２のアーム１２−Ｎ内の全ての直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値ｖ_aveCNに、第２のアーム１２−Ｎ内の各直流コンデンサの電圧値ｖ_{C Nj}をそれぞれ追従させる制御を実行する。このための電圧指令値が、各アーム１２−Ｐ及び１２−Ｎ内の各単位セル１１−ｊごとに作成され、第１のアーム１２−Ｐについてはｖ _BPj ^*、第２のアーム１２−Ｎについてはｖ_BNj ^*で表す。ここで、Ｍをアーム内の単位セルの個数としたとき、ｊ＝１〜Ｍとする。

上記３つの制御により各アーム１２−Ｐ及び１２−Ｎ内の単位セル１１−ｊ内の直流コンデンサ制御のための電圧指令値が作成され、これと三相電力変換器２の１相分（すなわち単相電力変換器１）が出力すべき交流電圧についての電圧指令値ｖ_ac ^*と組み合わせることで、各アーム１２−Ｐ及び１２−Ｎ内の単位セル１１−ｊごとの最終的な出力電圧指令値が式１５及び式１６のように作成される。

ここで、制御の安定化を図るため直流電圧Ｖ_dcを、フィードフォワード項として利用する。

上述の式１５及び式１６に示される出力電圧指令値ｖ_Pj ^*及びｖ_Nj ^*を用いて、三相電力変換器２内の各単位セル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷのスイッチング動作が制御される。上述のように、制御手段５２は、半導体スイッチＳＷをスイッチング動作させるスイッチング指令手段６３を有する。各アーム１２−Ｐ及び１２−Ｎについて生成された出力電圧指令値ｖ_Pj ^*及びｖ_Nj ^*は、各直流コンデンサの電圧Ｖ_CPj及びＶ_CNjでそれぞれ規格化された後、キャリア周波数ｆ_cの三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：０）と比較され、ＰＷＭのスイッチング信号が生成される。生成されたスイッチング信号（図１０にはスイッチング指令値と記載）は、スイッチング指令手段６３により、対応する単位セル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ（図２Ａ、図２Ｂ参照）のスイッチング制御に用いられる。

第６の実施例による三相電力変換器２は、１相あたり８個（各アームに４個ずつ）の単位セルを用いると、相電圧が９レベル、線間電圧が１７レベルのＰＷＭ波形となる。このスイッチング信号の生成は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。

次に、第６の実施例による三相電圧変換器２を用いた実験結果について説明する。実験には以下に示す回路パラメータを用いた。
定格容量 ５ｋＶＡ
定格線間電圧実効値Ｖ_S ２００Ｖ
定格電流実効値Ｉ １５Ａ
系統周波数ｆ ５０Ｈｚ
変圧器の巻線比Ｎ₂／Ｎ₁ １．５
直流リンク電圧Ｖ_dc １４０Ｖ
結合インダクタＬ ４ｍＨ
直流電圧指令値Ｖ_C ^* ７５Ｖ
直流コンデンサＣ ３．３ｍＦ
単位静電容量定数Ｈ ４５ｍｓ
キャリア周波数ｆ_c ２ｋＨｚ
交流側連係リアクトルＬ_S ２．７５ｍＨ

実験では、各アーム１２−Ｐと１２−Ｎのチョッパセル数Ｍを４としたので、三相電圧変換器２には２４個のチョッパセルがある。交流側のＭＰＣは、交流リアクトルＬｓを通じて２００Ｖの３相交流に接続し、直流側は直流電圧Ｖ_dcが１４０Ｖの直流電源に接続した。

図１１は、第６の実施例による三相電力変換器２の実験における瞬時有効電力制御及び瞬時無効電力制御を示すブロック図である。各アームのセル数は幾つでも構わない。ここで、瞬時有効電力指令値をｐ^*、瞬時無効電力指令値をｑ^*、で表す。第６の実施例における三相電力変換器２の各相の相電圧指令値ｖ^u*、ｖ^v*及びｖ^w*は、各相の電源電流ｉ^u、ｉ^v及びｉ^wの非干渉電流制御により決定される。

