JP5281339B2 - 同期電動機の駆動システム、及びこれに用いる制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期電動機の回転子の回転角を推定して電動機制御を実現する同期電動機の駆動システム、及びこれに用いる制御装置に関する。

電気角位置を検出する角度センサを用いずに、同期電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定手法が開示されている。
特許文献１は、永久磁石同期電動機（以下、「ＰＭ（Permanent Magnetic）モータ」という）の突極性を利用して、磁極位置の推定を行うものである。ＰＭモータの推定磁極軸（ｄｃ軸）に交番磁界を発生させ、このｄｃ軸に対して直交する推定トルク軸（ｑｃ軸）成分の脈動電流（あるいは電圧）を検出し、これに基づいて、ＰＭモータ内部の磁極位置を推定演算する。この技術は、実際の磁極軸と推定磁極軸との間に誤差がある場合に、ｄｃ軸からｑｃ軸に対してインダクタンスの干渉項が存在する特徴を利用している。
特許文献２は、ＰＭモータの磁気飽和特性を利用して磁極位置を推定演算するものであり、ＰＭモータに対して、ある方向へ電圧を印加したことで発生する電流の大きさに基いて、磁極位置を推定演算する。
特開平７−２４５９８１号公報 特開２００２−７８３９２号公報

特許文献１の技術は、ＰＭモータの回転子突極性を利用するため、適用にはＰＭモータの構造による制約を受ける点や、またＰＭモータの一次電流が増大すると、突極性が失われて磁極位置の推定が困難となり易い点で問題がある。
特許文献２の技術は、高周波電圧をＰＭモータの固定子コイルに印加し、この印加電圧により一次電流に重畳された高周波電流の波形が磁気飽和により歪む現象を利用するものである。この技術は、ＰＭモータの構造による制約は受けないが、一次電流によっても磁気飽和による歪みの影響が変化するため、一次電流が増大したときに磁極位置の推定が困難になる問題がある。

そこで、本発明は、同期電動機に流れる電流が増加しても磁極位置の推定を行うことができる同期電動機の駆動システム、及びこれに用いる制御装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するため、本発明の手段は、非突極型同期電動機（１）と、この非突極型同期電動機に交流電力を供給する電力変換器（２）と、この電力変換器にＰＷＭ制御信号を送信して前記非突極型同期電動機の回転を目標値にｄｑベクトル制御する制御装置（１００）と、前記非突極型同期電動機に流れる電動機電流を電動機検出電流として検出する電流検出手段（３）とを備えた同期電動機の駆動システム（２００）において、前記制御装置は、ｄｃ軸に位相を一致させた高周波信号を生成する高周波信号生成手段（１３）と、前記目標値、及び前記電動機検出電流の値に基づいて、ベクトル演算された電圧指令値（Ｖｄｑ０^＊）と前記高周波信号の電圧値とを加算した加算電圧値（Ｖｄｑ ^＊ ）に比例する前記ＰＷＭ制御信号を生成する制御信号生成手段（８，９，１０，１１，１２，１４）と、前記電動機検出電流から高周波電流を抽出する高周波電流抽出手段（１３，５０５）と、前記高周波電流抽出手段で抽出した高周波抽出電流を用いて、前記非突極型同期電動機の磁極位置（Δθｃ）を、前記ｄｃ軸を基準に推定する磁極位置推定手段（２１，５０６）とを備え、前記電動機検出電流は、ｑｃ軸電流とｄｃ軸電流とに分解され、前記ｄｃ軸電流は、前記目標値に基づいてベクトル演算された前記ｑｃ軸電流の指令値に基づいて、前記非突極型同期電動機の磁束が磁気飽和する値に設定されていることを特徴とする。なお、括弧内は例示である。

本発明によれば、同期電動機に流れる電流が増加しても磁極位置の推定を行うことができる。これにより、突極性を持たないＰＭモータでも、停止からの磁極位置推定を行うことができ、これにより位置センサレス制御による高効率駆動を全速度域で実現することができる。

（第１実施形態）
本発明の一実施形態である電動機駆動システムの構成を説明する。
図１の電動機駆動システム２００は、電動機１（ＡＣＭ）と、電力変換器２と、電流検出器３と、制御装置１００とを備え、制御装置１００は負荷トルク指令値τ^＊を目標値とするように電動機１をｄｑベクトル制御している。
電動機１は、三相の磁石式同期電動機（ＰＭモータ）であり、永久磁石を備えた回転子が固定子内部を回転するように構成されている。固定子はコアに複数のスロットが設けられており、このスロットに固定子コイル（一次巻線）が巻回されている。この固定子コイルに三相電力を供給することにより電流磁束Φｉが発生し、永久磁石は磁石磁束Φｍを発生する。電流検出器３は、ホール素子等を用いて、電動機１に流れる三相電流（電動機電流）Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。

図２を用いて、電動機１の座標系ならびに軸誤差Δθの定義を説明する。ｄ軸は回転子内部の永久磁石のＮ極の方向を正方向とした軸である。また、ｄ軸の正方向に対し電気角で９０度だけ位相が進んだ方向をｑ軸正方向とする。また、ｄｃ軸は制御装置１００の内部でｄ軸を推定した推定軸であり、ｑｃ軸はｑ軸を推定した推定軸である。軸誤差Δθは、ｄｃ軸のｄ軸に対する進み方向の相差角として定義される。

図１において、電力変換器２は、６個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）及び複数の転流ダイオードを備えて構成されており、６本の制御信号Ｐに基づいて、直流電力を三相交流電力に変換する。電流検出器３は、電力変換器２から電動機１に流れる電動機電流（相電流）Ｉｕｖｗを検出し、電流検出手段として機能する。

制御装置１００は、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、及びＣＰＵ（Central Processing Unit）により構成され、ｄｑ変換器４と、軸誤差推定器５と、速度推定器６と、積分器７と、指令値生成器８と、電流制御器９と、ベクトル制御器１０と、ｄｑ逆変換器１１と、パルス幅変調器１２と、高周波信号生成手段として機能する高周波電圧指令生成器１３と、加算器１４と、温度推定器１５と、高周波電流振幅判定器１６とを備えている。なお、軸誤差推定器５と、速度推定器６と、積分器７とで磁極位置推定手段２１として機能し、指令値生成器８は平均電流制御手段として機能する。つまり、制御装置１００は、電動機電流の平均値を制御する。

