JP5161265B2

JP5161265B2 - Ｍｉｓｏおよびｍｉｍｏ受信機を同時支援するマルチアンテナシステム

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Publication number: JP5161265B2
Application number: JP2010109109A
Authority: JP
Inventors: ダナンジャイ・ゴア; アブニーシュ・アグラワル; タマー・カドウズ
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2003-12-05
Filing date: 2010-05-11
Publication date: 2013-03-13
Anticipated expiration: 2024-12-03
Also published as: EP2202926A1; JP2010239627A; TWI385948B; EP2202927B1; EP2202928B1; CA2547493C; JP2010193480A; RU2333610C2; WO2005057870A1; CA2547493A1; CA2657472C; AU2004297958A1; JP5161264B2; EP2202926B1; TWI467951B; JP2010239626A; KR20060113755A; JP5231482B2; JP5226719B2; JP2007513584A

Description

米国特許法第１１９条のもとでの優先権の主張
本特許出願は、２００３年１２月５日に出願された仮出願第６０／５２７，２０１号（ “Incremental Pilot Insertion for Hybrid MISO/MIMO Systems”）に対して優先権を主張しており、これは、本発明の譲受人に譲渡され、それによって参照によって本明細書に明示的に取り入れられている。

本発明は、概ね、データ通信、より具体的には、無線マルチアンテナ通信システムのためのパイロット送信に関する。

マルチアンテナ通信システムは、データおよびパイロット送信のために、多数（Ｔ）の送信アンテナと、１本以上（Ｒ）の受信アンテナとを採用する。したがって、マルチアンテナシステムは、多数入力多数出力（multiple-input multiple-output, MIMO）システム、または多数入力単一出力(multiple-input single-output, MISO)システムであり得る。ＭＩＭＯシステムにおいて、多数の送信アンテナおよび多数の受信アンテナによって形成されるＭＩＭＯチャネルは、Ｓ≦ｍｉｎ｛Ｔ，Ｒ｝として、Ｓ本の空間チャネルから構成される。Ｓ本の空間チャネルが使用され、データを並列に送信して、より高い総スループットを達成すること、または冗長して送信して、より大きい信頼性を達成すること、あるいはこの両者を達成し得る。ＭＩＳＯシステムにおいて、多数の送信アンテナおよび１本の受信アンテナによって形成されるＭＩＳＯチャネルは、１本の空間チャネルから構成される。しかしながら、多数の送信アンテナが使用され、データを冗長して送信し、より高い信頼性を達成し得る。

無線チャネルを介して送られるデータを復元するために、送信機と受信機との間の無線チャネルの正確な推定値が通常必要とされる。チャネル推定は、一般に、送信機からパイロットを送り、受信機においてパイロットを測定することによって行われる。パイロットは、送信機および受信機の両者によって事前に知られている変調シンボルから構成される。したがって、受信機は、受信パイロットシンボルおよび既知の送信パイロットシンボルに基づいて、チャネル応答を推定することができる。

マルチアンテナシステムは、ＭＩＳＯ受信機(１本のアンテナを備えた受信機)およびＭＩＭＯ受信機(多数のアンテナを備えた受信機)の両者を同時に支援し得る。別途記載されるように、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機は、一般に、異なるチャネル推定値を必要とし、したがって、パイロット送信のための異なる要件をもつ。パイロット送信はマルチアンテナシステムにおけるオーバーヘッドを表すので、パイロット送信を可能な範囲まで最小化することが望ましい。しかしながら、パイロット送信は、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機の両者が十分な品質のチャネル推定値を得ることができるようなものであるべきである。

したがって、マルチアンテナシステムにおいてパイロットを効率的に送信する技術が当分野において必要とされている。

シングルキャリアおよびマルチキャリアのマルチアンテナ通信システムのための効率的なパイロット送信方式が、本明細書に記載されている。ＭＩＳＯ受信機は、通常、受信パイロットシンボルをフィルタにかけて、より高い品質のチャネル推定値を得ることができるように、パイロットが多数（Ｔ）の送信アンテナから１空間方向において送られるのを好む。ＭＩＭＯ受信機は、一般に、異なる送信および受信アンテナの対のチャネル利得を推定することができるように、パイロットがＴ本の送信アンテナから異なる空間方向において送られるのを要求する。

１つのパイロット送信方式では、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機の両者へのパイロット送信に使用されることができる係数の１つの“訓練”行列が定められる。Ｍ≧Ｔとして、訓練行列は、Ｍ個の訓練ベクトルを含み、各訓練ベクトルは、Ｔ個の係数を含む。Ｍ個の訓練ベクトルは、Ｍ本の異なる空間方向のために存在し、このパイロット送信方式では、互いに直交していない。各訓練ベクトルは、Ｔ本の送信アンテナから送信されるＴ個の基準化されたパイロットシンボルの各組を生成するのに使用される。Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組は、Ｍ個の訓練ベクトルで生成され、例えば、Ｍシンボル期間において送信されることができる。Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組は、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機の両者によるチャネル推定に使用するのに適している。例えば、訓練行列内のＭ×Ｔ個の係数は、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機の両者によるチャネル推定誤差を最小化するように選択され得る。

別の(“インクリメンタル”)パイロット送信方式では、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの第１の組は、第１の訓練ベクトルで生成され、Ｔ本の送信アンテナから（例えば、連続的に）送信される。少なくとも１つのＭＩＭＯ受信機が、システムによって支援されるとき、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの少なくもＴ−１個の追加の組が、少なくともＴ−１個の追加の訓練ベクトルで生成され、Ｔ本の送信アンテナから送信される。例えば、基準化されたパイロットシンボルの追加の組は循環されることができ、基準化されたパイロットシンボルの各追加の組は、各シンボル期間において送信されることができる。チャネル推定の性能を向上するために、訓練ベクトルは、互いに直交するように定められ得る。各ＭＩＳＯ受信機は、基準化されたパイロットシンボルの第１の組に基づいて、そのＭＩＳＯチャネルを推定することができる。各ＭＩＭＯ受信機は、基準化されたパイロットシンボルの第１および追加の組に基づいて、そのＭＩＭＯチャネルを推定することができる。

マルチアンテナシステムが、直交周波数分割多重化(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM)を使用するとき、各基準化されたパイロットシンボルは、各送信アンテナから、Ｐ＞１として、Ｐ本のサブバンドのグループ上で送信され得る。これは、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機が、それらのＭＩＳＯおよびＭＩＭＯチャネルの全周波数応答を、それぞれ推定することを可能にする。本明細書には、チャネル推定技術も記載される。本発明の種々の態様および実施形態も、さらに詳しく別途記載される。

１つの送信機および２つの受信機をもつマルチアンテナシステムを示す図。４×４のシステムにおいて、ＭＩＳＯ受信機によって行われるチャネル推定を示す図。４×４のシステムにおいて、ＭＩＭＯ受信機によって行われるチャネル推定を示す図。マルチアンテナＯＦＤＭシステムのサブバンド構造を示す図。ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機の両者における共通訓練行列を用いたパイロット送信方式を示す図。インクリメンタルパイロット送信方式を示す図。インクリメンタルパイロット送信方式を使用して、マルチアンテナシステムにおいてパイロットを送信する処理を示す図。マルチアンテナシステムにおける送信機、ＭＩＳＯ受信機、およびＭＩＭＯ受信機のブロック図。送信機における送信(ＴＸ)空間プロセッサおよび送信機ユニットを示す図。ＭＩＭＯ受信機のための受信機ユニットを示す図。ＭＩＭＯ受信機のためのチャネル推定器を示す図。

本発明の特徴および性質は、後述の詳細な記載から、同じ参照符号が全体的に対応して同定している図面と共に採用されるとき、より明らかになるであろう。

“例示的”という用語は、本明細書において“例、事例、または実例としての役割を果たす”ことを意味するために使用されている。本明細書に“例示的”として記載されている何れの実施形態または設計も、他の実施形態または設計よりも好ましいまたは好都合であると、必ずしも解釈されるとは限らない。

１．シングルキャリアのマルチアンテナシステム
図１は、送信機110と２つの受信機150a、150bとをもつマルチアンテナ通信システム100を示している。単純にするために、送信機110は２本の送信アンテナをもち、ＭＩＳＯ受信機150aは１本の受信アンテナをもち、ＭＩＭＯ受信機150bは２本の受信アンテナをもつ。

送信機における２本のアンテナと、ＭＩＳＯ受信機における１本のアンテナとによって形成されるＭＩＳＯチャネルは、１×２のチャネル応答行ベクトルｈ _ｍｉｓｏによって特徴付けられることができ、次のように表現され得る。

ｈ _ｍｉｓｏ＝[ｈ１ｈ２] 式（１）
ここで、エントリｈ_ｊ（なお、ｊ＝１，２）は、送信アンテナｊと、ＭＩＳＯ受信機における１本のアンテナとの間の複素チャネル利得を示す。ベクトルは、通常、列として表現され、行ベクトルは、通常、行として表現される。

送信機における２本のアンテナと、ＭＩＭＯ受信機における２本のアンテナとによって形成されるＭＩＭＯチャネルは、２×２のチャネル応答行列Ｈによって特徴付けられることができ、次のように表現され得る。

ここで、エントリｈ_ｉ，ｊ（なお、ｉ＝１，２、およびｊ＝１，２）は、送信アンテナｊと、ＭＩＭＯ受信機における受信アンテナｉとの間の複素チャネル利得を示す。単一入力単一出力(single-input single-output, SISO)チャネルは、各送信／受信アンテナの対間に存在する。Ｈ内の４つのエントリは、ＭＩＭＯチャネルの４本のＳＩＳＯチャネルのチャネル利得を示す。行列Ｈは、各受信アンテナｉに対する１本のチャネル応答行ベクトルｈ _ｉも含むと考えられ得る。

送信機は、各送信アンテナからパイロットシンボルを送信し、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機が各ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯチャネル応答を推定するのを可能にすることができる。各パイロットシンボルは、送信機および受信機の両者によって事前に知られている変調シンボルである。受信機によるチャネル推定を容易にするために、図１に示されているように、送信機は、送信アンテナからの送信前に、乗算器112を使用して、各送信アンテナｊのパイロットシンボルｐ_ｊを、各係数ｕ_ｊ，ｍと乗算することができる。