第６の実施例による三相電力変換器２には、直流コンデンサ電圧制御手段７１と各単位セルの出力電圧指令値作成手段７２がある。直流コンデンサ電圧制御手段７１には直流電圧指令値Ｖ_C ^*、３相の各アームの各直流コンデンサの電圧値ｖ^u _CP1，ｖ^u _CP2，〜ｖ^w _CNM，各相の各アームのアーム電流ｉ^u _P，ｉ^u _N，〜ｉ^w _N及び各相の交流電流ｉ_ac ^u，ｉ_ac ^v，ｉ_ac ^wが入力され、各相の電圧指令値ｖ^u _AP ^*，ｖ^u _AN ^*〜ｖ^w _BN ^*と各相の各直流コンデンサの電圧指令値ｖ^u _BPj ^*〜ｖ^w _BPj ^*が出力される。

直流コンデンサ電圧制御手段７１から出力された各相の電圧指令値ｖ^u _AP ^*，ｖ^u _AN ^*〜ｖ ^w _BN ^*と、各相の各直流コンデンサの電圧指令値ｖ^u _BPj ^*〜ｖ^w _BPj ^*と、直流電源の電圧値Ｖ _dc及び各相の相電圧指令値ｖ^u*、ｖ^v*及びｖ^w*が各単位セルの出力電圧指令値作成手段７２に入力される。そして、各単位セルの出力電圧指令値作成手段７２からは、各相の各アームのチョッパセルの電圧指令値ｖ^u _Pj ^*，ｖ^u _Nj ^*，〜ｖ^w _Nj ^*が出力される。

図１２は第６の実施例による三相電力変換器２を用いた実験波形を示すものであり、ＭＰＣはインバータとして動作しており、瞬時有効電力指令値ｐ^*は−５ｋＷ，瞬時無効電力指令値ｑ^*は０ｋＶＡである。変圧器１４の２次側の電圧がｖ₂ ^u、ｖ₂ ^v，ｖ₂ ^wは９ステップのＰＷＭ波形である。ｉ^uの総合高調波歪ＴＨＤは１．９％に低減された。アーム電流ｉ^u _P，ｉ^u _Nは直流成分と５０Ｈｚの交流成分の両方を含み、直流成分は６．３Ａである。一方、５０Ｈｚの交流成分の振幅は，供給電流の２／３（＝Ｎ₁／Ｎ₂）であり、循環電流ｉ^u _ZPは、変圧器１４の効果により、直流成分Ｉ^u _ZP＝６．３Ａに加えて、５０Ｈｚの基本周波数成分を含む。しかしながら、５０Ｈｚの成分は直流成分に比べれば無視できる。実質的な観点から見ると、式（ｉ_ZPN＝ｉ_ZP−ｉ_ZN）によって規定されるｕ相の電流ｉ^u _{ZP N}は直流成分を含んでいない。直流コンデンサ電圧ｖ^u _CP1及びｖ^u _CN1は共に直流成分と交流成分を含んでおり、電圧制御によって直流成分は７５Ｖに規制される。直流電源電流の直流成分Ｉ_dcは３９Ａであり、電流Ｉ^u _Zの６倍高い値である。

図１３は第６の実施例による三相電力変換器２を用いた実験波形を示すものであり、ＭＰＣは整流器として動作しており、瞬時有効電力指令値ｐ^*は５ｋＷ，瞬時無効電力指令値ｑ^*は０ｋＶＡである。図１３に示される実験波形を図１２の実験波形と比べると、図１３に示される振幅ｖ^u ₂，ｖ^v ₂及びｖ^w ₂は、図１２に示される振幅ｖ^u ₂，ｖ^v ₂及びｖ^w ₂よりも小さい。これは電力回路の抵抗値の影響によるものであり、抵抗値によってこれらの振幅が整流動作の間に低くなるが、逆変換の場合はこの逆で大きくなる。これは、整流動作によって、電流ｉ^u _ZPとｉ_dcの極性が負に変わるからである。図１３に示される電流ｉ^u _ZPとｉ_dcの振幅は、変換機の電力損失により、図１２に示されるこれらの振幅よりも小さい。図１３に示されるその他の波形は図１２に示される波形と同じである。