ｄｑ変換器４は、電動機電流Ｉｕｖｗの検出値を、制御装置内の基準座標軸であるｄｃ軸上ならびにｑｃ軸上の値として、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ、及びｑｃ軸電流検出値Ｉｄｃに変換する。なお、図面上では、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ、及びｑｃ軸電流検出値ＩｄｃがＩｄｑｃと記載されている。軸誤差推定器５は、ｄｑ変換器４の出力であるｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ、及びｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃを用いて、ｄｃ軸とｄ軸との相差角である軸誤差の推定値Δθｃを演算する。

速度推定器６は、Δθｃに基づき電動機１の電気角速度推定値ω１ｃを演算する。積分器７は、電気角速度推定値ω１ｃを積分してｄｃ軸の位置θｄｃを演算する。指令値生成器８は、与えられた負荷トルク指令値τ^＊を基に、ｄｃ軸の電流指令値Ｉｄ^＊、及びｑｃ軸上の電流指令値Ｉｑ^＊、並びに電動機１へ印加する高周波電圧の位相指令値γ^＊を生成する。

電流制御器９は、ｄｃ軸の電流指令値Ｉｄ^＊、及びｑｃ軸上の電流指令値Ｉｑ^＊、並びに電流検出値Ｉｄｃ、及びＩｑｃに基づき、第二のｄｃ軸電流指令値Ｉｄ^＊＊、及び第二のｑｃ軸電流指令値Ｉｑ^＊＊を生成する。
ベクトル制御器１０は、第二のｄｃ軸電流指令値Ｉd^＊＊、及び第二のｑｃ軸電流指令値Ｉｑ^＊＊、並びに電気角速度推定値ω１ｃを基に、電動機１に与えるｄｃ軸電圧指令値Ｖｄ０^＊、及びｑｃ軸電圧指令値Ｖｑ０^＊を演算する。
高周波電圧指令生成器１３は、位相指令値γ^＊を入力し、電動機１へ印加するｄｃ軸高周波電圧指令Ｖｄｈ^＊、及びｑｃ軸高周波電圧指令Ｖｑｈ^＊を出力する。

加算器１４は、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄ０^＊とｄｃ軸高周波電圧指令Ｖｄｈ^＊とを加算して、第二のｄｃ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を生成し、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑ０^＊とｑｃ軸高周波電圧指令Ｖｑｈ^＊とを加算して、第二のｑｃ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を生成する。
ｄｑ逆変換器１１は、第二のｄｃ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、及び第二のｑｃ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を用いて、電動機１の三相電圧指令値Ｖｕｖｗ^＊へ変換する。パルス幅変調器１２は、三相電圧指令値Ｖｕｖｗ^＊と三角波信号とを比較することにより、ＰＷＭパルス幅変調し、電力変換器２を制御する制御信号を生成する。温度推定器１５は、電動機１の温度を推定する。高周波電流振幅判定器１６は、高周波電流の振幅が適正範囲にあるか否かを判定し、判定信号Ｓｉｇを出力する。

図３は、電流制御器９の内部構成図である。
電流制御器９は、差分器９０１，９０３と、ＰＩ制御器９０２，９０４とを備え、ＰＩ制御器９０２，９０４は、ＰＩ制御を行うＡＣＲ（Automatic Current Regulator）である。差分器９０１は、ｄｃ軸上で、Ｉｄ^＊とＩｄｃとの差を演算し、ＰＩ制御器９０２は、差分器９０１の出力を比例積分演算（ＰＩ演算）する。差分器９０３は、ｑｃ軸上で、Ｉｑ^＊とＩｑｃとの差を演算し、ＰＩ制御器９０４は、差分器９０３の出力を比例積分演算する。

次に、本実施形態における磁極位置推定の原理について説明する。
本実施形態では、高周波電圧指令生成器１３により生成された高周波電圧を、電動機１の固定子コイルに印加（重畳）し、発生する高周波電流成分に基いて位置推定を行う。

図４は、従来の磁極位置推定の原理の一つである、磁気飽和を利用した推定原理を示す模式図である。
図４（ａ）は、ＰＭモータの回転子内部の模式図である。ＰＭモータの内部のｄ軸方向（ｄｃ軸方向）には、永久磁石による磁石磁束Φm が存在する。図４（ｂ）は、このときの鉄心の磁気飽和特性を表した模式図である。図４（ｃ）は、磁気飽和時にｄ軸方向の高周波電圧を固定子コイルに印加したときに流れる高周波電流波形である。図４（ｄ）は、磁気飽和時にｑ軸方向の高周波電圧を固定子コイルに印加したときに流れる高周波電流波形である。

ｄ軸方向の位相の高周波電圧を印加すると、ｄ軸正方向の電流が磁石磁束Φmと同方向の磁束を発生させ磁気飽和を強めるため、固定子コイルの巻線インダクタンスＬｄｓが小さくなり（Ｌ小）、高周波電流の波高値ΔＩｄｐが大きくなる。逆に、ｄ軸負方向の電流は、磁石磁束Φmを相殺する方向に磁束を発生し、磁気飽和を弱めるため、巻線インダクタンスＬｄ０はほぼ不変ながら若干大きくなる（Ｌ大）。このため、ｄ軸負方向の電流は、高周波電流の波高値ΔＩｄｎを若干小さくする。

また、ｑ軸方向に高周波電圧を印加すると、磁石磁束Φmと直交する方向に磁束を発生するため、磁気飽和を殆ど強めず、高周波電流の波高値は、図４（ｄ）のように、ｑ軸正方向と負方向とで等しくなる。このとき、高周波電圧が矩形波電圧であれば、高周波電流は、直線的に増加減少する三角波となる。
したがって、高周波電圧を印加する位相をｄｃ軸の正負方向とすると、軸誤差Δθの絶対値が小さいほど、巻線インダクタンスの変化により、高周波電流はｄｃ軸正方向の波高値が大きくなる非対称性を利用することで、磁極位置を推定することができる。

図４（ａ）は、高周波電流以外の電流を流さない場合であるが、磁気飽和による巻線インダクタンスの減少は、実際には図４（ｂ）に示すように、ｄ軸方向の磁束Φｄが磁石磁束Φmよりも大きな或る値で、折れ点を持つように顕著になる。この折れ点を、磁気飽和点Φ１０と定義する。

