JP5112906B2 - 蓄電池駆動用直流電圧変換器、及び蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、蓄電池駆動用直流電圧変換器、及び蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法に関するものである。

蓄電池（バッテリー）の充電および放電を行うための回路として、直流電圧変換器（いわゆる昇圧コンバータ、降圧コンバータ、または昇降圧コンバータ）が多く用いられている。例えば一般的な昇圧コンバータは、トランジスタ等のスイッチング素子と、該スイッチング素子と蓄電池との間に接続されたインダクタンス素子とによって構成されており、所望の変換比率に応じてデューティ比が調整されたパルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ信号）をスイッチング素子の制御端子（ベース端子等）に入力することによって、蓄電池と負荷との間の直流電圧変換を任意の比率で行うことができる。

なお、特許文献１には、このような構成を含む昇降圧コンバータが記載されている。
特開平７−１１５７３０号公報

ここで、スイッチング素子のＰＷＭ制御を行うことによって任意の変換比率を得る直流電圧変換器においては、三角波比較方式が一般に用いられている。図４は、三角波比較方式による信号変化を説明するための図である。図４（ａ）は、キャリア三角波（Ｚ１）および指令値（Ｚ２）の信号波形を示しており、図４（ｂ）は、キャリア三角波Ｚ１と指令値Ｚ２との比較によって生成されたＰＷＭ信号の信号波形を示している。また、図４（ｃ）は、図４（ｂ）に示したＰＷＭ信号がスイッチング素子に入力された場合にインダクタンス素子を流れる電流の波形を示しており、ＰＷＭ信号がオン状態（すなわちスイッチング素子が導通状態）のときには該電流は次第に増加し、ＰＷＭ信号がオフ状態（すなわちスイッチング素子が非導通状態）のときには該電流は次第に減少する。また、図４（ｄ）は、インダクタンス素子を流れる電流（図４（ｃ））の大きさをフィードバックしてＰＷＭ信号のデューティ比を制御する際に、インダクタンス素子を流れる電流のサンプリングを行うタイミングＴを示すトリガ信号の波形を示している。

図４に示されるように、従来の直流電圧変換器では、インダクタンス素子を流れる電流のサンプリングを行うタイミングＴ（図４（ｄ）参照）として、キャリア三角波Ｚ１（図４（ａ））が谷となるタイミング（すなわちキャリア三角波Ｚ１が最小値となるタイミング）が一般的に採用される。キャリア三角波Ｚ１が谷となるタイミングでは、電流に含まれるスイッチングノイズが充分に小さいと考えられるからである。しかしながら、このような方式では、ＰＷＭ信号のデューティ比を小さくしようとする場合に以下の問題が生じる。

図５は、ＰＷＭ信号のデューティ比を小さくした場合における信号変化の様子を示している。なお、図４と同様、図５（ａ）はキャリア三角波（Ｚ１）および指令値（Ｚ２）の信号波形を示しており、図５（ｂ）はＰＷＭ信号の信号波形を示している。また、図５（ｃ）はインダクタンス素子を流れる電流の波形を示しており、図５（ｄ）は電流検出タイミングＴを示すトリガ信号の波形を示している。上記方式では、ＰＷＭ信号（図５（ｂ））のデューティ比が極めて小さくなった場合、図５（ｃ）に示すように、インダクタンス素子を流れる電流の増加期間が極めて短くなる。したがって、電流のピークも低くなり、電流の減少期間に入ると暫くして電流値がゼロとなってしまう。このため、タイミングＴにおいて電流値がゼロとなる場合が生じてしまい、正確な電流値を検出することが困難となる。また、このような問題点を解決するために、例えばインダクタンス素子を流れる電流を検出するためのカレントトランス等からの出力信号を平滑化することも考えられるが、平滑化によって時間遅れが発生するので、デューティ比を制御する際の応答性が損なわれるという新たな問題が生じてしまう。

