JP5795466B2

JP5795466B2 - 受信装置

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Publication number: JP5795466B2
Application number: JP2010189234A
Authority: JP
Inventors: 高橋　政行; 政行高橋; 英男大澤
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2010-08-26
Filing date: 2010-08-26
Publication date: 2015-10-14
Anticipated expiration: 2030-08-26
Also published as: JP2012049768A

Description

本発明は、変調信号を受信する受信装置に関する。

変調信号を受信する受信装置では、複数のサブキャリアを用いて伝送容量を確保することができるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）システムが知られている。そのＯＦＤＭシステムが適用された例としてIEEE802.11aに準じた無線ＬＡＮなどがある。

IEEE802.11aに準じた無線ＬＡＮでは、データはフレーム単位に分割して送信される。そのフレームの送信に割り当てられるサブキャリアごとに、そのフレームに含まれるプリアンブル内のトレーニングシンボルに基づいて、受信時のトレーニング処理が行なわれる。

また、ＯＦＤＭ信号をアダプティブアレイアンテナ構成で受信し、ＲＬＳ(Recursive Least Square)アルゴリズムを改良し同様に少ないトレーニングシンボルにてアンテナ重みを収束させる方法がある(例えば、非特許文献１参照)。

特開平１０−３２２１４４号公報特開２０００−０３１７５３号公報

藤井、鈴木、「隣接サブキャリア信号による繰り返しウェイト更新を用いたＯＦＤＭＲＬＳアダプティブアレーアンテナ」、信学技報 DSP2003-78、WBS2003-46、2003年7月．

ところで、フレーム単位に分割して送信されるフレームでは、伝送効率を高めるためにトレーニング時間としての割り付け時間は限られている。IEEE802.11aでは、トレーニングに割り当てられたシンボルが、１フレームあたり２シンボル分しかないことから、シンボルごとにトレーニングを行うと２回しか行うことができない。また、このシンボルは、全てのサブキャリアごとに既知の信号（参照信号）が割り当てた信号として規定されている。

また、複数のアンテナから受信された無線信号を合成して、受信品質を高めることが行われている。例えば、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準を用いて、規定の参照信号と重み付け合成出力との誤差電力を最小化する重み付け係数を導いて、重み付け演算を行う場合を想定する。複数の系統から受信された信号に基づいて、重み付け係数を収束させるには、その合成する系統の数（ブランチ数）の２倍以上の回数の重み更新が必要になる。例えば、２系統の場合では、その倍の４回以上の重み更新が必要になる。

しかしながら、フレームに割り当てられたシンボル数が、その回数より少ない場合には、重み係数が収束しきらずに、誤差を含んだ重み係数が導かれることになる。重み係数に誤差が含まれる場合には、トレーニング処理が不完全な状態のまま終了することになる。そのような状態では、重み係数が確率的に収束しきらないサブキャリアが生じうることから、通信品質が低下する場合があるという問題がある。

本発明は、上記問題を解決すべくなされたものであり、その目的は受信装置のトレーニング処理の精度を高めることができる受信装置を提供することにある。

上記問題を解決するために、本発明は、サブキャリア周波数を用いた周波数多重伝送を行う無線通信システムであって、１フレーム周期より短い所定の単位時間が予め定められ、当該所定の単位時間のトレーニング信号が複数付与されたフレームを受信する無線通信システムの受信装置であって、受信した前記フレームに付与される前記トレーニング信号であって、２以上の第１の自然数倍の前記単位時間に連続して割り付けられる前記トレーニング信号に対し、前記第１の自然数より大きい第２の自然数回にＦＦＴ開始時刻を設定する設定部と、第１の前記トレーニング信号と第１の前記トレーニング信号に連なる第２の前記トレーニング信号とが前記単位時間毎に付与されており、第１の前記トレーニング信号の少なくとも一部を対象範囲に含む第１のＦＦＴ処理と、第１の前記トレーニング信号の一部と第２の前記トレーニング信号の一部とを対象範囲に含む前記第２の自然数回に応じて定めた複数の第２のＦＦＴ処理とを含む処理により前記トレーニング信号のトレーニングを行う検出処理であって、前記第１のＦＦＴ処理と前記複数の第２のＦＦＴ処理とのそれぞれの対象範囲に互いに共通する範囲が含まれ、前記第１のＦＦＴ処理と前記複数の第２のＦＦＴ処理の対象範囲が互いに異なっており、前記設定されたＦＦＴ開始時刻に基づいて前記トレーニング信号に対する前記ＦＦＴ開始時刻をずらして、並列に前記トレーニング信号の検出処理を行う検出部と、前記検出されたトレーニング信号と、前記トレーニング信号に応じて予め定められる参照信号とに基づいて、導かれる誤差電力が小さくなるように前記サブキャリア周波数毎に重み付けする重み付け係数を導く重み付け演算処理を行い、前記サブキャリア周波数毎に重み付け合成された合成信号を生成する合成部と、前記重み付け合成された合成信号に基づいて復調処理をする信号変換部と、を備えることを特徴とする受信装置である。