図５の模式図を用いて、電動機１に一次電流が流れるときの磁気飽和の影響を説明する。電動機１の内部には、磁石磁束Φmに加え、一次電流が作る電流磁束Φｉも存在している。したがって、電動機１の内部の磁束は、図５（ａ）のように、磁石磁束Φmと電流磁束Φｉとのベクトル和になる。すなわち、電流磁束Φｉも、鉄心の磁気飽和に影響する。なお、実際に観測されるのは、電動機１の一次巻線に鎖交する磁束の影響なので、以下では、前記一次巻線に鎖交する磁束を鎖交磁束Φ１とし、電動機１の内部の磁束に相当するものとする。以下、鎖交磁束Φ１の方向をφ軸とする。

電流磁束Φｉの影響で、図５（ａ）のようにφ軸はｄ軸に対する相差角γを持ち、図５（ｂ）のように高周波電流に対する鉄心の磁気飽和特性も変化する。このとき、前記した鉄心の磁気飽和の影響による高周波電流の波高値の非対称性が、最も強く現れるのはφ軸方向である。すなわち、高周波電圧をφ軸方向へ印加すると、図５（ｃ）のように高周波電流はφ軸正方向で波高値が大きくなる。一方、高周波電圧をφ軸に直交する軸であるｚ軸方向に印加すると、図５（ｄ）のように、ｚ軸方向の高周波電流の波高値は正方向と負方向とで等しくなる。ただし、γは一定値ではなく、電動機１の負荷状態（負荷トルク）で変化する。したがって、図４の考え方に基いて、軸誤差Δθを推定すると，γが推定誤差として含まれる。なお、高周波電圧の位相は、φ軸方向に印加されるので、回転子の回転角、φ軸、やｚ軸の何れにも同期して移動する。

そこで本実施形態では、電動機１の負荷状態に応じて、高周波電圧を印加する位相を変化させる。具体的には、φ軸の制御装置内部の推定軸であるφｃ軸を基準に、高周波電圧を印加する位相を決定し、負荷状態に応じてφ軸とｄ軸との相差角γだけ、高周波電圧の位相指令値γ^＊を移動させる。φ軸とφｃ軸との相差角は軸誤差Δθに等しいので、負荷状態によらず高周波電流の波高値の非対称性に基いた磁極位置の推定を容易に実現できる。なお、γ^＊はφｃ軸から一定の相差角を保てばよく、位相指令値γ^＊は次式で与えられる。

ここでγoffsetは位相指令値γ^＊とφｃ軸との相差角であり、任意に決定することができる。非突極型のＰＭモータに適用した場合、トルクを発生するのは主にｑ軸電流Ｉｑとなり、重負荷時は電動機１の電流はＩｑが殆どを占めると考えられる。このとき、鎖交磁束Φ１はｑ軸電流Ｉｑによる磁束Φｉｑが支配的となり、φ軸はｑ軸の近傍に存在すると考えられる。仮に、高周波電圧を印加する位相をφ軸とすると、発生する高周波電流は殆どがｑ軸成分となるので、電動機１の電流値は、トルク分を示すｑ軸電流Ｉｑに、高周波電流を加算した値に略等しくなる。

しかし、電力変換器２の出力電流の上限は決まっているので、高周波電流が流れる分だけ電動機１の出力トルクの最大値が制限される。したがって、位相指令値γ^＊は、ｚ軸の制御装置内部の推定軸であるｚｃ軸の方向とすることが、出力トルクを確保する観点では、望ましい。なお、各座標軸の定義を図６に示す。図６から判るように、φ軸とφｃ軸との相差角、及びｚ軸とｚｃ軸との相差角は、軸誤差Δθに等しいため、φ軸のｄ軸に対する相差角γを用いて、磁極位置を推定することができる。

次に、鎖交磁束Φ１の大きさの変化に着目する。磁気飽和による巻線インダクタンスの減少が顕著になるのは、鎖交磁束Φ１が磁気飽和点Φ１０より大きいときである。例えば、図４のように無負荷時にｄ軸方向に高周波電圧を印加したとき、発生した高周波電流による磁束変動分も含めた鎖交磁束Φ１の大きさが、磁気飽和点Φ１０を下回ると、巻線インダクタンスの減少による高周波電流の波高値の非対称性は殆ど現れず、磁極位置を推定できない問題が起こり得る。
そこで、本実施形態では、高周波電圧を印加しない状態での鎖交磁束Φ１の大きさを、負荷状態によらず図５（ｂ）のように磁気飽和点Φ１０以上に保持するように、一次電流（電動機電流）を電動機１に与える。

図７は、非突極型のＰＭモータを例にした模式図である。図７（ａ）は、無負荷時でもｄ軸電流磁束Φｉｄと磁石磁束Φmとの合計が磁気飽和点Φ１０となるように、ｄ軸電流Ｉｄを与えている様子を示している。図７（ｂ）は、軽負荷時で、トルク発生に必要なｑ軸電流Ｉｑと同時に、鎖交磁束Φ１の大きさが磁気飽和点Φ１０以上となるようにｄ軸電流Ｉｄを与えており、Φｉｄとｑ軸電流による磁束Φｉｑが存在する。図７（ｃ）は、トルク発生に必要なＩｑで発生するΦｉｑで、Φ1の大きさがΦ１０となったときで、 Ｉｄはゼロである。図７（ｄ）は、Φｉｑと磁石磁束Φmを合成した大きさがΦ１０を上回っている。

図７（ｃ）や図７（ｄ）の場合、Ｉｄをゼロとしても，図７（ｄ）のように負のＩｄによりΦｉｄをｄ軸負方向に発生させても、何れでもよいが、電動機１が非突極型のPMモータならば負のＩｄはトルクに寄与しないので、弱め界磁制御など他の理由がない限り、Ｉｄはゼロでよい。電動機１が逆突極性を持つPMモータでは、磁束Φｉｄをｄ軸負方向に発生させるとより多くのトルク出力を得られるので，鎖交磁束Φ１の大きさが磁気飽和点Φ１０を下回らない範囲であれば負のＩｄを流してもよい。すなわち、Φ１の大きさが（２）式を満たすように、電動機１に一次電流を与えればよい。

