TWI467951B

TWI467951B - 用於多天線系統的引導傳輸方案

Info

Publication number: TWI467951B
Application number: TW101114453A
Authority: TW
Inventors: Dhananjay Ashok Gore; Avneesh Agrawal; Tamer Kadous
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2003-12-05
Filing date: 2004-12-03
Publication date: 2015-01-01
Also published as: NZ547572A; MXPA06006385A; KR20060113755A; JP2010193480A; JP2007513584A; KR100820998B1; JP2010239627A; EP1700437A1; IL176047A0; EP2202926A1; RU2333610C2; JP5161266B2; JP2010239626A; JP2010239628A; WO2005057870A1; CA2547493A1; TW200541242A; EP2202929A1; JP5161265B2; NO20063099L

Description

用於多天線系統的引導傳輸方案

本發明通常係關於資料通訊，且更詳言之，係關於用於無線多天線通訊系統之引導傳輸。

多天線通訊系統使用多個(T)傳輸天線與一或多個(R)接收天線用於資料與引導傳輸。因此多天線系統可為多輸入多輸出(MIMO)系統或多輸入單輸出(MISO)系統。對於MIMO系統而言，由多個傳輸天線與多個接收天線形成的MIMO通道包括S個空間通道，其中Smin{T,R}。S個空間通道可用以平行地傳輸資料以達成較高的整體產出量及/或冗餘地傳輸資料以達成較大地可信賴性。對於MISO系統而言，由多個傳輸天線與單個接收天線形成的MISO通道包括單個空間通道。然而，多傳輸天線可用以冗餘地傳輸資料以達成較大地可信賴性。

為恢復經由無線通道所發送的資料，通常需要精確估計在傳輸器與接收器之間的無線通道。通道估計通常藉由自傳輸器發送引導訊號且在接收器處量測該引導訊號來執行。該引導訊號由傳輸器與接收器預先知道的調變符號組成。因此，接收器可基於接收的引導符號與已知之傳輸的引導符號而估計通道響應。

多天線系統可同時支援MISO接收器(其為裝備有單個天線的接收器)與MIMO接收器(其為裝備有多個天線的接收器)。MISO與MIMO接收器通常需要不同的通道估計且因此對引導傳輸具有不同的要求，如下文所描述的。由於引導傳輸表示在多天線系統中的耗用，需要將引導傳輸最小化為可能的程度。然而，引導傳輸應使得MISO與MIMO接收器能獲得足夠品質的通道估計。

因此，在此項技術中存在對能夠在多天線系統中有效地傳輸引導訊號之技術的需要。

本文描述用於單載波與多載波多天線之通訊系統的有效引導傳輸方案。通常，MISO接收器較佳為自多個(T)傳輸天線以一個空間方向發送引導訊號，使得接收的引導符號可經過濾而獲得更高品質的通道估計。MIMO接收器通常需要自T個傳輸天線以不同的空間方向發送引導訊號，使得可估計用於不同傳輸與接收天線對的通道增益。

在一引導傳輸方案中，界定單個"訓練"矩陣的係數，其可用於MISO與MIMO接收器之引導傳輸。訓練矩陣含有M個訓練向量，其中MT，且每一訓練向量含有T個係數。M個訓練向量係用於M個不同的空間方向且對於此引導傳輸方案而言其彼此不正交。每一訓練向量用以產生用於自T個傳輸天線傳輸的T個定標引導符號之個別集合。T個定標引導符號之M個集合能以M個訓練向量產生且在例如M個符號週期中傳輸。T個定標引導符號之M個集合適合用於藉由MISO與MIMO接收器執行的通道估計。例如，可選擇訓練矩陣中之M乘T個係數以最小化藉由MISO與MIMO接收器執行之通道估計的誤差。

在另一("增量")引導傳輸方案中，T個定標引導符號之第一集合以第一訓練向量來產生且(例如，連續地)自T個傳輸天線傳輸。若系統支援至少一MIMO接收器，則T個定標引導符號之至少T-1個額外集合以至少T-1個額外訓練向量來產生且自T個傳輸天線傳輸。舉例而言，定標引導符號之額外集合可重複循環，且定標引導符號之額外集合之每一可在個別符號週期中傳輸。為改良的通道估計效能，可將訓練向量界定為彼此正交。每一MISO接收器可基於定標引導符號之第一集合而估計其MISO通道。每一MIMO接收器可基於定標引導符號之第一集合與額外集合而估計其MIMO通道。

若多天線系統利用正交分頻多工(OFDM)，則每一定標引導符號可自個別傳輸天線在一組P個子帶上傳輸，其中P>1。此允許MISO與MIMO接收器分別估計其MISO與MIMO通道之整個頻率響應。本文亦描述通道估計技術。亦在下文中進一步詳細地描述本發明之各種態樣與實施例。

本文所使用之單詞"例示性的"意謂"充當實例、例子或說明"。本文所描述之"例示性的"任何實施例或設計不必理解為比其它實施例或設計更佳或有利。

1.　單載波多天線系統

圖1展示了具有一傳輸器110及兩個接收器150a與150b之多天線通訊系統100。為簡單起見，傳輸器110具有兩個傳輸天線，MISO接收器150a具有單個接收天線，且MIMO接收器150b具有兩個接收天線。

由傳輸器處之兩個天線及MISO接收器處之單個天線形成的MISO通道之特徵為1×2通道響應列向量h _miso ，其可表示為：

h _miso =[h₁ h₂ ]，　方程式(1)

其中矩陣元素h_j (其中j=1,2)表示在傳輸天線j與MISO接收器處之單個天線之間的複雜通道增益。行向量通常表示為行，且列向量通常表示為列。

由傳輸器處之兩個天線與MIMO接收器處之兩個天線形成的MIMO通道特徵可為2×2通道響應矩陣H ，其可表示為

其中矩陣元素h_i,j (其中i=1,2且j=1,2)表示在傳輸天線j與MIMO接收器處之接收天線i之間的複雜通道增益。單輸入單輸出(SISO)通道存在於每一傳輸/接收天線對之間。H 中的四個矩陣元素指示MIMO通道之四個SISO通道的通道增益。矩陣H 亦可視為對每一接收天線i含有一通道響應列向量h _i 。

傳輸器可傳輸來自每一傳輸天線之引導符號以允許MISO及MIMO接收器估計其個別MISO及MIMO通道響應。每一引導符號為傳輸器與接收器預先知道的調變符號。為促進藉由接收器執行之通道估計，傳輸器可在自傳輸天線傳輸前使用倍增器112而使用於每一傳輸天線j的引導符號P_j 乘以個別係數u_j,m ，如圖1中所示的。

然後在MISO接收器處接收的符號可表示為：

r_miso,m =h _miso ‧u _m +n_miso =h₁ ‧u_1,m +h₂ ‧u_2,m +n_miso ,　方程式(3)