図１４は第６の実施例による三相電力変換器２を用いた実験波形を示すものであり、Ｖ _dcが１４０Ｖ、瞬時有効電力指令値ｐ^*が−５ｋＷ、瞬時無効電力指令値ｑ^*が０ｋＶＡの時のスタートアップ動作中の波形である。時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間では、ｖＣ＊が傾斜変化率５Ｖ／０．１ｓで７０Ｖから７５Ｖに増大している。また、時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間では、瞬時無効電力指令値ｑ^*が０ｋＶＡであるのに対して、瞬時有効電力指令値ｐ^*が傾斜変化率−５ｋＷ／０．１ｓで０ｋＷから−５ｋＷに減少している。供給電流とアーム電流の振幅は、過電流が流れることなく増大している。更に、直流電圧ｖ^u _CP1及びｖ^u _CN1の平均値は、定常誤差なく指令電圧値７５Ｖによって規制される。電流ｉ^u _ZPNに含まれる直流成分は、過渡状態の間でさえもゼロに抑えられる。

図１５は第６の実施例による三相電力変換器２を用いた実験波形を示すものであり、瞬時有効電力指令値ｐ^*が−４ｋＷから−５ｋＷにステップ状に変化する時の波形である。実験波形によれば、直流リンク電流ｉｄｃが、瞬時有効電力指令値ｐ^*における変化に対する一次応答を示しており、その中で実験波形から推定される時定数は１．５ｍｓと同様に短い。瞬時有効電力指令値ｐ^*がステップ状に変化する状態でも、ｉ^u _ZPNにおいては直流電流は発生しない。

本発明のモジュラープッシュプルＰＷＭ変換器（ＭＰＣ）は、電池電力貯蔵システムに適用できる。本発明は、ＭＰＣ用の新たな制御方法を提案するものであり、３相ＭＰＣ用の循環電流において６自由度を達成することができる。この結果、第１のアームと第２のアームにおける平均電圧を、干渉なしに独立に規制することができ、シンプルで信頼性のあるシステムを提供できる。３相２００Ｖ、５ｋＷの実用的なシステムから得られた実験結果によれば、変換器の重要性と効率が保証されることが分かる。

図１６は、第７の実施例による三相電力変換器を示す回路図である。第７の実施例は、図６を参照して説明した第５の実施例による単相電力変換器を用いて三相電力変換器を構成したものである。図１６において、ｕ相、ｖ相及びｗ相にそれぞれ設けられる単相電力変換器を参照符号１ｕ、１ｖ及び１ｗで示し、これら単相電力変換器１ｕ、１ｖ及び１ｗで構成される三相電力変換器を参照符号２で表す。なお、図１６において、単相電力変換器１ｖ及び１ｗについては、単相電力変換器１ｕと回路構成が同じであるので、具体的な回路構成の記載は省略する。以下、主としてｕ相に関して説明するが、ｖ相及びｗ相についても同様に適用できる。また、本実施例では、単位セルの個数を、一例として１アームあたり４個、１相当たり８個、したがって三相電力変換器２内に２４個としたが、この数値はあくまでも一例であり、これに限定されるものではない。

図６を参照して説明したように第５の実施例における変圧器１４’は、図１を参照して説明した第１の実施例による単相電力変換器１における変圧器１４の中間端子があった位置に、３端子結合リアクトル１５を設けたものである。すなわち、変圧器１４’の２次側巻線上に３端子結合リアクトル１５を有する。第７の実施例による三相電力変換器２においては、この変圧器１４’を用いて三相変圧器２４における各相をそれぞれ構成する。

