JP5214258B2

JP5214258B2 - Ｐｗｍ信号生成回路、このｐｗｍ信号生成回路を備えた系統連系インバータシステム、及びこのｐｗｍ信号生成回路を実現するためのプログラム

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Publication number: JP5214258B2
Application number: JP2008010535A
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Inventors: 徳行諸富
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Priority date: 2008-01-21
Filing date: 2008-01-21
Publication date: 2013-06-19
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Description

本発明は、直流電力の電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路をＰＷＭ制御するための信号を生成するＰＷＭ信号生成回路、このＰＷＭ信号生成回路を備えた系統連系インバータシステム、及びこのＰＷＭ信号生成回路を実現するためのプログラムに関する。

従来、太陽電池などの直流電源によって生成される直流電力を交流電力に変換して商用電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。系統連系インバータシステムでは、供給電力を商用電力系統に連系させるために、システムの出力電圧（交流電圧）を商用電力系統の電圧（系統電圧）に合わせる構成を要し、例えば、システムの出力段に変圧器を設け、その変圧器で出力電圧を系統電圧に変圧する構成が知られている。また、例えば、特開２００１−１０３７６８号公報に示されるように、系統連系インバータシステムの小型軽量化と製造コスト低減のために、変圧器に代えて直流電源の出力段に昇圧コンバータを設け、直流電源からの出力電圧（直流電圧）を昇圧するトランスレス方式の系統連系インバータシステムも開発されている。

図７は、従来のトランスレス方式の系統連系インバータシステムの基本構成を示すブロック図である。また、図８は、系統連系インバータシステム内に設けられる昇圧コンバータ回路の基本的な回路構成を示す図である。

系統連系インバータシステム１１０は基本構成として、燃料電池や太陽電池などで構成される直流電源１２０、直流電源１２０からの出力電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路１３０、昇圧コンバータ回路１３０の昇圧動作を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号生成回路１６０、昇圧コンバータ回路１３０から出力される直流電力を交流電力に変換して商用電力系統１５０に出力するインバータ回路１４０を含む。なお、インバータ回路１４０の電力変換動作を制御する制御ブロックは省略している。

この系統連系インバータシステム１１０は、直流電源１２０により出力された直流電圧を昇圧コンバータ回路１３０で所定の電圧に昇圧した後、その昇圧コンバータ回路１３０から出力される直流電力をインバータ回路１４０で交流電力に変換して商用電力系統１５０に供給する構成となっている。

系統連系インバータシステム１１０において商用電力系統１５０に連系した後は、インバータ回路１４０は、昇圧コンバータ回路１３０とインバータ回路１４０との間の電圧（以下、必要に応じて「バス電圧」という。）が一定の電圧となるように電圧制御を行い、昇圧コンバータ回路１３０は、直流電源により出力された直流電圧が任意の値となるよう電圧制御を行う。

昇圧コンバータ回路１３０は、図８に示すように、インダクタＬ１、半導体スイッチ素子としてのトランジスタＱ、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１からなる周知の昇圧コンバータ回路で構成されている。なお、半導体スイッチ素子としては、電界効果トランジスタやＩＧＢＴなどを用いることもできる。

昇圧コンバータ回路１３０の昇圧制御は、ＰＷＭ信号生成回路１６０が生成するＰＷＭ信号により行われる。ＰＷＭ信号生成回路１６０は、電圧計１６１、入力電圧目標値設定回路１６２、ＰＩ制御回路１６３、キャリア信号生成回路１６４、比較回路１６５、およびパルス信号生成回路１６６を備えている。

ＰＷＭ信号生成回路１６０は、電圧計１６１により計測された入力電圧と入力電圧目標値設定回路１６２により設定された入力電圧の目標値との偏差のＰＩ制御値をＰＩ制御回路１６３で生成し、比較回路１６５でそのＰＩ制御値と予め設定されているキャリア周波数のキャリア信号との比較を行い、パルス信号生成回路１６６でその比較結果からパルス信号を生成し、昇圧を制御するＰＷＭ信号として昇圧コンバータ回路１３０に出力する。

特開２００１−１０３７６８号公報

ところで、系統連系インバータシステムの直流電源は、多数の電池を直列又は並列に接続して構成されている。この直流電源の出力電圧は、系統連系インバータシステムの設置場所や電池の接続方法によって異なるので、系統連系インバータシステムの入力側の運転電圧範囲（直流電源１２０の出力電圧の範囲）の仕様は比較的広い電圧範囲に設定されている。

系統連系インバータシステム１１０の入力側の運転電圧範囲の仕様が、例えば、３６０〜７００［ｖ］に設定されている場合、直流電源１２０から供給される電力が同一であれば、出力電圧が低いほど出力電流は大きくなる。例えば、直流電源１２０から供給さる電力Ｐが１００［ｋＷ］の場合、Ｐ＝Ｖ_IN×Ｉ_IN＝１００［ｋＷ］より、入力電圧Ｖ_INが７
００［ｖ］のとき入力電流Ｉ_INは１４３［Ａ］となり、入力電圧Ｖ_INが３６０［ｖ］のとき入力電流Ｉ_INは２７８［Ａ］となる。

また、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値（以下、「リプルＰＰ値」とする。）Ｉ_RP
_Lは、図９に示すように、入力電圧が３６０［ｖ］のときの方が７００ｖのときより大きくなり、昇圧コンバータ回路１３０に入力される直流電流のピーク値Ｉ_P（＝Ｉ_IN＋Ｉ_RPL／２）は入力電圧が３６０［ｖ］のときに最大となる。

なお、図９（ａ）は、入力電圧Ｖ_INを運転電圧範囲の上限値（７００［ｖ］）と下限値（３６０［ｖ］）とした場合の入力電圧Ｖ_INと出力電圧Ｖ_OUTとの関係を示し、同図（ｂ）は、入力電圧Ｖ_INを運転電圧範囲の上限値（７００［ｖ］）と下限値（３６０［ｖ］）とした場合の入力電流のリプル値Ｉ_RPLとピーク値Ｉ_Pの変化を示している。

