JP5268498B2 - 像振れ補正装置、光学機器および撮像装置、ならびに像振れ補正装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、手振れに起因する像振れを補正する像振れ補正装置、光学機器および撮像装置、ならびに像振れ補正装置の制御方法に関するものである。

スチルカメラ、ビデオカメラに代表される撮像装置あるいはこれらに装着可能なレンズユニットにおいて、外部から与えられた手振れ等の振れを補正する方式として、光学式像振れ補正方式と撮像素子式像振れ補正方式等がある。

これらの方式は、振れの度合いを検出する振れ検出センサからの信号に対して、Ａ／Ｄ変換器を通してデジタル信号処理を行い、振れ補正量を算出してＤ／Ａ変換し、その後に像振れ補正用の補正手段、詳しくはシフトレンズもしくは撮像素子を駆動している。

ここで、振れの度合いの検出には角速度センサがよく使用されており、この角速度センサは圧電素子等の振動材を一定周波数で振動させ、回転運動成分により発生するコリオリ力による力を電圧に変換して角速度信号を得ている。

上記角速度センサは、センサ出力のオフセットばらつきや、センサ自体が発生する熱やセンサの周辺に配置されたＩＣによる温度の急激な変化により出力に温度ドリフト現象が発生することが知られている。そのため、従来から角速度センサの出力のオフセット及び温度ドリフト現象の発生を除去するために、振れ検出部において角速度センサの出力を処理するコンデンサと抵抗から構成されるアナログフィルタをもつ構成が広く使用されてきた。そして、振れ検出部にて検出された振れ信号から得られる振れ補正量をＤ／Ａ変換し、上記のように像振れ補正用の補正手段（シフトレンズもしくは撮像素子）を駆動して、像振れ補正を行うようにしている。

ここで、Ａ／Ｄ変換、デジタル信号処理、およびＤ／Ａ変換を行う装置としては、マイクロコンピュータが使用されており、複数の所定周波数を遮断するフィルタと積分フィルタで構成されている。これらフィルタとしては非再帰型デジタルフィルタと再帰型デジタルフィルタがある。

図１２（ａ）は、非再帰型１次デジタルフィルタの全体ブロック図である。非再帰型デジタルフィルタは、再帰型デジタルフィルタに比べると、フィードフォワード部のみから構成されていると言える。今回サンプリングにおける入力値をＸ［ｎ］としたとき、前回サンプリングにおける入力値はＸ［ｎ−１］となり、この値が非再帰型デジタルフィルタにおける中間値である。つまり、非再帰型デジタルフィルタにおいては遅延素子Ｚ^−１通過後の値が中間値に相当する。

図１２（ｂ）は、フィードフォワード部のゲインを定数ａ，ｂと設定したときの演算式を表している。所望の特性を持つフィルタとして構成するためには、上記定数ａ，ｂの値および符号を適切に設定する。この定数の設定により、デジタルハイパスフィルタやデジタルローパスフィルタとすることができる。また、２次以降の高次デジタルフィルタは、遅延素子Ｚ^−１を増やすことにより実現されるが、次数に応じて中間値の数は増えることになる。

図１２（ｃ）は、再帰型１次デジタルフィルタの全体ブロック図である。再帰型デジタルフィルタはフィードフォワード部とフィードバック部から構成されている。再帰型デジタルフィルタにおいて中間値とはフィードバック部の算出結果であり、ここでは図に示すＺ［ｎ］が今回サンプリングにおける中間値である。Ｚ^−１は遅延素子であり、遅延素子通過後の値は前回サンプリングを表す。デジタルフィルタの次数は、この遅延素子によって定まる。

図１２（ｄ）は、再帰型デジタルフィルタのフィードバック部を抽出した図である。サンプリング周期をｎで表したとき、今回サンプリングにおける入力値Ｘ［ｎ］と前回サンプリングにおける中間値Ｚ［ｎ−１］から今回サンプリングにおける中間値Ｚ［ｎ］を算出する。

図１２（ｅ）は、再帰型デジタルフィルタのフィードフォワード部を抽出した図である。サンプリング周期をｎで表したとき、今回サンプリングにおける中間値Ｚ［ｎ］と前回サンプリングにおける中間値Ｚ［ｎ−１］から今回サンプリングにおける出力値Ｙ［ｎ］を算出する。

図１２（ｆ）は、フィードフォワード部、フィードバック部それぞれのゲインを定数ａ，ｂ，ｃと設定したときの演算式を表している。また、２次以降の高次デジタルフィルタは、遅延素子Ｚ^−１を増やすことにより実現されるが、次数に応じて中間値の数は増えることになる。

光学式像振れ補正方式は、振れ補正量を用いて算出される駆動目標位置へ補正手段であるシフトレンズを光軸に直交する平面内で移動させることにより、撮像素子上の像振れを補正する（撮像素子上に結像された画像から画像振れを取り除く）方式である。また、撮像素子式像振れ補正方式は、振れ補正量を用いて算出される駆動目標位置へ補正手段である撮像素子を光軸に直交する平面内で移動させることにより、該撮像素子上の像振れを補正する方式である。何れの方式であっても後述の本発明を適用できるため、以下、光学式像振れ補正方式の構成を例として説明を行う。