其中r_miso,m 為用於MISO接收器之接收到的符號；

u _m =[u_1,m u_2,m ]^T 為用於引導傳輸之係數的2×1的向量，其中"T"表示置換；且

n_miso 為在MISO接收器處的雜訊。

由於向量u _m 用於引導傳輸，其亦稱為"訓練"向量。

在MIMO接收器處對相同引導傳輸接收到的符號可表示為：

其中r _m =[r_1,m r_2,m ]^T 為用於MIMO接收器之所接收之符號的2×1向量；且

n =[n₁ n₂ ]^r 為用於MIMO接收器之雜訊向量。

為簡單起見，引導符號未在方程式(3)與(4)中展示。

傳輸器通常將資料冗餘地自兩個傳輸天線傳輸至MISO接收器。在此狀況下，MISO接收器僅需估計複合MISO通道，其為h_miso =h₁ +h₂ ，且無需估計用於組成MISO通道之個別SISO通道的通道增益h1與h2。若兩個係數相等(即，u_1,m =u_2,m )，則MISO接收器可平均(或過濾)為多符號週期獲得之接收到的符號以導出較高品質之通道估計。符號週期指的是資料或引導符號傳輸的持續時間。

傳輸器可平行地將資料自兩個傳輸天線傳輸至MIMO接收器以改良產出量。在此狀況下，MIMO接收器將需要(1)對組成MIMO通道之個別SISO通道估計通道增益h11、h12、h21及h22及(2)使用此等通道增益估計以恢復資料傳輸。然而，對於上述引導傳輸而言，MIMO接收器僅具有兩個用於兩個所接收之符號r_1,m 及r_2,m 之方程式，如方程式(4)所示的。為解決四個未知通道增益，MIMO接收器需要兩個額外的方程式。傳輸器可藉由在兩個符號週期中使用兩個不同的訓練向量u_a 與u_b 來傳輸引導符號而促進MIMO通道估計。然後，在MIMO接收器處所接收的符號可表示為：

r _a =H ‧u _a +n 與r _b =H ‧u _b +u ,　方程式(5)

其中r _a 與r _b 為在兩個符號週期中所接收之符號的兩個向量。假設MIMO通道在兩個符號週期期間為常數。現在MIMO接收器在兩個向量r _a 與r _b 中具有用於四個所接收之符號的四個方程式。若適當選擇訓練向量u _a 與u _b 中的係數，則MIMO接收器可基於向量r _a 、r _b 、u _a 與u _b 求解出四個未知通道的增益。

為簡單起見，上文所描述的係用於2×2系統，該系統中傳輸器具有兩個傳輸天線且接收器具有至多兩個接收天線。通常，多天線系統可包括具有任何數目之天線的傳輸器與接收器，即T與R可為任何整數。為促進藉由MIMO接收器執行之通道估計，傳輸器可使用M個訓練向量(例如，在M個符號週期中)傳輸引導訊號，其中通常MT。每一訓練向量含有用於T個傳輸天線的T個係數。

在T×R系統中為MIMO接收器接收的符號可表示為：

R =H ‧U +N ,　方程式(6)

其中R 為用於M個符號週期之所接收之符號的R×M矩陣；

H 為用於MIMO接收器之R×T通道響應矩陣；

U 為適用於M個符號週期之係數的T×M訓練矩陣；且

N 為用於M個符號週期之在MIMO接收器處之雜訊的R×M矩陣。

矩陣U 含有M個訓練向量或行(即，U =[u _a u _b ...u _M ])，其中一訓練向量適用於在每一符號週期中之引導傳輸。矩陣R 含有用於M個符號週期之所接收之符號的M個向量或行(即，R =[r _a r _b ...r _M ])。MIMO接收器可導出如下MIMO通道估計：

估計的通道響應矩陣亦可藉由對接收的符號矩陣R 執行某些其它線性操作而獲得。

對於在T×R系統中之相同引導傳輸而言，用於MISO接收器之接收的符號可表示為：

r _miso =h _miso ‧U +n _miso ，　方程式(8)

其中r _miso 為用於M個符號週期之所接收之符號的1×M列向量；

h _miso 為用於MISO接收器之1×T通道響應列向量；且

n _miso 為用於M個符號週期之在MISO接收器處之雜訊的1×M列向量。

列向量r _miso 含有用於M個符號週期之M個所接收的符號(即，r _miso =[r_miso,a r_miso,b ...r_miso,M ])。

MISO接收器通常僅需估計複合MISO通道，其為h_miso =h₁ +h₂ +...+h_T ，且無需估計MISO通道之個別SISO通道。複合MISO通道能夠以U 中之僅一個訓練向量來估計。舉例而言，若訓練向量包含所有者，則複合MISO通道可估計為所接收的符號，或 r _miso 。MISO接收器較佳為在U 中的訓練向量為相同的且指向相同的空間方向，使得在r_miso,M 中之所接收的符號r_miso,a 可被過濾以獲得更精確之複合MISO通道估計。

MISO接收器通常需要估計MIMO通道之個別SISO通道的通道增益，或通道響應矩陣H 之R‧T個元素。此需要U 中之M個訓練向量不相同且指向不同的空間方向。當U 為一元矩陣且M個訓練向量彼此正交時，可達成MIMO通道估計之最佳效能。此正交性條件可表示為：U ^H ‧U =I ，其中I 為單位矩陣(identity matrix)且"H"表示共軛置換。正交性條件可等效地表示為：‧u _λ =0，其中λ=a... M，m=a...M，且λ≠m。

作為一實例，對於2×2系統而言，下列訓練矩陣與可分別用於MISO與MIMO接收器：

如上文所描述及在方程式(9)中可見的，MISO與MIMO接收器較佳為不同的訓練矩陣。

可界定單個通用訓練矩陣且將其用以同時支援MISO與MIMO接收器，如下所示：

選擇訓練矩陣中的係數以對MISO與MIMO接收器提供良好的通道估計效能。通道估計效能可由各種標準來量化。在一實施例中，選擇中的係數以為MISO及MIMO接收器最小化通道估計誤差。此可藉由對給定矩陣計算MISO接收器之通道估計誤差及MIMO接收器之通道估計誤差、計算MISO與MIMO接收器之總通道估計誤差，且調整/選擇中之係數，使得總通道估計誤差最小化而達成。可在總通道估計誤差之計算中對MISO與MIMO接收器之通道估計誤差給出不同的權數。舉例而言，每一接收器之通道估計誤差可計算為在通用訓練矩陣(如)與該接收器所要之訓練矩陣(如或)之間的均方誤差，且然後總通道估計誤差可計算為MISO與MIMO接收器之加權均方誤差的和。在另一實施例中，選擇中的係數以最小化MISO與MIMO接收器之偵測效能損耗。其它標準亦可用以選擇該等係數。誤差與損耗可藉由計算、電腦模擬、經驗量測等來確定。可基於諸如(例如)系統中MISO接收器之數目及MIMO接收器之數目、相對於MIMO接收器之優先權的MISO接收器之優先權等的系統參數及/或需求而進一步選擇該等係數。該等係數可選擇一次且此後可用於引導傳輸。該等係數亦可基於各種因素(例如MISO與MIMO接收器之數目、在MISO與MIMO接收器之間的相對優先權等)而週期性地或動態地改變。