従って、昇圧コンバータ回路１３０を構成するインダクタＬ１、半導体スイッチ素子Ｑ、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１に対しては運転電圧範囲の最小電圧のとき（入力電流のピーク値Ｉ_Pが最大のとき）が最も厳しい動作条件となるので、昇圧コンバータ回路１３０及びＰＷＭ信号生成回路１６０の設計においては、運転電圧範囲の最小電圧で回路素子の選択やキャリア周波数の設定が行われている。

しかしながら、系統連系インバータシステム１１０の直流電源１２０の出力電圧が運転電圧範囲の最小電圧の近くで運転されることは少なく、平均的には運転電圧範囲の中央付近の電圧（およそ５３０［ｖ］）で運転されることが多いと考えられる。設置場所や電池の接続条件などによって直流電源１２０の出力電圧が運転電圧範囲の中央付近やそれ以上になる場合は、その系統連系インバータシステムについては、耐久性や電力損失などの観点から見れば、昇圧コンバータ回路１３０及びＰＷＭ信号生成回路１６０の設計値に余裕があることになる。

特に、ＰＷＭ信号生成回路１６０では、以下に説明するように、スイッチング損失の点で設計値の余裕が生じる。

図９の例の場合、ＰＷＭ信号の周波数を決定するキャリア信号生成回路１６４で生成されるキャリア信号のキャリア周波数は、入力電圧Ｖ_INが３６０［ｖ］のときの入力電流のピーク値Ｉ_Pが許容範囲の上限値Ｉ_PMAXを越えない値に固定されている。

具体的には、リプルＰＰ値Ｉ_RPLは、バス電圧をＶ_DCB、昇圧レベルをΔＶ＝Ｖ_DCB−Ｖ_IN、キャリア周波数をＦ_SW、昇圧コンバータ回路１３０内のインダクタＬ１のインダクタンス値をＬとすると、Ｉ_RPL＝（ΔＶ・Ｖ_DCB−ΔＶ²）／（Ｌ・Ｖ_DCB・Ｆ_SW）＝Ｋ／Ｆ_SW（但し、Ｋ＝（ΔＶ・Ｖ_DCB−ΔＶ²）／（Ｌ・Ｖ_DCB））で表されるが、図９の例では、Ｖ_DCB＝７２０［ｖ］とすると、ΔＶ＝３６０［ｖ］となるから、このときの（ΔＶ・Ｖ_DCB−ΔＶ²）／（Ｌ・Ｖ_DCB）をＫｓとし、入力電圧Ｖ_IN＝３６０［ｖ］における入力電流Ｉ_IN（２７８［Ａ］）と入力電流のピーク値Ｉ_Pの上限値Ｉ_PMAXの差から決定されるリプルＰＰ値をＩ_RPLSとすると、キャリア周波数Ｆ_SWは、Ｋｓ／Ｉ_RPLSで決定され、その値に固定される。

入力電圧Ｖ_INが運転電圧範囲の最小電圧３６０［ｖ］よりも高い電圧で動作する状況では、図９（ａ）に示されるように、入力電流Ｉ_INが小さくなるとともにリプルＰＰ値Ｉ_RPLが小さくなるので、入力電流のピーク値Ｉ_Pも入力電圧Ｖ_INが３６０［ｖ］のときよりも低くなり、入力電流のピーク値Ｉ_Pの許容範囲に対して余裕が生じることになる。

このことは、昇圧レベルΔＶが０〜３６０「ｖ」の範囲では昇圧レベルΔＶが小さくなると、Ｋの値は小さくなるから、キャリア周波数Ｆ_SWをＫｓ／Ｉ_RPLSで決定された周波数Ｆ_SWSよりも小さくできる余裕があるにも拘らず、その周波数Ｆ_SWSに固定することを意味する。

すなわち、系統連系インバータシステム１１０は、昇圧レベルΔＶの小さい運転電圧範囲では、キャリア周波数Ｆ_SWを低くしてＰＷＭ信号の周波数を低くすることにより昇圧コンバータ回路１３０のスイッチング損失を抑制することができるにも拘らず、キャリア周波数Ｆ_SWを高い周波数Ｆ_SWSに固定し、抑制可能なスイッチング損失を生じさせていることにな
る。

なお、上記の説明は、キャリア周波数Ｆ_SWの設計値と系統連系インバータシステム１１０が実際に設置されたときの最適なキャリア周波数Ｆ_SWとの関係についてのものであるが、直流電源１２０として太陽電池を用いた場合は、系統連系インバータシステム１１０を設置した後の動作中において、日射光量や電池の表面温度の変動により直流電源１２０から出力される最大電力点が変化し、昇圧レベルΔＶが０〜３６０［ｖ］の範囲で変動して最適なキャリア周波数Ｆ_SWが変化するので、抑制可能なスイッチング損失がより増加する。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、昇圧レベルが小さい場合にキャリア周波数を低くしてスイッチング損失の発生を抑制するようにした昇圧コンバータ回路を制御するＰＷＭ信号生成回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供されるＰＷＭ信号生成回路は、直流電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路に含まれるスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路において、前記昇圧コンバータ回路より出力される出力電圧から前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電圧を減じた昇圧レベルが小さくなるに応じて低くなるキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定手段と、前記キャリア周波数決定手段により決定されたキャリア周波数を有するキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電圧または入力電流に基づいて指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、前記キャリア信号と前記指令値信号の比較結果から前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、を備えたことを特徴とする。

この構成によると、前記入力電圧と前記出力電圧に応じて前記キャリア周波数が変更され、周波数が変動するＰＷＭ信号が生成される。したがって、前記昇圧コンバータ回路の昇圧レベルが小さい場合に前記キャリア周波数を低くするように設定しておけば、昇圧レベルが小さいときには周波数の低いＰＷＭ信号が生成される。このＰＷＭ信号が入力されることにより、前記昇圧コンバータ回路は、昇圧レベルが小さいときにはスイッチング回数が低減され、スイッチング損失の発生を抑制することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記キャリア周波数決定手段は、下記演算式により前記キャリア周波数Ｆ_SWを算出する。