図６を参照して説明したように第５の実施例における直流電源Ｖ_dcは、第１のアーム１２−Ｐの下側端子１ａｂと第２のアーム１２−Ｎの下側端子２ａｂとの間に接続される。第７の実施例では、図６において単相電力変換器１に上記のように接続されていた直流電源Ｖ_dcを、図１６に示すようにｕ、ｖ及びｗの各相で共通とするが、図６に示す第５の実施例の場合の２倍の電圧値とする。ここで、３端子結合リアクトル１５の中間端子（センタータップ）をＹ接続することで、図６に示す第５の実施例においては存在していた分圧コンデンサを除去することができる。

第８の実施例は、第１〜第５の実施例による単相電力変換器１を２相分備えて三相二相電力変換器を構成したものである。第１〜第５の実施例による単相電力変換器１を２相分設けて系統側に連系するには、スコット変圧器を用いる。

図１７は、本発明で使用するスコット変圧器を示す回路図である。スコット変圧器２５は、Ｍ座変圧器Ｔｍ及びＴ座変圧器Ｔｔの２台の単相変圧器より構成する。Ｍ座変圧器Ｔｍの１次側巻線の巻き数をＮ₁、２次巻線の巻き数をＮ₂とする。このとき、Ｍ座変圧器Ｔｍの１次側巻線の中間端子（センタータップ）をＴ座変圧器Ｔｔの１次側巻線と接続する。なお、Ｔ座変圧器Ｔｔの１次側巻線の巻き数は√３Ｎ₁／２となる。また、図１８Ａ及び図１８Ｂは、図１７に示すスコット変圧器の瞬時電圧ベクトル図である。図１８Ａに示すようにスコット変圧器の１次側巻線に三相平衡正弦波電圧ｖ^u、ｖ^v及びｖ^wを印加すると、２次側巻線には位相差９０度の二相正弦波電圧ｖ^α及びｖ^βが現れる。

図１９は、第８の実施例による三相二相電力変換器を示す回路図である。図１９に示す第８の実施例では、一例として第１の実施例による単相電力変換器を用いて三相二相電力変換器を構成する場合について説明するが、第２〜第５の実施例による単相電力変換器を用いても同様に構成することができる。図１９において、α相及びβ相にそれぞれ設けられる単相電力変換器を参照符号１α及び１βで示し、これら単相電力変換器１α及び１βで構成される三相二相電力変換器を参照符号３で表す。なお、図１９において、単相電力変換器１βについては、単相電力変換器１βと回路構成が同じであるので、具体的な回路構成の記載は省略する。以下、主としてα相に関して説明するが、β相についても同様に適用できる。また、本実施例では、単位セルの個数を、一例として１アームあたり４個、１相当たり８個、したがって三相電力変換器２内に１６個、としたが、この数値はあくまでも一例であり、これに限定されるものではない。

第８の実施例による三相二相電力変換器３においては、α相及びβ相の各相に設けられる各単相電力変換器１α及び１β内の変圧器１４を用いて、スコット変圧器２５における各相をそれぞれ構成する。一例として、１次側巻線と２次側巻線の巻き数比Ｎ₁：Ｎ₂は√３：１とする。第８の実施例による三相二相電力変換器３の２次側α相においては、図１７を参照して説明したスコット変圧器２５の、Ｍ座変圧器Ｔｍの２次側巻線上に中間端子（センタータップ）α₁を設ける。また、三相二相電力変換器３の２次側β相においては、図２０を参照して説明したスコット変圧器２５の、Ｔ座変圧器Ｔｔの２次側巻線上に中間端子（センタータップ）β₁を設ける。図１を参照して説明したように、単相電力変換器１においては、アーム結合部１３の第３の端子ｃには直流電源Ｖ_dcの負極側端子が接続され、変圧器１４の中間端子Ｔ２−３には直流電源Ｖ_dcの正極側端子が接続されるが、第６の実施例では、これら中間端子α₁及びβ₁を直流電源Ｖ_dcの正極側端子に接続することで、図１９に示すようにα相及びβ相で共通ものとする。