對於4×4系統而言，以下訓練矩陣與可分別用於MISO與MIMO接收器：

又，可界定單個通用訓練矩陣且將其用以同時支援MISO與MIMO接收器，如下所示：

其中，=[u '_a u '_b u '_c u '_d ]且u '_m (其中m=a、b、c、d)為之第m個訓練向量或行。選擇訓練矩陣中之係數以對MISO與MIMO接收器提供良好的通道估計效能，且訓練矩陣中之係數係基於各種考慮，如上文對訓練矩陣所描述的。

在一引導傳輸方案中，傳輸器使用中之訓練向量傳輸引導訊號。舉例而言，傳輸器可重複循環中之四個訓練向量且在符號週期n中使用u '_a 來傳輸引導訊號，然後在下一個符號週期n+1中使用u '_b 來傳輸引導訊號，然後在符號週期n+2中使用u '_c 來傳輸引導訊號，然後在符號週期n+3中使用u '_d 來傳輸引導訊號，然後在符號週期n+4中回到使用u '_a 來傳輸引導訊號，等等。

圖2A說明了對於第一引導傳輸方案而言之藉由在4×4系統中之MISO接收器而執行的通道估計。傳輸器藉由重複循環中之四個訓練向量來傳輸引導訊號，如上文所述的。MISO接收器所接收之符號在符號週期n為r_miso (n)=h _miso ‧u '_a +n_miso ，在符號週期n+1為r_miso (n+1)=h _miso ‧u '_b +n_miso 等等，如圖2A中所展示的。MISO接收器可使用(例如)有限脈衝響應(FIR)濾波器過濾所接收之符號，以在符號週期n期間獲得複合MISO通道估計，(n)，如下所示：

其中c(i)(其中i=L₁ ...L₂ )為用於FIR濾波器之係數；且L1與L2為FIR濾波器之時間範圍。

對於因果FIR濾波器而言，L₁ =0，L₂ 1，且複合MISO通道估計為在L2優先符號週期期間與當前符號週期期間所接收之符號的加權和。對於非因果FIR濾波器而言，L₁ 1，L₂ 1，且複合MISO通道估計為在L2優先符號週期期間、當前符號週期期間及L1將來符號週期期間所接收之符號的加權和。需要緩衝L1所接收之符號以實施非因果FIR濾波器。

圖2B說明了對於第一引導傳輸方案而言之藉由在4×4系統中之MIMO接收器而執行的通道估計。傳輸器使用訓練矩陣來傳輸引導訊號，如上文所描述的。MIMO接收器所接收之符號在符號週期n為r (n)=H ‧u '_a +n ，在符號週期n+1為r (n+1)=H ‧u '_b +n 等等，如圖2B中所展示的。"引導塊"可界定為所有訓練向量用於引導傳輸之最小跨度。對於圖2B中所示之實例而言，引導塊為四個符號週期。MIMO接收器可過濾用於以相同訓練向量來傳輸之引導訊號的所接收之符號，例如，過濾用於訓練向量u '_c 之r (n-2)與r (n+2)，用於訓練向量u '_d 之r (n-1)與r (n+3)等等。MIMO接收器亦可基於為一引導塊而獲得之(經過濾或未經過濾之)所接收的符號來導出個別通道增益估計，如圖2B所展示的。舉例而言，矩陣R 可形成有四個接收的符號向量r (n)至r (n+3)，且通道增益估計可基於方程式(7)所示之R 來計算。

為簡單起見，圖2A與2B展示了在自符號週期n-2至n+5之整個持續時間為靜態的MISO與MIMO通道。為改良通道估計效能，引導塊應短於MISO與MIMO通道之相干時間(coherence time)。相干時間為無線通道希望保持近似常數的持續時間。

對於4×4系統而言，上述概念可延伸至任何T×R系統。可以如上文所描述的而選擇之係數來界定單個通用訓練矩陣。傳輸器使用中之所有訓練向量來傳輸引導訊號。MISO與MIMO接收器可基於所有為引導傳輸而接收的符號來分別地估計其MISO與MIMO通道。

多載波多天線系統

多天線系統可利用用於資料與引導傳輸之多載波。可由OFDM、某些其它多載波調變技術或某些其它構造來提供多載波。OFDM有效地將整個系統頻寬(W)分割成多個(N)正交子帶。此等子帶亦稱為音調、子載波、頻段(bin)及頻率通道。使用OFDM，每一子帶與可使用資料來調變之個別子載波相關。多天線OFDM系統可僅使用用於資料與引導傳輸之總共N個子帶的子集且使用剩餘子帶作為保護子帶以允許系統滿足頻譜遮蔽要求。為簡單起見，以下描述假設所有的N個子帶可用於資料與引導傳輸。

多天線OFDM系統中，在傳輸器與接收器之間的無線通道可經受頻率選擇衰減，其特徵為頻率響應在整個系統頻寬範圍中變化。然後用於每一SISO通道之N個子帶可與不同之複雜的通道增益相關。為恢復在某些或所有此等子帶上的資料傳輸，需要對所有N個子帶執行的精確通道估計。

多天線OFDM系統中用於MISO接收器之MISO通道的特徵為N個通道響應列向量h _miso (k)之集合，其中k=1...N。每一列向量h _miso (k)具有1×T之維數且含有用於在用於子帶k之T個傳輸天線與單個接收天線間之通道增益的T個元素。在多天線OFDM系統中，用於MIMO接收器之MIMO通道的特徵為N個通道響應矩陣H (k)之集合，其中k=1...N。每一矩陣H (k)具有R×T之維數且含有用於在用於子帶k之T個傳輸天線與R個接收天線間之通道增益的R‧T個元素。

用於每一SISO通道之通道響應的特徵為時域通道脈衝響應或對應的頻域通道頻率響應。通道頻率響應為通道脈衝響應之離散傅立葉(Fourier)變換(DFT)。用於每一SISO通道之通道脈衝響應的特徵為L個時域子取樣，其中L通常比子帶之總數目更少，或L<N。即，若在傳輸天線處施加脈衝，則在接收天線處以W MHz之取樣速率取樣之L個時域樣本對於此脈衝激勵而言將足以表現SISO通道之響應特徵。用於通道脈衝響應之子取樣(L)之所要的數目取決於系統之延遲擴展，該延遲擴展為在接收器處最早與最遲到達的足夠能量之訊號實體之間的時間差。因為僅L個子取樣需要用於通道脈衝響應，所以用於每一SISO通道之頻率響應可基於用於少數的L個適當選擇之子帶而非所有的N個子帶之通道增益估計而完全表現其特徵。

圖3展示了可用於多天線OFDM系統中之引導傳輸的子帶結構。在用於引導傳輸之P個引導子帶之每一上傳輸引導符號，其中通常N>PL。對於改良的效能與簡化的計算而言，P個引導子帶可均勻分佈於總共N個子帶中，使得連續引導子帶藉由N/P個子帶而間隔開。剩餘的N-P個子帶可用於資料傳輸且被稱為資料子帶。