また、本発明は、上記発明において、前記設定部は、前記単位時間に第1の自然数から１を減じた数を掛け合わせた時間を前記第２の自然数から１を減じた数で分割した時点を起点とする前記ＦＦＴ開始時刻をして設定することを特徴とする。

また、本発明は、上記発明において、前記合成部は、前記設定されたＦＦＴ開始時刻に応じて、前記参照信号の位相を補正する位相補正部を備えることを特徴とする。

また、本発明は、上記発明において、前記検出部は、前記設定されたＦＦＴ開始時刻に応じて、前記受信したフレームから抽出する情報の範囲を定める窓関数を用いて得られた範囲の情報に基づいて検出処理をすることを特徴とする。

また、本発明は、上記発明において、前記合成部は、前記誤差電力が小さくなる重み付け係数を，ＭＭＳＥを用いて導くことを特徴とする。

前記手段により、受信装置のトレーニング処理の精度を高めることができるという効果がある。

本発明の本実施形態における受信装置を示す概略ブロック図である。本実施形態におけるＦＦＴ窓の設定を示す図である。本実施形態におけるトレーニング信号にレベル変動の大きい干渉信号が含まれる場合の処理を示す図である。本実施形態における窓制御部を示すブロック図である。本実施形態におけるＦＦＴ窓の設定に応じた参照信号の位相制御を示す図である。本実施形態における位相補正部の構成を示すブロック図である。トレーニング処理の違いによる２乗誤差の違いを示すグラフである。トレーニング処理の違いによるＣＮＲ−ＢＥＲ特性の違いを示すグラフである。第２実施形態における窓制御部を示すブロック図である。第３実施形態における窓制御部を示すブロック図である。第４実施形態における窓制御部を示すブロック図である。

（第１の実施形態）
以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態における受信装置を示す概略ブロック図である。図に示される受信装置１は、無線部１０、検出部２０、合成部３０、信号変換部４０及びＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０を備える。

無線部１０は、直交検波部１１、アナログディジタル変換（Ａ／Ｄ）部１２及びガードインターバル（ＧＩ）除去部１３を備える。直交検波部１１は、アンテナから受信した電波を直交検波する。アナログディジタル変換（Ａ／Ｄ）部１２は、直交検波されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。ガードインターバル（ＧＩ）除去部１３は、デジタル信号に変換された情報からフレームを検出し、フレームに含まれるガードインターバル信号を除去して、受信フレームを生成する。

検出部２０は、生成された受信フレームに基づいて、所定の時間範囲に含まれるトレーニング信号をサブキャリアごとに検出し、サブキャリア信号を生成する。検出部２０は、窓制御部２１、直並列変換（Ｓ／Ｐ）部２２、及びＦＦＴ部２３を備える。窓制御部２１は、生成されたフレームのプリアンブルに含まれるトレーニング信号に含まれる周波数成分を検出する検出処理を行う範囲をＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０からの制御信号に応じて抽出する、いわゆる窓関数として機能する。直並列変換（Ｓ／Ｐ）部２２は、窓関数によって抽出範囲が定められた信号に対して、シリアル・パラレル変換を行う。ＦＦＴ部２３は、パラレル変換された時間領域の情報に基づいてＦＦＴ処理を行い、周波数領域の信号に変換し、サブキャリアごとにサブキャリア信号を生成する。

合成部３０は、サブキャリアごとに設けられ、それぞれの検出部２０においてＦＦＴ処理された結果に基づいてサブキャリアごとに合成処理を行う。ここで，合成部３０は，ｍ番目のサブキャリアについて記述している。合成部３０は、合成処理部３１、参照信号部３２、位相補正部３３、減算器３４及び重み係数算出（ＭＭＳＥ）部３５を備える。