したがって、ＭＩＳＯ受信機における受信シンボルは、次のように表現され得る。

ｒ_{ｍｉｓｏ，ｍ}＝ｈ _ｍｉｓｏ・ｕ _ｍ＋ｎ_ｍｉｓｏ＝ｈ_１・ｕ_１，ｍ＋ｈ_２・ｕ_２，ｍ＋ｎ_ｍｉｓｏ式（３）
ここで、ｒ_{ｍｉｓｏ，ｍ}は、ＭＩＳＯ受信機の受信シンボルであり、
ｕ _ｍ＝[ｕ_１，ｍｕ_２，ｍ]^Ｔは、パイロット送信に使用される係数の２×１のベクトルであり、なお、“Ｔ”は、転置を示し、
ｎ_ｍｉｓｏは、ＭＩＳＯ受信機における雑音である。

ベクトルｕ _ｍは、パイロット送信に使用されるので、“訓練”ベクトルとも呼ばれる。

同じパイロット送信に対するＭＩＭＯ受信機における受信シンボルは、次のように表現さ得る。

ここで、ｒ _ｍ＝[ｒ_１，ｍｒ_２，ｍ]^Ｔは、ＭＩＭＯ受信機の受信シンボルの２×１のベクトルであり、
ｎ＝[ｎ_１ｎ_２]^Ｔは、ＭＩＭＯ受信機の雑音ベクトルである。

単純にするために、パイロットシンボルは、式（３）および（４）において示されていない。

送信機は、一般に、両者の送信アンテナからＭＩＳＯ受信機へ冗長してデータを送信する。この場合に、ＭＩＳＯ受信機は、ｈ_ｍｉｓｏ＝ｈ_１＋ｈ_２である複合ＭＩＳＯチャネルを推定することだけが必要であり、ＭＩＳＯチャネルを構成している個々のＳＩＳＯチャネルのチャネル利得ｈ_１およびｈ_２を推定する必要はない。２つの係数が等しい(すなわち、ｕ_１，ｍ＝ｕ_２，ｍである)とき、ＭＩＳＯ受信機は、多数のシンボル期間の間に得られた受信シンボルを平均し（または、フィルタにかけ）、より高い品質のチャネル推定値を求めることができる。シンボル期間は、データまたはパイロットシンボルが送信される時間の継続期間を指す。

送信機は、両者の送信アンテナからＭＩＭＯ受信機へ並列にデータを送信し、スループットを向上し得る。この場合に、ＭＩＭＯ受信機は、（１）ＭＩＭＯチャネルを構成している個々のＳＩＳＯチャネルのチャネル利得ｈ_１，１、ｈ_１，２、ｈ_２，１、およびｈ_２，２を推定し、（２）これらのチャネル利得推定値を使用して、データ送信を復元する必要があるであろう。しかしながら、上述のパイロット送信において、ＭＩＭＯ受信機は、式（４）に示されているように、２つの受信シンボルｒ_１，ｍおよびｒ_２，ｍについての２つのみの式をもつ。ＭＩＭＯ受信機は、４つの未知のチャネル利得について解くために、２つの追加の式を必要とするであろう。送信機は、２シンボル期間において、２つの異なる訓練ベクトルｕ _ａおよびｕ _ｂを使用して、パイロットシンボルを送信することによって、ＭＩＭＯチャネル推定を容易にすることができる。したがって、ＭＩＭＯ受信機における受信シンボルは、次のように表現され得る。

ｒ _ａ＝Ｈ・ｕ _ａ＋ｎおよびｒ _ｂ＝Ｈ・ｕ _ｂ＋ｎ式（５）
ここで、ｒ _ａおよびｒ _ｂは、２シンボル期間における受信シンボルの２個のベクトルである。ＭＩＭＯチャネルは、２シンボル期間において一定であると仮定される。ここで、ＭＩＭＯ受信機は、２個のベクトルｒ _ａおよびｒ _ｂにおける４つの受信シンボルのための４つの式をもつ。訓練ベクトルｕ _ａおよびｕ _ｂにおける係数が適切に選択されると、ＭＩＭＯ受信機は、ベクトルｒ _ａ、ｒ _ｂ、ｕ _ａ、およびｕ _ｂに基づいて４つの未知のチャネル利得を解くことができる。

単純にするために、上述は、送信機が２本の送信アンテナをもち、受信機が、多くとも２本の受信アンテナをもつ２×２のシステムに関する。一般に、マルチアンテナシステムは、任意の数のアンテナをもつ、すなわち、ＴおよびＲが任意の整数であり得る、送信機および受信機を含み得る。ＭＩＭＯ受信機によるチャネル推定を容易にするために、送信機は、(例えば、Ｍシンボル期間において)Ｍ個の訓練ベクトルを使用して、パイロットを送信することができる。なお、通常、Ｍ≧Ｔである。各訓練ベクトルは、Ｔ本の送信アンテナに対してＴ個の係数を含む。

Ｔ×ＲのシステムにおけるＭＩＭＯ受信機の受信シンボルは、次のように表現され得る。

Ｒ＝Ｈ・Ｕ＋Ｎ式（６）
ここで、Ｒは、Ｍシンボル期間における受信シンボルのＲ×Ｍの行列であり、
Ｈは、ＭＩＭＯ受信機のＲ×Ｔのチャネル応答行列であり、
Ｕは、Ｍシンボル期間において使用される係数のＴ×Ｍの訓練行列であり、
Ｎは、Ｍシンボル期間におけるＭＩＭＯ受信機における雑音のＲ×Ｍの行列である。

行列Ｕは、Ｍ個の訓練ベクトルまたは列を含み(すなわち、Ｕ＝[ｕ _ａｕ _ｂ．．．ｕ _Ｍ])、ここで、１個の訓練ベクトルは、各シンボル期間におけるパイロット送信に使用される。行列Ｒは、Ｍシンボル期間における受信シンボルのＭベクトルまたは列を含む（すなわち、Ｒ＝[ｒ _ａｒ _ｂ．．．ｒ _Ｍ]）である。ＭＩＭＯ受信機は、次のように、ＭＩＭＯチャネル推定値を求めることができる。

Ｔ×Ｒのシステムにおける同じパイロット送信に対するＭＩＳＯ受信機の受信シンボルは、次のように表現され得る。

ｒ _ｍｉｓｏ＝ｈ _ｍｉｓｏ・Ｕ＋ｎ _ｍｉｓｏ式（８）
ここで、ｒ _ｍｉｓｏは、Ｍシンボル期間における受信シンボルの１×Ｍの行ベクトルであり、
ｈ _ｍｉｓｏは、ＭＩＳＯ受信機における１×Ｔのチャネル応答行ベクトルであり、
ｎ _ｍｉｓｏは、Ｍシンボル期間におけるＭＩＳＯ受信機における雑音の１×Ｍの行ベクトルである。

行ベクトルｒ _ｍｉｓｏは、Ｍシンボル期間におけるＭ個の受信シンボルを含む(すなわち、ｒ _ｍｉｓｏ＝[ｒ_{ｍｉｓｏ，a} ｒ_{ｍｉｓｏ，b}．．．ｒ_{ｍｉｓｏ，Ｍ}])。

ＭＩＳＯ受信機は、一般に、ｈ_ｍｉｓｏ＝ｈ_１＋ｈ_２＋．．．＋ｈ_Ｔである複合ＭＩＳＯチャネルを推定することのみが必要があり、ＭＩＳＯチャネルの個々のＳＩＳＯチャネルを推定する必要はない。複合ＭＩＳＯチャネルは、Ｕ内の１個のみの訓練ベクトルで推定されることができる。例えば、訓練ベクトルが、全て１を含むとき、複合ＭＩＳＯチャネルを、受信シンボルとして推定することができ、すなわち、

である。ＭＩＳＯ受信機は、受信シンボルｒ_{ｍｉｓｏ，ａ}ないしｒ_{ｍｉｓｏ，Ｍ}をフィルタにかけて、より正確な複合ＭＩＳＯチャネル推定値を得ることができるように、Ｕ内の訓練ベクトルが同じであり、同じ空間方向を指していることを好む。

ＭＩＭＯ受信機は、一般に、ＭＩＭＯチャネルの個々のＳＩＳＯチャネルのチャネル利得、すなわちチャネル応答行列ＨのＲ・Ｔの要素を推定する必要がある。これは、Ｕ内のＭ個の訓練ベクトルが異なり、異なる空間方向を指していることを必要とする。ＭＩＭＯチャネル推定の最良の性能は、Ｕがユニタリー行列であり、Ｍ個の訓練ベクトルが互いに直交しているときに達成することができる。この直交性の条件は、Ｕ ^Ｈ・Ｕ＝Ｉのように表現されることができ、ここで、Ｉは、恒等行列であり、“Ｈ”は、共役転置を示す。したがって、直交性の条件は、次のように表現され得る。

既に記載され、式（９）に示されたように、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機は、異なる訓練行列を好む。

係数を選択するのに、他の基準も使用され得る。誤差および損失は、計算、コンピュータシミュレーション、経験的測定、等によって判断され得る。係数は、例えば、システム内のＭＩＳＯ受信機の数およびＭＩＭＯ受信機の数、ＭＩＭＯ受信機の優先度に対するＭＩＳＯ受信機の優先度、等のような、システムパラメータまたは必要条件、あるいはこの両者に基づいても選択され得る。係数は、一度、選択されると、その後で、パイロット送信に使用され得る。また、係数は、定期的に、または種々の要因(例えば、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機の数、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機間の相対優先度、等)に基づいて動的に変更され得る。

図２Ａは、第１のパイロット送信方式で、４×４のシステム内のＭＩＳＯ受信機によって行われるチャネル推定を示している。送信機は、既に記載したように、

における４個の訓練ベクトルを循環することによって、パイロットを送信する。ＭＩＳＯ受信機の受信パイロットは、図２Ａに示されているように、シンボル期間ｎにおいてｒ_ｍｉｓｏ（ｎ）＝ｈ _ｍｉｓｏ・ｕ′ _ａ＋ｎ_ｍｉｓｏ、シンボル期間ｎ＋１においてｒ_ｍｉｓｏ（ｎ＋１）＝ｈ _ｍｉｓｏ・ｕ′ _ｂ＋ｎ_ｍｉｓｏ、等である。