このように、高周波電圧を印加しない状態での磁束Φ１の大きさが磁気飽和点Φ１０を上回るように、電動機１の一次電流を与えることにより、巻線インダクタンスの減少による高周波電流の波高値の非対称性が発生し易くなり、より好適な磁極位置の推定が実現される。

次に、以上で述べた磁極位置の推定方法を実現するための、本実施形態の特徴部となる指令値生成器８、高周波電圧指令生成器１３、及び軸誤差推定器５について説明する。
指令値生成器８は、トルク指令τ^＊ を入力とし、高周波電圧を印加しない状態での鎖交磁束Φ１の大きさが磁気飽和点Φ１０以上となる電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊と、この電流指令により発生するｄ軸とφ軸との相差角γと、（１）式とに基いて高周波電圧の位相指令値γ^＊を出力する。指令値生成器８の入出力の関係は、例えば、制御対象となる電動機１の特性を電磁界解析で求めて与えればよい。指令値生成器８の電流指令に基き電流制御器９が電流制御を行うことで、鎖交磁束Φ１の大きさを保持する。つまり、指令値生成器８は平均電流制御手段として機能するので、制御装置１００は、電流制御器９が電動機電流の平均値を制御している。なお、高周波電圧を印加しない状態での鎖交磁束Φ１の大きさは、磁気飽和点Φ１０以上であれば任意でよく、また電動機１の負荷状態に応じて変化させてもよい。

高周波電圧指令生成器１３の構成を図８に示す。方形波の高周波電圧指令Ｖｈ^＊を発生する高周波電圧指令発生器１３０１と、Ｖｈ^＊をｚｃ軸上の電圧指令として、γ^＊によりｄｑ軸上の電圧指令値に変換する座標変換器１３０２で構成される。高周波電圧指令発生器１３０１の入力である判定信号ＳｉｇがＶｈ^＊を操作する方法については後記する。またＶｈ^＊の周波数はパルス幅変調器１２のキャリア周波数の１／Ｎ（Ｎは正の整数）とする。これにより、高周波電圧を印加する位相を負荷状態によらずｚｃ軸方向に保持することができる。

図９は、軸誤差推定器５ａの構成図であり、図１０は、軸誤差を推定する原理図であり、図１１は、軸誤差推定器５ａの実際の動作を示す図であり、図１０（ａ）、図１１は高周波電圧指令Ｖｈ^＊の方形波の周波数がＰＷＭ三角波キャリア周波数の半分のときについて示している。なお、制御装置の演算周期はＰＷＭ三角波キャリア周期の半分とし、電流検出値はＰＷＭ三角波キャリアの上限、及び下限のタイミングで得るとする。
また、図１１（ａ）はＰＷＭ三角波キャリアを示し、図１１（ｂ）は高周波電圧指令Ｖｈ^＊を示し、図１１（ｃ）は検出電流Ｉｚｃを示し、図１１（ｄ）は一階差分値ΔＩｚｃｈを示し、図１１（ｅ）は電流極性信号Ｓｐｚを示し、図１１（ｆ）はＳｐｚ×｜Ｉｚｃｈ｜を示し、図１１（ｇ）はΔθｃを示している。

また、本実施形態では、高周波電圧をｚｃ軸方向に印加し、発生する高周波電流の波高値を、ｚｃ軸正方向を|Ｉzchp|とし、ｚｃ軸負方向を|Ｉzchn|としたときに、両者の差分が軸誤差Δθに対し、（３）式の関係を持つと仮定する（図１０（ｂ））。なお、同式中のｋ１は比例係数であり、制御対象となる電動機１の特性実測や電磁界解析などで決定する。

座標変換器５００は、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ、及びｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、高周波電圧の位相指令値γ^＊とを用いてφｃ軸電流検出値Ｉφｃ、及びｚｃ軸電流検出値Ｉｚｃを算出する。なお、実際に制御装置が得ることができる検出電流Ｉｚｃの値は、図１１（ｃ）に白丸で示したタイミングでの値となる。得られたｚｃ軸電流検出値Ｉｚｃから、遅延器５０１と加算器５０２とを用いて、制御演算周期毎のＩｚｃの一階差分値ΔＩｚｃｈを演算し（図１１（ｄ））、絶対値演算器５０３でその絶対値|ΔＩｚｃｈ|を演算する。

また、電流極性演算器５０４は、絶対値演算器５０３で求めた|ΔＩｚｃｈ|がｚｃ軸正方向とｚｃ軸負方向との何れの波高値かを決める電流極性信号Ｓｐｚ（図１１（ｅ））を、Ｖｈ^＊から生成する。高周波電流抽出手段である電流変化量演算器５０５は、|ΔＩzch|とＳpzとから、ｚｃ軸正方向の電流変化量|Ｉzchp|とｚｃ軸負方向の電流変化量|Ｉzchn|とを演算する。軸誤差演算器５０６は、|Ｉzchp|と|Ｉzchn|とから、（３）式で軸誤差推定値Δθcを算出する（図１１（ｇ））。このように軸誤差推定値Δθcを得ることで、磁極位置の推定が実現できる。

なお、以上はパルス幅変調器１２のキャリア周波数ｆｃが固定であることを前提に説明したが、キャリア周波数ｆｃが可変の場合は、高周波電圧指令発生器１３０１が、振幅|Ｖｈ^＊|を（４）式で決定してもよい。

但し、|Ｖｈ０^＊|は、キャリア周波数ｆｃの基準値ｆｃ０の高周波電圧指令Ｖｈ^＊の振幅であり、|Ｖｈ^＊|は、キャリア周波数ｆｃに対する高周波電圧指令Ｖｈ^＊の振幅である。すなわち、制御装置１００は、高周波電圧の振幅に基づいて、電動機電流の平均値の大きさを制御している。
この場合、キャリア周波数ｆｃの変化による高周波電流の波高値の増減を相殺できるので、（３）式の比例係数ｋ１を一定と扱うことができる。