また、合成処理部３１は、乗算器３１ａ、３１ｂ及び加算器３１ｃを備える。乗算器３１ａは、算定された重み係数Ｗ_ｍｎ１を、抽出されたサブキャリア信号Ｘ_ｍｎ１に乗じる。乗算器３１ｂは、算定された重み係数Ｗ_ｍｎ２を、抽出されたサブキャリア信号Ｘ_ｍｎ２に乗じる。加算器３１ｃは、乗算器３１ａと乗算器３１ｂによってそれぞれ算定された演算結果を加算して、そのサブキャリア信号の合成信号Ｙ_ｍｎを生成する。ここで，ｎは１≦ｎ≦Ｎの整数であり，Ｎは後述する擬似トレーニングシンボル数を示す。

参照信号部３２は、トレーニング信号に応じて定められる参照信号の情報を記憶し、演算処理に応じて参照される。位相補正部３３は、参照信号部３２に保持される参照信号Ｄ_ｍｎに対して、ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０からの制御信号に応じて位相制御を行う。減算器３４は、合成処理部３１によって算定された合成信号Ｙ_ｍｎと位相調整された参照信号Ｄ_ｍｎとの誤差信号ｅ_ｍｎを算出する。

重み係数算出（ＭＭＳＥ）部３５は、導かれた誤差信号ｅ_ｍｎ、並びに、それぞれ抽出されたサブキャリア信号Ｘ_ｍｎ１とサブキャリア信号Ｘ_ｍｎ２に基づいて、平均２乗誤差（Ｅ［｜ｅ_ｍｎ｜^２］）が最小になるように重み係数Ｗ_ｍｎ１とＷ_ｍｎ２を算定する。重み係数算出（ＭＭＳＥ）部３５は、この算定をＭＭＳＥ基準により行う。合成部３０によって行われる合成処理を式（１）として示し、平均２乗誤差（Ｅ［｜ｅ_ｍｎ｜^２］）を式（２）として示す。

ただし、式（１）のＹ_ｍｎが重み付け合成信号を示し、Ｗ_ｍｎが重みベクトルを示し、Ｘ_ｍｎがサブキャリア信号ベクトルを示し、Ｈは複素共役転置を示す。また式（２）のＤ_ｍｎが参照信号を示し、ｅ_ｍｎが参照信号Ｄ_ｍｎと重み付け合成出力Ｙ_ｍｎとの誤差信号を示す。ここで、重みベクトルＷ_ｍｎとサブキャリア信号ベクトルＸ_ｍｎをそれぞれ式（３）、式（４）として示す。

ただし、式（３）、式（４）のＴは転置を示す。

信号変換部４０は、復調部４１と並直列変換（Ｐ／Ｓ）部４２を備える。復調部４１は、各サブキャリア信号の合成信号に基づいて復調処理を行う。並直列変換（Ｐ／Ｓ）部４２は、復調された信号に基づいてパラレル・シリアル変換処理を行う。

ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０は、検出部２０において、ＦＦＴ部２３によるＦＦＴ演算を行う情報の範囲を定める窓関数として窓制御部２１を機能させるため、ＦＦＴ窓のずらし量τを設定する。また、ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０は、参照信号部３２に保持される参照信号の位相変換を位相補正部３３に行わせるため、窓制御部２１に設定したＦＦＴ窓のずらし量τに応じて位相制御を行う。

ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０は、受信したフレームに含まれるトレーニング信号の基本周期にとらわれずに、連続したトレーニング信号とみなし、その連続するとみなしたトレーニング信号に対してずらし量τに基づいて時間シフトした起点時刻からの情報を擬似的なトレーニング信号（以下，擬似トレーニングシンボルと呼ぶことにする。）として、それぞれトレーニング処理を行なわせる。ずらし量τは、予め定められる一定の値とした場合、例えば、式（５）によって導かれる。

式（５）において、τがＦＦＴずらし量を示し、Ｎが擬似トレーニングシンボル数，Ｋが連続したトレーニング信号数を示し、ＴがＦＦＴ周期を示す。

図を参照し、ＦＦＴ窓の設定方法について示す。図２は、本実施形態におけるＦＦＴ窓の設定を示す図である。本実施形態の一態様として、IEEE802.11aに準じたトレーニング信号を用いて説明する。IEEE802.11aのフレームのプリアンブルは、先に送信される「ショート・プリアンブル」と、その後に送信される「ロング・プリアンブル」からなる。「ショート・プリアンブル」は、主にタイミング検出やＡＦＣの粗調整などに利用される。「ロング・プリアンブル」は、主にＡＦＣ微調整やチャネル推定に利用される。