多天線OFDM系統中，可以各種方式傳輸引導訊號。引導傳輸可取決於為使用而選擇的特定訓練矩陣。下文描述多個例示性引導傳輸方案。

圖4A展示了用於多天線OFDM系統之第一引導傳輸方案。對於此方案而言，傳輸器使用其元素/係數經選擇以同時支援MISO與MIMO接收器的訓練矩陣U ^com 來傳輸引導訊號。傳輸器可重複循環U ^com 中之訓練向量且對每一OFDM符號週期使用一訓練向量u '_m 。相同訓練向量u '_m 可用於P個引導子帶之每一子帶。為簡單起見，圖4A展示了用於具有四個傳輸天線之系統的引導傳輸。

多天線OFDM系統中之MISO接收器可使用各種通道估計技術來估計MISO通道之全頻率響應。對於直接最小平方估計技術而言，MISO接收器首先在每一OFDM符號週期中獲得用於P個引導子帶的P個所接收之符號之集合，其可表示為P×1向量r _p =[r_miso (k₁ ) r_miso (k₂ )...r_miso (k_p )]^T 。然後，MISO接收器基於所接收之符號獲得複合MISO通道之頻率響應之初始估計，其為P×1向量之P個元素各代表用於個別引導子帶的複合MISO通道之初始估計。

接著MISO接收器計算複合MISO通道之脈衝響應之最小平方估計，如下所示：

其中， W _P _× _P 為P×P DFT矩陣；且

為用於最小平方通道脈衝響應估計之P×1向量。

DFT矩陣 W _P _× _P 經界定而使得第(i,j)個矩陣元素w_i,j 由下式給出：

w_i,j =，其中i=1...P且j=1...P，　方程式(15)

其中i為列指數且j為行指數。方程式(14)代表關於初始頻率響應估計之2維IFFT以獲得最小平方通道脈衝響應估計。向量可藉由以下方法來後處理，例如：(1)將具有小於預定臨限值之值的矩陣元素/子取樣設定為零及/或(2)將向量中之第L至第P個矩陣元素/子取樣設定為零。接著將向量零填補至長度N。

然後，MISO接收器可基於零填補之最小平方通道脈衝響應估計而導出用於複合MISO通道之所有N個子帶的最終頻率響應估計，如下所示：

其中 W _N _× _N 為N×N DFT矩陣；且

為用於所有N個子帶之頻率響應估計的N×1向量。

MISO接收器可關於所接收之符號、初始通道頻率響應估計、最小平方通道脈衝響應估計及/或最終通道頻率響應估計而執行過濾。亦可類似於在方程式(13)中所展示的關於為多OFDM符號週期而獲得之向量r _p 、及/或來執行過濾以導出較高品質的MISO通道估計。

多天線OFDM系統中之MIMO接收器亦可使用直接最小平方估計技術來估計MIMO通道之全頻率響應。在每一OFDM符號週期中，MIMO接收器獲得用於R個接收天線之每一的P個引導子帶的所接收之P個符號之集合。若訓練向量u '_m 用於OFDM符號週期n中之引導傳輸，則用於每一接收天線i之P個所接收的符號之集合表示為{r_i,m (k)}，或r_i,m (k)，其中kP_set ，其中P_set 代表P個引導子帶之集合或組。MIMO接收器為M個不同訓練向量獲得用於R個接收天線之所接收之符號的R‧M個集合。此等R‧M個所接收符號之集合可表示為P個矩陣之集合{R (k)}，或R (k)，其中kP_set ，其為：

R (k)=，其中kP_set 。　方程式(17)

用於每一引導子帶之所接收符號的矩陣R (k)具有R×M之維數且含有用於該引導子帶之M個訓練向量的M行接收符號。因此矩陣R (k)在形式上類似於上文對單載波多天線系統所描述之接收符號矩陣R 。R×M塊結構矩陣可形成為=[R(1)R(2)...R(P)]。矩陣可視為具有R×M之前維數及深度P的3維(3-D)矩陣。之前維數中的R‧M個元素各代表用於特定之接收天線i與訓練向量n '_m 的P個所接收符號之集合，{r_i,m (k)}。

接著，MIMO接收器關於中之P個所接收符號之每一集合{r_i,m (k)}來執行P點IDFT或IFFT，以獲得對應的P子取樣複合MISO通道脈衝響應估計{(τ)}。此IDFT可表示為：

其中=[H _comp (1)H _comp (2)...H _comp (P)]為R×M塊結構矩陣，其具有用於P個子取樣之P個矩陣H _comp (τ)，其中τ=1 ... P，矩陣亦可視為具有R×M之前維數及深度P的3-D矩陣。對用於在之前維數中之每一元素的P個接收符號執行等式(18)中之IDFT以獲得用於之前維數中之對應元素的具有P個子取樣之脈衝響應。因此以用於之前維數中之每一元素的深度維數來執行IDFT。

一不同的MISO通道形成於T個傳輸天線與R個接收天線之每一之間。矩陣在前維數中含有R‧M個元素，其代表用於R個接收天線與M個不同訓練向量的複合MISO通道脈衝響應估計。即，之前維數中的每一元素{(τ)}代表(1)用於在T個傳輸天線與特殊接收天線i間之複合MISO通道且(2)以使用訓練向量u '_m 傳輸之引導訊號獲得的脈衝響應估計。

然後MIMO接收器可導出用於MIMO通道中之個別SISO通道的脈衝響應估計，如下所示：

(τ)=H _comp (τ)‧U ^-1 ，其中τ=1...P，　方程式(19)

其中U ^-1 為訓練矩陣U ^com 之逆矩陣。如方程式(19)所示，對P個子取樣之每一執行乘以U ^-1 的步驟。R×T塊結構矩陣可形成為(1)(2)...(P )。矩陣亦可視為具有R×T之前維數及深度P的3-D矩陣。之前維數中之每一元素代表用於在傳輸天線j與接收天線i間之SISO通道的P子取樣脈衝響應估計{(τ)}的P個時域值之序列。每一序列{(τ)}之P個矩陣元素可藉由以下方法來後處理，例如(1)將具有小於預定臨限值之值的矩陣元素/子取樣設定為零及/或(2)將第L至第P個矩陣元素/子取樣設定為零。接著每一序列{(τ)}零填補至長度N。

然後MIMO接收器藉由對之前維數中之每一元素執行N點DFT(或FFT)而導出用於每一SISO通道之所有N個子帶的最終頻率響應估計，如下所示：

其中(1)(2)...(N )]為R×T塊結構矩陣，其具有用於N個子帶之N個矩陣(k )，其中k=1...N。矩陣亦可視為具有R×T之前維數及深度N的3-D矩陣。對用於之前維數中之每一元素的N個時域值執行方程式(20)中之DFT，以獲得用於之前維數中對應元素的N個頻域值。因此以用於之前維數中之每一元素的深度維數來執行DFT。之前維數中之每一元素代表用於個別SISO通道之最終頻率響應估計{(k )}之N個頻域值的序列。

MIMO接收器可以相同訓練向量對在多OFDM符號週期期間獲得之接收符號{r_i,m (k)}執行過濾，其中對每一接收天線之每一子帶執行過濾步驟。MIMO接收器亦可對(1)每一P子取樣複合MISO通道脈衝響應估計{(τ)}、(2)每一P子取樣最小平方通道脈衝響應估計{(τ)}及/或(3)每一N點通道頻率響應估計{(k )}執行過濾步驟。