本発明は、上記した問題点を鑑みてなされたものであり、ＰＷＭ制御におけるデューティ比を小さくしようとする場合においても、インダクタンス素子を流れる電流量を、応答性を保ちつつ正確に検出できる蓄電池駆動用直流電圧変換器、及び蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法を提供することを目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明による蓄電池駆動用直流電圧変換器は、蓄電池と、蓄電池に接続されたインダクタンス素子と、インダクタンス素子に接続されたスイッチング素子とを備え、蓄電池の充電および放電のうち少なくとも一方を行う直流電圧変換器であって、パルス幅変調信号をスイッチング素子の制御端子に提供する制御部を更に備え、制御部が、インダクタンス素子を流れる電流量に応じた電流量信号を生成する電流計測手段と、鋸刃状の信号波形を有するキャリア信号を発生するキャリア信号発生手段と、キャリア信号を利用したキャリア比較方式により、電流量信号が指令値に近づくようにデューティ比が調整されたパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段とを有し、電流計測手段が、パルス幅変調信号がオフ状態となる時点もしくはその直前におけるピーク付近の電流量に応じた電流量信号を生成することを特徴とする。

前述した課題を解決するために、本発明者らは、インダクタンス素子を流れる電流を検出する際に、ＰＷＭ信号がオン状態となる期間が終了するタイミング（すなわち、図５（ｃ）において電流がピーク付近となるタイミング）で該電流をサンプリングすることにより、デューティ比を小さくした場合においてもインダクタンス素子を流れる電流を好適に検出できると考えた。しかしながら、従来の変換器において採用されている三角波比較方式では、デューティ比が変化すると、ＰＷＭ信号のオン期間の終了タイミングがキャリア三角波の位相に対して変動してしまうので、該タイミングを示すトリガ信号を生成するためには極めて複雑な回路が別途必要となる。

そこで、本発明による蓄電池駆動用電流電圧変換器においては、鋸刃状の信号波形を有するキャリア信号がキャリア信号発生手段により生成され、パルス幅変調信号生成手段において、このキャリア信号を利用したキャリア比較方式によりパルス幅変調信号が生成される。このように、鋸刃状の信号波形を有するキャリア信号が用いられることにより、ＰＷＭ信号がオン状態となる期間が終了するタイミングとキャリア信号の位相との関係はデューティ比が変化しても変動しないので、インダクタンス素子を流れる電流を検出する際に、該電流がピーク付近となるタイミングで好適にサンプリングすることが可能となる。そして、電流計測手段が、インダクタンス素子を流れる電流量に応じた電流量信号を生成する際に、パルス幅変調信号がオフ状態となる時点もしくはその直前、すなわち該電流量がピーク付近となるタイミングで電流量をサンプリングすることにより、デューティ比を小さくした場合においてもインダクタンス素子を流れる電流を好適に検出することができる。また、カレントトランス等からの出力信号を平滑化する方式と比較して時間遅れを抑えることができるので、デューティ比を制御する際の応答性の低下を抑制できる。このように、本発明による蓄電池駆動用電流電圧変換器によれば、ＰＷＭ制御におけるデューティ比を小さくしようとする場合においても、インダクタンス素子を流れる電流量を、応答性を保ちつつ正確に検出することができる。

また、蓄電池駆動用直流電圧変換器は、電流計測手段が、電流量に応じたアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器を有しており、電流量信号をディジタル信号に基づいて生成するとともに、アナログ／ディジタル変換器の変換開始タイミングはキャリア信号に基づいて生成されることを特徴としてもよい。このように、キャリア発生手段が発生させるキャリア信号をアナログ／ディジタル変換のタイミング信号として利用することにより、タイミング信号を発生させるための手段を別に設ける必要がなく、回路を小さく簡素にできる。

また、蓄電池駆動用直流電圧変換器は、パルス幅変調信号がオフ状態となるタイミングと、電流量信号を生成するための電流量を取得するタイミングとの時間差が、アナログ／ディジタル変換器が変換に要する時間以下であることを特徴としてもよい。これにより、インダクタンス素子を流れる電流量がピーク付近となるタイミングで該電流量を好適に検出できる。

また、蓄電池駆動用直流電圧変換器は、電流計測手段が、ディジタル信号の実効値を求めることにより電流量信号を生成する電流演算手段を更に有することを特徴としてもよい。これにより、ディジタル変換後の信号に基づいて電流量信号を好適に生成できる。この場合、パルス幅変調信号生成手段は、電流量信号と指令値との偏差に基づくＰＩ制御によってパルス幅変調信号のデューティ比を調整するとよい。なお、ピーク電流を示すディジタル信号を用いてそのままフィードバック制御を行ってもよいが、電流制御をフィードバックで行う場合、電流実効値又は平均値を用いるとインダクタンス素子に流れる電流を長時間制御する場合の制御性能を高めることができる。このように、上記した蓄電池駆動用直流電圧変換器は、ピーク付近で電流を検出しても実効値に変換してフィードバックできる。

