JP5183419B2 - 受信装置あるいは中継装置 - Google Patents

Description

本発明は、ガードインターバルが付加されているデジタル変調方式で変調された映像信号または音声信号またはデータを伝送する伝送システムの受信装置あるいは中継装置に関する。

近年、直交周波数分割多重(Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ)変調方式（以下ＯＦＤＭ方式と称す）が地上デジタル放送方式などに採用されている。地上デジタル放送のＯＦＤＭ方式はガードインターバルが付加されているため、マルチパスの遅延時間がガードインターバル期間内であれば適切な位置にＦＦＴ時間窓を設けることによりシンボル間干渉が生じることはない。

例えば、ＯＦＤＭ信号の主波と反射波のガードインターバルの差分から雑音レベルと反射波の遅延時間を検出するガード差分検出部と、当該雑音レベルと反射波の遅延時間から制御信号を算出する第１のマルチパス算出部と、ＳＰをＩＦＦＴして主波及び反射波の振幅レベルと遅延時間から制御信号を算出する第２のマルチパス算出部と、ＳＰをＦＦＴして検出した振幅レベルとドップラー周波数から制御信号を算出するドップラー周波数算出部による各々の制御信号と、移動体からの速度情報に基づき、時間内挿処理部を制御している（特許文献１参照）。
特開２００７−０９６６２６

地上デジタル放送では親局からの信号を下位局が中継伝送することにより国内のすみずみの地域で地上デジタル放送を視聴することができる。図３はこの地上デジタル放送での中継回線の一例を示している。親局からの信号は中継局A→中継局B→中継局Xを経由して下位中継局に多段中継される。この例では、二つ上位の中継局Aと一つ上位の中継局Bは同一周波数を用いた回線とし、一つ上位の中継局Bには後段の遅延時間を調節するための遅延調整器が設置されている。例えばガードインターバル期間が126μsecである時、この遅延時間調整器で120μsの遅延が設定されているものとする。ここで、中継局Xでは一つ上位の中継局Bからの主波と、一つ上位の中継局Bからの信号が反射して到達する反射波と、更に二つ上位の中継局Aからの先行波が到達することになる。一つ上位の中継局Bにて上記で示したような長い遅延設定を行っている場合、先行波と反射波の時間差がガードインターバル（126μs）を超えるような環境が生じてしまい、どの位置にＦＦＴ窓を設けてもシンボル間干渉が生じてしまうことになるが、最適な位置にＦＦＴ時間窓を設けることでシンボル間干渉を最小とすることができる。しかし、複雑な遅延プロファイルの環境である場合に、最適なＦＦＴ窓位置を算出することは困難である。

本発明はこれらの欠点を除去し、複雑な遅延プロファイルの環境下においても最適なＦＦＴ窓位置を算出し、中継伝送することができるＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。

本発明は上記目的を達成するために、有効シンボルにガードインターバルが付加されて変調された信号を受信する受信装置において、受信信号から遅延プロファイルを算出する手段と、復調用の時間窓内に含まれる信号電力と、復調用の時間窓内に含まれる隣接信号からの干渉電力を、復調用時間窓位置をずらしながら算出する手段と、遅延プロファイルと復調用時間窓内信号電力とを畳み込み演算する手段と、遅延プロファイルと復調用時間窓内干渉電力とを畳み込み演算する手段と、信号電力の畳み込み演算結果と干渉電力の畳み込み演算結果とを除算することにより信号電力対干渉電力比（ＳＩＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ）を算出する手段と、上記除算結果が最大値となる時間位置を検出する手段と、上記最大値位置のタイミングに基づいて復調用時間窓を設ける手段を具備したことを特徴とする受信装置である。

また上記において、変調方式が直行周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ)であることを特徴とする受信装置である。
さらに上記に記載の受信装置を用いた中継装置である。