上記方式の像振れ補正機能を有する撮像装置では、振れ補正量分の移動をシフトレンズ駆動部へ指令して、制御対象であるシフトレンズが駆動目標位置に達したとき、該シフトレンズの実位置を取得する。そして、これら駆動目標位置と実位置の偏差を零（ゼロ）にするようなフィードバック制御を行っている。

撮像装置の像振れ補正技術および振れ検出部に関しては、例えば特許文献１にて開示されている。

手振れ等による像振れ補正機能を有する撮像装置であるカメラにおいて、振れ信号を検出するための振れ検出部は、例えば図１３で示すような構成になっている。角速度を検出する角速度センサ４０１よりの出力はアナログハイパスフィルタ（以下、アナログＨＰＦ）を構成する、直流低減カット用のコンデンサ４０２と抵抗器４０９に入力される。なお、抵抗器４０９は、抵抗４０６，４０７、及びアナログＨＰＦ制御部４１０により制御されるフィルタ定数変更スイッチ４０８により構成される。アナログＨＰＦの出力は増幅器４０３により増幅されてＡ／Ｄ変換器４０４を介してデジタル数値化され、マイコン（制御部）に具備されるデジタルハイパスフィルタ（以下、デジタルＨＰＦ）を通して帯域制限されて使用される。

上述した振れ検出部においては、電源ＯＮ時において、角速度センサ４０１からの信号と増幅器４０３に入力される基準電圧との直流レベルに差がある。そのため、コンデンサ４０２に差分充電されるまでの間、アナログＨＰＦの出力（フィルタ出力）である直流レベルは基準電圧のレベルとはならない。そのため、電源ＯＮ後のフィルタ出力が収束するまでの間、フィルタ出力後の信号を使用した像振れ補正制御は正しく機能しないといった問題が生じてしまう。

この点に鑑み、特許文献１では、角速度センサの出力を処理するフィルタ部と、フィルタを制御する制御部とを備える装置を提案している。そして、電源がＯＮして角速度センサにより補正角度信号（振れ補正量）を得るまでの間、制御部は振れ補正量により像振れ補正が行われない状態とする。同時に制御部は、所定時間内はフィルタ定数変更スイッチにより、アナログＨＰＦを構成する抵抗器に対して基準電圧に接続した抵抗器を並列に接続する。このことにより、上記フィルタ定数を変更してデジタルＨＰＦの収束時間を改善するようにしている。

上記技術を使用することにより、図１４（ａ）に示すように、角速度センサが揺らされていない状態で撮像装置の電源がＯＮされた場合には、アナログＨＰＦ後の角速度出力を基準電圧（定常値）に急速に収束させることが出来る。
特許第３４１６９５３号

しかしながら、この方式は電源ＯＮ後のフィルタ定数の変更時間を固定時間で設定している。そのため、例えば図１４（ｂ）で示すように、電源ＯＮ後に撮像装置が大きく振られ、姿勢が安定しないような状態が長時間続いたとする。この場合には、角速度出力が安定しない状態でフィルタ定数をカットオフ周波数の低い状態に切り換えてしまう（戻してしまう）場合が起こり得る。このような場合、アナログＨＰＦのカットオフ周波数は低いために、アナログＨＰＦを構成するコンデンサの電荷が、基準電圧値（角速度出力定常値）から大きく離れた状態から、ゆっくりとした時定数で基準電圧まで収束する。このため、アナログＨＰＦのフィルタ定数復帰後の振れ信号が安定せず、像振れ補正を正しく行えないという問題があった。

（発明の目的）
本発明の目的は、電源投入後の振れ検出出力の収束時間および収束状態と判定した後のフィルタ出力の変動を改善することできる像振れ補正装置および撮像装置を提供しようとするものである。

上記目的を達成するために、本発明は、振れを検出する振れ検出手段と、第１の周波数帯域と当該第１の周波数帯域よりも高い第２の周波数帯域とでカットオフ周波数を切り替え可能であり、前記振れ検出手段からの振れ信号を通過させるフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する変換手段と、前記デジタル信号に基づいて補正部材を駆動することで像ぶれを補正する振れ補正手段と、前記変換手段により変換された振れ信号に対して前記フィルタ手段のカットオフ周波数を第１の周波数帯域と第２の周波数帯域とで切り替える切替手段とを有し、前記切替手段は、装置の電源が入ったときに前記フィルタ手段のカットオフ周波数を前記第２の周波数帯域に設定し、前記フィルタ手段からの出力の収束状態に基づいて前記フィルタ手段のカットオフ周波数を前記第２の周波数帯域から前記第１の周波数帯域に切り替えることを特徴とする像振れ補正装置とするものである。

同じく上記目的を達成するために、本発明は、上記本発明の像振れ補正装置を具備する光学機器もしくは撮像装置とするものである。

本発明によれば、電源投入後の振れ検出出力の収束時間および収束状態と判定した後のフィルタ出力の変動を改善することができる像振れ補正装置または撮像装置を提供できるものである。

本発明を実施するための最良の形態は、以下の実施例１ないし３に示す通りである。

図１は本発明の実施例１に係る像振れ補正機能を有する撮像装置を示す構成図である。図１において、１０１はズームユニットであり、変倍を行うズームレンズを含む。１０２はズーム駆動制御部であり、ズームユニット１０１の駆動を制御する。１０３は光軸１００に対して直交する平面内での位置を変更することが可能な像振れ補正用の補正手段の一例であるシフトレンズである。１０４はシフトレンズ駆動制御部であり、シフトレンズ１０３の駆動を制御する。省電力時には、後述の制御部１１９によりシフトレンズ駆動制御部１０４への電源供給が停止される。