ここで、ｃ（ｉ）（なお、ｉ＝Ｌ_１．．．Ｌ_２）は、ＦＩＲフィルタの係数であり、
Ｌ_１およびＬ_２は、ＦＩＲフィルタの時間の範囲である。

図２Ｂは、第１のパイロット送信方式で、４×４のシステム内のＭＩＭＯ受信機によって行われるチャネル推定を示している。送信機は、既に記載したように、訓練行列

を使用して、パイロットを送信する。図２Ｂに示されているように、ＭＩＭＯ受信機の受信シンボルは、シンボル期間ｎにおいてｒ（ｎ）＝Ｈ・ｕ′ _ａ＋ｎ、シンボル期間ｎ＋１においてｒ（ｎ＋１）＝Ｈ・ｕ′ _ｂ＋ｎ、等である。“パイロットブロック”は、全訓練ベクトルがパイロット送信に使用される最小のスパンとして定められ得る。図２Ｂに示されている例において、パイロットブロックは、４シンボル期間である。ＭＩＭＯ受信機は、同じ訓練ベクトルで送信されたパイロットに対する受信シンボル、例えば、訓練ベクトルｕ′ _ｃに対してｒ（ｎ−２）およびｒ（ｎ＋２）、訓練ベクトルｕ′ _ｄに対してｒ（ｎ−１）およびｒ（ｎ＋３）、等をフィルタにかけることができる。図２Ｂに示されているように、ＭＩＭＯ受信機は、１パイロットブロックにおいて得られる(フィルタにかけられた、またはフィルタにかけられていない)受信シンボルに基づいて、個々のチャネル利得推定値を求めることもできる。例えば、行列Ｒは、４つの受信シンボルベクトルｒ（ｎ）ないしｒ（ｎ＋３）で形成され、チャネル利得推定値は、式（７）に示されているように、Ｒについて計算され得る。

単純にするために、図２Ａおよび２Ｂは、シンボル期間ｎ−２ないしｎ＋５の全ての時間の継続期間において静的であるＭＩＳＯおよびＭＩＭＯチャネルを示している。向上したチャネル推定の性能では、パイロットブロックは、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯチャネルのコヒーレンス時間よりも短くなるはずである。コヒーレンス時間は、無線チャネルがほぼ一定であり続けると予測される時間の継続期間である。

４×４のシステムについての上述の概念は、Ｔ×Ｒのシステムに拡張され得る。

ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機は、パイロット送信に対する受信シンボルの全てに基づいて、それらのＭＩＳＯおよびＭＩＭＯチャネルをそれぞれ推定することができる。

マルチキャリアのマルチアンテナシステム
マルチアンテナシステムは、データおよびパイロット送信に多数の搬送波を使用し得る。多数の搬送波は、ＯＦＤＭ、何か他のマルチキャリア変調技術、または何か他の構成よって与えられ得る。ＯＦＤＭは、全システムバンド幅（Ｗ）を多数（Ｎ）の直交サブバンドへ効率的に分割する。これらのサブバンドは、トーン、サブキャリア、ビン、および周波数チャネルとも呼ばれる。ＯＦＤＭを用いると、各サブバンドは、データで変調され得る各サブキャリアと関係付けられる。マルチアンテナＯＦＤＭシステムは、データおよびパイロット送信にＮ本の全サブバンドのサブセットのみを使用し、残りのサブバンドを保護サブバンドとして使用して、システムがスペクトルマスクの要件を満たすことを可能にする。単純にするために、次の記載は、全部でＮ本のサブバンドが、データおよびパイロット送信に使用され得ると仮定する。

マルチアンテナＯＦＤＭシステムにおける送信機と受信機との間の無線チャネルは、周波数選択フェージングを経験し得る。これは、システムバンド幅全体で変化する周波数応答によって特徴付けられる。次に、各ＳＩＳＯチャネルのＮ本のサブバンドは、異なる複素チャネル利得と関係付けられ得る。これらのサブバンドの幾つか、または全てにおけるデータ送信を復元するために、全Ｎ本のサブバンドの正確なチャネル推定値が必要とされ得る。

マルチアンテナＯＦＤＭシステムにおけるＭＩＳＯ受信機のＭＩＳＯチャネルは、Ｎ個のチャネル応答行ベクトルｈ _ｍｉｓｏ（ｋ）（なお、ｋ＝１．．．Ｎ）の組によって特徴付けられ得る。各行ベクトルｈ _ｍｉｓｏ（ｋ）は、１×Ｔの次元をもち、サブバンドｋにおけるＴ本の送信アンテナと１本の受信アンテナとの間のチャネル利得のＴ個の要素を含む。マルチアンテナＯＦＤＭシステムにおけるＭＩＭＯ受信機のＭＩＭＯチャネルは、Ｎ個のチャネル応答行列Ｈ（ｋ）（なお、ｋ＝１．．．Ｎ）の組によって特徴付けられ得る。各行列Ｈ（ｋ）は、Ｒ×Ｔの次元をもち、サブバンドｋにおけるＴ本の送信アンテナとＲ本の受信アンテナとの間のチャネル利得のＲ・Ｔ個の要素を含む。

各ＳＩＳＯチャネルのチャネル応答は、時間領域チャネルインパルス応答または対応する周波数領域チャネル周波数応答の何れかによって特徴付けられ得る。チャネル周波数応答は、チャネルインパルス応答の離散的フーリエ変換(discrete Fourier transform, DFT)である。各ＳＩＳＯチャネルのチャネルインパルス応答は、Ｌ個の時間領域タップによって特徴付けられることができ、なお、Ｌは、一般に、サブバンドの総数よりも相当に少なく、すなわち、Ｌ＜Ｎである。したがって、インパルスが送信アンテナにおいて加えられると、このインパルスの刺激のために受信アンテナにおいて得られるＷメガヘルツのサンプルレートにおけるＬ個の時間領域サンプルは、ＳＩＳＯチャネルの応答を特徴付けるのに十分であるだろう。チャネルインパルス応答のタップ（Ｌ）の必要数は、システムの遅延拡散、すなわち受信機における十分なエネルギをもつ最も早く到達した信号のインスタンスと最も遅く到達した信号のインスタンスとの間の時間差に依存する。チャネルインパルス応答には、Ｌ個のみのタップが必要とされるので、各ＳＩＳＯチャネルの周波数応答は、全Ｎ本のサブバンドではなく、Ｌ本の適切に選択されたサブバンドと同数のチャネル利得推定値に基づいて、完全に特徴付けられ得る。

図３は、マルチアンテナＯＦＤＭシステムにおいてパイロット送信に使用され得るサブバンド構造を示す。パイロットシンボルは、パイロット送信に使用されるサブバンドであるＰ本のパイロットサブバンド上で送信される。なお、通常、Ｎ＞Ｐ≧Ｌである。向上した性能および単純化された計算のために、Ｐ本のパイロットサブバンドは、Ｎ本の全サブバンド間で均等に分散され、連続するパイロットサブバンドは、Ｎ／Ｐ本のサブバンド分、間隔を置かれている。残りのＮ／Ｐ本のサブバンドは、データ送信に使用されることができ、データサブバンドと呼ばれる。

パイロットは、マルチアンテナＯＦＤＭシステムにおいて、種々のやり方で送信され得る。パイロット送信は、使用に選ばれた個々の訓練行列に依存し得る。いくつかの例示的なパイロット送信方式が、別途記載される。

図４Ａは、マルチアンテナＯＦＤＭシステムのための第１のパイロット送信方式を示している。この方式において、送信機は、訓練行列Ｕ ^ｃｏｍを使用して、パイロットを送信し、その要素／係数は、ＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機の両者を同時に支援するように選択される。送信機は、Ｕ ^ｃｏｍ内の訓練ベクトルを循環し、各ＯＦＤＭシンボル期間において１つの訓練ベクトルｕ´ _ｍを使用することができる。同じ訓練ベクトルｕ´ _ｍを、Ｐ本のパイロットサブバンドの各々に使用することができる。単純にするために、図４Ａは、４本の送信アンテナをもつシステムのパイロット送信を示している。

マルチアンテナＯＦＤＭシステムにおけるＭＩＳＯ受信機は、種々のチャネル推定技術を使用して、ＭＩＳＯチャネルの完全な周波数応答を推定することができる。直接最小二乗推定技術において、ＭＩＳＯ受信機は、最初に、各ＯＦＤＭシンボル期間におけるＰ本のパイロットサブバンドに対してＰ個の受信シンボルの組を得る。これは、Ｐ×１ベクトルｒ _Ｐ＝[ｒ_ｍｉｓｏ（ｋ_１）ｒ_ｍｉｓｏ（ｋ_２）．．．ｒ_ｍｉｓｏ（ｋ_Ｐ）]^Ｔとして示され得る。

ＭＩＳＯ受信機は、次に、複合ＭＩＳＯチャネルのインパルス応答の最小二乗推定値を次のように計算する。

マルチアンテナＯＦＤＭシステムにおけるＭＩＭＯ受信機は、直接最小二乗推定技術を使用して、ＭＩＭＯチャネルの完全な周波数応答を推定することもできる。各ＯＦＤＭシンボル期間において、ＭＩＭＯ受信機は、Ｒ本の受信アンテナの各々においてＰ本のパイロットサブバンドのＰ個の受信シンボルの組を得る。訓練ベクトルｕ´ _ｍが、ＯＦＤＭシンボル期間ｎにおけるパイロット送信に使用されるとき、各受信アンテナｉのＰ個の受信シンボルの組は、ｋ∈Ｐ_ｓｅｔとして、{ｒ_ｉ，ｍ（ｋ）}またはｒ_ｉ，ｍ（ｋ）として示される。なお、Ｐ_ｓｅｔは、Ｐ本のパイロットサブバンドの組またはグループを表す。ＭＩＭＯ受信機は、Ｍ個の異なる訓練ベクトルで、Ｒ本の受信アンテナで、Ｒ・Ｍ組の受信シンボルを得る。これらのＲ・Ｍ個の受信シンボルの組は、ｋ∈Ｐ_ｓｅｔとして、１組のＰ行列{Ｒ（ｋ）}またはＲ（ｋ）として示され得る。

各パイロットサブバンドの受信シンボル行列Ｒ（ｋ）は、Ｒ×Ｍの次元をもち、そのパイロットサブバンドのＭ個の訓練ベクトルに対して受信シンボルのＭ列を含む。したがって、行列Ｒ（ｋ）は、シングルキャリアのマルチアンテナシステムについて上述で記載した受信シンボル行列Ｒ（ｋ）の形式に類似している。