以上説明したように、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置によると、地上デジタル放送の中継局では一つ上位の中継局からの主波と、一つ上位の中継局からの信号が反射して到達する反射波と、更に二つ以上上位の中継局からの先行波が到達することになる。一つ上位の中継局にて上記で示したような長い遅延設定を行い、先行波と反射波の時間差がガードインターバル（126μs）を超えるような環境が生じても、最適な位置にＦＦＴ時間窓を設けることで、信号電力対干渉波電力比（ＳＩＲ）が最大となる。つまり複雑な遅延プロファイルの環境下においても、ガードインターバルが付加されているデジタル変調方式で変調された信号のシンボル間干渉を最小とすることができ、中継伝送することができる。

以下、本発明の一実施例のＯＦＤＭ受信装置を用いた中継装置について、図を用いて説明する。

図１は本発明の一実施例の受信装置を用いた中継装置の構成を示すブロック図であり、図２は本発明の一実施例の受信装置における最適ＦＦＴ時間窓算出部の構成を示すブロック図であり、図３は地上デジタル放送での中継回線の一例を示す模式図であり、図４はＦＦＴ時間窓をずらした時のＦＦＴ時間窓内の電力を示す模式図であり、図５は先行波、反射波が存在する場合のＦＦＴ時間窓をずらした時のＦＦＴ時間窓内の電力を示す模式図であり、図６は本発明の一実施例の受信装置における最適ＦＦＴ時間窓を示す模式図である。

本発明の一実施例の受信装置を用いた中継装置の構成を示すブロック図の図１において、アンテナ１で受信された地上デジタル放送での中継回線の高周波受信信号はダウンコンバータ２で中間周波数の受信信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器１１によりサンプリングされ、最適ＦＦＴ時間窓算出部１２に入力され、最適ＦＦＴ時間窓算出部１２ではシンボル間干渉が最小となる最適なＦＦＴ時間窓位置を算出する。最適ＦＦＴ時間窓算出部１２からの出力信号はＦＦＴ部１３に入力されＦＦＴ部１３では時間信号を周波数信号に変換する。ＦＦＴ部１３からの出力信号は等化部１４に入力され、等化部１４では伝送路で生じた歪みを補正する等化処理を行う。等化部１４からの出力信号は再変調部１５に入力され、波形整形後のＯＦＤＭ信号を再生成し、Ｄ／Ａ変換器１６にてデジタル-アナログ変換されて中間周波数の中継信号としてアナログ信号を出力する。中間周波数の中継信号はアップコンバータ３で地上デジタル放送での中継回線の高周波信号に変換され、アンテナ４で送信される。

次に、遅延プロファイルを用いた最適ＦＦＴ時間窓位置の算出方式について説明を行い、その後、最適ＦＦＴ時間窓算出部１２についての説明を行う。

図４はＦＦＴ時間窓をずらした時のＦＦＴ時間窓内の電力を示す模式図であり、ＦＦＴ時間窓位置

をずらした時のＦＦＴ時間窓内に含まれる信号電力

（図４の太実線）と干渉波電力

（図４の太点線）を示している。ＦＦＴ時間窓位置

が

までの期間はどこに設けても信号電力

は最大であり、正規化電力は1となる。逆に、隣接シンボルからの干渉電力

は0となる。ＦＦＴ時間窓が上記の範囲を外れると、信号電力

は

の勾配で減少し、逆に干渉電力

は

の勾配で増加していく。これを、数式を用いて表すと式（１）、式（２）のようになる。

（ＦＦＴ時間窓内信号電力） (1)

（ＦＦＴ時間窓内干渉電力） (2)

次に、先行波、反射波が存在する場合のＦＦＴ時間窓内の電力について図５、図６により説明する。本発明の一実施例の受信装置における最適ＦＦＴ時間窓を示す模式図の図６（ａ）に示すように先行波と反射波の時間差がガードインターバル期間長を超えているものとする。図５は先行波、反射波が存在する場合のＦＦＴ時間窓をずらした時のＦＦＴ時間窓内の電力を示す模式図であり、図５は図４と同様にＦＦＴ時間窓位置

をずらした場合の先行波、主波、反射波それぞれに対するＦＦＴ時間窓内の電力を示している。この様なマルチパス環境ではそれぞれの波が合成された信号が受信され、ＦＦＴ時間窓内の総電力はそれぞれの重ね合わせとなる。これは即ち、遅延プロファイル