以上、電動機１の磁石磁束Φmが一定として、磁極位置を推定する方法について説明したが、磁石磁束Φmは永久磁石の温度で変化するため、電動機１に供給する電流が同一でも、鎖交磁束Φ１は変化する。このため、指令値生成器８の出力は磁石磁束Φmの変化に応じて変えることが望ましい。磁石磁束Φmは永久磁石が高温であるほど減少するので、鎖交磁束Φ１も同様に減少し、鉄心の磁気飽和の度合いは緩和される。
したがって、永久磁石の温度が高くなるほど、高周波電圧を印加して発生する高周波電流の振幅は減少する。また、磁石温度の上昇は、制御対象となる電動機１の体格にも依存するが、時定数は秒ないし分単位であり、制御装置の磁極位置推定や電流制御の応答に比較すれば、時定数は充分長い。

したがって、本実施形態では、高周波電圧を印加して発生する高周波電流の振幅から、永久磁石の温度を推定することを目的として、温度推定器１５が設けられている。図１２に示す温度推定器１５は、遅延器１５０１，１５０３と、加算器１５０２，１５０４と、高周波電流振幅演算器１５０５と、低域フィルタ１５０６と、温度推定演算器１５０７とを備え、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃとｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃとから推定温度Ｔempを演算する。

遅延器１５０１と加算器１５０２とが、Ｉｄｃの一階差分値ΔＩｄｃｈを演算し、遅延器１５０３と加算器１５０４とが、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃの一階差分値ΔＩｑｃｈを演算する。高周波電流振幅演算器１５０５は、ΔＩｄｃｈとΔＩｑｃｈとの二乗和を演算して高周波電流の振幅Ｉ１ｈを演算する。さらに、低域フィルタ１５０６が、永久磁石の温度上昇に応じた時定数での高周波電流の振幅の平均値を演算する。温度推定演算器１５０７は、高周波電流の振幅の平均値から、永久磁石の温度（推定温度Ｔemp）を推定する。温度推定演算器１５０７に与える特性は、制御対象となる電動機１で異なるので、例えば、電磁界解析により予め算出して与えるとよい。

そして、温度推定器１５が推定した永久磁石の推定温度Ｔempから、指令値生成器８は、電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊、と高周波電圧の位相指令値γ^＊とを補正する。補正方法は、例えば、電磁界解析により予め算出した特性を、テーブルデータ或いは近似式として与えればよい。指令値生成器８は平均電流制御手段として機能し、指令値生成器８は、電流指令値Ｉｄ ^＊ ，Ｉｑ ^＊ を補正しているのであるから、永久磁石の推定温度Ｔempに基いて、電動機電流の平均値を調整している。

また、磁石磁束Φmは一定でも、負荷トルクτＬの急変が発生して軸誤差Δθが過渡的に大きくなると、電動機１に流れる電流の位相が変化するため、電流磁束Φｉも変化する。このとき、鎖交磁束Φ１が増加する方向では、高周波電流の波高値が増加し、大負荷時に電力変換器２の過大電流による停止レベルへ到達する恐れが有り、逆に、鎖交磁束Φ１が著しく減少すると、高周波電流による磁束変化分を重畳させても、鎖交磁束Φ１が磁気飽和点Φ１０より小さくなり、軸誤差Δθの推定できないおそれがある。

そこで、高周波電流振幅判定器１６は、温度推定器１５と同様に高周波電流の振幅Ｉ1ｈを算出し、振幅Ｉ１ｈが所定範囲内に有るか否かを判定し、判定信号Ｓｉｇを出力する。図１３に示す高周波電流振幅判定器１６は、遅延器１６０１，１６０３と、加算器１６０２，１６０４と、高周波電流振幅演算器１６０５と、上下限値判定器１６０６とを備え、Ｉｄｃ，Ｉｑｃを入力し、判定信号Ｓｉｇを出力する。

遅延器１６０１と加算器１６０２とが、Ｉｄｃの一階差分値ΔＩｄｃｈを演算し、遅延器１６０３と加算器１６０４とが、Ｉｑｃの一階差分値ΔＩｑｃｈを演算する。高周波電流振幅演算器１６０５で、ΔＩｄｃｈとΔＩｑｃｈとの二乗和を演算して高周波電流の振幅Ｉ１ｈを求める点までは、温度推定器１５と同一である。しかしながら、高周波電流振幅判定器１６は、求めた振幅Ｉ１ｈを上下限値判定器１６０６に直接入力し、振幅Ｉ１ｈの大きさが電磁界解析により予め算出した特性に基いた適正範囲内にあるかを判定し、その結果を判定信号Ｓｉｇとして出力するようになっている。

判定信号Ｓｉｇは、指令値生成器８及び高周波電圧指令生成器１３に入力される。指令値生成器８は、振幅Ｉ１ｈが上限値以上のときは鎖交磁束Φ１を減少させ、下限値以下のときは鎖交磁束Φ１を増加させるように、電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を変更する。また、高周波電圧指令生成器１３は、振幅Ｉ１ｈが上限値以上のときは高周波電圧指令の振幅|Ｖｈ^＊|を減少させ、下限値以下のときは|Ｖｈ^＊|を増加させる。
指令値生成器８と高周波電圧指令生成器１３とを組み合わせることで、過大電流停止や脱調を発生させることなく、電動機１を駆動することができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態について説明する。本実施形態は、軸誤差推定器５の構成、及び軸誤差推定方法が異なる。前記したように、高周波電圧を印加して発生する高周波電流の波高値は、高周波電圧を印加する位相がφ軸正方向に近いほど大きくなり、φ軸負方向に近いほど波高値は小さくなる。高周波電圧を印加する位相がｚ軸方向に近い場合と比較して、φ軸に近い方が振幅の平均値が大きいときは、巻線インダクタンスはφ軸方向よりｚ軸方向の方が大きい。すなわち、電動機１が突極性を持つと見做すことができる。

図１４は、突極性を利用した軸誤差推定器５ｂの構成を示した図であり、図１５は、軸誤差推定の原理を示した図である。また、図１６は、高周波電圧の周波数がＰＷＭ三角波キャリア周波数の半分のときについて、軸誤差推定器５の実際の動作を示した図である。なお、制御装置の演算周期は、ＰＷＭ三角波キャリア周期の半分であり、電流検出値はＰＷＭ三角波キャリアの上限、及び下限のタイミングで得るとする。