この構成によると、前記昇圧コンバータ回路の昇圧レベルが小さい場合には前記キャリア周波数は低くなる。これにより、前記昇圧コンバータ回路はスイッチング回数が低減され、スイッチング損失の発生を抑制することができる。また、前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値が一定となるように前記キャリア周波数が制限されるので、流れるリプル電流の増加によるスイッチング素子の劣化を防止することができる。また、前記昇圧コンバータ回路の電圧および電流制御が不安定となることを防止することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電流のリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を検出する検出手段を更に備え、前記検出手段により検出された検出値が前記目標値Ｉ _RPLにフィードバック制御される。

この構成によると、前記フィードバック制御により、前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電流のリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値が前記目標値となるよう制御されるので、より正確に前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電流のリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を一定にすることができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記キャリア周波数決定手段は、前記昇圧レベルに所定の変換比率を乗算し所定の基準周波数を加えて前記キャリア周波数を算出する。

この構成によると、変換比率を正の値としておけば、前記昇圧コンバータ回路の昇圧レベルが小さい場合には前記キャリア周波数は低くなる。これにより、前記昇圧コンバータ回路はスイッチング回数が低減され、スイッチング損失の発生を抑制することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記キャリア周波数決定手段は、前記昇圧レベルに対応する周波数を記憶する記憶手段を備え、前記昇圧レベルに基づいて、前記記憶手段に記憶されている周波数を前記キャリア周波数に決定する。

この構成によると、前記昇圧コンバータ回路の昇圧レベルに基づいて前記キャリア周波数が決定される。したがって、前記昇圧コンバータ回路の昇圧レベルが小さい場合に前記キャリア周波数を低くするように設定しておけば、昇圧レベルが小さいときには前記昇圧コンバータ回路はスイッチング回数が低減され、スイッチング損失の発生を抑制することができる。

本発明の第２の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、本発明の第１の側面によって提供されるＰＷＭ信号生成回路と、前記昇圧コンバータ回路と、前記昇圧コンバータ回路に直流電力を供給する直流電源と、前記昇圧コンバータ回路から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、を備えたことを特徴とする。

この構成によると、前記昇圧コンバータ回路の昇圧レベルが小さいときにはスイッチング回数が低減されスイッチング損失の発生を抑制することができる。したがって、前記直流電源から供給される電力が増加して前記昇圧コンバータ回路の昇圧レベルが小さくなったときに電力の変換効率が上昇し、前記系統連系インバータシステムのトータル効率を改善することができる。

本発明の第３の側面によって提供されるプログラムは、コンピュータを、直流電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路に含まれるスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路として機能させるためのプログラムにおいて、前記コンピュータを、前記昇圧コンバータ回路より出力される出力電圧から前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電圧を減じた昇圧レベルが小さくなるに応じて低くなるキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定手段と、前記キャリア周波数決定手段により決定されたキャリア周波数を有するキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電圧または入力電流に基づいて指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、前記キャリア信号と前記指令値信号の比較結果から前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、して機能させることを特徴とする。この構成によると、上記本発明の第１の側面によって提供されるＰＷＭ信号生成回路と同様の作用効果を奏する。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の第１実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。

図１に示す系統連系インバータシステム１は、直流電源として太陽電池を用いたものである。系統連系インバータシステム１は基本構成として、直流電力を供給する直流電源２、直流電源２からの出力電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路３、昇圧コンバータ回路３から出力される直流電力を交流電力に変換して商用電力系統５に出力するインバータ回路４、昇圧コンバータ回路３の昇圧動作を制御するＰＷＭ信号生成回路６、を備えている。なお、インバータ回路４の電力変換動作を制御する制御ブロックは省略している。

直流電源２、昇圧コンバータ回路３、インバータ回路４、および商用電力系統５は、この順で直列に接続されている。昇圧コンバータ回路３にはＰＷＭ信号生成回路６が接続されている。系統連系インバータシステム１は、直流電源２により出力された直流電圧を昇圧コンバータ回路３で所定の電圧に昇圧した後、その昇圧コンバータ回路３から出力される直流電力をインバータ回路４で交流電力に変換して商用電力系統５に供給する構成となっている。

直流電源２は、直流電力を生成するものであり、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換する太陽電池を備えている。一般的に、太陽電池の出力電圧と出力電流との関係は、図２の電流−電圧特性に示すようになる。同図において、横軸は太陽電池の出力電圧であり、縦軸は太陽電池の出力電流である。また、曲線Ａは、日射光量が多いときの特性の一例を示し、曲線Ｂは日射光量が少ないときの特性の一例を示し、日射光量がこれらの中間にあるときの電流−電圧特性は、曲線Ａと曲線Ｂに挟まれた部分に同様の波形で変化する特性となる。

太陽電池の出力電圧と出力電流は、日射光量に応じた電流−電圧特性の曲線上で変化する。いずれの特性においても、曲線Ａ，Ｂに示すように最大電力点Ｐmaxがあり、出力電圧Ｖoutが最大電力動作電圧Ｖmax、出力電流Ｉoutが最大電力動作電流Ｉmaxのときに太陽電池の出力電力Ｐoutが最大となる。

したがって、直流電源２から効率よく電力を得るためには、太陽電池を同図における最大電力点Ｐmax付近で動作させる必要がある。系統連系インバータシステム１では、昇圧コンバータ回路３に直流電源２からの入力電圧Ｖ_IN、すなわち、太陽電池の出力電圧Ｖoutが最大電力動作電圧Ｖmaxとなるように制御させることで、最大電力点追従制御を行なう。