また、本発明による蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法は、蓄電池と、蓄電池に接続されたインダクタンス素子と、インダクタンス素子に接続されておりパルス幅変調信号により制御されるスイッチング素子とを備え、蓄電池の充電および放電のうち少なくとも一方を行う直流電圧変換器を制御する方法であって、パルス幅変調信号がオフ状態となる時点もしくはその直前における、インダクタンス素子を流れるピーク付近の電流量に応じた電流量信号を生成し、鋸刃状の信号波形を有するキャリア信号を利用したキャリア比較方式により、電流量信号が指令値に近づくようにパルス幅変調信号のデューティ比を調整することを特徴とする。

この蓄電池駆動用電流電圧変換器の制御方法においては、鋸刃状の信号波形を有するキャリア信号を利用したキャリア比較方式によりパルス幅変調信号が生成される。鋸刃状の信号波形を有するキャリア信号が用いられることにより、前述したようにインダクタンス素子を流れる電流がピーク付近となるタイミングで該電流を好適にサンプリングすることが可能となる。そして、パルス幅変調信号がオフ状態となる時点もしくはその直前、すなわちインダクタンス素子を流れる電流量がピーク付近となるタイミングで該電流量をサンプリングして電流量信号を生成することにより、デューティ比を小さくした場合においてもインダクタンス素子を流れる電流を好適に検出することができる。また、カレントトランス等からの出力信号を平滑化する方法と比較して時間遅れを抑えることができるので、デューティ比を制御する際の応答性の低下を抑制できる。このように、本発明による蓄電池駆動用電流電圧変換器の制御方法によれば、ＰＷＭ制御におけるデューティ比を小さくしようとする場合においても、インダクタンス素子を流れる電流量を、応答性を保ちつつ正確に検出することができる。

また、蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法は、直流電圧変換器が、電流量に応じたアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器を更に備え、電流量信号をディジタル信号に基づいて生成するとともに、アナログ／ディジタル変換器の変換開始タイミングをキャリア信号に基づいて生成することを特徴としてもよい。このように、キャリア信号をアナログ／ディジタル変換のタイミング信号として利用することにより、タイミング信号を発生させるための手段を別途設ける必要がなく、回路を小さく簡素にできる。

また、蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法は、パルス幅変調信号がオフ状態となるタイミングと、電流量信号を生成するための電流量を取得するタイミングとの時間差が、アナログ／ディジタル変換器が変換に要する時間以下であることを特徴としてもよい。これにより、インダクタンス素子を流れる電流量がピーク付近となるタイミングで該電流量を好適に検出できる。

また、蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法は、ディジタル信号の実効値を求めることにより電流量信号を生成することを特徴としてもよい。これにより、ディジタル変換後の信号に基づいて電流量信号を好適に生成できる。この場合、電流量信号と指令値との偏差に基づくＰＩ制御によってパルス幅変調信号のデューティ比を調整するとよい。

本発明に係る蓄電池駆動用直流電圧変換器、および蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法によれば、ＰＷＭ制御におけるデューティ比を小さくしようとする場合においても、インダクタンス素子を流れる電流量を、応答性を保ちつつ正確に検出できる。

以下、添付図面を参照しながら本発明による蓄電池駆動用直流電圧変換器、および蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明に係る蓄電池駆動用直流電圧変換器の一実施形態として、昇降圧コンバータ回路１の構成を示す回路図である。本実施形態の昇降圧コンバータ回路１は、蓄電池Ｂの充電および放電を行うための直流電圧変換器であって、例えばバッテリー駆動装置や、或いはバッテリーフォークリフト、無人搬送車（ＡＧＶ：Automated Guided Vehicle）といったバッテリー駆動車に搭載される。昇降圧コンバータ回路１は、トランジスタ２と、ダイオード（整流素子）３と、直流リアクトル（ＤＣＬ）４と、ダイオード（整流素子）５と、制御部６と、一対の入出力端７及び８と、トランジスタ１１と、制御部１２とを備えており、蓄電池Ｂから放電される直流電力を電圧変換して一対の入出力端７及び８へ出力するとともに、一対の入出力端７及び８から入力された直流電力を電圧変換して蓄電池Ｂに充電する。