高周波電圧を印加する印加方向は、第１実施形態と同ようにｚｃ軸方向とする。本実施形態では、高周波電圧を印加する印加方向と直交するφｃ軸の高周波電流成分Ｉφｃｈを利用することを特徴とする。高周波電流成分Ｉφｃｈは、軸誤差Δθに対し、（５）式で変化すると仮定する。ここで、Ｌφはφ軸方向の巻線インダクタンスであり、Ｌｚはｚ軸方向の巻線インダクタンスである。

第１実施形態との違いは、利用する高周波電流の違いである。すなわち、電気角一周期の軸誤差Δθに対する高周波電流の変化が、第１実施形態では一周期であるのに対し、本実施形態では二周期である。座標変換器５００（図１４）は、第１実施形態（図９）と同一であり、実際に制御装置が得るＩφcの値は、図１６（ｃ）に白丸で示したタイミングでの値となる。本実施形態では、遅延器５０７と加算器５０８とが、制御演算周期毎のＩφｃの一階差分値ΔＩφｃｈを得る。

また、電流極性演算器５０９は、一階差分値ΔＩφｃｈがφｃ軸正方向とφｃ軸負方向との何れの波高値かを決める電流極性信号Ｓｐφを、Ｖｈ^＊から生成する。乗算器５１０でΔＩφｃｈにＳｐφを乗ずると、（５）式の右辺に相当する量が得られるので、軸誤差演算器５１１は、（５）式を基に軸誤差推定値Δθcを算出する。
なお、軸誤差推定器５は、図９の構成と図１５の構成との何れを用いてもよく、また併用しても構わない。

（第３実施形態）
図１７は、第３実施形態に於ける電動機駆動システムの全体構成図である。
電動機駆動システム２１０の制御装置１１０は、図１に対し、電動機１の誘起電圧に基いて軸誤差を推定する第二軸誤差推定器１８、と検出電流Ｉｄｑｃから基本波成分を演算するための移動平均処理器１７、と軸誤差の推定値として軸誤差推定器５と第二軸誤差推定器１８の出力の何れかを選択する切替器１９とが追加されている。第二軸誤差演算器１８は、ＰＭモータの定数（Ｒ，Ｌｑ）を用いて，（６）式で軸誤差を推定する。

第二軸誤差推定器１８は、高周波電圧の印加を必要とせず、 電動機１がＰＭモータの場合は、その速度が定格速度の概ね１０%以上、ＰＭモータの特性次第では更に低い速度でも適用できるが、停止時や速度が極めて低いときは適用することができない。他方、第１実施形態、及び第２実施形態の制御方法は、停止時や速度が極めて低いときにも適用できるが、高周波電圧の印加により発生する高周波電流は、モータ電流のピーク値を増加させ出力トルクを制限し得る。
したがって、電動機１の速度に応じて、停止から低速時には軸誤差演算器５に切り替え、定格速度の概ね１０%以上では第二軸誤差推定演算器１８に切り替える形で併用する方が、出力トルクを限界まで活用するには有利である。

本実施形態に於ける、加減速中の軸誤差推定の切替シーケンスを図１８を用いて説明する。図１８は電気角速度推定値ω１ｃに基いて切り替える場合の例である。図１８（ａ）は電気角速度推定値ω１ｃの加減速による推移を示し、図１８（ｂ）は軸誤差推定値出力を切り替える切替器１９の出力を示し、図１８（ｃ）は高周波電圧指令Ｖｈ^＊の振幅|Ｖｈ^＊|の推移を示し、図１８（ｄ）は移動平均処理器１７の動作タイミングを示している。

先ず、停止からの始動加速時（ｔ０〜ｔ２）は、高周波電圧指令Ｖｈ^＊（図８）の振幅|Ｖｈ^＊|を非ゼロにして高周波電圧を印加し、切替器１９は軸誤差推定器５による軸誤差推定値Δθｃを出力する。電気角速度推定値ω１ｃが第一の角速度閾値ω１ｓ１に到達したら（ｔ２）、切替器１９の出力を第二軸誤差推定器１８の出力Δθｃ２に切り替えると同時に|Ｖｈ^＊|はゼロとして、第二軸誤差推定器１８を用いた磁極位置推定にて加速を継続する。他方、高速時からの減速を行う場合は、切替器１９の出力を第二軸誤差推定器１８の出力Δθｃ２に切り替えると同時に、振幅|Ｖｈ^＊|はゼロとして減速を継続する。

そして、電気角速度推定値ω１ｃが第一の角速度閾値ω１ｓ１未満に低下したら（ｔ３）、切替器１９の出力はΔθｃ２のまま、図１８（ｃ）のように、高周波電圧指令生成器１３は|Ｖｈ^＊|を漸増して高周波電圧の印加を開始する。また、図１８（ｄ）のように、移動平均処理器１７が動作し、発生する高周波電流の影響を第二軸誤差推定器１８の推定結果から取り除く。移動平均処理器１７は、検出電流値Ｉｄｑｃを高周波電圧１周期分で平均化し、平均電流値Ｉｄｑｃ０を第二軸誤差推定器へ与える。そして、電気角速度推定値ω１ｃが更に低下し、第二の角速度閾値ω１ｓ２を下回ったら（ｔ４）、切替器１９の出力を軸誤差推定器５による軸誤差推定値Δθｃに切り替える。この切替え動作を行うことで、高周波電圧を印加しない速度領域では、より高いトルクで運転が可能となる。さらに、鎖交磁束Φ１を磁気飽和点Φ１０以上に保つ必要も無く、特に軽負荷時の電流値を小さくできる。すなわち、電動機駆動システム２１０は、電動機電流を制御している。

また、本実施形態では，高周波電圧を印加しない期間は，温度推定器１５は以下の方法で永久磁石の温度を推定する。誘起電圧定数Ｋｅの設定値をＫｅ^＊，巻線抵抗Ｒ１の設定値をＲ１^＊，巻線インダクタンスＬｄ、及びＬｑの設定値を夫々Ｌｄ^＊、及びＬｑ^＊とするとき、各定数の設定値がＰＭモータの実際の定数に一致していれば、ベクトル制御器１０が演算する電圧方程式は（７）式となる。