この図に示される範囲では、IEEE802.11aのフレームのプリアンブルのうち、「ロング・プリアンブル」の部分を拡大して示したものである。この「ロング・プリアンブル」は、ガードインターバルＧＩ２に続く、２つのロング・トレーニング・シンボル（ＴＬ１とＴＬ２）からなる。同じ時間波形の繰り返しであるロング・トレーニング・シンボルは、いわゆるトレーニング信号に用いられ、それぞれがＯＦＤＭシンボルと同じ長さを有する。したがって、ＴＬ１とＴＬ２を合わせた長さは、ＯＦＤＭシンボル２つ分の長さになる。ここで、ＴＬ１とＴＬ２のそれぞれの長さである、ＯＦＤＭシンボル１つ分の期間をＦＦＴ周期Ｔとして示す。

これまでの一般的なトレーニング処理では、ＴＬ１とＴＬ２の期間に１回ずつＦＦＴ処理を行っていた。本実施形態に示すトレーニング処理では、シンボルの周期とＦＦＴ処理の周期に位相差を設定して、複数のＦＦＴ処理を並列に実施する。ここで、Ｎ回のＦＦＴ処理を行うこととする。１番目のＦＦＴ処理をＦＦＴ＿１、２番目のＦＦＴ処理をＦＦＴ＿２、そして、Ｎ番目のＦＦＴ処理をＦＦＴ＿Ｎとして示す。ＦＦＴ＿２は、ＦＦＴ＿１から所定の期間（τ）だけ遅れた時刻から処理を始める。順に所定の期間(τ)ずつ遅れた複数回のＦＦＴ処理の開始時刻を定義する。

ＴＬ１とＴＬ２の境界では、トレーニング信号の各サブキャリアの位相連続性が確保されるので、ＦＦＴ周期が仮に、ＴＬ１とＴＬ２の境界をまたいで行われても、ＯＦＤＭの遅延波がガードインターバルＧＩ２内に収まってさえいれば、伝搬路特性による線形畳み込みは、巡回畳み込みとみなすことができる。

図を参照し、複数回のＦＦＴ処理を行って期待されるその他の効果について示す。図３は、本実施形態におけるトレーニング信号にレベル変動の大きい干渉信号が含まれる場合の処理を示す図である。図３に示すトレーニング処理の期間では、ＴＬ１とＴＬ２の連続した期間のうち、ＴＬ２の期間に干渉波が混信した場合が示される。

先に従来の方法の動作を示す。シンボル周期に応じてＦＦＴ処理を行うと、ＴＬ１の処理では所望信号のチャネル推定が行えるが、次のＴＬ２には干渉波が混信してしまい、ＴＬ２の処理のみでは干渉波を抑圧できない。これは、ＴＬ２の処理のみでは、干渉を抑圧するための重み更新回数が１回となり、重み係数を収束させるための重み更新回数が不十分となってしまうためである。従って、従来の方法によるトレーニング処理では、干渉波を抑圧する重み係数を収束させることができないという問題がある。

そこで、同じ干渉波が含まれたＴＬ１とＴＬ２に対し本実施形態を適用した場合の動作を示す。ＦＦＴ＿２からＦＦＴ＿５のそれぞれの期間に、干渉波が混信した期間が含まれる。そのため、同じ干渉波に対して複数回の検出を行うことができる。これにより、影響の大きい干渉波の情報から、４回の重み係数の計算に供給される情報とすることができ、さらには、干渉波を打ち消す重み係数を計算することができる。そして、干渉波を打ち消す重み係数を適用した状態で、トレーニングを行うことができる。したがって、同じ長さのトレーニング信号であっても、トレーニング信号期間の一部の時間に含まれる干渉波を有効に利用し，干渉波を抑圧する重み係数に収束させることができる。

図を参照し、図１に示した構成について、より具体的な実施態様について示す。図４は、本実施形態における窓制御部を示すブロック図である。図に示される窓制御部２１ＡとＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ａは、図１に示した窓制御部２１とＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０の一態様である。窓制御部２１Ａは、ＦＦＴ窓設定部２１１と、ＦＦＴ開始タイミング通知部２１２を備える。