トランジスタ２及び１１は、本実施形態におけるスイッチング素子である。トランジスタ２及び１１は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）やインテリジェント・パワーモジュール（ＩＰＭ）によって構成され、制御端子（ゲート）および一対の電流端子（エミッタ及びコレクタ）を有している。トランジスタ２の制御端子は制御部６と電気的に接続されており、トランジスタ１１の制御端子は制御部１２と電気的に接続されている。また、トランジスタ２の一対の電流端子は蓄電池Ｂと電気的に接続されている。トランジスタ１１の一対の電流端子のうちの一方（エミッタ）は、トランジスタ２の電流端子（コレクタ）および蓄電池Ｂと電気的に接続されており、他方（コレクタ）は入出力端７と電気的に接続されている。

ダイオード３は、トランジスタ２と並列に且つ逆方向に接続されている。具体的には、トランジスタ２の一方の電流端子であるコレクタとダイオード３のカソードとが接続されており、トランジスタ２の他方の電流端子であるエミッタとダイオード３のアノードとが接続されている。ダイオード３は、昇降圧コンバータ回路１が降圧動作を行う際（すなわち蓄電池Ｂを充電する際）に、直流リアクトル４と蓄電池Ｂとの間で閉ループを構成する。

直流リアクトル４は、本実施形態におけるインダクタンス素子である。直流リアクトル４は、トランジスタ２及び１１それぞれの一方の電流端子と蓄電池Ｂとの間に接続されている。具体的には、直流リアクトル４の一端とトランジスタ２のコレクタ及びトランジスタ１１のエミッタとが接続され、直流リアクトル４の他端と蓄電池Ｂの正電圧端子とが接続されている。なお、蓄電池Ｂの負電圧端子は、トランジスタ２のエミッタと直接接続されており、また、入出力端８に接続されている。

ダイオード５は、トランジスタ１１と並列に且つ逆方向に接続されている。具体的には、トランジスタ１１の一方の電流端子（コレクタ）とダイオード５のカソードとが接続されており、トランジスタ１１の他方の電流端子（エミッタ）とダイオード５のアノードとが接続されている。ダイオード５は、昇降圧コンバータ回路１が昇圧動作を行う際（すなわち蓄電池Ｂを放電する際）に、入出力端７からトランジスタ２へ電流が流れることを防ぐ。

制御部６は、昇降圧コンバータ回路１が昇圧動作を行う際に、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号をトランジスタ２の制御端子（ゲート）に提供するための回路である。また、制御部１２は、昇降圧コンバータ回路１が降圧動作を行う際に、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号をトランジスタ１１の制御端子（ゲート）に提供するための回路である。なお、制御部６及び１２の構成は互いに同様なので、以下の説明では制御部６の構成について主に説明する。

制御部６は、直流リアクトル４を流れる電流Ｉｒの大きさが或る値（指令値）に近づくように、ＰＷＭ信号のデューティ比を調整する。本実施形態の制御部６は、カレントトランス６０と、電流検出回路６１と、キャリア信号発生回路６２と、ＰＷＭ信号生成回路６３とを有している。なお、カレントトランス６０および電流検出回路６１は、本実施形態における電流計測手段を構成する。また、キャリア信号発生回路６２は本実施形態におけるキャリア信号発生手段を構成し、ＰＷＭ信号生成回路６３は本実施形態におけるパルス幅変調信号生成手段を構成する。

カレントトランス６０は、直流リアクトル４を流れる電流Ｉｒを計測するために、トランジスタ２及びダイオード５の接続点と直流リアクトル４の一端とを接続する配線に設けられている。カレントトランス６０は、直流リアクトル４を流れる電流Ｉｒの大きさ（電流量）を示す電気的な信号Ｓａ（電流信号または電圧信号）を生成し、この信号Ｓａを電流検出回路６１へ提供する。なお、この信号Ｓａはアナログ信号であり、後述するＰＷＭ信号Ｓｐの状態とは関係なく常に電流検出回路６１へ提供される。

電流検出回路６１は、直流リアクトル４を流れる電流Ｉｒの大きさに応じた電流量信号Ｓｉを生成する。電流検出回路６１は、電流Ｉｒの大きさを示すアナログ信号である信号Ｓａをディジタル信号に変換するためのアナログ／ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器）を有しており、このディジタル信号に基づいて電流量信号Ｓｉを生成する。すなわち、電流検出回路６１は、該ディジタル信号に所定の処理演算を施すことにより電流量信号Ｓｉを生成する。