１０５は絞り・シャッタユニットである。１０６は絞り・シャッタ駆動制御部であり、絞り・シャッタユニット１０５の駆動を制御する。１０７はフォーカスユニットであり、ピント調節を行うレンズを含む。１０８はフォーカス駆動制御部であり、フォーカスユニット１０７の駆動を制御する。

１０９はＣＣＤ等の撮像素子が用いられる撮像部であり、各レンズ群を通ってきた光像を電気信号に変換する。１１０は撮像信号処理部であり、撮像部１０９から出力された電気信号を映像信号に変換処理する。１１１は映像信号処理部であり、撮像信号処理部１１０から出力された映像信号を用途に応じて加工する。１１２は表示部であり、映像信号処理部１１１から出力された映像信号に基づいて、必要に応じて画像表示を行う。１１３は表示制御部であり、撮像部１０９および表示部１１２の動作や表示を制御する。

１１４は角速度センサ等よりなる振れ検出部であり、撮像装置に与えられた振れの度合いを検出する。１１５は電源部であり、システム全体に用途に応じて電源を供給する。１１６は外部入出力端子部であり、外部との間で通信信号及び映像信号を入出力する。１１７はシステムを操作するための操作部である。１１８は記憶部であり、映像情報など様々なデータを記憶する。１１９はシステム全体を制御するマイコンよりなる制御部である。

次に、上記の構成を持つ撮像装置の動作について説明する。

操作部１１７は、押し込み量に応じて第１スイッチ（ＳＷ１）および第２スイッチ（ＳＷ２）が順にオンするように構成されたシャッタレリーズボタンを有している。シャッタレリーズボタンが約半分押し込まれたときに第１スイッチがオンし、シャッタレリーズボタンが最後まで押し込まれたときに第２スイッチがオンする構造となっている。そして、第１スイッチがオンされると、制御部１１９は、フォーカス駆動制御部１０８を介してフォーカスユニット１０７を駆動してピント調節を行わせる。同時に、絞り・シャッタ駆動制御部１０６を介して絞り・シャッタユニット１０５を駆動して適正な露光量に設定させる。さらに第２スイッチがオンされると、制御部１１９は、撮像部１０９にて露光された光像から得られた画像データを記憶部１１８に記憶させる。

このとき、操作部１１７より像振れ補正機能を有効にする指示があれば、制御部１１９は、シフトレンズ駆動制御部１０４に像振れ補正動作を指示する。すると、指示を受けたシフトレンズ駆動制御部１０４が、像振れ補正機能無効の指示がなされるまでシフトレンズ１０３を駆動、つまり光軸１００と直交する平面内で振れをキャンセルする方向にシフトレンズ１０３を移動させ、像振れ補正の動作を行う。

上記操作部１１７が一定時間操作されなかった場合、制御部１１９は、省電力のために表示部１１２やシフトレンズ駆動制御部１０４への電源を遮断する。

また、この撮像装置では、静止画撮影モードと動画撮影モードのうちの一方を操作部１１７より選択可能であり、それぞれのモードにおいて各駆動制御部の動作条件を変更することができる。

また、操作部１１７により変倍の指示があると、制御部１１９は、ズーム駆動制御部１０２を介してズームユニット１０１を駆動して、指示されたズーム位置にズームレンズ１０１を移動させる。それとともに、撮像部１０９から送られた各信号処理部１１０，１１１にて処理された画像情報に基づいて、フォーカス駆動制御部１０８を介してフォーカスユニット１０７を駆動してピント調節を行わせる。

図２は、像振れ補正装置を形成するシフトレンズ駆動制御部１０４の内部構成およびその前段の回路構成を示すブロック図である。

まず、シフトレンズ駆動制御部１０４の前段側の構成について説明する。１１４ａは通常姿勢の撮像装置の垂直方向（ピッチ方向）の振れを検出する縦方向振れ検出部、１１４ｂは通常姿勢の撮像装置の水平方向（ヨー方向）の振れを検出する横方向振れ検出部である。４１３ａ，４１３ｂはそれぞれ制御部１１９に含まれる防振制御部であり、ピッチ方向およびヨー方向の振れ補正量を算出してシフトレンズ１０３の駆動目標位置を決定し、シフトレンズ駆動制御部１０４に出力する。

次に、シフトレンズ駆動制御部１０４内の構成について説明する。３０１ａ，３０１ｂはピッチ方向およびヨー方向のフィードバック制御部としてのＰＩＤ部であり、上記の駆動目標位置とシフトレンズ１０３の現在の位置を示す後述の実位置信号との偏差から制御量を求め、位置指令信号を出力する。３０２ａ，３０２ｂはピッチ方向およびヨー方向のドライブ部であり、ＰＩＤ部３０１ａ，３０１ｂから送られて来た位置指令信号に基づき、シフトレンズ１０３を駆動する。３０３ａ，３０３ｂはピッチ方向およびヨー方向の位置検出部であり、シフトレンズ１０３のそれぞれの方向の現在位置を検出して実位置信号をＰＩＤ部３０１ａ，３０１ｂに出力する。