昇圧コンバータ回路３は、図８に示した周知の昇圧コンバータ回路で構成されている。トランジスタＱをオン・オフすることにより、トランジスタＱのオン期間に直流電源２から供給される電力がインダクタＬ１に蓄積され、トランジスタＱのオフ期間にインダクタＬ１に蓄積された電力がダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に放出される。従って、昇圧コンバータ回路３では、ＰＷＭ信号生成回路６からのＰＷＭ信号によってトランジスタＱをオン・オフすることにより直流電源２からの電力のインダクタＬ１への蓄積とインダクタＬ１の蓄積電力のコンデンサＣ１への放出とが交互に繰り返されて直流電源２からの直流電力が一旦当該コンデンサＣ１に蓄積され、このコンデンサＣ１から負荷（図１ではインバータ回路４）に当該コンデンサＣ１の両端電圧（入力電圧Ｖ_INを昇圧した電圧。出力電圧Ｖ_OUT）で供給される。

インバータ回路４は、例えば、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ又はサイリスタ等の複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路からなる電圧制御型自励式インバータ回路によって構成され、各スイッチング素子をオン・オフ動作させることで、昇圧コンバータ回路３から入力される直流電力を交流電力に変換する。インバータ回路４には、ブリッジ回路の後段にスイッチングノイズを除去するローパスフィルタが設けられており、そのローパスフィルタから正弦波状の交流電圧が商用電力系統５に出力される。

系統連系インバータシステム１では、商用電力系統５に連系した後はインバータ回路４の出力電圧（交流電圧）を商用電力系統５の系統電圧に一致させる必要があるため、インバータ回路４は、入力電圧（昇圧コンバータ回路３とインバータ回路４との間の電圧。以下、必要に応じて「バス電圧Ｖ_DCB」という。）を一定の電圧（例えば、７２０［ｖ］）にするように電力変換の制御が行われる。

ＰＷＭ信号生成回路６は、昇圧コンバータ回路３のトランジスタＱのオン・オフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成回路６は、電圧計６１ａ，６１ｂ、入力電圧目標値設定回路６２、減算器６３、ＰＩ制御回路６４、キャリア周波数決定回路６５、キャリア信号生成回路６６、比較回路６７、パルス信号生成回路６８、および電流計６９を備えている。

電圧計６１ａは、昇圧コンバータ回路３の入力電圧Ｖ_INを計測するものである。電圧計６１ｂは、バス電圧Ｖ_DCB、すなわち昇圧コンバータ回路３の出力電圧Ｖ_OUTを計測するものである。電圧計６１ａにより計測された入力電圧Ｖ_INは入力電圧目標値設定回路６２、減算器６３およびキャリア周波数決定回路６５に入力され、電圧計６１ｂにより計測された出力電圧Ｖ_OUTはキャリア周波数決定回路６５に入力される。電流計６９は、昇圧コンバータ回路３の入力電流Ｉ_INを計測するものである。電流計６９により計測された入力電流Ｉ_INは入力電圧目標値設定回路６２に入力される。

入力電圧目標値設定回路６２は、直流電源２からの入力電圧の目標値Ｖ_Cを設定する。昇圧コンバータ回路３は、直流電源２からの入力電圧Ｖ_INがこの目標値Ｖ_Cとなるように制御する。入力電圧目標値設定回路６２は、一定の時間間隔でこの目標値Ｖ_Cを変化させる。例えば本実施形態では０．３秒毎に２［ｖ］ずつ変化させる。入力電圧目標値設定回路６２は、電圧計６１ａにより計測された入力電圧Ｖ_INと、電流計６９により計測された入力電流Ｉ_INとから直流電源２から出力される電力Ｐ_OUT（＝Ｖ_IN×Ｉ_IN）を算出し、この電力Ｐ_OUTを前回の目標値Ｖ_C’で算出された電力Ｐ_OUT’と比較する。比較結果がＰ_OUT＞Ｐ_OUT’であれば、目標値Ｖ_Cを２［ｖ］増加させ、Ｐ_OUT＜Ｐ_OUT’であれば、目標値Ｖｃを２［ｖ］減少させる。これにより、直流電源２からの入力電圧Ｖ_INは、直流電源２から出力される電力Ｐ_OUTが最大電力点Ｐmaxに対応する最大電力動作電圧Ｖmaxに制御される。

減算器６３は、入力電圧目標値設定回路６２で設定される入力電圧の目標値Ｖｃと電圧計６１ａにより計測された入力電圧Ｖ_INとの偏差ΔＶ（＝Ｖ_IN−Ｖ_C）を算出する。ＰＩ制御回路６４は、減算器６３により算出された偏差ΔＶのＰＩ制御値を算出し、そのＰＩ制御値を指令値信号として比較回路６７に出力する。すなわち、入力電圧目標値設定回路６２、減算器６３およびＰＩ制御回路６４により、指令値信号生成手段が構成される。

キャリア周波数決定回路６５は、電圧計６１ａで計測された入力電圧Ｖ_INと電圧計６１ｂで計測された出力電圧Ｖ_OUTと入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値の目標値Ｉ_RPLCからキャリア周波数Ｆ_SWを決定し、キャリア信号生成回路６６に出力するものである。本実施形態ではキャリア周波数Ｆ_SWを入力電圧Ｖ_INの変動に応じて変化させており、そのキャリア周波数Ｆ_SWは、２〜４ｋＨｚの範囲で下記（１）式により決定される。

なお、（１）式で、Ｌは、インダクタＬ１のインダクタンス値である。また、キャリア周波数Ｆ_SWを求めるときには、Ｉ_RPLに目標値Ｉ_RPLCを入力してキャリア周波数Ｆ_SWが算出される。また、上記（１）式は、入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値Ｉ_RPLを算出する下記（２）式、ＰＷＭ信号のオン時間Ｔ_ONを算出する下記（３)式、および昇圧比αを算出する下記（４)式より導出される。

すなわち、（２），（３），（４）式より、Ｉ_RPL・Ｌ／Ｖ_IN＝（Ｖ_DCB−Ｖ_IN）／（Ｖ_DCB・Ｆ_SW）であるから、この式よりＦ_SWの式に変形すると、（１）式が求められる。