キャリア信号発生回路６２は、ＰＷＭ信号生成回路６３においてキャリア比較方式によりＰＷＭ信号Ｓｐを生成するためのキャリア信号Ｓｃを発生する。キャリア信号発生回路６２は、キャリア信号Ｓｃとして、従来の三角波ではなく鋸刃状の信号波形を有する信号を生成する。ここで、鋸刃状の信号波形とは、周期的に立ち上がり期間及び立ち下がり期間が交互に繰り返される波形であって、立ち上がり期間及び立ち下がり期間のうち一方の期間においては時間に比例して信号値が変化し、他方の期間においては信号値が一瞬のうちに（或いは、極めて短時間に）変化するような波形をいう。

ＰＷＭ信号生成回路６３は、キャリア信号Ｓｃを利用したキャリア比較方式によりＰＷＭ信号Ｓｐを生成する。本実施形態のＰＷＭ信号生成回路６３は、指令値を示す指令信号Ｓｄと電流量信号Ｓｉとの差を演算し、この差がゼロに近づくように（すなわち、電流量信号Ｓｉが指令信号Ｓｄに近づくように）ＰＷＭ信号Ｓｐのデューティ比を調整する。

本実施形態の制御部６の構成の具体例について更に説明する。図２は、制御部６の具体的回路構成を示す図である。図２に示す回路において、電流検出回路６１は、Ａ／Ｄ変換器６１ａと、電流演算部６１ｂと、比較器６１ｃと、閾値生成部６１ｄとを含んで構成されている。

Ａ／Ｄ変換器６１ａは、カレントトランス６０から提供された信号Ｓａに対しＡ／Ｄ変換を行い、直流リアクトル４を流れる電流Ｉｒ（図１参照）の大きさを示すディジタル信号Ｓｂを生成する。Ａ／Ｄ変換器６１ａは、比較器６１ｃから提供されるトリガ信号（変換開始信号）Ｓｔに従い、ＰＷＭ信号Ｓｐがオフ状態となる時点もしくはその直前における信号Ｓａをサンプリングし保持した上で、ディジタル信号Ｓｂを生成する。

電流演算部６１ｂは、ディジタル信号Ｓｂに基づいて電流量信号Ｓｉを生成するための演算手段である。電流演算部６１ｂは、ディジタル信号Ｓｂによって示される電流Ｉｒ（図１参照）の大きさの実効値を求めることにより、電流量信号Ｓｉを生成する。ディジタル信号Ｓｂの値は不連続的に変化するため、このようにディジタル信号Ｓｂの実効値を求めることによって、電流量信号Ｓｉを好適に生成できる。

比較器６１ｃは、トリガ信号Ｓｔを生成する。トリガ信号Ｓｔは、Ａ／Ｄ変換器６１ａが信号Ｓａをサンプリングするタイミングを示す信号である。比較器６１ｃは、キャリア信号発生回路６２から提供された鋸刃状波形のキャリア信号Ｓｃと、閾値生成部６１ｄから提供された閾値電圧Ｖｔｈとを比較し、例えばキャリア信号Ｓｃが閾値電圧Ｖｔｈを超えたときにトリガ信号Ｓｔを立ち上げる。

また、図２に示す回路において、ＰＷＭ信号生成回路６３は、減算器６３ａと、ＰＩ制御部６３ｂと、比較器６３ｃと、ＰＷＭ信号発生部６３ｄとを含んで構成されている。

減算器６３ａは、指令信号Ｓｄと電流量信号Ｓｉとの差分を演算する。ＰＩ制御部６３ｂは、減算器６３ａから指令信号Ｓｄと電流量信号Ｓｉとの差分を示す信号を入力し、ＰＩ（比例・積分）制御のためのフィードバック値を算出する。ＰＩ制御部６３ｂは、このフィードバック値を示す信号Ｓｆを、比較器６３ｃへ提供する。

比較器６３ｃは、信号Ｓｆと、キャリア信号発生回路６２から提供されたキャリア信号Ｓｃとを比較することにより、ＰＷＭ信号Ｓｐの波形を示す信号を生成する（キャリア比較方式）。比較器６３ｃから出力された信号は、ＰＷＭ信号発生部６３ｄによって増幅（バッファリング）され、ＰＷＭ信号Ｓｐとしてトランジスタ２の制御端子へ提供される。