ＦＦＴ窓設定部２１１は、無線部１０から供給される信号に対して、設定された制御情報に従って、所定の時間範囲に含まれる信号を抽出する。ＦＦＴ開始タイミング通知部２１２は、ＦＦＴ窓設定部２１１が所定の時間範囲の情報を抽出するようにＦＦＴ処理の時間窓を設定する制御信号を生成し、ＦＦＴ窓設定部２１１に供給する。ＦＦＴ開始タイミング通知部２１２は、ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ａから供給される制御信号に基づいてＦＦＴ窓設定部２１１への制御信号を生成する。

また、ＦＦＴ窓設定部２１１への制御信号は、ＦＦＴ窓設定部２１１をＦＦＴ開始時間が固定されたＦＦＴ窓とみなし、必要とされるＦＦＴ開始時間を指示する信号とする。ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ａは、ＦＦＴ開始タイミング通知部２１２に対しＦＦＴ開始時間を指示する制御情報を供給する。この構成により、簡易な構成でＦＦＴ窓設定を行うことができる。

図を参照し、ＦＦＴ窓の設定に応じた参照信号の位相制御について示す。図５は、本実施形態におけるＦＦＴ窓の設定に応じた参照信号の位相制御を示す図である。この図は、図２、図３に先に示したようにIEEE802.11aに準じて、参照信号の位相を制御する方法を示す。１番目のＦＦＴ処理であるＦＦＴ＿１、２番目のＦＦＴ処理であるＦＦＴ＿２、そして、Ｎ番目のＦＦＴ処理であるＦＦＴ＿Ｎのそれぞれに応じた参照信号を、参照信号ｄ_１、参照信号ｄ_２、そして、参照信号ｄ_Ｎとする。ｎ番目の擬似トレーニングシンボルのｍ番目のサブキャリアに対応する参照信号Ｄ_ｍｎは、式（６）によって導かれる。

式（６）において、ｄ_１が基準とする元の参照信号を示し、ＦＦＴ[・]_ｍがｍ番目のサブキャリアのシンボルを示し，Ｄ_ｍが基準とする元の参照信号ｄ_１のｍ番目のサブキャリア信号を示す。式（６）の右辺の指数演算の項は、基準とする元の参照信号である参照信号ｄ_１に対して位相補正演算を行う位相補正項である。この演算を行うことにより、必要な位相制御を行った参照信号を生成できる。

図を参照し、位相補正部の構成について示す。図６は、本実施形態における位相補正部の構成を示すブロック図である。図に示される位相補正部３３は、位相補正項計算部３３１と乗算器３３２を備える。位相補正項計算部３３１は、ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ａから供給される制御信号に応じて、参照信号の位相を制御する位相補正信号を生成する。

乗算器３３２は、供給される参照信号（Ｄ_ｍ）に対して、位相補正項計算部３３１によって生成された位相補正信号を乗じて、位相補正された参照信号を出力する。例えば、位相補正項計算部３３１が式（６）における右辺の指数演算の項の演算を行い、位相補正部３３として式（６）の演算処理を行うことができる。

図を参照し、本実施形態におけるトレーニング処理の効果を示す。図７は、トレーニング処理の違いによる２乗誤差の違いを示すグラフである。図の縦軸は、２乗誤差（｜ｅ｜^２）を示し、横軸はトレーニングの演算回数を示す。

図７（ａ）は、本実施形態による複数回のトレーニング処理を行う擬似トレーニングシンボルを用いた場合のエラー発生状況を示すグラフである。このグラフの縦軸が２乗誤差（｜ｅ｜^２）を示し、横軸が繰り返し行われるトレーニング回数を示す。このエラー発生状況は、図１の構成に図２に示したＦＦＴ処理の回数（Ｎ回）を、５回とした場合であり、１本ごとに示される波形は、サブキャリアごとの収束状況を示している。回数が、１から徐々に大きくなるにつれ、その回数までのトレーニング処理の結果の情報を用いて受信した場合の２乗誤差は、徐々に低下する傾向を示す。そして、擬似的トレーニング回数の５回に達すると、２乗誤差が小さくなり、２乗誤差が１０^−２以下に収束し、充分トレーニングの効果が表れている。

図７（ｂ）は、従来の方法で行った結果が示されており、２つのシンボルＴＬ１とＴＬ２に応じた回数（２回）のトレーニング処理の結果の２乗誤差が示される。このグラフでは、図７（ａ）のように、多くのサブキャリアの２乗誤差は、回数が多くなるほど低下する傾向にあるが、一部のサブキャリアの２乗誤差が低下せずに、１０^−２よりも高い２乗誤差を示すものがある。