キャリア信号生成回路６６は、キャリア周波数決定回路６５から入力されたキャリア周波数の三角波信号を生成し、キャリア信号として比較回路６７に出力する。

比較回路６７は、ＰＩ制御回路６４から入力される指令値信号とキャリア信号生成回路６６から入力されるキャリア信号とを比較し、例えば、指令値信号≧キャリア信号のときにはハイレベルの信号をパルス信号生成回路６８に出力し、指令値信号＜キャリア信号のときにはローレベルの信号をパルス信号生成回路６８に出力する。

パルス信号生成回路６８は、比較回路６７から入力される矩形波信号を、リミッタ回路などにより補正して、パルス信号を生成する。このパルス信号は、ＰＷＭ信号として、昇圧コンバータ回路３に入力される。昇圧コンバータ回路３は、入力されたＰＷＭ信号によってトランジスタＱのスイッチングを行う。すなわち、トランジスタＱはＰＷＭ信号がハイレベルのときオン動作し、直流電源２から入力される直流電力をインダクタＬ１に蓄積し、ＰＷＭ信号がローレベルのときオフ動作し、インダクタＬ１に蓄積した直流電力をダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に放出する。

図８の示す昇圧コンバータ回路３においては、ＰＷＭ信号の周期をＴ、オフ期間をＴ_OFF、オン期間をＴ_ONとすると、Ｖ_IN＝（Ｔ_OFF／Ｔ）・Ｖ_OUTが成立する。出力電圧Ｖ_OUTは、インバータ回路４によりバス電圧Ｖ_DCBに固定されるから、ＰＷＭ信号の周期Ｔが一定であれば、オフ期間Ｔ_OFFが長くなるほど、入力電圧Ｖ_INは大きくなり、オン期間Ｔ_ONが長くなるほど、入力電圧Ｖ_INは小さくなる。

直流電源２からの入力電圧Ｖ_INが目標値Ｖ_Cより高くなると、指令値信号のレベルはキャリア信号の振幅の中央のレベルより高くなり、比較回路６７から出力される信号は、周波数がキャリア信号と同一でデューティ比（オン期間）が５０％よりも大きいパルス信号となる。したがって、パルス信号生成回路６８から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比（オン期間）も５０％より大きくなるから、ＰＷＭ信号生成回路６は、入力電圧Ｖ_INが目標値Ｖ_Cより高くなるのに応じて入力電圧Ｖ_INを低下させるＰＷＭ信号を生成する。

一方、直流電源２からの入力電圧Ｖ_INが目標値Ｖ_Cより低くなると、指令値信号のレベルはキャリア信号の振幅の中央のレベルより低くなり、比較回路６７から出力される信号は、周波数がキャリア信号と同一でデューティ比（オン期間）が５０％よりも小さいパルス信号となる。したがって、パルス信号生成回路６８から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比（オン期間）も５０％より小さくなるから、ＰＷＭ信号生成回路６は、入力電圧Ｖ_INが目標電圧Ｖ_Cより低くなるのに応じて入力電圧Ｖ_INを上昇させるＰＷＭ信号を生成する。

上記のように、入力電圧目標値設定回路６２は、直流電源２から出力される電力Ｐ_OUTが最大電力点Ｐmaxに近づく方向に目標値Ｖ_Cを２［ｖ］ピッチで減少させるから、昇圧コンバータ回路３は、このように目標値Ｖ_Cを変化させることで、直流電源２からの出力電圧Ｖ_INを最大電力動作電圧Ｖmaxに制御する。

次に、ＰＷＭ信号生成回路６の作用について説明する。

インバータ回路４によって制御されるバス電圧Ｖ_DCBは７２０［ｖ］に設定され、系統連系インバータシステム１の入力側の運転電圧範囲の仕様は３６０〜７００［ｖ］に設定されているとする。したがって、昇圧コンバータ回路３の入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値Ｉ_RPLは、入力電圧Ｖ_INが３６０［ｖ］の条件で設定される値Ｉ_RPLCまで許容され、キャリア周波数決定回路６５に設定されるリプル電流目標値はその許容値Ｉ_RPLCであるとする。

すなわち、従来の系統連系インバータシステムでは、入力電圧Ｖ_INの変動に関係なくキャリア周波数Ｆ_SWを固定し、入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値Ｉ_RPLを入力電圧Ｖ_INの変動に応じて変化させていたが、本実施形態では、入力電圧Ｖ_INの変動に関係なく入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値Ｉ_RPLを目標値Ｉ_RPLCに固定し、キャリア周波数Ｆ_SWを入力電圧Ｖ_INの変動に応じて変化させる。

具体的には、キャリア周波数Ｆ_SWは、上記（１）式により算出される。（１）式において、リプルＰＰ値Ｉ_RPLをＩ_RPLCに固定すると、上記（１）式は、Ｆ _SW ＝−Ａ・Ｖ_IN ²＋Ｂ・Ｖ_IN（但し、Ａ＝１／（Ｖ_DCB・Ｉ_RPLC・Ｌ）、Ｂ＝１／（Ｉ_RPLC・Ｌ））となる。すなわち、キャリア周波数Ｆ_SWは、Ｖ_IN＝Ｂ／２Ａ＝Ｖ_DCB／２＝３６０［ｖ］で最大となり、３６０［ｖ］≦Ｖ_IN≦７００［ｖ］の範囲ではＶ_INの増加に応じて単調に減少する。

したがって、本実施形態では、キャリア周波数Ｆ_SWは、入力電圧Ｖ_INが増加するのに応じて低くなるように、言い換えると、昇圧レベルΔＶ（＝Ｖ_DCB−Ｖ_IN）が減少するのに応じて低くなるように制御される。