次に、シフトレンズ駆動制御部１０４によるシフトレンズ１０３の位置制御について説明する。

シフトレンズ１０３の位置制御では、振れ検出部１１４ａ，１１４ｂからの撮像装置の振れ出力（振れ信号）に基づいて、ピッチ方向およびヨー方向にシフトレンズ１０３を駆動する。シフトレンズ１０３には磁石が付けられており、この磁石の磁場を位置検出部３０３ａ，３０３ｂが検出し、該シフトレンズ１０３の実位置信号をＰＩＤ部３０１ａ，３０１ｂに出力する。ＰＩＤ部３０１ａ，３０１ｂは、入力される実位置信号が、防振制御部４１３ａ，４１３ｂから送られて来る駆動目標位置にそれぞれ収束するようなフィードバック制御を行う。このとき、ＰＩＤ部３０１ａ，３０１ｂでは、比例（Ｐ）制御、積分（Ｉ）制御、及び微分（Ｄ）制御を選択的に組み合わせたＰＩＤ制御が行われる。

以上により、撮像装置に手振れなどの振れが発生しても、像振れを適正に補正することができる。

図３は、図２の振れ検出部１１４（１１４ａもしくは１１４ｂ）および防振制御部４１３（４１３ａもしくは４１３ｂ）を具備する制御部１１９の振れ検出系の詳細な構成を示すブロック図であり、図１３と同じ部分は同一符号を付してある。

４０１は振れであるところの角速度を検出する角速度センサであり、この出力は直流低減カット用のコンデンサ４０２と抵抗器４０９により構成されるアナログＨＰＦに入力される。４０３はアナログＨＰＦの出力を増幅してＡ／Ｄ変換器４０４に出力する増幅器である。なお、抵抗４０６，４０７およびフィルタ定数変更スイッチ４０８により抵抗器４０９が構成されている。以上の角速度センサ４０１からＡ／Ｄ変換器４０４までにより、図２に示した例えば振れ検出部１１４ａに相当する振れ検出部１１４が構成される。なお、振れ検出部１１４ｂも同様であるのでその説明は省略する。

４０５はデジタル数値化されたアナログＨＰＦの出力の帯域制限（カットオフ周波数）を行うデジタルＨＰＦである。具体的には、角速度センサの持つ低域のＤＣオフセット成分、あるいは温度変化によるドリフト成分を取り除くために、例えば０．１Ｈｚ程度のカットオフ周波数を持つデジタルＨＰＦを構成する。４１３は防振制御部であり、図２に示した例えば防振制御部４１３ａに相当する。６０２はデジタルＨＰＦ４０５とは異なるカットオフ周波数を持つデジタルＨＰＦ、６０３はデジタルＬＰＦである。６０４は遅延素子（１／Ｚ）、６０５は加算器、６０６はフィルタ出力が収束したか否かを判定する収束判定部である。４１０は上記デジタルＨＰＦ６０２から収束判定部６０６までにより構成されるアナログＨＰＦ制御部である。以上のデジタルＨＰＦ４０５、防振制御部４１３およびデジタルＨＰＦ制御部４１０は、制御部１１９に具備されている。

次に、図３を用いて、図４のフローチャートにしたがって撮像装置の電源ＯＮ後のアナログＨＰＦ制御部４１０による起動処理について説明する。

撮像装置の電源ＯＮ（Ｓ７０１）後、まずアナログＨＰＦ制御部４１０は抵抗器４０９内のフィルタ定数変更スイッチ４０８をＯＮにし（Ｓ７０２）、アナログＨＰＦのカットオフ周波数を高くし、フィルタの収束速度を速い状態に設定する。つまり、アナログＨＰＦの定数を定常値から変更する。角速度センサ４０１により検出された角速度信号はカットオフ周波数を高くされたアナログＨＰＦを通過し、増幅器４０３によって増幅され、Ａ／Ｄ変換器４０４にてデジタル数値化される。デジタル数値化された角速度信号は制御部１１９により取得され（Ｓ７０３）、デジタルＨＰＦ４０５に入力されてここで低周波数帯域のオフセットが除去され、実際に防振制御のための光学系の制御を行う防振制御部４１３に入力される。

一方、デジタル数値化された角速度信号はアナログＨＰＦの定数変更を制御するアナログＨＰＦ制御部４１０にも入力される。アナログＨＰＦ制御部４１０内では、Ａ／Ｄ変換器４０４によりデジタル数値化された角速度信号をデジタルＨＰＦ４０５とは異なるカットオフ周波数を持つデジタルＨＰＦ６０２を通す（Ｓ７０４）。このことで、低周波数領域のオフセットが除去される。以下、このデジタルＨＰＦ６０２の処理後の出力を信号ＨＰＦ＿ＯＵＴとする。信号ＨＰＦ＿ＯＵＴはさらにデジタルＬＰＦ６０３により高周波数帯域に存在するノイズ成分が除去される（Ｓ７０５）。以下、デジタルＬＰＦ６０３の処理後の出力を信号ＬＰＦ＿ＯＵＴとする。