ここで定常状態を仮定し、電気角速度推定値ω１ｃは実角速度ω１に等しいとする。このとき、Ｉｄ^＊＊ = Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊＊ = Ｉｑ^＊ が成立する。この状態から、仮に永久磁石の温度変動により誘起電圧定数のみがＫｅ’に変化したときを考えると、電動機１の実角速度ω１が充分大きい場合は、巻線抵抗の影響は無視できるので、近似的には（８）式で表される。

したがって、電流制御器９により、Ｉｄ^＊とＩｄｃとが等しく、Ｉｑ^＊とＩｑｃとが等しいとすれば，（９）式により，誘起電圧定数の変化分を取り出せる。

すなわち、ｄ軸について電流指令値Ｉｄ^＊と第二の電流指令値Ｉｄ^＊＊との差分から、誘起電圧定数の設定誤差ΔＫｅ^＊が求まる。永久磁石の温度に対する誘起電圧定数の変化を電磁界解析により事前に算出しておけば、温度推定器１５は、ΔＫｅ^＊と同時に、（７）式を用いて永久磁石の温度推定値Ｔempを算出できる。本実施形態での温度推定器１５の動作は、図１８（ｅ）に示すように、切替器１９が第二軸誤差推定器１８による軸誤差推定値Δθｃ２を出力する期間中（ｔ２〜ｔ４）は常に動作させ、切替器１９の出力が軸誤差推定器５による軸誤差推定値Δθｃに切り替わる直前の、設定誤差ΔＫｅ^＊ならびに温度推定値Ｔempを保持しながら減速し停止させる。前記のように永久磁石の温度変動の時定数が長いので、減速時間が短ければ、停止から低速域までは永久磁石の温度変動を無視することができ、制御装置の演算負荷を軽減できる。なお、減速時間が永久磁石の温度変動の時定数より長い場合は、図１２に示した構成の温度推定器を併用すればよい。

すなわち、本実施形態によれば、停止から低速域では、高周波電圧を印加して発生する高周波電流によるトルク出力の制限を最小限に抑えつつ、ＰＭモータの速度がさらに上昇したら軸誤差の推定方法を切り替えることで、電力変換器２が許容できる電流までトルクを上昇させることが可能になり、また永久磁石の温度変動も推定できる。

（第４実施形態）
第３実施形態までは、ＰＭモータを運転している間の磁極位置の推定ならびに制御方法について述べた。しかし、ＰＭモータを始動する場合は、初期の磁極位置として、ｄｃ軸位置θｄｃの初期値を与える必要がある。本実施形態では、初期の磁極位置を推定する手法を説明する。同期電動機の駆動システムの構成は、図１と図１７との何れでもよい。初期の磁極位置を推定する際は、指令値生成器８、高周波電圧指令生成器１３、及び軸誤差推定器５の動作を変更する必要がある。以下、各構成要素の動作を、図１９により説明する。

指令値生成器８は、初期の磁極位置の推定期間中、負荷トルク指令値τ^＊とは無関係に、図１９に沿って、（ａ）Ｉｄ^＊，（ｂ）Ｉq^＊，（ｃ）γ^＊を順番に変化させる。その組合せ数は多い方が、初期の磁極位置の推定精度は向上するが、組合せ数に比例した推定時間が必要である。本実施形態では組合せを４通りとし、夫々の状態を保持する期間を、期間１，期間２，期間３，期間４とする。図１９（ｄ）に示すように、高周波電圧指令生成器１３は、各々の期間内で、高周波電圧を一定の周期数だけ出力する。

具体的には、電流制御器を動かした状態で、期間１では初期状態のｄｃ軸正方向に直流電流Ｉ０を流し、期間２では同ｄｃ軸負方向に直流電流Ｉ０を流した状態で、ｄｃ軸方向の位相で高周波電圧指令Ｖｈ^＊を四周期だけ印加したことに相当する。すなわち、制御装置１００は、電動機電流を流す位相に揃えた位相で高周波電圧を印加した状態で、磁極位置を推定している。また、期間３は同じくｑｃ軸正方向に直流電流Ｉ０を流し、期間４は同じくｑｃ軸負方向に直流電流Ｉ０を流した状態で、ｑｃ軸方向の位相で高周波電圧指令Ｖｈ^＊を四周期だけ印加したことに相当する。なお、このときのｚｃ軸は、期間１では初期状態のｄｃ軸正方向に等しく、期間２では同ｄｃ軸負方向に等しく、期間３では同ｑｃ軸正方向に等しく、期間４では同ｑｃ軸負方向に、等しい。

このとき、図１９（ｅ）に示すｚｃ軸電流Ｉｚｃに着目すると，各期間毎の平均電流は何れもＩ０で等しいが，図１９（ｆ）に示した高周波電流の振幅には差が生ずる。これは直流電流Ｉ０が磁気飽和に影響を与えたためで、直流電流Ｉ０の方向（位相）がｄ軸正方向に最も近いとき、高周波電流の振幅は最大となる。図１９では期間１が該当するので、ｄ軸正方向に最も近いのは、ｄｃ軸正方向である。また、次に電流振幅が大きいのは期間３なので、ｄｃ軸正方向とｑｃ軸正方向との間にｄ軸があると推定できる。
なお、本実施形態の手法で初期の磁極位置を推定する場合は、制御対象の電動機１は，回転子が機械的に固定されていることが望ましい。また、各期間でのＶｈ^＊の周期数は，四周期に限定されず必要に応じて決めればよい。
なお、電動機１がＰＭモータであるとして各実施形態を説明したが、磁石磁束Φmをゼロとすれば，シンクロナスリラクタンスモータについても適用できることは自明である。

本発明の第１実施形態の電動機駆動システムの全体構成図である。 軸誤差Δθの定義を示す説明図である。 電流制御器の構成図である。 従来方式での磁気飽和を利用した推定原理を示す模式図である。 本発明での磁気飽和を利用した推定原理を示す模式図である。 制御装置内部の座標系の定義を示す説明図である。 負荷に対する電流値の決定方法を示す模式図である。 第１実施形態における高周波電圧指令生成器の構成図である。 第１実施形態に於ける軸誤差推定器の構成図である。 第１実施形態における軸誤差推定器の動作原理の説明図である。 第１実施形態における軸誤差推定器の動作波形の模式図である。 第１実施形態における温度推定器の構成図である。 第１実施形態における高周波電流振幅判定器の構成図である。 第２実施形態における軸誤差推定器の構成図である。 第２実施形態における軸誤差推定器の動作原理の説明図である。 第２実施形態における軸誤差推定器の動作説明図である。 第３実施形態における電動機駆動システムの全体構成図である。 第３実施形態における制御動作切替方法の動作説明図である。 第４実施形態における初期磁極位置推定の動作説明図である。