MIMO接收器亦可以某些其它方式導出用於每一SISO通道之N個子帶的全頻率響應估計，且此在本發明之範疇內。舉例而言，可使用其它形式之內插法來替代最小平方估計技術。

圖4B展示了用於多天線OFDM系統之第二引導傳輸方案。對於此方案，傳輸器使用具有正交向量之訓練矩陣U ^mimo 來傳輸引導訊號。舉例而言，方程式(9)中展示之矩陣可用於2×2系統，方程式(11)中展示之矩陣可用於4×4系統等。矩陣與通常稱作沃爾什(Walsh)矩陣。較大尺寸的Walsh矩陣可形成為：

對於R×T系統而言，T×T Walsh矩陣可用作訓練矩陣U ^mimo 。其它訓練矩陣亦可用於第二引導傳輸方案。

為清楚地闡釋起見，圖4B展示了用於使用訓練矩陣=[u" _a u" _b u" _c u" _d ]之4×4系統的引導傳輸之一實施例。對於此實施例而言，傳輸器使用矩陣中之第一訓練向量u" _a 而在每一OFDM符號週期中傳輸在第一組引導子帶上的通用引導訊號。傳輸器亦使用矩陣中之剩餘訓練向量u" _b 、u" _c 與u" _d 而在每一OFDM符號週期中傳輸在第二組P個引導子帶上的MIMO引導訊號。傳輸器可重複循環三個訓練向量u" _b 、u" _c 與u" _d ，如圖4B所示。通用引導訊號可藉由系統中之MISO接收器而用於通道估計。通用與MIMO引導訊號可藉由MIMO接收器而用於通道估計。

為改良效能，第一組中之引導子帶可均勻分佈於總共N個子帶上，如圖4B所示。第二組中之引導子帶亦可均勻分佈於總共N個子帶上且進一步與第一組中之引導子帶交錯，亦如圖4B所示。

MISO接收器可基於通用引導訊號以上文對用於多天線OFDM系統之第一引導傳輸方案所描述的方式來估計複合MISO通道響應。MISO接收器能夠：(1)獲得用於第一組中之P個引導子帶的P個所接收之符號之集合；(2)基於所接收之符號之該集合而導出用於複合MISO通道之初始頻率響應估計；(3)基於該初始頻率響應估計而計算最小平方通道脈衝響應估計；且(4)基於最小平方通道脈衝響應估計而導出用於複合MISO通道之最終頻率響應估計。

MIMO接收器可基於通用與MIMO引導訊號而估計MIMO通道之個別SISO通道之全頻率響應，如以下將描述的。在每一OFDM符號週期中，MIMO接收器獲得(1)用於在使用訓練向量u" _a 之第一組引導子帶上傳輸之引導訊號的R個接收天線的所接收之符號之R個集合，及(2)用於在使用另一訓練向量u" _m 之第二組引導子帶上傳輸之引導訊號的R個接收天線的所接收之符號之R個集合，其中m=b、c或d。MIMO接收器對所接收之符號之每一集合{r_i,m (k)}執行P點IFFT，以獲得對應的複合MIMO通道脈衝響應估計。在每一OFDM符號週期中，MIMO接收器獲得用於所接收之符號之2R個集合的2R個複合MISO通道脈衝響應估計。因此MIMO接收器可在每一OFDM符號週期中獲得R×M矩陣之兩行(第一行與第m行)。若訓練向量u" _b 、u" _c 與u" _d 在三個OFDM符號週期中重複循環(如圖4B所示)，則三個OFDM符號週期後，MIMO接收器可獲得矩陣之所有的四行。

MIMO接收器可以類似於上文對圖2B所述之方式來平均在多OFDM符號週期中獲得之用於使用相同訓練向量u "_m 而傳輸之引導訊號的所接收之符號{r_i,m (k)}。MIMO接收器亦可平均在多OFDM符號週期獲得之用於相同訓練向量u "_m 的複合MISO通道脈衝響應估計{(τ)}。對於圖4B中所展示之實例，MIMO接收器可對六個OFDM符號中之兩個引導塊、九個OFDM符號中之三個引導塊等執行時域過濾。舉例而言，對於3子取樣非因果時域濾波器而言，當前引導塊之通道估計可為用於先前引導塊、當前引導塊及下一引導塊之通道估計的線性組合。作為一特定實例，可獲得用於u "_c 的通道估計而作為在OFDM符號週期n-2、n+1及n+4獲得之通道估計的線性組合。

然後MIMO接收器可導出用於個別SISO通道之脈衝響應估計(如上所述)，以獲得塊結構矩陣。中之矩陣元素可後處理且零填補至長度N以獲得(τ)，其中τ=1...N。然後，MIMO接收器可藉由對零填補之之每一元素執行N點DFT而導出用於每一SISO通道之所有N個子帶的最終頻率響應估計。

作為一實例，對於使用訓練向量之2×2系統而言，傳輸器可(1)使用訓練向量u "_a =[1 1]^T 而在第一組引導子帶上傳輸通用引導訊號，且可(2)使用訓練向量u "_b =[1 -1]^T 而在第二組引導子帶上傳輸MIMO引導訊號。MIMO接收器獲得用於第一組引導子帶Pset1之兩個接收天線的接收符號之兩個集合{r_1,a (k)}與{r_2,a (k)}，其可表示為：

r_1,a (k)=h_1,1 (k)+h_1,2 (k)+n₁ ，r_2,a (k)=h_2,1 (k)+h_2,2 (k)+n₂ ，其中kP_set1 。　方程式(22)

MIMO接收器亦獲得用於第二組引導子帶Pset2之兩個接收天線的接收符號之兩個集合{r_1,b (k)}與{r_2,b (k)}，其可表示為：

r_1,b (k)=h_1,1 (k)-h_1,2 (k)+n₁ ，r_2,b (k)=h_2,1 (k)-h_2,2 (k)+n₂ ，其中kP_set2 　方程式(23)

為簡單起見，在方程式(22)與(23)中忽略引導符號。

MIMO接收器對接收符號之每一集合執行P點IFFT以獲得對應的複合MISO通道脈衝響應。用於具有兩個不同訓練向量之兩個接收天線的四個複合MISO通道脈衝響應表示為{(τ)}、{(τ)}、{(τ)}，及{(τ)}。MIMO接收器可導出用於個別SISO通道之最小平方脈衝響應估計，如下所示：

(τ)= H _comp (τ)‧ U ^-1 ，其中τ=1...P，　方程式(24)

其中對於使用訓練矩陣之2×2系統而言，

。MIMO接收器可藉由將獲得之兩個複合MISO通道脈衝響應估計與用於該接收天線之兩個訓練向量組合而導出用於第一接收天線的SISO通道脈衝響應估計，如下所示：

(τ)=(τ)+(τ)，(τ)=(τ)-(τ)，其中τ=1...P。　方程式(25)

MIMO接收器可類似地藉由將獲得之兩個複合MISO通道脈衝響應估計與用於該接收天線之兩個訓練向量結合而導出用於第二接收天線之SISO通道脈衝響應估計，如下所示：

(τ)=(τ)+(τ)，(τ)=(τ)-(τ)，其中τ=1...P。　方程式(26)