このように２つのデジタルフィルタを通した信号をアナログＨＰＦ制御部４１０でのアナログＨＰＦの収束判定に使用する。このことで、低周波数帯に存在するオフセットと、高周波数帯に存在するノイズによる影響を受けず、誤検出することなく正確にフィルタ出力が収束したか否かの判定を行える。また、防振制御に影響する周波数帯域を決めるデジタルＨＰＦ４０５とは別系統でデジタルＨＰＦ６０２及びデジタルＬＰＦ６０３を設計する。具体的には、角速度センサの持つオフセット成分による収束誤判定を避けるためのＨＰＦと、高周波のノイズ成分による誤判定を避けるためのＬＰＦを組み、例えば１Ｈｚ〜１０Ｈｚに帯域を制限して収束判定を行う。こうすることで、収束判定に最も影響する周波数帯の信号を使用して収束判定を行える。

本実施例１では、アナログＨＰＦ制御部４１０で使用するデジタルＨＰＦ６０２と防振制御で使用するデジタルＨＰＦ４０５とが異なるカットオフ周波数を持つ場合を示している。しかし、これらは同一のカットオフ周波数を使用してもよく、その場合には同じデジタルＨＰＦを使用することで、制御プログラムの容量を減らすことが可能である。

また、アナログＨＰＦ制御部４１０は、信号の収束判定を行う制御サンプリング毎に遅延素子６０４により一つ前のサンプリングにおけるデジタルＬＰＦ６０３を通過後の信号ＬＰＦ＿ＯＵＴを信号ＬＰＦ＿ＯＵＴ＿ＯＬＤとして保持している（Ｓ７０７）。この１サンプリング前の信号ＬＰＦ＿ＯＵＴ＿ＯＬＤと、今回のサンプリングで得た信号ＬＰＦ＿ＯＵＴとの差分量を加算器６０５により算出する（Ｓ７０６）。以下、算出された差分量を信号ＬＰＦ＿ＥＲＲＯＲとする。

そして、上記信号ＬＰＦ＿ＥＲＲＯＲと信号ＨＰＦ＿ＯＵＴの絶対値（ＡＢＳ）の両方が、予め決められた所定のスレッシュレベル（ＬＰＦ＿ＥＲＲＯＲ＿ＴＨＲおよびＨＰＦ＿ＴＨＲ）より小さくなる状態が所定時間の間連続で続いたかを判定（Ｓ７０８）する。つまり、収束判定部６０６によりフィルタ出力が収束したか否かを判定する。この結果、収束していないと判定されない場合には、再度ステップＳ７０３に戻り、角速度信号の取得からの処理を繰り返す。

ここで、上記収束判定では、デジタルＬＰＦ６０３を通過後の信号の差分量とＨＰＦ＿ＯＵＴから判定する方法を示したが、図６のフローチャートで示すようにしても良い。つまり、デジタルＬＰＦ６０３を通過後の信号の所定時間の平均値（Ａｖｅｒａｇｅ）を得る（Ｓ１２０１）。そして、この平均値とＨＰＦ＿ＯＵＴの絶対値の両方が予め決められた所定のスレッシュレベル（ＬＰＦ＿ＡＶＧ＿ＴＨＲおよびＨＰＦ＿ＴＨＲ）より小さくなる状態が所定時間の間連続で続いたかを判定（Ｓ１２０２）する。このような方法でも同様に収束判定を行うことが可能である。

上記ステップＳ７０８によりフィルタ出力が収束したと判定した場合には、フィルタ定数変更スイッチ４０８をＯＦＦにする（Ｓ７０９）ことで、アナログＨＰＦのカットオフ周波数を本来の低い状態に変更する。つまり、アナログＨＰＦの定数を定常値に戻す。そして、起動処理を終了する（Ｓ７１０）。

ここで、上記のように特定の周波数帯域のみ抽出した振れ信号（角速度信号）の差分量（変化量）だけを収束判定に使用せず、デジタルＨＰＦ６０２を通した信号ＨＰＦ＿ＯＵＴも同時に観測する理由を述べる。

角速度センサ４０１により得られる振れ信号は、通常非常に小さな出力電圧であるため、増幅器４０３により次段のＡ／Ｄ変換器４０４で取得できる程度まで増幅して使用される。例えば、撮像装置の電源ＯＮ後に一定速度である一方向へパンニングされ続けたとする。この場合、増幅された振れ信号はＡ／Ｄ変換器４０４のダイナミックレンジを超えてある一方向の値に張り付く（シフトレンズ１０３は機械的端に張り付いたままとなる）虞がある。例えば１０ビットのＡ／Ｄ変換器の場合には、０もしくは１０２３の値を取り続ける。よって、このような場合には特定の周波数帯域のみ抽出した振れ信号の差分量は０となってしまい、あたかも撮像装置の姿勢が静止状態にあるように誤判定してしまう可能性がある。このような誤判定を無くすために、収束判定部６０６では、特定の周波数帯域のみ抽出した振れ信号の差分量（ＬＰＦ−ＥＲＲＯＲ）とデジタルＨＰＦ６０２通過後の信号ＨＰＦ＿ＯＵＴの両方をみて収束判定を行うようにしている。

図５は、撮像装置の電源ＯＮ後の従来方式と本実施例１による制御方式による角速度センサ４０１の出力信号（振れ出力）波形の一例を示したものである。上記のような制御を行うことにより、図５で示すように、固定時間（図１３（ｂ）参照）でアナログＨＰＦの定数を定常値に戻す従来方式に比べて、フィルタ定数復帰後の振れ出力の収束を早めることが出来る。