図３は、本実施形態の昇降圧コンバータ回路１における（ａ）キャリア信号Ｓｃおよび信号Ｓｆ、（ｂ）ＰＷＭ信号Ｓｐ、（ｃ）電流Ｉｒ、および（ｄ）トリガ信号Ｓｔの各時間波形を示す図である。本実施形態におけるキャリア信号Ｓｃは、例えば図３（ａ）に示すように、立ち上がり期間においては時間に比例して信号値が増加し、信号値が極大値となった直後に極小値へ変化するような鋸刃状の時間波形を有する。そして、このキャリア信号Ｓｃと信号Ｓｆとが比較器６３ｃにおいて比較され、キャリア信号Ｓｃが信号Ｓｆより大きい場合にＰＷＭ信号Ｓｐとしてハイレベルの信号が出力され、キャリア信号Ｓｃが信号Ｓｆより小さい場合にＰＷＭ信号Ｓｐとしてローレベルの信号が出力される（図３（ｂ））。

図３（ｂ）に示すＰＷＭ信号Ｓｐがトランジスタ２の制御端子に入力されると、直流リアクトル４を流れる電流Ｉｒは、図３（ｃ）に示すようにＰＷＭ信号Ｓｐがオン状態（すなわちトランジスタ２が導通状態）のときには次第に増加し、ＰＷＭ信号Ｓｐがオフ状態（すなわちトランジスタ２が非導通状態）のときには次第に減少する。

また、図３（ｄ）に示すように、トリガ信号Ｓｔは、ＰＷＭ信号Ｓｐがオン状態からオフ状態へ立ち下がる時点、もしくはその直前にハイレベルへ立ち上がる。したがって、Ａ／Ｄ変換器６１ａにおいて、カレントトランス６０から提供される信号Ｓａからディジタル信号Ｓｂへの変換はこのタイミングで開始され、これにより電流量信号Ｓｉが生成される。なお、このため、比較器６１ｃ（図２参照）に入力される閾値電圧Ｖｔｈは、キャリア信号Ｓｃのピーク電圧が６００［Ｖ］である場合、例えば５９５［Ｖ］以上の電圧値に設定される。

本実施形態の昇降圧コンバータ回路１およびその制御方法による効果について説明する。昇降圧コンバータ回路１およびその制御方法においては、鋸刃状の信号波形を有するキャリア信号Ｓｃがキャリア信号発生回路６２により生成され、ＰＷＭ信号生成回路６３において、このキャリア信号Ｓｃを利用したキャリア比較方式によりＰＷＭ信号Ｓｐが生成される。このように、鋸刃状の信号波形を有するキャリア信号Ｓｃが用いられることにより、ＰＷＭ信号Ｓｐがオン状態となる期間が終了するタイミングとキャリア信号Ｓｃの位相との関係は、ＰＷＭ信号Ｓｐのデューティ比が変化しても変動しない。したがって、直流リアクトル４を流れる電流Ｉｒを検出する際に、電流Ｉｒがピーク付近となるタイミング（図３（ｃ）のＡ部分）で好適にサンプリングすることが可能となる。

そして、電流検出回路６１が、直流リアクトル４を流れる電流Ｉｒの大きさに応じた電流量信号Ｓｉを生成する際に、ＰＷＭ信号Ｓｐがオフ状態となる時点もしくはその直前、すなわち電流Ｉｒの大きさがピーク付近となるタイミングで電流Ｉｒをサンプリングすることにより、ＰＷＭ信号Ｓｐのデューティ比を小さくした場合においても直流リアクトル４を流れる電流を好適に検出することができる。また、カレントトランス等からの出力信号を平滑化する方式と比較して時間遅れを抑えることができるので、デューティ比を制御する際の応答性の低下を抑制できる。このように、本実施形態の昇降圧コンバータ回路１およびその制御方法によれば、ＰＷＭ信号Ｓｐのデューティ比を小さくしようとする場合においても、直流リアクトル４を流れる電流Ｉｒの電流量を、応答性を保ちつつ正確に検出することができる。

さらに、本実施形態の昇降圧コンバータ回路１およびその制御方法においては、電流Ｉｒのピーク値を検出できるので、ＩＧＢＴやＩＰＭからなるトランジスタ２の過電流保護を併せて行うことができる。