図７（ｂ）では、回数が３回以上では、トレーニング処理の期間ではなく、実際のデータが送信されている期間であるが、２乗誤差が低下しないグラフのサブキャリアでは、必要とされる２乗誤差が確保できていない状態であり、通信品質が十分に確保できていない状態である。このように、方式の異なる２つのグラフを対比することにより、本実施形態では、２乗誤差の改善が見られ、通信品質が確保されていることが示される。

図を参照し、本実施形態におけるＣＮＲ−ＢＥＲ特性を示す。図８は、トレーニング処理の違いによるＣＮＲ−ＢＥＲ特性の違いを示すグラフである。図の縦軸は、ビットエラー率（ＢＥＲ）を示し、横軸はＣＮＲ（ｄＢ）を示す。このグラフでは、ＤＵＲの条件の異なる３つの場合を合わせて示している。本実施系による擬似トレーニングシンボル付加法では、従来一般的に行われている２シンボル重み更新方式に対して、ＤＵＲの条件が異なってもビットエラー率が３ｄＢ改善していることが示される。

また、本実施形態では、合成処理を行う重み係数の算出にＭＭＳＥを用いたことにより、その効果として、干渉抑圧を行うことができる。また、複数のアンテナを用いた受信系を構成することにより、ダイバーシチ利得を受信状況に応じて適応させることが可能となる。

(第２実施形態)
図を参照し、図１に示した受信装置における異なる態様を示す。図９は、本実施形態における窓制御部を示すブロック図である。図に示される窓制御部２１ＢとＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ｂは、図１に示した窓制御部２１とＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０の一態様である。

窓制御部２１Ｂは、ＦＦＴ窓設定部２１１−１から２１１−Ｎと、遅延器２１３−２から２１３−Ｎと、連結部２１４を備える。ＦＦＴ窓設定部２１１−１から２１１−Ｎは、無線部１０から供給される信号に対して、固定的に設定された遅延量を有する遅延器２１３−２から２１３−Ｎによってそれぞれ位相差が設定された信号が入力され、それぞれの入力される信号に応じて、所定の時間範囲に含まれる信号を抽出する。

遅延器２１３−２から２１３−Ｎは、無線部１０から供給される信号に対して、固定的に設定された遅延量を有する。設定する遅延量は、遅延器２１３−２から２１３−Ｎの順に、基準の遅延量τずつ遅延量が大きくなる。連結部２１４は、ＦＦＴ窓設定部２１１−１から２１１−Ｎがそれぞれ所定の時間範囲の情報を抽出した結果を連結し、出力する。ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ｂは、遅延器２１３−２から２１３−Ｎに対し、遅延量τの設定を行う制御情報を供給する。

この構成は、固定的に遅延量τが設定された複数の系統の機能部が並列に処理することから、ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ｂからの制御を簡素化することができる。

(第３実施形態)
図を参照し、図１に示した受信装置における異なる態様を示す。図１０は、本実施形態における窓制御部を示すブロック図である。図に示される窓制御部２１ＣとＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ｃは、図１に示した窓制御部２１とＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０の一態様である。

窓制御部２１Ｃは、トレーニング２シンボルバッファ２１５Ｃと、ＦＦＴ窓ずらし部２１６と、ＦＦＴ窓設定部２１７を備える。トレーニング２シンボルバッファ２１５Ｃは、２個連続して受信するトレーニングシンボルを蓄積する。

ＦＦＴ窓ずらし部２１６は、ＦＦＴ窓設定部２１７が所定の時間範囲の情報を抽出するようにＦＦＴ処理の時間窓を設定する制御信号を生成し、ＦＦＴ窓設定部２１７に供給する。ＦＦＴ窓設定部２１７は、設定された制御信号に基づいて、所定の時間範囲の情報を抽出するようにＦＦＴ処理の時間窓を設定する。そして、ＦＦＴ窓設定部２１７は、その設定された時間窓の範囲を、蓄積されたトレーニングシンボルから抽出して出力させる。ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ｃは、ＦＦＴ窓ずらし部２１６に対しＦＦＴ開始時間を指示する制御情報を供給する。

(第４実施形態)
図を参照し、図１に示した受信装置における異なる態様を示す。図１１は、本実施形態における窓制御部を示すブロック図である。図に示される窓制御部２１ＤとＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ｄは、図１に示した窓制御部２１とＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０の一態様である。