次に、ＭＩＭＯ受信機は、ＭＩＭＯチャネルにおける個々のＳＩＳＯチャネルのためのインパルス応答推定値を、次のように求めることができる。

ＭＩＭＯ受信機は、多数のＯＦＤＭシンボル期間において同じ訓練ベクトルで得られる受信シンボル{ｒ_ｉ，ｍ（ｋ）}に対してフィルタリングを行い得る。ここでフィルタリングは、各受信アンテナの各サブバンドに対して行われる。

ＭＩＭＯ受信機は、何か他のやり方で、各ＳＩＳＯチャネルのＮ本のサブバンドの完全な周波数応答推定値も求めることができ、これは本発明の範囲内である。例えば、最小二乗推定技術の代わりに、他の形の補間も使用され得る。

Ｒ×Ｔのシステムにおいて、Ｔ×Ｔのウォルシュ行列は、訓練行列Ｕ ^ｍｉｍｏとして使用され得る。他の訓練行列は、第２のパイロット送信方式にも使用され得る。

共通パイロットは、システム内のＭＩＳＯ受信機によってチャネル推定に使用されることができる。共通およびＭＩＭＯパイロットは、ＭＩＭＯ受信機によるチャネル推定に使用されることができる。

向上した性能において、図４Ｂに示されているように、第１のグループ内のパイロットサブバンドは、Ｎ本の全サブバンド全体で均等に分散され得る。同じく図４Ｂに示されているように、第２のグループ内のパイロットのサブバンドも、Ｎ本の全サブバンド全体で均等に分散され、さらに加えて、第１のグループ内のパイロットのサブバンドとインターレースされる。

ＭＩＳＯ受信機は、マルチアンテナＯＦＤＭシステムの第１のパイロット送信方式について既に記載されたやり方で、共通パイロットに基づいて、複合ＭＩＳＯチャネル応答を推定することができる。ＭＩＳＯ受信機は、（１）第１のグループ内のＰ本のパイロットサブバンドに対してＰ個の受信シンボルの組を得て、（２）受信シンボルの組に基づいて、複合ＭＩＳＯチャネルの初期周波数応答推定値を求めて、（３）初期周波数応答推定値に基づいて、最小二乗チャネルインパルス応答推定値を計算し、（４）最小二乗チャネルインパルス応答推定値に基づいて、複合ＭＩＳＯチャネルの最終周波数応答推定値を求めることができる。

ＭＩＭＯ受信機は、次のように共通およびＭＩＭＯパイロットに基づいて、ＭＩＭＯチャネルの個々のＳＩＳＯチャネルの全周波数応答を推定することができる。各ＯＦＤＭシンボル期間において、ＭＩＭＯ受信機は、（１）訓練ベクトルｕ´´ _ａを使用して、パイロットサブバンドの第１のグループ上で送信されるパイロットに対するＲ本の受信アンテナの受信シンボルのＲ個の組と、（２）別の訓練ベクトルｕ´´ _ｍ（なお、ｍ＝ｂ、ｃ、またはｄである）を使用して、パイロットサブバンドの第２のグループ上で送信されるパイロットに対するＲ本の受信アンテナの受信シンボルのＲ個の組とを得る。

図２Ｂに関して既に記載したのと類似したやり方で、ＭＩＭＯ受信機は、同じ訓練ベクトルｕ´´ _ｍを使用して送信されるパイロットに対して、多数のＯＦＤＭシンボル期間において得られる受信シンボル｛ｒ_ｉ，ｍ（ｋ）｝を平均し得る。ＭＩＭＯ受信機は、同じＯＦＤＭシンボル期間において得られる複合ＭＩＳＯチャネルインパルス応答推定値

も平均し得る。図４Ｂに示されている例において、ＭＩＭＯ受信機は、６個のＯＦＤＭシンボルにおいて２個のパイロットブロック、９個のＯＦＤＭシンボルにおいて３個のパイロットブロック、等に対して時間領域のフィルタリングを行うことができる。例えば、３タップの因果関係のない時間領域フィルタにおいて、現在のパイロットブロックのチャネル推定値は、前のパイロットブロック、現在のパイロットブロック、および次のパイロットブロックのチャネル推定値の線形結合であり得る。具体的な例として、ｕ´´ _ｃのチャネル推定値は、ＯＦＤＭシンボル期間ｎ−２、ｎ＋１、およびｎ＋４において得られるチャネル推定値の線形結合として得られ得る。

例えば、訓練行列

を使用する２×２のシステムにおいて、送信機は、（１）訓練ベクトルｕ´´ _ａ＝[１１]^Ｔを使用して、パイロットサブバンドの第１のグループ上で共通パイロット、および（２）訓練ベクトルｕ´´ _ｂ＝[１ −１]^Ｔを使用して、パイロットサブバンドの第２のグループ上でＭＩＭＯパイロットを送信し得る。ＭＩＭＯ受信機は、パイロットサブバンドの第１のグループ、Ｐ_ｓｅｔ１に対する２本の受信アンテナの２組の受信シンボル、｛ｒ_１，ａ（ｋ）｝および｛ｒ_２，ａ（ｋ）｝を得る。これらは、次のように表現され得る。

ｒ_１，ａ（ｋ）＝ｈ_１，１（ｋ）＋ｈ_１，２（ｋ）＋ｎ_１、
ｒ_２，ａ（ｋ）＝ｈ_２，１（ｋ）＋ｈ_２，２（ｋ）＋ｎ_ｓ、なお、ｋ∈Ｐ_ｓｅｔ１式（２２）
ＭＩＭＯ受信機は、パイロットサブバンドの第２のグループ、Ｐ_ｓｅｔ２に対する２本の受信アンテナの２組の受信シンボル、｛ｒ_１，ｂ（ｋ）｝および｛ｒ_２，ｂ（ｋ）｝も得る。これらは、次のように表現され得る。

ｒ_１，ｂ（ｋ）＝ｈ_１，１（ｋ）−ｈ_１，２（ｋ）＋ｎ_１、
ｒ_２，ｂ（ｋ）＝ｈ_２，１（ｋ）−ｈ_２，２（ｋ）＋ｎ_ｓ、なお、ｋ∈Ｐ_ｓｅｔ２式（２３）
単純にするために、パイロットシンボルは、式（２２）および（２３）から省かれる。

ＭＩＭＯ受信機は、受信シンボルの各組に対してＰ点のＩＦＦＴを行って、対応する複合ＭＩＳＯチャネルインパルス応答を得る。２個の異なる訓練ベクトルを用いた２本の受信アンテナの４つの複合ＭＩＳＯチャネルインパルス応答は、

として示される。ＭＩＭＯ受信機は、個々のＳＩＳＯチャネルの最小二乗インパルス応答推定値を求めることができる。

ＭＩＭＯ受信機は、第１の受信アンテナのＳＩＳＯチャネルインパルス応答推定値を、その受信アンテナのための、２個の訓練ベクトルで得られる２つの複合ＭＩＳＯチャネルインパルス応答推定値を結合することによって、次のように求めることができる。

ＭＩＭＯ受信機は、同様に、第２の受信アンテナのＳＩＳＯチャネルインパルス応答推定値を、その受信アンテナのための、２つの訓練ベクトルで得られる２つの複合ＭＩＳＯチャネルインパルス応答推定値を結合することによって、次のように求めることができる。

既に記載したように、ＭＩＭＯ受信機は、ＳＩＳＯチャネルインパルス応答推定値をさらに処理して、ＳＩＳＯチャネルの最終周波数応答推定値を得ることができる。

したがって、ＭＩＭＯ受信機は、各ＯＦＤＭシンボル期間におけるチャネル推定値の実行平均を得ることができる。他のフィルタリング方式も使用されることができ、これは、本発明の範囲内である。

共通およびＭＩＭＯパイロットは、第２のパイロット送信方式において種々のやり方で送信され得る。一般に、何れかのサブバンドが、共通パイロットの第１のグループおよびＭＩＭＯパイロットの第２のグループに含まれ得る。各グループ内のパイロットサブバンドの数、Ｐが、２の倍数であり、Ｐ本のサブバンドがＮ本の全サブバンド全体で均等に分散され、Ｎ／Ｐ本のサブバンド分、間隔を置かれているとき、チャネルインパルス応答を、ＩＤＦＴの代わりに、ＩＦＦＴで計算することができ、計算を相当に簡単にすることができる。第１のグループのパイロットサブバンドおよび第２のグループのパイロットサブバンドは、何れのサブバンドの指数からも開始することができる。

図４Ｂに示されているように、第１および第２のグループは、同数のサブバンドを含むことができる。第１および第２のグループは、異なる数のサブバンドを含むこともできる。例えば、Ｐが、チャネルインパルス応答を推定するのに必要とされるタップ数であるとして、第２のグループが、Ｐ／２本のサブバンドを含むとき、ＭＩＭＯパイロットの各訓練ベクトルは、２つのＯＦＤＭシンボル期間において、Ｐ／２本のパイロットのサブバンドの２つの異なるグループに対して使用され得る。ＭＩＭＯ受信機は、２つのＯＦＤＭシンボル期間においてパイロット送信を受信するとき、ＭＩＭＯパイロットに使用される各訓練ベクトルに対して、１組のＲ個の複合ＭＩＳＯチャネルインパルス応答を求めることができる。別の例として、第２のグループが、２Ｐ本のサブバンドを含むとき、ＭＩＭＯパイロットの２個の訓練ベクトルは、各ＯＦＤＭシンボル期間において使用され、２個の訓練ベクトルは、交互のサブバンド上で使用され得る。