なお、図２で説明したように、太陽電池の最大電力点Ｐmaxは日射光量によって変化し、例えば、日射光量が曲線Ｂの特性（以下、「特性Ｂ」という。）の状態から曲線Ａの特性（以下、「特性Ａ」という。）の状態に変化した場合は、太陽電池の最大電力点Ｐmaxは特性Ｂの最大電力点ＰmaxからＣのライン上を通って特性Ａの最大電力点Ｐmaxに変化するから、直流電源２からの入力電圧Ｖ_IN及び入力電流Ｉ_INは、日射光量が増大するのに応じて上昇し、日射光量が減少するのに応じて低下する。したがって、キャリア周波数Ｆ_SWは、日射光量が増大するのに応じて低くなり、日射光量が減少するのに応じて高くなるように変化する。

図３は、太陽電池の電流−電圧特性が図２の特性Ｂから特性Ａに変化したときの昇圧コンバータ回路３の入力電流の変化を説明するための図である。

同図（ａ）は、太陽電池の電流−電圧特性が特性Ｂから特性Ａに変化したときの入力電圧Ｖ_INの変化を示し、同図（ｂ）は、従来のＰＷＭ信号生成回路１６０の制御（キャリア周波数Ｆ_SWを固定した制御）による入力電流Ｉ_INとリプルＰＰ値Ｉ_RPLの変化を示し、同図（ｃ）はＰＷＭ信号生成回路６の制御（昇圧レベルに応じてキャリア周波数Ｆ_SWを変化させる制御）による入力電流Ｉ_INとリプルＰＰ値Ｉ_RPLの変化を示す。

太陽電池が電流−電圧特性Ｂで動作しているときには、最大電力点追従制御により、直流電源２から電力４０［ｋＷ］が入力電圧Ｖ_IN＝５５０［ｖ］、入力電流Ｉ_IN＝７３［Ａ］で昇圧コンバータ回路３に供給されるように制御される。この状態から日射光量が増大し、太陽電池が電流−電圧特性Ａで動作するように変化すると、最大電力点追従制御により、直流電源２から電力１００［ｋＷ］が入力電圧Ｖ_IN＝６５０［ｖ］、入力電流Ｉ_IN＝１５４［Ａ］で昇圧コンバータ回路３に供給されるように制御が変化する。

従来のＰＷＭ信号生成回路の場合、入力電圧Ｖ_INの変化に関係なくキャリア周波数Ｆ_SWは固定されているので、同図（ｂ）に示すように、入力電流のリプル電流の周波数も変化していない。入力電圧Ｖ_INが高い場合、すなわち昇圧レベルΔＶが小さい場合、入力電流のリプルＰＰ値Ｉ_RPLは小さくなり、入力電流Ｉ_INのピーク値Ｉ_Pが上限値Ｉ_PMAXに対して余裕が生じるので、キャリア周波数Ｆ_SWを低くすることが可能である。しかしながら、キャリア周波数Ｆ_SWは固定されているので、昇圧コンバータ回路３内のトランジスタＱのスイッチング回数を低減できるにも拘らず、高いままであるので、その分、不必要にスイッチング損失を発生させることになる。

本実施形態におけるＰＷＭ信号生成回路６の場合、入力電圧Ｖ_INが増加するのに応じてキャリア周波数Ｆ_SWが減少するように変化するので、同図（ｃ）に示すように、太陽電池の電流−電圧特性が特性Ｂから特性Ａに変化すると、入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値Ｉ_RPLを特性Ｂのときの値に保持しながら（入力電流Ｉ_INのピーク値Ｉ_Pが上限値Ｉ_PMAXの近傍まで変化することを許容しながら）、リプル電流の周波数も低くなる。したがって、キャリア周波数Ｆ_SWの低下により、昇圧コンバータ回路３内のトランジスタＱのスイッチング回数が減少され、抑制可能なスイッチング損失を好適に抑制することができる。また、入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値Ｉ_RPLが一定に保たれるので、リプル電流の増加による不具合を抑制することができる。

上記第１実施形態では、直流電源２として太陽電池を用い、昇圧コンバータ回路３によって最大電力点追従制御を行っているので、昇圧コンバータ回路３は入力電圧Ｖ_INが目標値となるように制御していたが、最大電力点追従制御を行わない場合は、昇圧コンバータ回路３の入力電流Ｉ_INを制御するようにしてもよい。

図４は、本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の第２実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。なお、同図において、上記第１実施形態と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。系統連系インバータシステム１’は、入力電圧目標値設定回路６２に替えて入力電流目標値設定回路６２'を備えている点で、系統連系インバータシステム１と異なる。

入力電流目標値設定回路６２'は、直流電源２からの入力電流の目標値Ｉ_Cを設定する。ＰＩ制御回路６４は、減算器６３により算出された、入力電流目標値設定回路６２’により設定された目標値Ｉ_Cと電流計６９により計測された入力電流Ｉ_INとの偏差のＰＩ制御値を算出し、そのＰＩ制御値を指令値信号として比較回路６７に出力する。他の構成、動作、および作用は第１実施形態と同様なので、説明を省略する。本発明の効果をより解りやすくするために、入力電流を一定に制御した場合について図５を参照して説明する。

図５は、入力電流を一定に制御している場合に、入力電圧が変化したときの昇圧コンバータ回路３の入力電流の変化を説明するための図である。同図（ａ）は、入力電流を一定に制御している場合に、日射光量の変化により直流電源２の出力電力が変化したときの入力電圧Ｖ_INの変化を示す。同図（ｂ）は従来のＰＷＭ信号生成回路の制御による入力電流Ｉ_INとリプルＰＰ値Ｉ_RPLの変化を示し、同図（ｃ）はＰＷＭ信号生成回路６'の制御による入力電流Ｉ_INとリプルＰＰ値Ｉ_RPLの変化を示す。

従来のＰＷＭ信号生成回路の場合、入力電圧Ｖ_INの変化に関係なくキャリア周波数Ｆ_SWは固定されているので、同図（ｂ）に示すように、入力電流のリプル電流の周波数も変化していない。また、入力電流のリプルＰＰ値Ｉ_RPLは、入力電圧Ｖ_INの変化に応じて変化している。同図（ｂ）から、入力電圧Ｖ_INが高い場合、すなわち昇圧レベルΔＶが小さい場合、入力電流のリプルＰＰ値Ｉ_RPLは小さくなり、入力電流Ｉ_INのピーク値Ｉ_Pが上限値Ｉ_PMAXに対して余裕が生じるので、キャリア周波数Ｆ_SWを低くすることが可能である。しかしながら、キャリア周波数Ｆ_SWは固定されているので、昇圧コンバータ回路３内のトランジスタＱのスイッチング回数を低減できるにも拘らず、高いままであるので、その分、不必要にスイッチング損失を発生させることになる。