MIMO接收器可進一步處理SISO通道脈衝響應估計以獲得用於SISO通道之最終頻率響應估計，如上文所描述的。

如上文應注意的，MIMO接收器可對所接收之符號{r_i,m (k)}、複合MISO通道脈衝響應估計{(τ)}、最小平方脈衝響應估計{(τ)}及/或最終頻率響應估計{(k)}執行過濾。可執行用於{r_i,m (k)}與{(τ)}之過濾以用於使用相同訓練向量而傳輸之引導訊號。可執行用於{(τ)}與{(k)}之過濾以用於多引導塊，其中該等塊可為重疊的或非重疊的。作為用於非重疊引導塊之實例，為藉由圖4B之OFDM符號週期n至n+2而界定之塊獲得的{(τ)}或{(k)}估計可使用為藉由OFDM符號週期n+3至n+5而界定之塊獲得的{(τ)}或{(k)}估計來平均，等等。作為用於重疊引導塊之實例，為藉由圖4B之OFDM符號週期n至n+2而界定之塊獲得的{(τ)}或{(k)}估計可使用為藉由OFDM符號週期n+1至n+3而界定之塊獲得的{(τ)}或{(k)}估計來平均，等等。因此MIMO接收器可在每一OFDM符號週期中獲得用於通道估計之連續的平均值。亦可使用其它過濾方案，且此在本發明之範疇內。

通用引導訊號與MIMO引導訊號可以第二引導傳輸方案之各種方式來傳輸。通常，可在第一組通用引導訊號與第二組MIMO引導訊號中包括任何子帶。若在每一組中之引導子帶之數目P為二的冪且P個子帶均勻地分佈於總共N個子帶上且藉由N/P個子帶間隔開，則能夠以IFFT而非IDFT來計算通道脈衝響應，其可大大地簡化計算。用於第一組之引導子帶與用於第二組之引導子帶可自任何子帶指數開始。

第一與第二組可包括相同數目之子帶，如圖4B所展示。第一與第二組亦可包括不同數目之子帶。舉例而言，若第二組包括P/2個子帶(其中P為用以估計通道脈衝響應所需要之子取樣的數目)，則用於MIMO引導訊號之每一訓練向量可在兩個OFDM符號週期中用於兩個不同組之P/2個引導子帶上。MIMO接收器一在兩個OFDM符號週期中接收到引導傳輸，就可導出適用於MIMO引導訊號之每一訓練向量的R個複合MISO通道脈衝響應之集合。作為另一實例，若第二組包括2P個子帶，則用於MIMO引導訊號之兩個訓練向量可用於每一OFDM符號週期，而兩個訓練向量用於替代子帶上。

在用於多天線OFDM系統之第三引導傳輸方案中，基於將由系統支援之接收器的類型來調整引導傳輸。對於亦稱為增量引導傳輸方案之此方案而言，傳輸器總是使用T×1訓練向量u _a (例如，所有者之訓練向量)傳輸通用引導訊號。MISO接收器可使用用於複合MISO通道之通道估計的通用引導訊號，如上文所描述的。若將由系統支援一或多個MIMO接收器，則傳輸器亦使用訓練向量u _b 至u _M 來傳輸MIMO引導訊號。訓練向量u _b 至u _M 不同於訓練向量u _a ，且向量u _a 至u _M 可能彼此正交或可能彼此不正交。舉例而言，訓練向量u _a 至u _M 可為正交矩陣(例如Walsh矩陣)之行，或可含有經選擇以支援MISO與MIMO接收器的係數。傳輸器可重複循環訓練向量u _a 至u _M (例如圖4A所示的)。傳輸器亦可(1)使用u _a 而在一組引導子帶上連續地傳輸通用引導訊號，且可(2)藉由重複循環u _b 至u _M 而在第二組引導子帶上傳輸MIMO引導訊號(例如圖4B所示的)。MIMO接收器可使用用於MIMO通道之通道估計的通用引導訊號及MIMO引導訊號，亦如上文所描述的。

圖5用於在無線多天線通訊系統中使用增量引導傳輸方案來傳輸引導訊號的方法500。以T個係數之第一訓練向量產生T個定標引導符號之第一集合(步驟512)且自T個傳輸天線傳輸T個定標引導符號之該第一集合的，一個定標引導符號來自每一傳輸天線(步驟514)。定標引導符號之第一集合適用於藉由MISO接收器之通道估計。若將由系統支援至少一個MIMO接收器(如在步驟516中確定的)，則以T個係數之至少T-1個額外向量來產生T個定標引導符號之至少T-1個額外集合的(步驟522)。自T個傳輸天線傳輸T個定標引導符號之額外集合之每一(步驟524)。定標引導符號之第一集合與額外集合適用於藉由MIMO接收器之通道估計。第一向量與額外向量為在一訓練矩陣中之不同向量，且可彼此正交或彼此不正交。定標引導符號之該等集合能以各種方式傳輸，如上文所描述的。每一定標引導符號可在用於多天線OFDM系統之一組P個引導子帶上傳輸。

若當存在MIMO接收器時，僅傳輸MIMO引導訊號，則時間過濾不均勻。在適用於MIMO引導訊號之訓練向量中，某些訓練向量比其它訓練向量享有更多的時間過濾(例如，取決於封包大小及哪一個訓練向量適用於MIMO引導訊號)。在資料封包之邊界處使用之訓練向量通常比在資料封包中間處的該等訓練向量享有更少的過濾，但此並非經常的狀況。作為一實例，重新參看圖4B，可在OFDM符號週期n至n+3中傳輸資料封包與MIMO引導訊號。可基於在兩個OFDM符號週期n至n+3中接收之引導符號而獲得用於傳輸向量u "_b 之通道估計，然而可基於在單個OFDM符號週期中接收之引導符號而獲得用於傳輸向量u "_c 與u "_d 之每一的通道估計。非均勻時間過濾由正叢發傳輸之MIMO產生。因為其連續傳輸，所以此現象不能被通用引導訊號觀察到。

若通用引導訊號使用一訓練向量而連續傳輸，且MIMO引導訊號藉由重複循環剩餘之訓練向量來傳輸，則以通用引導訊號獲得之通道估計可優於以MIMO引導訊號獲得之通道估計。若其更頻繁的傳輸，則更多過濾可適用於通用引導訊號。對於每一訓練向量而言，MIMO接收器獲得用於R個接收天線之每一的複合MISO通道響應，其中每一複合MISO通道響應含有關於組成MISO通道之所有T個SISO的資訊。因此，即使對於適用於MIMO引導訊號之訓練向量而言通道估計誤差較大，該等誤差仍分佈於用於所有SISO通道的整個通道估計上。

圖6展示了多天線OFDM系統中之傳輸器110x、MISO接收器150x與MIMO接收器150y的方塊圖。傳輸器110x處，傳輸(TX)資料處理器620接收、編碼、交錯且符號映射(或調變)通訊流量資料並提供資料符號{s(k)}。每一資料符號為用於資料之調變符號。TX空間處理器630接收且空間處理該等資料符號、標度及引導符號中之多工，且向T個傳輸器單元(TMTR)632a至632t提供T個傳輸符號流。每一傳輸符號可用於資料符號或引導符號，且在一傳輸天線之一子帶上傳輸。每一傳輸器單元632對其傳輸符號流執行OFDM調變以獲得OFDM符號且進一步調節OFDM符號以獲得調變訊號。T個傳輸器單元632a至632t分別為來自T個天線634a至634t之傳輸提供T個調變訊號。