マルチアンテナＯＦＤＭシステムにおける第３のパイロット送信方式において、パイロット送信は、システムによって支援される受信機のタイプに基づいて調節される。インクリメンタルパイロット送信方式とも呼ばれるこの方式において、送信機は、Ｔ×１の訓練ベクトルｕ _ａ(例えば、全て１の訓練ベクトル)を使用して、共通パイロットを常に送信する。既に記載したように、ＭＩＳＯ受信機は、複合ＭＩＳＯチャネルのチャネル推定に共通パイロットを使用することができる。１つ以上のＭＩＭＯ受信機が、システムによって支援されるとき、送信機は、訓練ベクトルｕ _ｂないしｕ _Ｍを使用して、ＭＩＭＯパイロットも送信する。訓練ベクトルｕ _ｂないしｕ _Ｍは、訓練ベクトルｕ _ａと異なり、訓練ベクトルｕ _ａないしｕ _Ｍは、互いに直交していても、直交していなくてもよい。例えば、訓練ベクトルｕ _ａないしｕ _Ｍは、直交行列(例えば、ウォルシュ行列)の列であるか、またはＭＩＳＯおよびＭＩＭＯ受信機の両者を支援するように選択された係数を含み得る。(例えば、図４Ａに示されているように)送信機は、訓練ベクトルｕ _ａないしｕ _Ｍを循環し得る。送信機は、（例えば、図４Ｂに示されているように）（１）ｕ _ａを使用して、継続的に、パイロットサブバンドの１つのグループ上で共通パイロットを、（２）ｕ _ｂないしｕ _Ｍを循環することによって、パイロットサブバンドの第２のグループ上でＭＩＭＯパイロットを送信し得る。同じく既に記載されたように、ＭＩＭＯ受信機は、ＭＩＭＯチャネルのチャネル推定に共通およびＭＩＭＯパイロットを使用することができる。

図５は、インクリメンタルパイロット送信方式を使用して、無線マルチアンテナ通信システムにおいてパイロットを送信する処理500を示している。Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの第１の組は、Ｔ個の係数の第１の訓練ベクトルで生成され（ブロック512）、各送信アンテナから１つの基準化されたパイロットシンボルずつ、Ｔ本の送信アンテナから送信される（ブロック514）。基準化されたパイロットシンボルの第１の組は、ＭＩＳＯ受信機によるチャネル推定に使用するのに適している。ブロック516において判断されるように、少なくとも1つのＭＩＭＯ受信機が、システムによって支援されるとき、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの少なくともＴ−１個の追加の組が、Ｔ個の係数の少なくともＴ−１個の追加のベクトルで生成される（ブロック522）。Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの各追加の組が、Ｔ本の送信アンテナから送信される（ブロック524）。基準化されたパイロットシンボルの第１および追加の組は、ＭＩＭＯ受信機によるチャネル推定に使用するのに適している。第１および追加のベクトルは、訓練行列における異なるベクトルであり、互いに直交していても、直交していなくてもよい。既に記載されたように、基準化されたパイロットシンボルの組は、種々のやり方で送信され得る。各基準化されたパイロットシンボルは、マルチアンテナＯＦＤＭシステムにおけるＰ本のパイロットサブバンドのグループ上で送信され得る。

ＭＩＭＯパイロットが、ＭＩＭＯ受信機が存在する場合のみ送信されるとき、時間のフィルタリングは、一様ではない。ＭＩＭＯパイロットに使用される訓練ベクトルの中で、いくつかの訓練ベクトルは、他のものよりも、(例えば、パケットのサイズ、および何れの訓練ベクトルが、ＭＩＭＯパイロットに使用されたかに依存して)より多くの時間フィルタリングを受け得る。データパケットの境界において使用される訓練ベクトルは、一般に、データパケットの中間のものよりも、より少ないフィルタリングを受け得るが、これは、必ずしもそうであるとは限らない。例えば、再び図４Ｂを参照すると、データパケットおよびＭＩＭＯパイロットは、ＯＦＤＭシンボルｎないしｎ＋３において送信されなくてもよい。送信ベクトルｕ′′ _ｂのチャネル推定値は、２つのＯＦＤＭシンボル期間ｎおよびｎ＋３において受信されるパイロットシンボルに基づいて得られる一方で、各送信ベクトルｕ′′ _ｃないしｕ′′ _ｄのチャネル推定値は、１つのＯＦＤＭシンボル期間において受信されるパイロットシンボルに基づいて得られ得る。非均一の時間フィルタリングは、ＭＩＭＯパイロットがバーストで送信されることから生じる。共通パイロットは連続的に送信されるので、この現象は、それに対しては認められない。

共通パイロットが、１個の訓練ベクトルを使用して、連続的に送信され、ＭＩＭＯパイロットが、残りの訓練ベクトルを循環することによって送信されるとき、共通パイロットで得られるチャネル推定値は、ＭＩＭＯパイロットで得られるチャネル推定値よりも良いものであり得る。共通パイロットがより頻繁に送信されるとき、より多くのフィルタリングをそれに使用することができる。各訓練ベクトルにおいて、ＭＩＭＯ受信機は、Ｒ本の受信アンテナの各々に対する複合ＭＩＳＯチャネル応答を得る。ここで、各複合ＭＩＳＯチャネル応答は、ＭＩＳＯチャネルを構成する全Ｔ本のＳＩＳＯチャネルに関する情報を含む。したがって、チャネル推定誤差が、ＭＩＭＯパイロットに使用される訓練ベクトルに対して、より大きいときでも、誤差は、全ＳＩＳＯチャネルのチャネル推定値全体で分散される。

図６は、マルチアンテナＯＦＤＭシステムにおける送信機110x、ＭＩＳＯ受信機150x、およびＭＩＭＯ受信機150yのブロック図を示している。送信機110xにおいて、送信(ＴＸ)データプロセッサ620は、トラヒックデータを受信し、符号化し、インターリーブし、シンボルマップし(または変調し)、データシンボル{ｓ（ｋ）}を与える。各データシンボルは、データの変調シンボルである。ＴＸ空間プロセッサ630は、データシンボルを受信し、空間的に処理し、基準化し、パイロットシンボルにおいて多重化し、送信シンボルのＴ本のストリームをＴ個の送信機ユニット(ＴＭＴＲ)632aないし632tに与える。各送信シンボルは、データシンボルまたはパイロットシンボルのためにあり、１本の送信アンテナの１本のサブバンド上で送信される。各送信機ユニット632は、送信シンボルのそのストリームに対してＯＦＤＭ変調を行って、ＯＦＤＭシンボルを得て、さらに加えて、ＯＦＤＭシンボルを調整して、被変調信号を得る。Ｔ個の送信機ユニット632aないし632tは、Ｔ本のアンテナ634aから634tから送信されるＴ個の被変調信号を与える。

ＭＩＳＯ受信機150xにおいて、アンテナ652xは、Ｔ個の送信信号を受信し、受信信号を受信機ユニット(ＲＣＶＲ)654xに与える。ユニット654xは、送信機ユニット632によって行われる処理と相補的な処理を行い、（１）受信データシンボルを検出器660xへ、（２）受信パイロットシンボルを制御装置684x内のチャネル推定器684xへ与える。チャネル推定器684xは、ＭＩＳＯ受信機のチャネル推定を行い、複合ＭＩＳＯチャネル応答推定値

を与える。検出器660xは、受信データシンボルに対して、複合ＭＩＳＯチャネル推定値で検出（例えば、整合フィルタリングまたは等化、あるいはこの両者）を行い、検出されたシンボル、すなわち送信機110xによって送られたデータシンボルの推定値を与える。次に、受信（ＲＸ）データプロセッサ670xは、検出されたシンボルをシンボルデマップし、デインターリーブし、復号し、復号されたデータ、すなわち送信トラヒックデータの推定値を与える。

ＭＩＭＯ受信機150yにおいて、Ｒ本のアンテナ652aないし652rは、Ｔ個の送信信号を受信し、各アンテナ652は、受信信号を各受信機ユニット654に与える。各ユニット654は、送信機ユニット632によって行われた処理と相補的な処理を行い、（１）受信データシンボルをＲＸ空間プロセッサ660yに、（２）受信パイロットシンボルを制御装置680y内のチャネル推定器684yに与える。チャネル推定器684yは、ＭＩＭＯ受信機のチャネル推定を行い、ＭＩＭＯチャネル応答推定値

を与える。受信空間プロセッサ660yは、Ｒ個の受信機ユニット654aないし654rからのＲ本の受信データシンボルストリームに対して、ＭＩＭＯチャネル応答推定値で空間処理を行い、検出されたシンボルを与える。次に、ＲＸデータ処理装置670yは、検出されたシンボルをシンボルデマップし、デインターリーブし、復号し、復号されたデータを与える。

制御装置640、680x、および680yは、それぞれ、送信機110x、ＭＩＳＯ受信機150x、およびＭＩＭＯ受信機150yにおける種々の処理ユニットの動作を制御する。メモリユニット642、682x、および682yは、制御装置640、680x、および680yによって使用されるデータまたはプログラムコード、あるいはこの両者を記憶する。

図７は、送信機110xにおけるＴＸ空間プロセッサ630および送信機ユニット632の実施形態のブロック図を示している。ＴＸ空間プロセッサ630は、データ空間プロセッサ710、パイロットプロセッサ720、およびＴ本の送信アンテナのためのＴ個のマルチプレクサ（multiplexer, Mux）730aないし730tを含む。

データ空間プロセッサ710は、ＴＸデータプロセッサ620からデータシンボル｛ｓ（ｋ）｝を受信し、それに対して空間処理を行う。例えば、データ空間プロセッサ710は、データシンボルを、Ｔ本の送信アンテナのためのＴ本のサブストリームにデマルチプレックスし得る。データ空間プロセッサ710は、システムの設計に依存して、これらのサブストリームに対して追加の空間処理を行うことも、または行わないこともある。パイロットプロセッサ720は、Ｔ本の送信アンテナのためのパイロットシンボルｐ_１（ｋ）ないしｐ_Ｔ（ｋ）を、行列Ｕ内の訓練ベクトルｕ _ａないしｕ _Ｍで多重化する。これは、使用に選ばれたパイロット送信方式に依存して、直交していても、直交していなくてもよい。同じまたは異なるパイロットシンボルが、Ｔ本の送信アンテナに使用され、同じまたは異なるパイロットシンボルが、パイロットサブバンドに使用され得る。パイロットプロセッサ720は、各送信アンテナに１つの乗算器ずつ、Ｔ個の乗算器722aないし722tを含んでいる。各乗算器722は、関係付けられた送信アンテナｊのパイロットシンボルを、訓練ベクトルｕ _ｍからの各係数ｕ_ｊ，ｍと乗算し、基準化されたパイロットシンボル

を与える。各マルチプレクサ730は、データ空間プロセッサ710から各データシンボルサブストリームを受信し、関係付けられた乗算器722からの基準化されたパイロットシンボルで多重化し、送信シンボルストリーム｛ｘ_ｊ（ｋ）｝を、その関係付けられた送信アンテナｊに与える。