本実施形態におけるＰＷＭ信号生成回路６'の場合、入力電圧Ｖ_INが増加するのに応じてキャリア周波数Ｆ_SWが減少するように変化する。キャリア周波数Ｆ_SWは上記（１）式より算出され、リプルＰＰ値Ｉ_RPLは一定の目標値Ｉ_RPLCである。これにより、同図（ｃ）に示すように、入力電圧Ｖ_INに応じてリプル電流の周波数が変化し、リプルＰＰ値Ｉ_RPLが一定となる。したがって、キャリア周波数Ｆ_SWの低下により、昇圧コンバータ回路３内のトランジスタＱのスイッチング回数が減少され、抑制可能なスイッチング損失を好適に抑制することができる。また、入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値Ｉ_RPLが一定に保たれるので、リプル電流の増加による不具合を抑制することができる。

上記第１実施形態では、キャリア周波数決定回路６５がリプルＰＰ値の目標値Ｉ_RPLCを用いてキャリア周波数Ｆ_SWを算出し、このキャリア周波数Ｆ_SWを用いて生成したＰＷＭ信号を入力することで、昇圧コンバータ回路３の入力電流のリプルＰＰ値を目標値Ｉ_RPLCに近付けていたが、フィードバック制御により当該リプルＰＰ値を目標値Ｉ_RPLCに近付けるようにしてもよい。

図６は、本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の第３実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。なお、同図において、上記第１実施形態と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。系統連系インバータシステム１”は、昇圧コンバータ回路３の入力電流のリプルＰＰ値をＰＩ制御する構成を備えている点で、系統連系インバータシステム１と異なる。具体的には、系統連系インバータシステム１”は、ＰＷＭ信号生成回路６”内にリプル電流検出回路７０、減算器７１、ＰＩ制御回路７２、および加算器７３を備えている。

リプル電流検出回路７０は、電流計６９により計測された入力電流Ｉ_INからリプルＰＰ値Ｉ_RPLを検出する。減算器７１は、入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値の目標値Ｉ_RPLCとリプル電流検出回路７０により検出された入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値Ｉ_RPLとの偏差ΔＩ_RPL（＝Ｉ_RPLC−Ｉ_RPL）を算出する。ＰＩ制御回路７２は、減算器７１により算出された偏差ΔＩ_RPLのＰＩ制御値を算出する。加算器７３は、ＰＩ制御回路７２が算出したＰＩ制御値と入力電流Ｉ_INのリプルＰＰ値の目標値Ｉ_RPLCとを加算して、キャリア周波数決定回路６５に出力する。他の構成、動作、および作用は第１実施形態と同様なので、説明を省略する。

本実施形態によると、ＰＩ制御により、昇圧コンバータ回路３の入力電流のリプルＰＰ値Ｉ_RPLが目標値Ｉ_RPLCとなるよう制御されるので、より正確にリプルＰＰ値を一定にすることができる。

上述した第１実施形態ないし第３実施形態では、キャリア周波数を上記（１）式で算出していたが、これに限られない。すなわち、上述したように、（１）式において、リプルＰＰ値Ｉ_RPLをＩ_RPLCに固定すると、Ｆ_SW＝−Ａ・Ｖ_IN ²＋Ｂ・Ｖ_INとなり、キャリア周波数Ｆ_SWは、Ｖ_IN＝３６０［ｖ］で最大となり、３６０［ｖ］≦Ｖ_IN≦７００［ｖ］の範囲ではＶ_INの増加に応じて単調に減少する特性を有する。第１実施形態ないし第３実施形態は、この単調減少特性を利用して入力電圧Ｖ_INの増加に応じてキャリア周波数Ｆ_SWを低下させ、スイッチング損失を抑制するものであるから、上記の単調減少特性を二次関数の曲線ではなく一次関数で近似してもよく、他の曲線で近似してもよい。また、入力電圧Ｖ_INの増加に応じて連続的にキャリア周波数Ｆ_SWを減少させるのではなく、段階的に減少させるようにしてもよい。

一次関数で近似した単調減少特性を用いる場合は、例えば、キャリア周波数決定回路６５が、電圧計６１ａにより計測された入力電圧Ｖ_INと電圧計６１ｂにより計測された出力電圧Ｖ_DCBとから、下記（５）式により、キャリア周波数を決定するようにするとよい。ここで、Ｋ_Iは、昇圧レベル（Ｖ_DCB−Ｖ_IN）からキャリア周波数への変換比であり、Ｆ_INIはキャリア周波数の初期値である。キャリア周波数の範囲を制限する場合、例えば、入力電圧の運転範囲が３６０Ｖ〜７００Ｖで、キャリア周波数を２〜４ｋＨｚに制限する場合は、入力電圧が３６０Ｖのとき４ｋＨｚ、入力電圧が７００Ｖのとき２ｋＨｚとなるように、Ｋ_IおよびＦ_INIを定めればよい。

この場合でも、上記第１実施形態と同様、昇圧レベルが小さいときにキャリア周波数が低くなり、スイッチング損失の発生が抑制される。しかし、上記第１実施形態のようにリプルＰＰ値を固定していないので、キャリア周波数の変化に応じてリプルＰＰ値も変化する。したがって、入力電流のピーク値（リプル電流込み）が昇圧コンバータ回路３の設計範囲を超えないように、キャリア周波数の範囲を制限する必要がある。

上述した実施形態においては、キャリア周波数決定回路６５が演算式によりキャリア周波数を算出し、キャリア周波数が線形変化するようにしたが、キャリア周波数が非線形変化するように構成してもよい。