とＦＦＴ時間窓内電力波形

、

との畳み込み演算で表わされる。また、信号電力対干渉波電力比（ＳＩＲ）はそれらの除算となる。これを、数式を用いて表すとＦＦＴ時間窓内信号電力波形

は式（３）、ＦＦＴ時間窓内干渉電力波形

は式（４）、信号電力対干渉波電力比（ＳＩＲ）は式（５）のように表わされる。また、式（３）（４）の結果を図6（ｂ）に示し、式(5)の結果を図６（ｃ）に示す。

(3)

(4)

(5)

最適ＦＦＴ時間窓位置を算出することは、式(5)に示す信号電力対干渉波電力比

を最大にする時間

を算出することになる。図６（ｃ）では

が最大となる位置を矢印で示し、その位置が最適なＦＦＴ時間窓位置であることを示している。

以上説明した最適ＦＦＴ時間窓位置の算出方式に基づいて最適ＦＦＴ時間窓算出部１２について図２を用いて詳細に説明する。

Ａ／Ｄ変換器１１によりサンプリングされた受信信号は遅延プロファイル算出部２１、及びＦＦＴ時間窓内電力波形生成部２２に入力される。遅延プロファイル生成部２１では得られた受信信号から伝送路のインパルス特性、いわゆる遅延プロファイルを算出する。遅延プロファイルの生成方式としては種々の方式が考えられるが、ここでは３種類の方式について説明する。第一方式について、地上デジタル放送では数キャリア間隔で振幅、位相が既知のパイロットキャリアが挿入され、シンボル毎にキャリア配置をずらしながら送信を行う分散パイロットキャリア（SP：Scattered Pilot）方式が採用されている。受信側では、受信信号からパイロットキャリアを抽出し、周波数、時間方向に内挿補間を行う。内挿補間した結果は、伝送路の周波数特性として得られ、得られた伝送路周波数特性を逆フーリエ変換することにより時間軸信号に変換することにより、遅延プロファイル

を算出することができる。第二の方式は、等化後の周波数領域の信号を判定し、送信信号を推定する。伝送路の周波数特性は等化前の周波数領域の信号を判定後の推定送信信号で除算することにより得られる。遅延プロファイルを得るには第一の方法と同様に、得られた伝送路周波数特性を逆フーリエ変換することにより時間軸信号に変換することにより、遅延プロファイル

を算出することができる。第三の方式は、送信側でチャープ信号等の既知信号を送信し、受信側では送信側で挿入したチャープ信号と受信信号とのスライディング相関演算を行うことにより遅延プロファイル

を生成することができる。

ＦＦＴ時間窓内電力波形生成部２２は図４の太実線と式（１）で示したＦＦＴ時間窓内に含まれる信号電力

と、図４の太点線と式（２）で示したＦＦＴ時間窓内に含まれる干渉波電力

を生成する。

遅延プロファイル生成部２１の出力信号

とＦＦＴ時間窓内電力波形生成部２２の出力信号

，

は畳み込み演算部２３に入力される。畳み込み演算部２３では式（３），（４）に示すように遅延プロファイル

とＦＦＴ時間窓内電力波形

，

との畳み込み演算を行い、畳み込み演算結果

と

を算出する。

畳み込み演算結果

と

はＳＩＲ算出部２４に入力され、ＳＩＲ算出部２４では式（５）に示すように

と

の除算を行い、信号電力対干渉波電力比

を算出する。

SIR算出部２４からの出力信号

は最大値位置検出部２５に入力され、

が最大となるＦＦＴ時間窓位置

を算出する。

はＦＦＴ時間窓位置

をずらした場合の信号電力対干渉波電力比であり、

が最大の位置

が最適なＦＦＴ時間窓位置

となる。最大値位置検出部２５からの出力信号

はＦＦＴ時間窓設置部２６に入力され、ＦＦＴ時間窓設置部２６のもう一方の入力にはＡ／Ｄ変換部１１からの受信信号が入力される。ＦＦＴ時間窓設置部２６では、最大値位置検出部２５からの出力信号に基づいたタイミングで受信信号に有効シンボル期間長のＦＦＴ時間窓を設ける。