また、本実施形態のように、電流検出回路６１が、電流Ｉｒの電流量に応じたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器６１ａを有し、電流量信号Ｓｉをディジタル信号に基づいて生成する場合、Ａ／Ｄ変換器６１ａの変換開始タイミングはキャリア信号Ｓｃに基づいて生成されることが好ましい。このように、キャリア信号ＳｃをＡ／Ｄ変換のタイミング信号として利用することにより、タイミング信号を発生させるための手段を別に設ける必要がなく、回路を小さく簡素にできる。

また、ＰＷＭ信号Ｓｐがオン状態からオフ状態へ立ち下がる直前に上記変換動作を開始させる場合、ＰＷＭ信号Ｓｐがオフ状態となるタイミングと、トリガ信号Ｓｔが立ち上がるタイミング（すなわち電流Ｉｒの電流量を取得するタイミング）との時間差は、Ａ／Ｄ変換器６１ａが変換に要する時間以下とされるとよい。これにより、直流リアクトル４を流れる電流Ｉｒの大きさがピーク付近となるタイミングで該電流量を好適に検出できる。

また、本実施形態のように、電流検出回路６１は、ディジタル信号Ｓｂの実効値を求めることにより電流量信号Ｓｉを生成することが好ましい。これにより、ディジタル変換後の信号Ｓｂに基づいて電流量信号Ｓｉを好適に生成できる。なお、上述したように、電流検出回路６１において検出される電流値は、電流Ｉｒのピーク値となる。この電流値より、電流Ｉｒの実効値を以下のようにして求めることができる。まず、ピーク電流値については以下の式（１）が成り立つ。
［ピーク電流値］＝［ベース電流値］＋Ｔｏｎ（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／ＬＲ …（１）
ここで、Ｔｏｎはトランジスタ２のオン時間、Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｖｉｎは入力電圧、ＬＲは直流リアクトル４の抵抗値、［ベース電流値］はトランジスタ２のオフ電流の値である。したがって、ベース電流値は、（１）式を変形して以下の式（２）により求められる。
［ベース電流値］＝［ピーク電流値］−Ｔｏｎ（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／ＬＲ …（２）
（２）式において、Ｔｏｎ、Ｖｏｕｔ、Ｖｉｎ、及びＬＲは予め知ることができ、また電流検出回路６１により［ピーク電流値］が求められるので、この（２）式より［ベース電流値］を求めることができる。

そして、電流Ｉｒの実効値は以下の式（３）により求められる。
［Ｉｒの実効値］＝［ベース電流値］＋｛Ｔｏｎ（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／ＬＲ｝／２ …（３）
この（３）式からわかるように、電流Ｉｒの実効値は、ピーク電流値よりも小さくなる。

本発明による蓄電池駆動用直流電圧変換器、及び蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法は、上記した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、上記実施形態ではスイッチング素子としてトランジスタを例示したが、スイッチング素子としては、制御端子への信号入力によって一対の電流端子間の導通が制御されるものであればこれ以外にも様々なものを使用できる。また、上記実施形態ではインダクタンス素子として直流リアクトルを例示したが、インダクタンスを有する素子であれば他のものでもよい。

また、上記実施形態では直流電圧変換器の一例として昇降圧コンバータを例示したが、本発明は、少なくとも一つのスイッチング素子およびインダクタンス素子を備える降圧コンバータ或いは昇圧コンバータにも適用可能である。すなわち、本発明は、上記実施形態においてトランジスタ２及び制御部６が省略された構成や、トランジスタ５及び制御部１２が省略された構成においても、前述した効果を好適に奏することができる。