例えば、記憶回路を設けて、昇圧レベルに対応する最適なキャリア周波数を記憶させておき、電圧計６１ａにより計測された入力電圧Ｖ_INと電圧計６１ｂにより計測された出力電圧Ｖ_DCBとから昇圧レベル（Ｖ_DCB−Ｖ_IN）を算出し、その値に応じてキャリア周波数を出力するようにしてもよい。このとき、記憶回路に記憶させるキャリア周波数を入力電流のピーク値（リプル電流込み）が昇圧コンバータ回路３の設計範囲を超えないように設定しておけば、入力電圧の変化により昇圧レベルが変化しても、リプル電流の増加による不具合を防止することができる。また、必要以上にキャリア周波数が高くならないので、スイッチング損失の発生が抑制される。

また、記憶回路に記憶させるキャリア周波数を所定の昇圧レベルの範囲毎に設定し、算出された昇圧レベルに応じて、当該設定されたキャリア周波数を出力するようにしてもよい。例えば、昇圧レベルが１４０Ｖ未満のときは２ｋＨｚ、１４０Ｖ以上２５０Ｖ未満のときは３ｋＨｚ、２５０Ｖ以上のときは４ｋＨｚのキャリア周波数を出力するようにしてもよい。

なお、上述した実施形態では、系統連系インバータシステムに用いられる昇圧コンバータ回路を制御する場合について説明したが、これに限られない。本発明に係るＰＷＭ信号生成回路は、他のシステムに用いられる昇圧コンバータ回路をＰＷＭ制御する場合にも適用できる。特に、昇圧コンバータ回路のスイッチング損失の発生を抑制したい場合に有効である。

本発明に係るＰＷＭ信号生成回路は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

また、上述した方法でＰＷＭ信号を生成させるプログラムを、コンピュータ読み取り可能に記録したＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、フラッシュメモリなどの記録媒体から読み込んで、コンピュータに本発明のＰＷＭ信号生成回路を実現させてもよい。また、従来のＰＷＭ信号生成回路にそのプログラムを実行させることにより、本発明のＰＷＭ信号生成回路を実現させてもよい。

本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の第１実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。太陽電池の出力電圧と出力電流との関係を示す電流−電圧特性図である。太陽電池の電流−電圧特性が図２の特性Ａから特性Ｂに変化したときの昇圧コンバータ回路の入力電流の変化を説明するための図である。本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の第２実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。入力電流を一定に制御している場合に、入力電圧が変化したときの昇圧コンバータ回路の入力電流の変化を説明するための図である。本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の第３実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。従来のトランスレス方式の系統連系インバータシステムの基本構成を示すブロック図である。系統連系インバータシステム内の昇圧コンバータ回路の基本的な回路構成を示す図である。直流電源の最大出力電力Ｐmaxを１００［ｋＷ］とし、昇圧コンバータ回路の入力電圧を運転電圧範囲の上限値（７００［Ｖ］）と下限値（３６０［Ｖ］）とした場合の入力電流Ｉ_INのリプル値Ｉ_RPLとピーク値Ｉ_Pの変化を示す図である。

符号の説明

１系統連系インバータシステム
２直流電源
３昇圧コンバータ回路
４インバータ回路
５商用電力系統
６ＰＷＭ信号生成回路
６１ａ，６１ｂ電圧計
６２入力電圧目標値設定回路（指令値信号生成手段）
６２’ 入力電流目標値設定回路（指令値信号生成手段）
６３減算器（指令値信号生成手段）
６４ＰＩ制御回路（指令値信号生成手段）
６５キャリア周波数決定回路
６６キャリア信号生成回路
６７比較回路
６８パルス信号生成回路
６９電流計
７０リプル電流検出回路
７１減算器
７２ＰＩ制御回路
７３加算器

Claims

直流電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路に含まれるスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路において、
前記昇圧コンバータ回路より出力される出力電圧から前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電圧を減じた昇圧レベルが小さくなるに応じて低くなるキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定手段と、
前記キャリア周波数決定手段により決定されたキャリア周波数を有するキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電圧または入力電流に基づいて指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、
前記キャリア信号と前記指令値信号の比較結果から前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
を備えたことを特徴とするＰＷＭ信号生成回路。
前記キャリア周波数決定手段は、下記演算式により前記キャリア周波数Ｆ_SWを算出することを特徴とする、請求項１に記載のＰＷＭ信号生成回路。
前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電流のリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を検出する検出手段を更に備え、
前記検出手段により検出された検出値が前記目標値Ｉ _RPLにフィードバック制御されることを特徴とする、請求項２に記載のＰＷＭ信号生成回路。
前記キャリア周波数決定手段は、前記昇圧レベルに所定の変換比率を乗算し所定の基準周波数を加えて前記キャリア周波数を算出する
ことを特徴とする、請求項１に記載のＰＷＭ信号生成回路。
前記キャリア周波数決定手段は、
前記昇圧レベルに対応する周波数を記憶する記憶手段を備え、
前記昇圧レベルに基づいて、前記記憶手段に記憶されている周波数を前記キャリア周波数に決定する
ことを特徴とする、請求項１に記載のＰＷＭ信号生成回路。
請求項１〜５のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路と、
前記昇圧コンバータ回路と、
前記昇圧コンバータ回路に直流電力を供給する直流電源と、
前記昇圧コンバータ回路から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
を備えたことを特徴とする系統連系インバータシステム。
コンピュータを、
直流電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路に含まれるスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路として機能させるためのプログラムにおいて、
前記コンピュータを、
前記昇圧コンバータ回路より出力される出力電圧から前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電圧を減じた昇圧レベルが小さくなるに応じて低くなるキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定手段と、
前記キャリア周波数決定手段により決定されたキャリア周波数を有するキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
前記昇圧コンバータ回路に入力される入力電圧または入力電流に基づいて指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、
前記キャリア信号と前記指令値信号の比較結果から前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
して機能させることを特徴とするプログラム。