また、三相二相電力変換器３の２次側α相においては、スコット変圧器２５のＭ座変圧器Ｔｍの２次側巻線の両端端子α０及びα１には第１のアーム１２−Ｐ及び１２−Ｎの上側端子を接続する。第１のアーム１２−Ｐ及び１２−Ｎの下側端子には、アーム結合部１３である３端子結合リアクトルを接続する。３端子結合リアクトルの中間端子には、直流電源Ｖ_dcの負極側端子を接続する。三相二相電力変換器３の２次側β相についてもα相と同様の構成とする。

以上説明したように、本発明のマルチレベル電力変換器及びマルチレベル電力変換器の制御方法では、各アームの直流電圧平均値を独立に制御することにより、従来の制御法に比べて、アームバランス制御を無くすことができたので、アーム間での直流電圧の情報の高速通信が不要になり、ＭＰＣの設計上の制約を無くすことができた。

１、１ｕ、１ｖ、１ｗ 単相電力変換器（マルチレベル電力変換器）
２ 三相電力変換器（マルチレベル電力変換器）
３ 三相二相電力変換器（マルチレベル電力変換器）
１１−１、…、１１−Ｍ 単位セル
１２−Ｐ 第１のアーム
１２−Ｎ 第２のアーム
１３ アーム結合部
１４、１４’ 変圧器
１５ ３端子結合リアクトル
２４ 三相変圧器
２５ スコット変圧器
５０ 直流コンデンサ制御装置
５１ 指令値作成手段
５２ 制御手段
６３ スイッチング制御手段
７１ 直流コンデンサ電圧制御手段
７２ 各単位セルの出力電圧指令値作成手段
ａ 第１の端子
ｂ 第２の端子
ｃ 第３の端子
ＢＣ ブリッジセル
ＣＣ チョッパセル
Ｄ 還流ダイオード
Ｓ 半導体スイッチング素子
ＳＷ 半導体スイッチ
Ｔ１−１、Ｔ１−２ 交流入出力端子
Ｔ２−１、Ｔ２−２ ２次側巻線の末端端子
Ｔ２−３ 中間端子
Ｖ_dc 直流電源

Claims (13)