各送信機ユニット632は、各送信シンボルストリームを受信し、処理し、被変調信号を与える。各送信機ユニット632内では、ＩＦＦＴユニット742は、Ｎ点のＩＦＦＴを使用して、Ｎ本の全サブバンドのＮ個の送信シンボルの各組を時間領域へ変換し、Ｎ時間領域チップを含む対応する“変換された”シンボルを与える。各変換されたシンボルにおいて、循環プレフィクス生成器744は、変換されたシンボルの一部を反復し、Ｎ＋Ｃチップを含む対応するＯＦＤＭシンボルを形成する。なお、Ｃは、反復されるチップ数である。反復された部分は、循環プレフィクスとして知られており、無線チャネルにおいて拡散された遅延を抑制するために使用される。ＴＸＲＦユニット746は、ＯＦＤＭシンボルストリームを、１つ以上のアナログ信号に変換し、さらに加えて、アナログ信号を増幅し、フィルタにかけ、周波数アップコンバートし、被変調信号を生成し、これは、関係付けられたアンテナ634から送信される。

図８Ａは、受信機ユニット654iの実施形態のブロック図を示しており、これは、ＭＩＳＯ受信機150xおよびＭＩＭＯ受信機150yにおける各受信機ユニットとして使用され得る。受信機ユニット654i内では、ＲＸＲＦユニット812は、関係付けられたアンテナ652iからの受信信号を調整し(例えば、フィルタにかけ、増幅し、周波数ダウンコンバートし)、調整された信号をディジタル化し、サンプルのストリームを与える。循環プレフィクス除去ユニット814は、各ＯＦＤＭシンボルに追加された循環プレフィクスを除去し、受信された変換されたシンボルを与える。ＦＦＴユニット816は、Ｎ点のＦＦＴを使用して、各受信された変換されたシンボルのＮ個のサンプルを、周波数領域へ変換し、Ｎ本のサブバンドのためのＮ個の受信シンボルを得る。ＦＦＴユニット816は、（１）データサブバンドの受信データシンボルを、ＭＩＳＯ受信機150xの検出器660xまたはＭＩＭＯ受信機150yのＲＸ空間プロセッサ660yの何れかに、（２）パイロットサブバンドの受信パイロットシンボルを、ＭＩＳＯ受信機150xのチャネル推定器684xまたはＭＩＭＯ受信機150yのチャネル推定器684yの何れかに与える。

図８Ｂは、ＭＩＭＯ受信機150yのチャネル推定器684yの実施形態を示し、これは、直接最小二乗推定技術を実施する。

本明細書に記載されているパイロット送信方式およびチャネル推定技術は、種々のＯＦＤＭに基づくシステムに使用され得る。１つのこのようなシステムは、ＯＦＤＭを使用する直交周波数分割多元接続(orthogonal frequency division multiple access, OFDMA)通信システムであり、多数のユーザを同時に支援することができる。ＯＦＤＭに基づくシステムは、周波数ホッピングも使用することができ、したがって、データは、異なるサブバンド上で、“ホップ期間”とも呼ばれる異なる時間間隔において送信される。各ユーザにおいて、各ホップ期間におけるデータ送信に使用される個々のサブバンドは、例えば、そのユーザに割り当てられた擬似ランダムな周波数ホッピング系列によって判断され得る。周波数ホッピングＯＦＤＭシステムにおいて、各ユーザの周波数ホッピング系列は、共通およびＭＩＭＯパイロットに使用されるパイロットのサブバンドを、データ送信に選ばれないようにする。周波数ホッピングのために、Ｎ本のサブバンドの中の１本または小さいサブセットのみがデータ送信に使用されても、各ユーザは、通常、（例えば、全Ｎ本のサブバンドに対する）全ＭＩＳＯまたはＭＩＭＯチャネル応答を推定する必要がある。

本明細書に記載されているパイロット送信方式およびチャネル推定技術は、種々の手段によって実施され得る。例えば、パイロット送信およびチャネル推定のための処理は、ハードウェア、ソフトウェア、またはその組合せにおいて実施され得る。ハードウェアの実施では、送信機におけるパイロット送信のための処理ユニットは、１つ以上の特定用途向け集積回路（application specific integrated circuit, ASIC）、ディジタル信号プロセッサ（digital signal processor, DSP）、ディジタル信号処理デバイス（digital signal processing device, DSPD）、プログラマブル論理デバイス（programmable logic device, PLD）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（field programmable gate array, FPGA）、プロセッサ、制御装置、マイクロ制御装置、マイクロプロセッサ、または本明細書に記載されている機能を行うように設計された他の電子ユニット、あるいはその組合せの中で実施または実行され得る。受信機におけるチャネル推定のための処理ユニットも、ＡＳＩＣ、ＤＳＰ、等の中で実施され得る。

ソフトウェアの実施では、本明細書に記載されている処理は、本明細書に記載されている機能を行うモジュール(例えば、手続き、機能、等)で実施され得る。ソフトウェアコードは、メモリユニット(例えば、図６のメモリユニット642、682x、および682y)に記憶され、プロセッサ(例えば、制御装置640、680x、および680y)によって実行され得る。メモリユニットは、プロセッサ内またはプロセッサの外部に構成されることができ、プロセッサの外部に構成される場合は、メモリユニットは、当技術において知られている種々の手段によってプロセッサに通信上で接続されることができる。