以上のように、像振れ補正機能を有する撮像装置には、角速度センサ４０１の出力オフセットおよび温度変化によるドリフト現象の影響を除去するために、アナログＨＰＦが付加されている。このような構成の場合、撮像装置の電源ＯＮ後の収束時間改善のためのフィルタ定数復帰および像振れ補正制御の開始を、従来技術のように固定時間で行うのではなく、以下のようにするようにしている。

つまり、アナログＨＰＦ制御部４１０にて、アナログＨＰＦの出力信号およびデジタフィルタ出力信号の所定時間の平均値、あるいは、像振れ補正制御サンプリング間（振れ補正量を算出する所定のサンプリング間）の信号変化を監視する。そして、フィルタ出力の収束と撮像装置姿勢の静止状態を確認してフィルタの定数復帰を行うようにしている。

ここで、撮像装置の静止状態の確認と収束の確認の関係について簡単に説明する。なお、静止状態の確認はＡＢＳ（ＨＰＦ＿ＯＵＴ）に、フィルタ出力の収束はＡＢＳ（ＬＰＦ＿ＥＲＲＯＲ）に相当する。フィルタ出力の収束は、フィルタの出力を差分で判定しているため、上記に説明しているように、一定速度で一方向へパンニングした際のＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを越えた場合にも収束と判定してしまう虞がある。そのため、フィルタの出力（ＨＰＦ＿ＯＵＴ）がＡＤ変換後のデジタル値で中央付近（０−１０２３のＤＡＣ値で５１２付近）にあるという静止状態（パンニングしていないこと）の確認も必要になる。

次に、図７を用いて本発明の実施例２に係わる撮像装置について説明する。なお、図１や図２は実施例１と同様であるので、その説明は省略する。図７は本実施例２に係わる振れ検出部１１４および制御部１１９の振れ検出系の詳細な構成を示すブロック図であり、図３と同じ部分は同一符号を、その詳細は省略する。

本発明の実施例２では、上記実施例１に対して、増幅器９０１およびＡ／Ｄ変換器９０２をもう一系統追加した構成にしている。

上記実施例１では、アナログＨＰＦを通した後の信号を、防振制御部４１３で使用すると共に、アナログＨＰＦ制御部４１０でフィルタ出力の収束判定のための信号としても使用していた。この場合、角速度センサ４０１で検出される信号は一般に非常に小さな電圧レベルであるため、この微弱な信号を防振制御に使用するためには増幅器４０３により非常に大きなゲインをかけて増幅してやる必要がある。

一方、増幅後の信号をデジタル値として取得するためのＡ／Ｄ変換器４０４はダイナミックレンジが決まっており、例えば１０ビットの幅を持つＡ／Ｄ変換器の場合には０から１０２３までで表現される範囲内で制御を行う必要がある。防振制御で使用される角速度のレンジは一般に微小な振れ成分を想定しているために、出来るだけ増幅器４０３による増幅度を大きくしてやり、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジをフルに使用する必要がある。

しかし、本発明におけるアナログＨＰＦ制御部４１０による角速度信号の収束判定では、撮像装置が大きく振られた場合なども想定している。このため、角速度センサ４０１の出力変化が大きいため、増幅器４０３によりあまりに大きな増幅を行った場合には、すぐにＡ／Ｄ変換器４０４のレンジを超えてしまう虞がある。よって、正しく収束判定を行えない懸念がある。

そこで、本実施例２では、防振制御用の信号を生成する増幅器４０３およびＡ／Ｄ変換器４０４とは別に、アナログＨＰＦ制御部４１０で使用する信号を生成するための専用の増幅器９０１およびＡ／Ｄ変換器９０２を別系統としてもう一組持つ構成としている。

ここで、増幅器９０１の増幅率は一般に防振制御部４１３側に使用する増幅器４０３より十分小さな増幅率を持つ。増幅器９０１の増幅率に関しては、撮像装置の電源ＯＮ後に想定している動作（振り上げ動作等）を考慮してＡ／Ｄ変換器９０２のレンジ内に納まる範囲で決定する。

以上のような構成にすることで、アナログＨＰＦ制御部４１０による収束判定を、より正確に判定することが可能となる。

次に、図８ないし図１１を用いて、本発明の実施例３に係わる撮像装置について説明する。なお、図８は、上記実施例１における図３に相当するブロック図であり、図９はアナログＨＰＦの出力にオフセット補償量を加算する部分の構成を示すブロック図である。また、図１０は撮像装置の起動時の動作を示すフローチャートであり、図１１は角速度出力の一例を示す図である。

図８において、上記実施例１の図３の構成に対して、Ａ／Ｄ変換器４０４の出力信号にオフセット補償量を加算する加算器１０００、および、オフセット補償量を推定するオフセット推定器１００１を付加している。さらには、オフセット推定器１００１内の遅延素子１００３に初期値を設定するための中間値設定スイッチ１００２を付している。

図９に、オフセット推定器１００１等の詳細なブロック図を示している。

図９（ａ）からわかるように、Ａ／Ｄ変換器４０４によりデジタル値に変換した後の信号（アナログＨＰＦ通過後の角速度出力）に対して、加算器１０００により、オフセット推定器１００１により推定されたオフセット補償量を符号反転して加算する。そして、オフセット補償量を加算の後、角速度出力としている。