窓制御部２１Ｄは、ＦＦＴ窓設定部２１１−１から２１１−Ｎと、遅延器２１３Ｄ−２から２１３Ｄ−Ｎと、連結部２１４と、トレーニング２シンボルバッファ２１５を備える。図９と同じ構成には、同じ符号を附す。

遅延器２１３Ｄ−２から２１３Ｄ−Ｎは、トレーニング２シンボルバッファ２１５Ｄから供給される信号に対して、固定的に設定された遅延量を有する。設定する遅延量は、遅延器２１３Ｄ−２から２１３Ｄ−Ｎの順に、基準の遅延量τずつ遅延量が大きくなる。ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ｄは、遅延器２１３Ｄ−２から２１３Ｄ−Ｎに対し、遅延量τの設定を行う制御情報を供給する。

この構成は、トレーニング２シンボルバッファ２１５Ｄによって、一時的にバッファリングされたトレーニングシンボルに対してトレーニング処理が行われる。そのトレーニング処理は、第２実施形態として示したように固定的に遅延量τが設定された複数の系統の機能部が並列に処理することから、ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０Ｄからの制御を簡素化することができる。

以上に示した、第２実施形態から第４実施形態に示した構成であっても、第１実施形態に示した受信特性に対する効果と同様の効果を得ることができる。選択された構成により、実装形態の差が生じているが、いずれかの構成を適宜選択することができる。

なお、本実施形態に示した受信装置１は、受信したフレームに付与され、２以上の第１の自然数倍の単位時間（Ｔ）に連続して割り付けられるトレーニング信号に対し、ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０が、第１の自然数より大きい第２の自然数回にＦＦＴ開始時刻を設定する。検出部２０は、設定されたＦＦＴ開始時刻に基づいて、ＦＦＴ開始時刻をずらして、並列に前記トレーニング信号の検出処理を行う。合成部は、検出されたトレーニング信号と、トレーニング信号に応じて予め定められる参照信号とに基づいて、導かれる誤差電力が小さくなる重み付け係数を導く重み付け演算処理を行う。信号変換部４０は、重み付け合成された合成信号に基づいて復調処理をする。ここで、ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０が、第１の自然数より大きい第２の自然数回にＦＦＴ開始時刻を設定することにより、各ＦＦＴ開始時刻の差を予め定めた所定の時間とすることができる。

ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部５０は、前記単位時間に第1の自然数から１を減じた数を掛け合わせた時間を第２の自然数から１を減じた数で分割した時点を起点とする前記ＦＦＴ開始時刻を設定する。このＦＦＴ開始時刻の差を一定の値とすることにより、等間隔の時間差を設定することができる。この時間差の設定は、遅延器などによって設定することができる遅延量τとして設定することができ、繰り返し行う処理の構成を簡素化することができる。

また、本実施形態の合成部３０は、起点して設定されたＦＦＴ開始時刻に応じて、参照信号の位相を補正する位相補正部３３を備える。ここでは、起点して設定されたＦＦＴ開始時刻に応じた参照信号を生成することができる。

また、本実施形態の検出部２０は、設定された開始時刻に応じて、受信したフレームから抽出する情報の範囲を定める窓関数を用いて得られた範囲の情報に基づいて検出処理をする。これによって，受信したフレームに付与されたトレーニング信号数によらず，シンボル周期に応じた検出処理よりも多い数のトレーニング信号を検出することができる。

また、本実施形態の合成部３０は、誤差電力が小さくなる重み付け係数をＭＭＳＥを用いて導く。これによって，サブキャリア毎にＳＩＮＲを最大化することができる。

以上、本発明の実施形態に示した構成では、既知シンボルがIEEE802.11aのロング・トレーニング・シンボルのような同じ信号の繰り返しである場合、トレーニングシンボルをオーバーラップさせてＦＦＴ窓を設定しても，１周期分の所望信号を取得でき、擬似トレーニングシンボルとして使用してトレーニング（更新）回数を増やすことができる。

また、伝搬路特性の変動が小さければ、アンテナ重みはほぼ一定である。つまり、アンテナ重みは、時間軸上の切り出し位置によって変動するものではない。そこで、既知信号に切り出し位置に応じた位相回転を与えることで、アンテナ重みは位相回転しないことになり、ＭＭＳＥ基準にて真値に収束させることができる。

また、本実施形態に示したように、トレーニングシンボルを切り出して擬似トレーニングシンボルを生成し、その切り出し時のずらし量(遅延量τ)を少なくし過ぎると、擬似トレーニングシンボル数は増やすことができるが、シンボルに付帯している熱雑音に相関が生じアンテナ重みが最適値から外れてしまう場合がある。切り出し時のずらし量(遅延量τ)は、熱雑音の相関が生じない範囲の値に設定し、擬似トレーニングシンボル数を稼ぐようにすることが望ましい。