1. 直列接続された２つの半導体スイッチと、前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、前記半導体スイッチのスイッチング動作に応じて前記直流コンデンサから放電若しくは前記直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子とを有する単位セルと、
   １つの前記単位セル、又は前記入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の前記単位セルからなる第１及び第２のアームであって、前記第１及び第２のアームは同数の前記単位セルを有する第１及び第２のアームと、
   前記第１のアームの一端が接続される第１の端子と、前記第２のアームの一端が接続される第２の端子と、直流電源の一端が接続される第３の端子とを有するアーム結合部と、
   １次側に交流入出力端子、２次側巻線上に中間端子を有する変圧器であって、前記２次側巻線の２つの末端端子には、前記第１のアームの、前記第１の端子が接続されない側の端子と、前記第２のアームの、前記第２の端子が接続されない側の端子とがそれぞれ接続され、前記中間端子には、前記直流電源の、前記第３の端子が接続されない側の端子が接続される変圧器と、
   前記第１のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値と前記第２のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値とに基づいて、前記第１のアームの循環電流指令値と前記第２のアームの循環電流指令値とを作成する指令値作成手段と、
   前記第１と第２のアームの循環電流指令値に対して、前記第１と第２のアームを流れる電流に、前記変圧器の巻線比と前記交流入出力端子に印加される交流電流とを考慮した交流分を加えた、若しくは引いた、前記第１と第２のアームをそれぞれ流れる循環電流が追従するよう制御する制御手段とを備えることを特徴とするマルチレベル電力変換器。
2. 前記アーム結合部は、前記第１の端子と、前記第２の端子と、前記第１の端子と前記第２の端子との間の巻線上に位置する中間タップである前記第３の端子とを有する３端子結合リアクトル、からなる請求項１に記載のマルチレベル電力変換器。
3. 前記アーム結合部は、互いに直列接続された２つのリアクトルであって、前記直列接続された２つのリアクトルの一方の端子である前記第１の端子と、前記直列接続された２つのリアクトルの他方の端子である前記第２の端子と、前記直列接続された２つのリアクトルの直列接続点である前記第３の端子とを有する２つのリアクトルからなる請求項１に記載のマルチレベル電力変換器。
4. 前記第１のアーム及び前記第２のアームそれぞれにおいて、互いにカスケード接続された前記単位セル間の任意の位置に接続されるリアクトルを備え、
   前記アーム結合部において、前記第１の端子と、前記第２の端子と、前記第３の端子とは互いに接続される請求項１に記載のマルチレベル電力変換器。
5. 直列接続された２つの半導体スイッチと、前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、前記半導体スイッチのスイッチング動作に応じて前記直流コンデンサから放電若しくは前記直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子とを有する単位セルと、
   １つの前記単位セル、又は前記入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の前記単位セルからなる第１及び第２のアームであって、前記第１及び第２のアームは同数の前記単位セルを有する第１及び第２のアームと、
   前記第１のアームの一端との間で直流電源が接続される第１の端子と、前記第２のアームの一端との間でさらに別の直流電源が接続される第２の端子と、前記第１の端子及び前記第２の端子に接続される第３の端子とを有するアーム結合部と、
   １次側に交流入出力端子、２次側巻線上に３端子結合リアクトルを有する変圧器であって、前記２次側巻線の２つの末端端子には、前記第１のアームの、前記直流電源が接続されない側の端子と、前記第２のアームの、前記さらに別の直流電源が接続されない側の端子とがそれぞれ接続され、前記３端子結合リアクトルの両端端子間の巻線上に位置する中間端子には、前記第３の端子が接続される変圧器と、
   前記第１のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値と前記第２のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値とに基づいて、前記第１のアームの循環電流指令値と前記第２のアームの循環電流指令値とを作成する指令値作成手段と、
   前記第１と第２のアームの循環電流指令値に対して、前記第１と第２のアームを流れる電流に、前記変圧器の巻線比と前記交流入出力端子に印加される交流電流とを考慮した交流分を加えた、若しくは引いた、前記第１と第２のアームをそれぞれ流れる循環電流が追従するよう制御する制御手段とを備えることを特徴とするマルチレベル電力変換器。
6. 直列接続された２つの半導体スイッチと、前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサと、前記半導体スイッチのスイッチング動作に応じて前記直流コンデンサから放電若しくは前記直流コンデンサへ充電される電流の入出力端子とを有する単位セルと、