以上、説明した処理により、先行波と反射波の時間差がガードインターバル期間以上であるような環境下であっても、信号電力対干渉波電力比（ＳＩＲ）が最大となる最適な位置

にＦＦＴ時間窓を設けることが可能となる。つまり複雑な遅延プロファイルの環境下においても、地上デジタル放送でのシンボル間干渉を最小とすることができ、中継伝送することができる。
さらに、本発明の一実施例の地上デジタル放送のＯＦＤＭ受信装置の複調のＦＦＴを中心に説明したが、本発明は地上デジタル放送のＯＦＤＭに限らず、ガードインターバル期間があるデジタル変調方式の受信装置とガードインターバル期間があるデジタル変調方式の受信装置を用いた中継装置に適用できる。

本発明の一実施例の受信装置を用いた中継装置の構成を示すブロック図 本発明の一実施例の受信装置における最適ＦＦＴ時間窓算出部の構成を示すブロック図 地上デジタル放送での中継回線の一例を示す模式図 ＦＦＴ時間窓をずらした時のＦＦＴ時間窓内の電力を示す模式図 先行波、反射波が存在する場合のＦＦＴ時間窓をずらした時のＦＦＴ時間窓内の電力を示す模式図 本発明の一実施例の受信装置における最適ＦＦＴ時間窓を示す模式図

符号の説明

１、４：アンテナ、２：ダウンコンバータ、３：アップコンバータ、
１１：Ａ／Ｄ変換器、１２：最適ＦＦＴ時間窓算出部、１３：ＦＦＴ部、１４：等化部、１５：再変調部、１６：Ｄ／Ａ変換器、
２１：遅延プロファイル算出部、２２：ＦＦＴ時間窓内電力波形生成部、２３：畳み込み演算部、２４：ＳＩＲ算出部、２５：最大値位置検出部、２６：ＦＦＴ時間窓設置部、

Claims (3)

1. 有効シンボルにガードインターバルが付加されて変調された信号を受信する受信装置において、
   受信信号から遅延プロファイルを算出するＤＰＦ算出部と、
   復調用の時間窓内に含まれる信号電力と、復調用の時間窓内に含まれる隣接信号からの干渉電力を、一定時間の復調用時間窓の開始時刻の関数として規定する電力波形生成部と、
   遅延プロファイルと復調用時間窓内信号電力とを畳み込み演算する手段と、
   遅延プロファイルと復調用時間窓内干渉電力とを畳み込み演算する手段と、
   信号電力の畳み込み演算結果と干渉電力の畳み込み演算結果とを除算することにより、信号電力対干渉電力比（ＳＩＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ）を開始時刻の関数として算出する手段と、
   上記ＳＩＲが最大値となる時間位置を検出する手段と、
   上記最大値位置のタイミングに基づいて上記復調用時間窓を設ける手段と、を備え、
   上記電力波形生成部は、上記受信信号を主波のみとしたときに、開始時刻が該主波の上記ガードインターバル内では一定の最大値となり、該ガードインターバルの両側では上記有効シンボルの時間離れると０になるように直線的に減衰する台形状で表される電力波形を上記信号電力として出力する一方、該最大値から上記信号電力を減算して得た電力波形を上記干渉電力として出力することを特徴とする受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置において、
   復調する上記受信信号の変調方式が直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）であり、
   上記ＤＰＦ算出部は、遅延プロファイルを算出する方式として、該変調方式により受信信号に挿入されている既知のパイロットキャリアを抽出し、周波数或いは時間方向に補間し、得られた伝送路周波数特性を逆フーリエ変換する第１の方式と、周波数領域で上記受信信号を等化し、判定して得た推定送信信号で、等化前の周波数領域の上記受信信号を除算し、得られた伝送路周波数特性を逆フーリエ変換する第２の方式と、送信側で既知のチャープ信号を送信し、上記受信信号と該既知のチャープ信号とのスライディング相関演算により得る第３の方式と、の内のいずれかを用いることを特徴とする受信装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の受信装置を用いた中継装置。