オフセット量推定器１００１は、図９（ｂ）で示すように、図１２（ｃ）で説明した再帰型デジタルフィルタと同じ構成で、入力Ｘ［ｎ］がない点が異なる。また、デジタルフィルタ演算の途中結果である中間値は外部から設定可能である。本実施例３では、１次の再帰型デジタルフィルタ構成をオフセット補償器１００１として使用したが、同様に多次数型、非再帰型のデジタルフィルタについても適用可能である。

次に、本実施例３における処理について、図１０のフローチャートを用いて説明する。

電源ＯＮ（Ｓ７０１）後の処理に関しては、基本的に実施例１と同様であり、同様の部分は同一のステップ番号を付してある。異なる点は、所定時間経っても収束条件を満たさない場合の処理（ステップＳ１３００〜Ｓ１３０５）を加え、電源ＯＮ後、長時間撮像装置が揺らされつづけた場合には、タイムアウト時間を設け、強制的にフィルタ定数変更スイッチ４０８をＯＦＦする点である。

つまり、単にフィルタ定数変更スイッチ４０８をＯＦＦした場合には、従来の方式と同様に、フィルタ定数復帰後の出力信号が、基準電圧まで収束するのに時間がかかるという問題が発生してしまう。

そこで、本実施例３では、所定時間経っても収束条件を満たさない場合に（Ｓ１３００のＹＥＳ）、Ａ／Ｄ変換器４０４により変換したアナログＨＰＦ通過後の信号を取得する。そして、中間値設定スイッチ１００２をＯＮした後、ＯＦＦすることで、オフセット推定器１００１内の中間値の初期値として設定する（Ｓ１３０１）。その後、アナログＨＰＦ制御部４１０によりフィルタ定数変更スイッチ４０８をＯＦＦにする（Ｓ１３０２）。中間値設定スイッチ１００２及びフィルタ定数変更スイッチ４０８のＯＮ，ＯＦＦのタイミングはどちらもアナログＨＰＦ制御部４１０で制御する。これにより、ほぼ同一タイミングで設定される。

次に、オフセット推定器１００１により、設定された中間値である初期値を用いて、オフセット補償量更新サンプリング毎にオフセット補償量を計算する（Ｓ１３０３）。そして、計算したオフセット補償量をＡ／Ｄ変換器４０４でのＡ／Ｄ変換後の値に加算する（Ｓ１３０４）。そして、オフセット推定器１００１によるオフセット補償量が０もしくは０付近の所定量になったら（Ｓ１３０５のＹＥＳ）、アナログＨＰＦ後の信号は基準電圧に収束したと判定し、オフセット推定器１００１による演算を終了する。

ここで、オフセット推定器１００１について、図９および図１１を用いてその動作原理を説明する。

まず、オフセット推定器１００１を構成するデジタルフィルタの各係数ａ，ｂ，ｃ（図９（ｂ）参照）には、予め決められた収束判定後のアナログＨＰＦのカットオフ周波数（定常値）と同じカットオフ周波数を持つような係数を設定しておく。また、オフセット推定器１００１によるオフセット補償量の更新周期は、Ａ／Ｄ変換器４０４によるアナログＨＰＦ通過後の角速度出力更新周期と同じサンプリング周期に設定する。

フィルタ定数復帰後のアナログＨＰＦの出力は、もしもアナログＨＰＦへの入力がない場合には、フィルタ定数復帰直後のコンデンサの電荷から、図１１（ａ）で示すように、フィルタの時定数に応じた値を初期値応答として出力し続ける。そして、最終的に角速度出力定常値に収束する。このアナログＨＰＦの初期応答出力の逆の値を図１１（ｂ）で示すようにデジタルオフセット量としてアナログＨＰＦ出力から差し引くことが出来れば、図１１（ｃ）のように、アナログＨＰＦのフィルタ定数復帰後のオフセット出力を除去することが出来る。

先に説明したように、フィルタ定数復帰後のアナログＨＰＦのオフセット出力は、フィルタ定数復帰直後のアナログフィルタ出力とアナログフィルタ時定数から一意に決定される。このため、アナログＨＰＦと同じカットオフ周波数、更新周期を持つデジタルフィルタを構成し、アナログＨＰＦの定数復帰タイミングでデジタルフィルタの中間値にアナログＨＰＦの出力値を設定する。このことで、アナログＨＰＦの初期応答と同じ出力値を計算から求めることが出来る。

このようにして得られたデジタルフィルタ出力値を符号反転してオフセット補償量としてアナログフィルタ定数復帰後に加算することで、定数復帰後のオフセットの影響を低減することが出来る。

なお、本実施例３では、上記実施例１の構成に対してオフセット推定器１００１を加えた構成について説明したが、上記実施例２の構成に対してオフセット推定器１００１を加えた構成についても同様である。

上記実施例３によれば、アナログＨＰＦ制御部４１０によるフィルタの収束がある規定時間過ぎても検出できなかった場合には、フィルタ定数復帰を強制的に行う。また、これと同時に、フィルタ定数復帰後のフィルタ収束を早めるために、オフセット推定器１００１によって演算したオフセット補償量を加算器１０００にてデジタルフィルタ出力（Ａ／Ｄ変換器４０４の出力）に加算するようにしている。このことで、撮像装置の電源ＯＮ後の角速度センサ４０１の出力の収束時間およびアナログフィルタ定数復帰後のフィルタ出力信号の変動を改善することが可能となる。