なお、本発明は、上記の実施形態に示した構成に制限されず、発明の要旨を変更しない範囲で構成、数量などを適宜変更することができる。例えば、アンテナの数（素子数）、トレーニングシンボル数等は、具体的な固有値を例にあげて示したが、任意の数を選択することができる。

また、ＭＭＳＥを実現する方式として、ＬＭＳ、ＲＬＳなどの方法を選択することができる。

また、無線ＬＡＮの規格をIEEE802.11a方式を例示して示したが、他の規格の無線ＬＡＮに適用することができる。例えば、IEEE802.11g方式やIEEE802.11n方式，IEEE802.11p方式に適用することにより、干渉抑圧に効果を得ることできる。

また、ＦＦＴ窓のずらし量（遅延量）τは、等間隔であることを例示して説明したが、そのずらし量（遅延量）を一定の値とせずに、不等間隔に設定することも可能である。

１受信装置
１０無線部、１１直交検波部、１２アナログディジタル変換（Ａ／Ｄ）部、
１３ガードインターバル（ＧＩ）除去部、
２０検出部、２１窓制御部、２２直並列（Ｓ／Ｐ）変換部、２３ＦＦＴ部、
３０合成部、３１合成処理部、３２参照信号部、３３位相補正部、
３４減算器、３５重み係数算出（ＭＭＳＥ）部、
３１ａ、３１ｂ乗算器、３１ｃ加算器、
４０信号変換部、４１復調部、４２並直列変換（Ｐ／Ｓ）部、
５０ＦＦＴ窓ずらし量τ設定部

Claims

サブキャリア周波数を用いた周波数多重伝送を行う無線通信システムであって、１フレーム周期より短い所定の単位時間が予め定められ、当該所定の単位時間のトレーニング信号が複数付与されたフレームを受信する無線通信システムの受信装置であって、
受信した前記フレームに付与される前記トレーニング信号であって、２以上の第１の自然数倍の前記単位時間に連続して割り付けられる前記トレーニング信号に対し、前記第１の自然数より大きい第２の自然数回にＦＦＴ開始時刻を設定する設定部と、
第１の前記トレーニング信号と第１の前記トレーニング信号に連なる第２の前記トレーニング信号とが前記単位時間毎に付与されており、第１の前記トレーニング信号の少なくとも一部を対象範囲に含む第１のＦＦＴ処理と、第１の前記トレーニング信号の一部と第２の前記トレーニング信号の一部とを対象範囲に含む前記第２の自然数回に応じて定めた複数の第２のＦＦＴ処理とを含む処理により前記トレーニング信号のトレーニングを行う検出処理であって、前記第１のＦＦＴ処理と前記複数の第２のＦＦＴ処理とのそれぞれの対象範囲に互いに共通する範囲が含まれ、前記第１のＦＦＴ処理と前記複数の第２のＦＦＴ処理の対象範囲が互いに異なっており、前記設定されたＦＦＴ開始時刻に基づいて前記トレーニング信号に対する前記ＦＦＴ開始時刻をずらして、並列に前記トレーニング信号の検出処理を行う検出部と、
前記検出されたトレーニング信号と、前記トレーニング信号に応じて予め定められる参照信号とに基づいて、導かれる誤差電力が小さくなるように前記サブキャリア周波数毎に重み付けする重み付け係数を導く重み付け演算処理を行い、前記サブキャリア周波数毎に重み付け合成された合成信号を生成する合成部と、
前記重み付け合成された合成信号に基づいて復調処理をする信号変換部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
前記設定部は、
前記単位時間に第1の自然数から１を減じた数を掛け合わせた時間を前記第２の自然数から１を減じた数で分割した時点を起点とする前記ＦＦＴ開始時刻を設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記合成部は、
前記設定されたＦＦＴ開始時刻に応じて、前記参照信号の位相を補正する位相補正部
を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の受信装置。
前記検出部は、
前記設定されたＦＦＴ開始時刻に応じて、前記受信したフレームから抽出する情報の範囲を定める窓関数を用いて得られた範囲の情報に基づいて検出処理をする
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の受信装置。
前記合成部は、
前記誤差電力が小さくなる重み付け係数をＭＭＳＥを用いて導く
ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の受信装置。