   １つの前記単位セル、又は前記入出力端子を介して互いにカスケード接続された複数の前記単位セルからなる第１及び第２のアームであって、前記第１及び第２のアームは同数の前記単位セルを有し、前記第１のアームの一端と前記第２のアームとの間に直流電源が接続される第１及び第２のアームと、
   前記第１のアームの、前記直流電源が接続される側の端子に接続される第１のコンデンサと、
   前記第２のアームの、前記直流電源が接続される側の端子に接続される第２のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサの、前記第１のアームが接続されない側の端子が接続される第１の端子と、前記第２のコンデンサの、前記第２のアームが接続されない側の端子が接続される第２の端子と、前記第１の端子及び前記第２の端子に接続される第３の端子とを有するアーム結合部と、
   １次側に交流入出力端子、２次側巻線上に３端子結合リアクトルを有する変圧器であって、前記２次側巻線の２つの末端端子には、前記第１のアームの、前記第１のコンデンサが接続されない側の端子と、前記第２のアームの、前記第２のコンデンサが接続されない側の端子と、がそれぞれ接続され、前記３端子結合リアクトルの両端端子間の巻線上に位置する中間端子には、前記第３の端子が接続される変圧器と、
   前記第１のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値と前記第２のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値とに基づいて、前記第１のアームの循環電流指令値と前記第２のアームの循環電流指令値とを作成する指令値作成手段と、
   前記第１と第２のアームの循環電流指令値に対して、前記第１と第２のアームを流れる電流に、前記変圧器の巻線比と前記交流入出力端子に印加される交流電流とを考慮した交流分を加えた、若しくは引いた、前記第１と第２のアームをそれぞれ流れる循環電流が追従するよう制御する制御手段とを備えることを特徴とするマルチレベル電力変換器。
7. 前記指令値作成手段は、前記第１のアーム内及び前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値が，所定の直流電圧指令値に追従するよう制御するための前記第１と第２のアーム毎に循環電流指令値を作成する請求項１，５，６の何れか１項に記載のマルチレベル電力変換器。
8. 前記制御手段は、前記第１のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に、前記第１のアーム内の各前記直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御、及び、前記第２のアーム内の全ての前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られた値に、前記第２のアーム内の各前記直流コンデンサの電圧値をそれぞれ追従させる制御を更に実行する請求項７に記載のマルチレベル電力変換器。
9. 前記制御手段は、前記追従させる制御に対応して前記半導体スイッチをスイッチング動作させるスイッチング指令手段を有する請求項８に記載のマルチレベル電力変換器。
10. 各前記半導体スイッチは、
    オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
    該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
    を有する請求項１〜９の何れか１項に記載のマルチレベル電力変換器。
11. 請求項１〜１０の何れか１項に記載のマルチレベル電力変換器を３相分備える三相マルチレベル電力変換器であって、
    各前記マルチレベル電力変換器内の前記変圧器は、１次側にスター結線を有し２次側にオープンスター結線を有する三相変圧器における各相をそれぞれ構成し、
    各前記マルチレベル電力変換器には共通の前記直流電源が接続される、
    ことを特徴とする三相マルチレベル電力変換器。
12. 請求項１〜１０の何れか１項に記載のマルチレベル電力変換器を２相分備える三相二相マルチレベル電力変換器であって、
    各前記マルチレベル電力変換器内の前記変圧器の２次側巻線は、スコット変圧器の２次側における各相の巻線をそれぞれ構成し、
    各前記マルチレベル電力変換器には共通の前記直流電源が接続される、
    ことを特徴とする三相二相マルチレベル電力変換器。
13. 請求項１，５，６の何れか１項に記載のマルチレベル電力変換器において、
    前記変圧器の１次側と２次側の巻線比をＮ₁／Ｎ₂、変圧器の交流入力端子に入力される電流をｉ_acとした時に、第１のアームの循環電流と第２のアームの循環電流を、
    ｉ_ZP＝ｉ_P＋（Ｎ₁／Ｎ₂）×ｉ_ac
    ｉ_ZN＝ｉ_N−（Ｎ₁／Ｎ₂）×ｉ_ac
    で定義し、
    前記第１のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値と前記第２のアーム内の前記直流コンデンサの電圧値とに基づいて、前記第１のアームの循環電流指令値と前記第２のアームの循環電流指令値とを作成し、
    前記第１と第２のアームの循環電流指令値に対して、前記第１と第２のアームを流れる電流に、前記変圧器の巻線比と前記交流入出力端子に印加される交流電流とを考慮した交流分を加えた、若しくは引いた、前記第１と第２のアームをそれぞれ流れる循環電流が追従するよう制御することを特徴とするマルチレベル電力変換器の制御方法。

Images