本発明の実施例１に係る撮像装置の全体構成を示すブロック図である。 図１のシフトレンズ駆動制御部の構成およびその前段の回路構成を示すブロック図である。 図２に示す振れ検出部および制御部の構成およびその前段の回路構成を示すブロック図である。 本発明の実施例１に係る撮像装置の主要部分の動作を示すフローチャートである。 撮像装置の電源ＯＮ後の従来方式と本実施例１による制御方式による角速度センサの出力信号波形の一例を示す図である 本発明の実施例１に係る撮像装置の主要部分の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施例２に係る振れ検出部および制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例３に係る振れ検出部および制御部の構成を示すブロック図である。 図７のアナログＨＰＦの出力にオフセット補償量を加算する部分の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例３に係る撮像装置の主要部分の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施例３に係る角速度出力信号の一例を示す図である。 非再帰型および再帰型のデジタルフィルタについて説明するための図である。 従来の振れ検出部の構成を示すブロック図である。 従来方式に係る角速度出力信号の一例を示す図である。

符号の説明

１０３ シフトレンズ
１０４ シフトレンズ駆動制御部
１０９ 撮像部
１１４ 振れ検出部
１１９ 制御部
４０１ 角速度センサ
４０２ コンデンサ
４０３ 増幅器
４０４ Ａ／Ｄ変換器
４０５ デジタルハイパスフィルタ
４０６ 抵抗器
４０７ 抵抗器
４０８ フィルタ定数変更スイッチ
４０９ 抵抗器
４１０ アナログＨＰＦ制御部
４１３ 防振制御部
６０２ デジタルＨＰＦ
６０３ デジタルＬＰＦ
６０４ 遅延素子
６０５ 加算器
６０６ 収束判定部
９０１ 増幅器
９０２ Ａ／Ｄ変換器
１０００ 加算器
１００１ オフセット推定器
１００２ 中間値設定スイッチ

Claims (10)

1. 振れを検出する振れ検出手段と、
   第１の周波数帯域と、当該第１の周波数帯域よりも高い第２の周波数帯域とでカットオフ周波数を切り替え可能であり、前記振れ検出手段からの振れ信号を通過させるフィルタ手段と、
   前記フィルタ手段の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する変換手段と、
   前記デジタル信号に基づいて補正部材を駆動することで像ぶれを補正する振れ補正手段と、
   前記変換手段により変換された振れ信号に対して前記フィルタ手段のカットオフ周波数を第１の周波数帯域と第２の周波数帯域とで切り替える切替手段とを有し、
   前記切替手段は、装置の電源が入ったときに前記フィルタ手段のカットオフ周波数を前記第２の周波数帯域に設定し、前記フィルタ手段からの出力の収束状態に基づいて前記フィルタ手段のカットオフ周波数を前記第２の周波数帯域から前記第１の周波数帯域に切り替えることを特徴とする像振れ補正装置。
2. 前記切替手段は、前記フィルタ手段の抵抗値を変更することで前記第１の周波数帯域と前記第２の周波数帯域とを切り替えることを特徴とする請求項１に記載の像振れ補正装置。
3. 前記判定手段は、所定の制御サンプリング間の信号変化量である差分量により、前記フィルタ手段の出力の収束状態を判定することを特徴とする請求項１又は２に記載の像振れ補正装置。
4. 前記判定手段は、前記振れ信号の所定時間間隔における平均値により、前記フィルタ手段の出力の収束状態を判定することを特徴とする請求項１又は２に記載の像振れ補正装置。
5. 前記フィルタ手段が前記第１の周波数帯域を前記第２の周波数帯域に変更される際に前記フィルタ手段の出力信号に現れるオフセット補償量を推定するオフセット推定手段と、
   前記オフセット推定手段によるオフセット補償量を前記フィルタ手段からの出力に加算することによって前記変換手段の出力を打ち消す加算手段とを更に備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の像振れ補正装置。
6. 前記オフセット推定手段は、前記前記フィルタ手段と同じ周波数帯域の信号を通過させるデジタルフィルタであることを特徴とする請求項５に記載の像振れ補正装置。
7. 前記切替手段は、所定時間以内に収束状態と判定されないときは、強制的に前記第１の周波数帯域を予め定められた周波数帯域に変更し、オフセット補償量を加算し始めることを特徴とする請求項５または６に記載の像振れ補正装置。
8. 請求項１乃至７のいずれか１項に記載の像振れ補正装置を具備することを特徴とする光学機器。
9. 請求項１乃至７のいずれか１項に記載の像振れ補正装置を具備することを特徴とする撮像装置。
10. 第１の周波数帯域と当該第１の周波数帯域よりも高い第２の周波数帯域とでカットオフ周波数を切り替え可能であり、前記振れ検出工程からの振れ信号を通過させるフィルタ工程と、
    前記フィルタ工程での出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する変換工程と、
    前記デジタル信号に基づいて補正部材を駆動することで像ぶれを補正する振れ補正工程と、
    前記変換工程にて変換された振れ信号に対して前記フィルタ工程のカットオフ周波数を第１の周波数帯域と第２の周波数帯域とで切り替える切替工程とを有し、
    前記切替工程においては、装置の電源が入ったときに前記フィルタ工程のカットオフ周波数を前記第２の周波数帯域に設定し、前記フィルタ工程からの出力の収束状態に基づいて前記フィルタ工程のカットオフ周波数を前記第２の周波数帯域から前記第１の周波数帯域に切り替えることを特徴とする像振れ補正装置の制御方法。

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