符号の説明

１ 電動機（同期電動機）
２ 電力変換器
３ 電流検出器（電流検出手段）
４ ｄｑ変換器
５、５ａ、５ｂ 軸誤差推定器（磁極位置推定手段）
６ 速度推定器
７ 積分器
８ 指令値生成器（平均電流制御手段）
９ 電流制御器
１０ ベクトル制御器
１１ ｄｑ逆変換器
１２ パルス幅変調器
１３ 高周波電圧指令生成器（高周波信号生成手段）
１４，５０２，５０８，１５０２，１５０４ 加算器
１５ 温度推定器
１６ 高周波電流振幅判定器
１７ 移動平均処理器
１８ 第二軸誤差推定器
１９ 切替器
２１ 磁極位置推定手段
１００，１１０ 制御装置
２００，２１０ 電動機駆動システム
５００ 座標変換器
５０１、５０７ 遅延器
５０３ 絶対値演算器
５０４、５０９ 電流極性演算器
５０５ 電流変化量演算器（高周波電流抽出手段）
５０６、５１１ 軸誤差演算器
５１０ 乗算器
９０１、９０３ 差分器
９０２、９０４ ＰＩ制御器
１３０１ 高周波電圧指令発生器
１３０２ 座標変換器
１５０１、１５０３ 遅延器
１５０５ 高周波電流振幅演算器
１５０６ 低域通過フィルタ
１５０７ 温度推定演算器
１６０５ 高周波電流振幅演算器
１６０６ 上下限値判定器

Claims (7)

1. 非突極型同期電動機と、この非突極型同期電動機に交流電力を供給する電力変換器と、この電力変換器にＰＷＭ制御信号を送信して前記非突極型同期電動機の回転を目標値にｄｑベクトル制御する制御装置と、前記非突極型同期電動機に流れる電動機電流を電動機検出電流として検出する電流検出手段とを備えた同期電動機の駆動システムにおいて、
   前記制御装置は、
   ｄｃ軸に位相を一致させた高周波信号を生成する高周波信号生成手段と、
   前記目標値、及び前記電動機検出電流の値に基づいて、ベクトル演算された電圧指令値と前記高周波信号の電圧値とを加算した加算電圧値にパルス幅が比例する前記ＰＷＭ制御信号を生成する制御信号生成手段と、
   前記電動機検出電流から高周波電流を抽出する高周波電流抽出手段と、
   前記高周波電流抽出手段で抽出した高周波抽出電流を用いて、前記非突極型同期電動機の磁極位置を、前記ｄｃ軸を基準に推定する磁極位置推定手段とを備え、
   前記電動機検出電流は、ｑｃ軸電流とｄｃ軸電流とに分解され、
   前記ｄｃ軸電流は、前記目標値に基づいてベクトル演算された前記ｑｃ軸電流の指令値に基づいて、前記非突極型同期電動機の磁束が磁気飽和する値に設定されていることを特徴とする同期電動機の駆動システム。
2. 前記磁気飽和する値は、前記非突極型同期電動機に使用されるコアの磁気特性で決まる値であることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機の駆動システム。
3. 前記磁極位置推定手段は、前記高周波電流抽出手段で抽出した高周波抽出電流を、前記非突極型同期電動機の固定子巻線に鎖交する磁束の方向であるφ軸の成分と、このφ軸に直交する軸であるｚ軸の成分とに分離し、少なくとも何れか一方の成分に基いて、磁極位置を推定することを特徴とする請求項１に記載の同期電動機の駆動システム。
4. 前記非突極型同期電動機は、永久磁石型同期電動機であり、
   前記制御装置は、前記検出した電動機検出電流に基いて、前記非突極型同期電動機が備える永久磁石の温度を推定する温度推定手段をさらに備え、
   前記温度推定手段が推定した前記永久磁石の温度に基いて、前記ｄｃ軸電流を調整することを特徴とする請求項１に記載の同期電動機の駆動システム。
5. 前記制御装置は、前記電動機検出電流の高周波成分の大きさに基いて、前記高周波信号の振幅の大きさを調整することを特徴とする請求項１に記載の同期電動機の駆動システム。
6. 前記高周波信号生成手段は、
   前記同期電動機を停止状態から始動する前に、前記電動機電流が平均値の大きさを一定にしながら少なくとも４つの位相に順番に流れるようにすると共に、前記電動機電流を流す位相に揃えた位相で前記高周波信号を印加し、
   前記磁極位置推定手段は、前記高周波抽出電流を用いることにより前記非突極型同期電動機の磁極位置を推定することを特徴とする請求項１に記載の同期電動機の駆動システム。
7. 非突極型同期電動機に交流電力を供給する電力変換器にＰＷＭ制御信号を送信して前記非突極型同期電動機の回転を目標値にｄｑベクトル制御する同期電動機の制御装置であって、
   前記制御装置は、
   ｄｃ軸に位相を一致させた高周波信号を生成する高周波信号生成手段と、
   前記目標値、及び前記非突極型同期電動機に流れる電動機電流の値に基づいて、ベクトル演算された電圧指令値と前記高周波信号の電圧値とを加算した加算電圧値にパルス幅が比例する前記ＰＷＭ制御信号を生成する制御信号生成手段と、
   前記電動機電流の値から高周波電流を抽出する高周波電流抽出手段と、
   前記高周波電流抽出手段で抽出した高周波抽出電流を用いて、前記非突極型同期電動機の磁極位置を、前記ｄｃ軸を基準に推定する磁極位置推定手段とを備え、
   前記電動機電流の値は、ｑｃ軸電流とｄｃ軸電流とに分解され、
   前記ｄｃ軸電流は、前記目標値に基づいてベクトル演算された前記ｑｃ軸電流の指令値に基づいて、前記非突極型同期電動機の磁束が磁気飽和する値に設定されていることを特徴とする同期電動機の制御装置。

Images