開示されている実施形態の上記説明は、当業者が本発明を作成または使用することを可能にすべく提供されている。これらの実施形態への種々の変更は当業者には容易に明らかになり、本明細書において定義されている一般的な原理は、本発明の主旨および範囲から逸脱することなく他の実施形態に適用され得る。したがって、本発明は本明細書に示されている実施形態に制限されることを意図されるものではなく、本明細書に開示されている原理および新規な特徴と合致する最大の範囲に一致すべきものである。
以下に本願出願の当初の特許請求の範囲について記載された発明を付記する。
［１］
無線マルチアンテナ通信システムにおいてパイロットを送信する方法であって、
Ｔが１よりも大きい整数であるとして、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの第１の組を、Ｔ個の係数の第１のベクトルで生成することと、なお、前記基準化されたパイロットシンボルの第１の組が、１本のアンテナをもつ受信機によるチャネル推定に使用するのに適している、
多数のアンテナをもつ少なくとも１つの受信機が、前記システムによって支援されているとき、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの少なくともＴ−１個の追加の組を、少なくともＴ−１個の追加のベクトルで選択的に生成することと、なお、各追加のベクトルがＴ個の係数を含み、前記第１および少なくともＴ−１個の追加のベクトルが、行列内の異なるベクトルであり、前記基準化されたパイロットシンボルの第１および少なくともＴ−１個の追加の組が、多数のアンテナをもつ前記少なくとも１つの受信機によるチャネル推定に使用するのに適している、
Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの各組を、各送信アンテナ上で１個の基準化されたパイロットシンボルずつ、Ｔ本の送信アンテナを介して送信することと、を含む方法。
［２］
前記第１および少なくともＴ−１個の追加のベクトルが、互いに直交している、［１］記載の方法。
［３］
前記Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＴ−１個の追加の組が、Ｔ−１個の追加のベクトルで生成される、［１］記載の方法。
［４］
前記第１のベクトルおよびＴ−１個の追加のベクトルが、ウォルシュ行列のＴ個のベクトルである、［３］記載の方法。
［５］
前記Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの各組が、１シンボル期間において送信される、［１］記載の方法。
［６］
前記マルチアンテナ通信システムが、直交周波数分割多重化（orthogonal frequency division multiplexing, OFDM）を使用し、Ｐが１よりも大きい整数であるとして、各組内の前記Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの各々が、Ｐ本のサブバンドのグループ上で前記Ｔ本の送信アンテナの各１本から送信される、［１］記載の方法。
［７］
前記Ｐ本のサブバンドが、Ｎ本の全サブバンド全体で均等に分散されていて、Ｎ／Ｐ本のサブバンド分、間隔を置かれている、［６］記載の方法。
［８］
前記基準化されたパイロットシンボルの第１の組が、サブバンドの第１のグループ上で送信され、前記基準化されたパイロットシンボルの少なくともＴ−１個の追加の組が、前記サブバンドの第１のグループから分離したサブバンドの第２のグループ上で送信される、［６］記載の方法。
［９］
前記第１および第２のグループの各々における前記サブバンドが、Ｎ本の全サブバンド全体で均等に分散されている、［８］記載の方法。
［１０］
前記基準化されたパイロットシンボルの第１の組が、前記サブバンドの第１のグループ上で連続的に送信される、［８］記載の方法。
［１１］
前記基準化されたパイロットシンボルの少なくともＴ−１個の追加の組が循環され、基準化されたパイロットシンボルの各追加の組が、各時間間隔において前記サブバンドの第２のグループ上で送信される、［８］記載の方法。
［１２］
前記第１および第２のグループが、同数のサブバンドを含む、［８］記載の方法。
［１３］
無線マルチアンテナ通信システムにおける装置であって、
パイロットプロセッサであって、
Ｔが１よりも大きい整数であるとして、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの第１の組を、Ｔ個の係数の第１のベクトルで生成し、前記基準化されたパイロットシンボルの第１の組が、１本のアンテナをもつ受信機によるチャネル推定に使用するのに適していて、
多数のアンテナをもつ少なくとも１つの受信機が、前記システムによって支援されるとき、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの少なくともＴ−１個の追加の組を、少なくともＴ−１個の追加のベクトルで選択的に生成し、各追加のベクトルがＴ個の係数を含み、前記第１および少なくともＴ−１個の追加のベクトルが、行列内の異なるベクトルであり、前記基準化されたパイロットシンボルの第１および少なくともＴ−１個の追加の組が、多数のアンテナをもつ前記少なくとも１つの受信機によるチャネル推定に使用するのに適しているように動作するパイロットプロセッサと、
Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの各組を調整し、各送信アンテナ上で１つの基準化されたパイロットシンボルずつ、Ｔ本の送信アンテナを介して送信するように動作する複数の送信機ユニットと、を含む装置。
［１４］
前記パイロットプロセッサが、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＴ−１個の追加の組を、Ｔ−１個の追加のベクトルで生成するように動作し、前記第１のベクトルおよびＴ−１個の追加のベクトルが、ウォルシュ行列のＴ個のベクトルである［１３］記載の装置。
［１５］
前記マルチアンテナ通信システムが、直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)を使用する［１３］記載の装置。
［１６］
前記各組内のＴ個の基準化されたパイロットシンボルの各々が、前記Ｔ本の送信アンテナの各１本から、Ｐが１よりも大きい整数であるとして、Ｐ本のサブバンドのグループ上で送信され、前記Ｐ本のサブバンドが、Ｎ本の全サブバンド全体で均等に分散され、Ｎ／Ｐ本のサブバンド分、間隔を置かれている、［１５］記載の装置。
［１７］
前記基準化されたパイロットシンボルの第１の組が、サブバンドの第１のグループ上で連続的に送信され、前記基準化されたパイロットシンボルの少なくともＴ−１個の追加の組が、前記サブバンドの第１のグループから分離しているサブバンドの第２のグループ上で送信される、［１５］記載の装置。
［１８］
無線マルチアンテナ通信システムにおける装置であって、
Ｔが１よりも大きい整数であるとして、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの第１の組を、Ｔ個の係数の第１のベクトルで生成する手段と、なお、前記基準化されたパイロットシンボルの第１の組が、１本のアンテナをもつ受信機によるチャネル推定に使用するのに適している、
多数のアンテナをもつ少なくとも１つの受信機が、前記システムによって支援されるとき、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの少なくともＴ−１個の追加の組を、少なくともＴ−１個の追加のベクトルで選択的に生成する手段と、なお、各追加のベクトルがＴ個の係数を含み、前記第１および少なくともＴ−１個の追加のベクトルが、行列内の異なるベクトルであり、基準化されたパイロットシンボルの前記第１および少なくともＴ−１個の追加の組が、多数のアンテナをもつ少なくとも１つの受信機によるチャネル推定に使用するのに適している、
Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの各組を、各送信アンテナ上で１個の基準化されたパイロットシンボルずつ、Ｔ本の送信アンテナを介して送信する手段と、を含む装置。
［１９］
Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＴ−１個の追加の組が、Ｔ−１個の追加のベクトルで生成され、前記第１のベクトルおよびＴ−１個の追加のベクトルが、ウォルシュ行列のＴ個のベクトルである、［１８］記載の装置。
［２０］
無線マルチアンテナ通信システムにおいてパイロットを送信する方法であって、
Ｔが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であるとして、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組を、行列のＭ個の異なるベクトルで生成することと、なお各ベクトルがＴ個の係数を含む、
前記Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組の各々をＴ本の送信アンテナから送信することと、を含み、なお、前記Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定に使用にするのに適している、方法。
［２１］
前記Ｍ個のベクトルが互いに直交していない［２０］記載の方法。
［２２］
前記Ｍ個のベクトル内のＭ×Ｔ個の係数が、前記１本のアンテナをもつ受信機および前記多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定誤差を最小化するように選択される、［２０］記載の方法。
［２３］
前記Ｍ個のベクトル内のＭ×Ｔ個の係数が、前記１本のアンテナをもつ受信機および前記多数のアンテナをもつ受信機のために、重み付けされた平均二乗チャネル推定誤差の和に基づいて選択される、［２０］記載の方法。
［２４］
前記Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組が循環され、各組が、前記Ｔ本の送信アンテナから、各時間間隔において送信される［２０］記載の方法。
［２５］
前記マルチアンテナ通信システムが、直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)を使用し、各組内の前記Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルの各々が、前記Ｔ本の送信アンテナの各１本から、Ｐが１よりも大きい整数であるとして、Ｐ本のサブバンドのグループ上で送信される、［２０］記載の方法。
［２６］
前記Ｐ本のサブバンドが、Ｎ本の全サブバンド全体で均等に分散され、Ｎ／Ｐ本のサブバンド分、間隔を置かれている、［２５］記載の方法。
［２７］
無線マルチアンテナ通信システムにおける装置であって、
Ｔが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であるとして、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組を、行列のＭ個の異なるベクトルで生成するように動作するパイロットプロセッサと、なお、各ベクトルがＴ個の係数を含む、
前記Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組の各々を調整し、Ｔ本の送信アンテナから送信するように動作する複数の送信機ユニットと、を含み、なお、前記Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定に使用するのに適している、装置。
［２８］
前記Ｍ個のベクトルが互いに直交していない、［２７］記載の装置。
［２９］
前記無線マルチアンテナ通信システムにおける装置であって、
Ｔが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であるとして、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組を、行列のＭ個の異なるベクトルで生成する手段と、なお、各ベクトルがＴ個の係数を含む、
前記Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組の各々をＴ本の送信アンテナから送信する手段と、を含み、なお、Ｔ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定に使用するのに適している、装置。
［３０］
直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)を使用する無線マルチアンテナ通信システムにおいて、受信機においてチャネル推定を行う方法であって、
Ｒ、Ｔ、およびＰが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であり、Ｒ個の組からなるＭ個のグループが、Ｒ×Ｍ個の組のために形成され、Ｔ個の組からなるＭ個のグループが、Ｔ×Ｍ個の組のために形成されるとき、Ｔ×Ｍ行列内のＴ×Ｍ個の係数で生成されたＰ個の基準化されたパイロットシンボルの前記Ｔ×Ｍ個の組に対するＰ個の受信パイロットシンボルの前記Ｒ×Ｍ個の組を、Ｒ本の受信アンテナを介して得ることと、なお、前記Ｔ×Ｍ行列内の１つの係数が、Ｐ個の基準化されたパイロットシンボルの各組を生成するのに使用され、Ｐ個の基準化されたパイロットシンボルのＴ個の組の各グループが、Ｔ本の送信アンテナから、Ｐ本のサブバンド上で送信される、
Ｐ個の受信パイロットシンボルの各組に対する初期周波数領域周波数応答推定値を導くことと、なお、Ｒ×Ｍの初期周波数応答推定値が、Ｐ個の受信パイロットシンボルのＲ×Ｍ個の組のために導かれる、
各初期周波数応答推定値に対する初期時間領域インパルス応答推定値を導くことと、なお、Ｒ×Ｍ個の初期インパルス応答推定値が、Ｒ×Ｍの初期周波数応答推定値のために導かれる、
前記Ｒ×Ｍの初期インパルス応答推定値と前記Ｔ×Ｍの行列とに基づいて、Ｒ×Ｔの最終時間領域インパルス応答推定値を導くことと、
各最終インパルス応答推定値に対する最終周波数領域周波数応答推定値を導くことと、を含み、なお、Ｒ×Ｔの最終周波数応答推定値が、Ｒ×Ｔの最終インパルス応答推定値のために導かれ、前記Ｔ本の送信アンテナと前記Ｒ本の受信アンテナとの間の多数入力多数出力(multiple-input multiple-output, MIMO)チャネルの推定値を表す、方法。
［３１］
ＭがＴに等しく、前記Ｔ×Ｍの行列がウォルシュ行列である、［３０］記載の方法。
［３２］
前記Ｔ×Ｍの行列内の前記Ｔ×Ｍ個の係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定誤差を最小化するように選択される、［３０］記載の方法。
［３３］
前記Ｔ個のベクトル内の前記Ｔ×Ｍ個の係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機のために、重み付けされた平均二乗チャネル推定誤差の和に基づいて選択される、［３０］記載の方法。
［３４］
Ｐ個の基準化されたパイロットシンボルのＴ個の組の１グループが、常に送信され、Ｐ個の基準化されたパイロットシンボルのＴ個の組の残りのＭ−１グループが、多数のアンテナをもつ少なくとも1つの受信機が前記システムによって支援されるときのみ送信される、［３０］記載の方法。
［３５］
Ｐ個の受信パイロットシンボルのＲ個の組の１グループが、Ｐ本のサブバンドの第１のグループ上で前記Ｒ本の受信アンテナを介して得られ、Ｐ個の受信パイロットシンボルのＲ個の組の残りのＭ−１グループが、Ｐ本のサブバンドの第２のグループ上で前記Ｒ本の受信アンテナを介して得られる、［３０］記載の方法。
［３６］
前記Ｒ×Ｔ個の最終インパルス応答推定値の各々において、特定の閾値よりも低いタップ値をゼロに設定することをさらに含む、［３０］記載の方法。
［３７］
前記Ｒ×Ｔ個の最終インパルス応答推定値の各々において、Ｌが前記システムにおいて拡散された予測遅延であるとして、最後のＬないしＰ番目のタップをゼロに設定することをさらに含む、［３０］記載の方法。
［３８］
前記Ｔ×Ｍの行列内のＴ個の係数の同じベクトルで生成される、基準化されたパイロットシンボルの組に対応する受信パイロットシンボルの組をフィルタにかけることをさらに含む［３０］記載の方法。
［３９］
前記Ｔ×Ｍの行列内のＴ個の係数の同じベクトルで生成される、基準化されたパイロットシンボルの組に対応する初期周波数応答推定値をフィルタにかけることをさらに含む、［３０］記載の方法。
［４０］
前記Ｔ×Ｍの行列内のＴ個の係数の同じベクトルで生成される、基準化されたパイロットシンボルの組に対応する初期インパルス応答推定値をフィルタにかけることをさらに含む、［３０］記載の方法。
［４１］
前記最終インパルス応答推定値をフィルタにかけることをさらに含む、［３０］記載の方法。
［４２］
前記最終周波数応答推定値をフィルタにかけることをさらに含む、［３０］記載の方法。
［４３］
直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)を使用する無線マルチアンテナ通信システムにおける装置であって、
Ｒ、Ｔ、およびＰが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であり、Ｒ個の組からなるＭ個のグループが、Ｒ×Ｍ個の組のために形成され、Ｔ個の組からなるＭ個のグループが、Ｔ×Ｍ個の組のために形成されるとき、Ｔ×Ｍ行列内のＴ×Ｍ個の係数で生成されるＰ個の基準化されたパイロットシンボルの前記Ｔ×Ｍ個の組に対するＰ個の受信パイロットシンボルの前記Ｒ×Ｍ個の組を、Ｒ本の受信アンテナを介して得るように動作する複数の受信機ユニットと、なお、前記Ｔ×Ｍの行列内の１つの係数が、Ｐ個の基準化されたパイロットシンボルの各組を生成するのに使用され、Ｐ個の基準化されたパイロットシンボルのＴ個の組の各グループが、Ｔ本の送信アンテナから、Ｐ本のサブバンド上で送信される、
チャネル推定器であって、
Ｐ個の受信パイロットシンボルの各組に対する初期周波数領域周波数応答推定値を導き、なお、前記Ｒ×Ｍ個の初期周波数応答推定値が、Ｐ個の受信パイロットシンボルのＲ×Ｍ個の組に対して導かれる、
各初期周波数応答推定値に対する初期時間領域インパルス応答推定値を導き、なお、Ｒ×Ｍ個の初期インパルス応答推定値が、前記Ｒ×Ｍ個の初期周波数応答推定値に対して導かれる、
前記Ｒ×Ｍの初期インパルス応答推定値と前記Ｔ×Ｍ行列とに基づいて、Ｒ×Ｔの最終時間領域インパルス応答推定値を導き、
各最終インパルス応答推定値に対する最終周波数領域周波数応答推定値を導く、ように動作するチャネル推定器と、を含み、なお、Ｒ×Ｔ最終周波数応答推定値が、Ｒ×Ｔ最終インパルス応答推定値に対して導かれ、前記Ｔ本の送信アンテナと前記Ｒ本の受信アンテナとの間の多数入力多数出力(ＭＩＭＯ)チャネルの推定値を表す、装置。
［４４］
前記チャネル推定器が、受信パイロットシンボル、初期周波数応答推定値、初期インパルス応答推定値、最終インパルス応答推定値、または最終周波数応答推定値をフィルタにかけるようにも動作する［４３］記載の装置。
［４５］
直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)を使用する無線マルチアンテナ通信システムにおける装置であって、
Ｒ、Ｔ、およびＰが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であり、Ｒ個の組からなるＭグループが、Ｒ×Ｍ個の組のために形成され、Ｔ個の組のＭグループが、Ｔ×Ｍ個の組において形成されるとき、Ｔ×Ｍ行列内のＴ×Ｍ個の係数で生成されるＰ個の基準化されたパイロットシンボルの前記Ｔ×Ｍ個の組のＰ個の受信パイロットシンボルの前記Ｒ×Ｍ個の組を、Ｒ本の受信アンテナを介して得る手段と、なお、前記Ｔ×Ｍ行列内の１つの係数が、Ｐ個の基準化されたパイロットシンボルの各組を生成するのに使用され、前記Ｐ個の基準化されたパイロットシンボルのＴ個の組の各グループが、Ｔ本の送信アンテナから、Ｐ本のサブバンド上で送信される、
Ｐ個の受信パイロットシンボルの各組に対して、初期周波数領域周波数応答推定値を導く手段と、なお、Ｒ×Ｍの初期周波数応答推定値が、Ｐ個の受信パイロットシンボルのＲ×Ｍ個の組に対して導かれる、
各初期周波数応答推定値に対する初期時間領域インパルス応答推定値を導く手段と、なお、なお、Ｒ×Ｍの初期インパルス応答推定値が、前記Ｒ×Ｍの初期周波数応答推定値に対して導かれる、
前記Ｒ×Ｍの初期インパルス応答推定値と前記Ｔ×Ｍ行列とに基づいて、Ｒ×Ｔ個の最終時間領域インパルス応答推定値を導く手段と、
各最終インパルス応答推定値に対する最終周波数領域周波数応答推定値を導く手段と、を含み、なお、Ｒ×Ｔの最終周波数応答推定値が、前記Ｒ×Ｔ個の最終インパルス応答推定値に対して導かれ、Ｔ本の送信アンテナとＲ本の受信アンテナとの間の多数入力多数出力(ＭＩＭＯ)チャネルの推定値を表す、装置。
［４６］
受信パイロットシンボル、初期周波数応答推定値、初期インパルス応答推定値、最終インパルス応答推定値、または最終周波数応答推定値をフィルタにかける手段をさらに含む、［４５］記載の装置。
［４７］
無線マルチアンテナ通信システム内の受信機においてチャネル推定を行う方法であって、
ＲおよびＴが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であるとき、行列のＭ個の異なるベクトルで生成され、Ｔ本の送信アンテナを介して送信されたＴ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組に対するＲ個の受信パイロットシンボルのＭ個の組を、Ｒ本の受信アンテナを介して得ることと、なお、各ベクトルがＴ個の係数を含み、前記Ｍ個のベクトル内の係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定を容易にするように選択されること、
Ｒ個の受信パイロットシンボルのＭ個の組を逆行列と行列乗算することと、を含み、なお、前記Ｔ本の送信アンテナと前記Ｒ本の受信アンテナとの間のＲ×Ｔチャネル利得を得る、方法。
［４８］
前記Ｍ個のベクトルが互いに直交していない、［４７］記載の方法。
［４９］
前記Ｍ個のベクトル内の係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定誤差を最小化するように選択される、［４７］記載の方法。
［５０］
前記Ｍ個のベクトル内の係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機のために、重み付けされた平均二乗チャネル推定誤差の和に基づいて選択される、［４７］記載の方法。
［５１］
無線マルチアンテナ通信システムにおける装置であって、
ＲおよびＴが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であるとき、行列のＭ個の異なるベクトルで生成され、Ｔ本の送信アンテナを介して送信されるＴ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組に対するＲ個の受信パイロットシンボルのＭ個の組を、Ｒ本の受信アンテナを介して得るように動作する複数の受信機ユニットと、なお、各ベクトルがＴ個の係数を含み、Ｍ個のベクトルにおける係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定を容易にするように選択される、
前記Ｒ個の受信パイロットシンボルのＭ個の組を逆行列と行列乗算して、前記Ｔ本の送信アンテナと前記Ｒ本の受信アンテナとの間のＲ×Ｔチャネル利得の推定値を得るように動作するチャネル推定器と、を含む装置。
［５２］
無線マルチアンテナ通信システム内の受信機においてチャネル推定を行う方法であって、
Ｔが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であるとき、行列のＭ個の異なるベクトルで生成され、Ｔ本の送信アンテナを介して送信されたＴ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組に対するＭ個の受信パイロットシンボルを、１本の受信アンテナを介して得ることと、なお、各ベクトルがＴ個の係数を含み、Ｍ個のベクトル内の係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定を容易にするように選択される、
前記Ｍ個の受信パイロットシンボルをフィルタにかけて、前記Ｔ本の送信アンテナと前記１本の受信アンテナとの間の複合多数入力単一出力（ＭＩＳＯ）チャネルの推定値を得ることと、含む方法。