在MISO接收器150x處，天線652x接收T個傳輸的訊號且向接收器單元(RCVR)654x提供所接收的訊號。單元654x對由傳輸器單元632所執行之該等訊號執行處理補充，且提供(1)所接收之資料符號至偵測器660x且提供(2)所接收之引導符號至控制器680x中的通道估計器684x。通道估計器684x執行用於MISO接收器之通道估計且提供複合MISO通道響應估計。偵測器660x以複合MISO通道估計來對接收的資料符號執行偵測(例如，匹配過濾及/或均衡化)且提供偵測符號，其為由傳輸器110x發送之資料符號的估計。然後接收(RX)資料處理器670x符號解映射、解交錯且解碼所偵測之符號且提供解碼資料，其為所傳輸之通訊流量資料的估計。

在MIMO接收器150y處，R個天線652a至652r接收T個傳輸的訊號，且每一天線652向個別接收器單元654提供接收的訊號。每一單元654對由傳輸器單元632所執行之該等訊號執行處理補充，且提供(1)所接收之資料符號至RX空間處理器660y，且提供(2)所接收之引導符號至控制器680y中的通道估計器684y。通道估計器684y執行用於MIMO接收器之通道估計且提供MIMO通道響應估計。接收空間處理器660y以MIMO通道響應估計對來自R個接收器單元654a至654r的R個接收的資料符號流執行空間處理且提供偵測符號。然後RX資料處理器670y符號解映射、解交錯且解碼所偵測之符號且提供解碼資料。

控制器640、680x及680y控制分別在傳輸器110x、MISO接收器150x及MIMO接收器150y處的各種處理單元之操作。記憶體單元642、682x及682y儲存分別藉由控制器640、680x及680y使用的資料及/或程式碼。

圖7展示了在傳輸器110x處之TX空間處理器630與傳輸器單元632之一實施例的方塊圖。TX空間處理器630包括一資料空間處理器710、一引導處理器720及用於T個傳輸天線的T個多工器(Mux)730a至730t。

資料空間處理器710可對來自TX資料處理器620之資料符號{s(k)}接收且執行空間處理。舉例而言，資料空間處理器710可將資料符號解多工成用於T個傳輸天線的T個子流。資料空間處理器710取決於系統設計而可能或不能對該等子流執行額外的空間處理。引導處理器720以矩陣U 中的訓練向量u _a 至u _M ，倍增用於T個傳輸天線的引導符號p_t (k)至p_T (k)，其可取決於所選擇使用之引導傳輸方案而為正交或非正交的。相同或不同的引導符號可用於T個傳輸天線，且相同或不同的引導符號可用於引導子帶。引導處理器720包括T個倍增器722a至722t，一個倍增器用於每一傳輸天線。每一倍增器722使用來自訓練向量u _m 的個別係數u_j,m 來倍增用於其相關的傳輸天線j之引導符號，且提供定標引導符號(k)。每一多工器730接收來自資料空間處理器710的個別資料符號子流並以來自相關倍增器722之定標引導符號對其加以多工操作且為其相關傳輸天線j提供傳輸符號流{x_j (k)}。

每一傳輸器單元632接收並處理個別傳輸符號流且提供經調變的訊號。在每一傳輸器單元632中，IFFT單元742使用N點IFFT將用於總共N個子帶之N個傳輸符號的每一集合轉換為時域，且提供含有N個時域碼片(time domain chip)之對應的"轉換的"符號。對於每一轉換符號而言，循環字首產生器744重複轉換符號之一部分以形成含有N+C個碼片之對應的OFDM符號，其中C為所重複之碼片的數目。重複部分已知為循環字首且其用以抵抗無線通道中的延遲擴展。TX RF單元746將OFDM符號流轉換成一或多個類比訊號，且進一步放大、過濾及增頻轉換該(等)類比訊號以產生自相關天線634傳輸的調變訊號。

圖8A展示了接收器單元654i之一實施例的方塊圖，其可用於在MISO接收器150x與MIMO接收器150y處的每一接收器單元。在接收器單元654i中，RX RF單元812調節(例如濾器、放大及降頻轉換)來自相關天線652i的接收訊號，數位化調節的訊號，且提供樣本流。循環字首移除單元814移除附加至每一OFDM符號之循環字首且提供接收的轉換符號。FFT單元816使用N點FFT而將用於每一接收的轉換符號之N個樣本轉換至頻域，且獲得用於N個子帶之N個接收的符號。FFT單元816提供：(1)用於資料子帶之接收的資料符號至用於MISO接收器150x之偵測器660x或用於MIMO接收器150y之RX空間處理器660y，且提供(2)用於引導子帶之接收的引導符號至用於MISO接收器150x之通道估計器684x或用於MIMO接收器150y之通道估計器684y。

圖8B展示了用於MIMO接收器150y之通道估計器684y的一實施例，其實施直接最小平方估計技術。在通道估計器684y中，複合MISO通道估計器820獲得用於每一接收天線與訓練向量的所接收的引導符號之集合{r_i,m (k)}，且對該集合執行P點IFFT以獲得對應的複合MISO通道脈衝響應估計{(τ)}。矩陣倍增單元822接收用於R個接收天線與M個訓練向量的R‧M個複合MISO通道脈衝響應估計，以矩陣U ^-1 對每一延遲值倍增此等R‧M個集合，且提供用於MIMO通道之R‧T個SISO通道的R‧T個最小平方脈衝響應估計。後處理器824可執行臨限值與截斷，且為每一最小平方脈衝響應估計{(τ)}進一步執行零填補。FFT單元826對每一零填補最小平方脈衝響應估計執行N點FFT，且提供對應的最終通道頻率響應估計{(k)}。FFT單元826將最終通道響應估計提供至RX空間處理器660y，其使用用於接收資料符號之空間處理的此等通道估計以獲得偵測的符號，{(k)}，其為所傳輸之資料符號{s(k)}的估計。

通道估計器684y可對{r_i,m (k)}、{(τ)}、{(τ)}及/或{(k)}執行過濾。為簡單起見，在圖8B中未展示過濾步驟。

本文中所描述之引導傳輸方案與通道估計技術可用於各種基於OFDM的系統。一種此系統為正交分頻多向近接(OFDMA)通訊系統，其利用OFDM且可同時支援多個使用者。基於OFDM的系統亦可利用頻率跳動使得資料在不同子帶上以不同時間間隔來傳輸，其亦稱作"跳動週期"。對於每一使用者而言，可藉由(例如)指派給該使用者的偽隨機頻率跳動序列來確定用於每一跳動週期中之資料傳輸的特殊子帶。對於頻率跳動OFDM系統而言，用於每一使用者之頻率跳動序列使得適用於通用引導訊號與MIMO引導訊號之引導子帶不能被選擇用於資料傳輸。由於頻率跳動，每一使用者通常需要(例如對所有N個子帶)估計整個MISO或MIMO通道響應，即使僅N個子帶之一或一個小子集合適用於資料傳輸。