100・・・マルチアンテナ通信システム、500・・・処理、112,722・・・乗算器。

Claims

無線マルチアンテナ通信システム内の受信機においてチャネル推定を行う方法であって、
ＲおよびＴが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であるとき、行列のＭ個の異なるベクトルで生成され、Ｔ本の送信アンテナを介して送信されたＴ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組に対するＲ個の受信パイロットシンボルのＭ個の組を、Ｒ本の受信アンテナを介して得ることと、なお、各ベクトルがＴ個の係数を含み、前記Ｍ個のベクトル内の係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定を容易にするように選択されること、
Ｒ個の受信パイロットシンボルのＭ個の組を逆行列と行列乗算することと、を含み、なお、前記Ｔ本の送信アンテナと前記Ｒ本の受信アンテナとの間のＲ×Ｔチャネル利得を得、
前記Ｍ個のベクトルにおけるＭ×Ｔ個の係数は、前記１本のアンテナを持つ受信機および前記多数のアンテナを持つ受信機の両方のために使用され、且つ
前記Ｍ個のベクトルにおけるＭ×Ｔ個の係数は、
前記１本のアンテナを持つ受信機および前記多数のアンテナを持つ受信機の両方に対してチャネル推定誤差を最小化するように選択される、または
前記１本のアンテナを持つ受信機および前記多数のアンテナを持つ受信機の両方に対して検出性能損失を最小化するように選択される、または
システムパラメータに基づく、または
前記１本のアンテナを持つ受信機の数および前記多数のアンテナを持つ受信機の数と、システムパラメータとに基づく、または
前記１本のアンテナを持つ受信機の優先度と相対的な前記多数のアンテナを持つ受信機の優先度と、システムパラメータとに基づく、または
前記１本のアンテナを持つ受信機の数および前記多数のアンテナを持つ受信機の数に基づく、または
前記１本のアンテナを持つ受信機の優先度と相対的な前記多数のアンテナを持つ受信機の優先度に基づく、
方法。
前記Ｍ個のベクトルが互いに直交していない、請求項１記載の方法。
前記Ｍ個のベクトル内の係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定誤差を最小化するように選択される、請求項１記載の方法。
前記Ｍ個のベクトル内の係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機のために、重み付けされた平均二乗チャネル推定誤差の和に基づいて選択される、請求項１記載の方法。
無線マルチアンテナ通信システムにおける装置であって、
ＲおよびＴが１よりも大きい整数であり、ＭがＴ以上の整数であるとき、行列のＭ個の異なるベクトルで生成され、Ｔ本の送信アンテナを介して送信されるＴ個の基準化されたパイロットシンボルのＭ個の組に対するＲ個の受信パイロットシンボルのＭ個の組を、Ｒ本の受信アンテナを介して得るように動作する複数の受信機ユニットと、なお、各ベクトルがＴ個の係数を含み、Ｍ個のベクトルにおける係数が、１本のアンテナをもつ受信機および多数のアンテナをもつ受信機の両者によるチャネル推定を容易にするように選択される、
前記Ｒ個の受信パイロットシンボルのＭ個の組を逆行列と行列乗算して、前記Ｔ本の送信アンテナと前記Ｒ本の受信アンテナとの間のＲ×Ｔチャネル利得の推定値を得るように動作するチャネル推定器と、を含み、
前記Ｍ個のベクトルにおけるＭ×Ｔ個の係数は、前記１本のアンテナを持つ受信機および前記多数のアンテナを持つ受信機の両方のために使用され、且つ
前記Ｍ個のベクトルにおけるＭ×Ｔ個の係数は、
前記１本のアンテナを持つ受信機および前記多数のアンテナを持つ受信機の両方に対してチャネル推定誤差を最小化するように選択される、または
前記１本のアンテナを持つ受信機および前記多数のアンテナを持つ受信機の両方に対して検出性能損失を最小化するように選択される、または
システムパラメータに基づく、または
前記１本のアンテナを持つ受信機の数および前記多数のアンテナを持つ受信機の数と、システムパラメータとに基づく、または
前記１本のアンテナを持つ受信機の優先度と相対的な前記多数のアンテナを持つ受信機の優先度と、システムパラメータとに基づく、または
前記１本のアンテナを持つ受信機の数および前記多数のアンテナを持つ受信機の数に基づく、または
前記１本のアンテナを持つ受信機の優先度と相対的な前記多数のアンテナを持つ受信機の優先度に基づく、
装置。