本文中所描述之引導傳輸方案與通道估計技術可藉由各種方式來實施。距離而言，可以硬體、軟體、或其組合的方式實施對引導傳輸及通道估計的處理。對於硬體實施例而言，可在一或多個特殊應用積體電路(ASIC)、數位訊號處理器(DSP)、數位訊號處理設備(DSPD)、可程式化邏輯設備(PLD)、場可程式化閘極陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、經設計以執行本文所描述之功能的其它電子單元或其組合中實施用於傳輸器處之引導傳輸的處理單元。亦可在一或多個ASIC、DSP等中實施用於接收器處之通道估計的處理單元。

對於軟體實施例而言，可以執行本文所描述之功能的模組(例如程序、功能等)來實施本文所描述的處理。軟體程式碼可儲存於記憶體單元(例如圖6中之記憶體單元642、682x及682y)中且藉由處理器(例如控制器640、680x及680y)來執行。可在處理器中或處理器外部實施記憶體單元，在此狀況下，其可經由此項技術中已知的各種方式而通訊地耦合至處理器。

提供所揭示之實施例的先前描述以使任何熟習此項技術者製造或使用本發明。熟習此項技術者將容易瞭解，在不脫離本發明之精神或範疇的狀況下，可對此等實施例加以各種修正，且本文所界定之一般原理可應用於其它實施例。因此，本發明不欲限制於本文所展示之該等實施例，而應符合與本文所揭示之原理及新穎特徵一致之最廣泛的範疇。

100．．．多天線通訊系統

110、110x．．．傳輸器

112．．．倍增器

150a、150b．．．接收器

150x．．．MISO接收器

150y．．．MIMO接收器

620．．．傳輸(TX)資料處理器

630．．．TX空間處理器

632a-632t．．．傳輸器單元(TMTR)

634a-634t．．．天線

640、680x、680y．．．控制器

642、682x、682y．．．記憶體單元

652．．．天線

654x．．．接收器單元

660x．．．偵測器

660y．．．RX空間處理器

670．．．接收資料處理器

684x．．．通道估計器

710．．．資料空間處理器

720．．．引導處理器

722a-722t．．．倍增器

730a-730t．．．多工器

742．．．IFFT單元

744．．．循環字首產生器

746．．．TX RF單元

812．．．RX RF單元

814．．．循環字首移除單元

816．．．FFT單元

820．．．複合MISO通道估計器

822．．．矩陣倍增單元

824．．．後處理器

826．．．FFT單元

圖1展示了具有一傳輸器與兩個接收器之多天線系統；

圖2A與2B說明了在4×4系統中分別由MISO接收器與MIMO接收器執行的通道估計；

圖3展示了用於多天線OFDM系統之子帶結構；

圖4A展示了使用通用訓練矩陣之用於MISO與MIMO接收器的引導傳輸方案；

圖4B展示了增量引導傳輸方案；

圖5展示了用於在多天線系統中使用增量引導傳輸方案來傳輸引導訊號的方法；

圖6展示了多天線系統中傳輸器、MISO接收器及MIMO接收器的方塊圖；

圖7展示了在傳輸器處之傳輸(TX)空間處理器與傳輸器單元；及

圖8A與8B分別展示了用於MIMO接收器之接收器單元與通道估計器。

(無元件符號說明)

Claims

一種在一多天線無線通訊系統中傳輸一引導的方法，其包含：產生引導符號的一序列塊；將該等引導符號乘上一選定訓練矩陣之個別對應係數向量以產生引導符號之定標集合之一序列塊；及從傳輸天線之一個別對應集合傳輸引導符號之定標集合之該序列塊的引導符號之該定標集合之每一者以產生定標引導符號傳輸之一序列塊；其中該定標引導符號傳輸之每一者係適合藉由一單一天線接收器以使用於通道估計，且其中定標引導符號傳輸之該序列塊之該等定標引導符號傳輸係集體適合藉由一多天線接收器以使用於通道估計；其中該等係數向量係基於在該單一天線接收器及該多天線接收器之間的相對優先權而選擇。
如請求項1之方法，其中該等係數向量數量上係等於在引導符號之該序列塊中之該等引導符號。
如請求項1之方法，其包含基於該單一天線接收器之所要的通道估計效能及該多天線接收器之所要的通道估計效能以選擇該等係數向量。
如請求項1之方法，其中該選擇包含針對一給定訓練矩陣確定該單一天線接收器及該多天線接收器兩者之一總通道估計誤差，及藉由調整該給定訓練矩陣之係數向量以產生該選定訓練矩陣以最小化該總通道估計誤差。
如請求項4之方法，其中該確定該總通道估計誤差包含針對該單一天線接收器及該多天線接收器之每一者確定一介於該給定訓練矩陣與該接收器所要的一訓練矩陣之間的通道估計誤差。
如請求項1之方法，其包含選擇該等係數向量以最小化該單一天線接收器及該多天線接收器兩者之偵測效能損耗。
如請求項1之方法，其包含基於在該單一天線接收器及該多天線接收器之間的該相對優先權以動態地改變該等係數向量。
一種在一多天線無線通訊系統中傳輸一引導的裝置，其包含：用於產生引導符號的一序列塊之構件；用於將該等引導符號乘上一選定訓練矩陣之個別對應係數向量以產生引導符號之定標集合之一序列塊之構件；用於從傳輸天線之一個別對應集合傳輸引導符號之定標集合之該序列塊的引導符號之該定標集合之每一者以產生定標引導符號傳輸之一序列塊之構件；其中該定標引導符號傳輸之每一者係適合藉由一單一天線接收器以使用於通道估計，且其中定標引導符號傳輸之該序列塊之該等定標引導符號傳輸係集體適合藉由一多天線接收器以使用於通道估計；及用於基於在該單一天線接收器及該多天線接收器之間的相對優先權以選擇該等係數向量之構件。
如請求項8之裝置，其中該等係數向量數量上係等於在引導符號之該序列塊中之該等引導符號。
如請求項8之裝置，其中該等係數向量係基於該單一天線接收器之所要的通道估計效能及該多天線接收器之所要的通道估計效能而選擇。
如請求項8之裝置，其中該等係數向量係針對一給定訓練矩陣藉由確定該單一天線接收器及該多天線接收器兩者之一總通道估計誤差，及藉由調整該給定訓練矩陣之係數向量以產生該選定訓練矩陣以最小化該總通道估計誤差。
如請求項11之裝置，其中該總通道估計誤差係藉由針對該單一天線接收器及該多天線接收器之每一者確定一介於該給定訓練矩陣與該接收器所要的一訓練矩陣之間的通道估計誤差而確定。
如請求項8之裝置，其該等係數向量係經選擇以最小化該單一天線接收器及該多天線接收器兩者之偵測效能損耗。
如請求項8之裝置，其進一步包含用於基於在該單一天線接收器及該多天線接收器之間的該對優先權以動態地改變該等係數向量之構件。