本発明に係る蓄電池駆動用直流電圧変換器の一実施形態として、昇降圧コンバータ回路の構成を示す回路図である。 制御部の具体的回路構成を示す図である。 本実施形態の昇降圧コンバータ回路における（ａ）キャリア信号Ｓｃおよび信号Ｓｆ、（ｂ）ＰＷＭ信号Ｓｐ、（ｃ）電流Ｉｒ、および（ｄ）トリガ信号Ｓｔの各時間波形を示す図である。 従来の三角波比較方式による信号変化を説明するための図である。（ａ）は、キャリア三角波（Ｚ１）および指令値（Ｚ２）の信号波形を示しており、（ｂ）は、キャリア三角波Ｚ１と指令値Ｚ２との比較によって生成されたＰＷＭ信号の信号波形を示している。（ｃ）は、（ｂ）に示したＰＷＭ信号がスイッチング素子に入力された場合にインダクタンス素子を流れる電流の波形を示している。（ｄ）は、インダクタンス素子を流れる電流の大きさをフィードバックしてＰＷＭ信号のデューティ比を制御する際に、インダクタンス素子を流れる電流のサンプリングを行うタイミングＴを示すトリガ信号の波形を示している。 従来の三角波比較方式における、（ａ）はキャリア三角波（Ｚ１）および指令値（Ｚ２）の信号波形を示しており、（ｂ）はＰＷＭ信号の信号波形を示している。（ｃ）はインダクタンス素子を流れる電流の波形を示しており、（ｄ）は電流検出タイミングＴを示すトリガ信号の波形を示している。

符号の説明

１…昇降圧コンバータ回路、２，１１…トランジスタ、３，５…ダイオード、４…直流リアクトル、６，１２…制御部、７，８…入出力端、６０…カレントトランス、６１…電流検出回路、６１ａ…Ａ／Ｄ変換器、６１ｂ…電流演算部、６１ｃ…比較器、６１ｄ…閾値生成部、６２…キャリア信号発生回路、６３…ＰＷＭ信号生成回路、６３ａ…減算器、６３ｂ…制御部、６３ｃ…比較器、６３ｄ…ＰＷＭ信号発生部、Ｂ…蓄電池、Ｓｃ…キャリア信号、Ｓｉ…電流量信号、Ｓｐ…ＰＷＭ信号、Ｓｔ…トリガ信号。

Claims (6)

1. 蓄電池と、
   前記蓄電池に接続されたインダクタンス素子と、
   前記インダクタンス素子に接続されたスイッチング素子と
   を備え、前記蓄電池の充電および放電のうち少なくとも一方を行う直流電圧変換器であって、
   パルス幅変調信号を前記スイッチング素子の制御端子に提供する制御部を更に備え、
   前記制御部が、
   前記インダクタンス素子を流れる電流量に応じた電流量信号を生成する電流計測手段と、鋸刃状の信号波形を有するキャリア信号を発生するキャリア信号発生手段と、前記キャリア信号を利用したキャリア比較方式により、前記電流量信号が指令値に近づくようにデューティ比が調整された前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段とを有し、
   前記電流計測手段が、前記パルス幅変調信号がオフ状態となる時点もしくはその直前におけるピーク付近の前記電流量に応じた前記電流量信号を生成し、
   前記電流計測手段が、前記電流量に応じたアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器を有しており、前記電流量信号を前記ディジタル信号に基づいて生成するとともに、前記アナログ／ディジタル変換器の変換開始タイミングは前記キャリア信号に基づいて生成され、
   前記パルス幅変調信号がオフ状態となるタイミングと、前記電流量信号を生成するための前記電流量を取得するタイミングとの時間差が、前記アナログ／ディジタル変換器が変換に要する時間以下であることを特徴とする蓄電池駆動用直流電圧変換器。
2. 前記電流計測手段が、前記ディジタル信号の実効値を求めることにより前記電流量信号を生成する電流演算手段を更に有することを特徴とする、請求項１に記載の蓄電池駆動用直流電圧変換器。
3. 前記パルス幅変調信号生成手段が、前記電流量信号と前記指令値との偏差に基づくＰＩ制御によって前記パルス幅変調信号のデューティ比を調整することを特徴とする、請求項２に記載の蓄電池駆動用直流電圧変換器。
4. 蓄電池と、前記蓄電池に接続されたインダクタンス素子と、前記インダクタンス素子に接続されておりパルス幅変調信号により制御されるスイッチング素子とを備え、前記蓄電池の充電および放電のうち少なくとも一方を行う直流電圧変換器を制御する方法であって、
   前記パルス幅変調信号がオフ状態となる時点もしくはその直前における、前記インダクタンス素子を流れるピーク付近の電流量に応じた電流量信号を生成し、鋸刃状の信号波形を有するキャリア信号を利用したキャリア比較方式により、前記電流量信号が指令値に近づくように前記パルス幅変調信号のデューティ比を調整し、
   前記直流電圧変換器が、前記電流量に応じたアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器を更に備え、前記電流量信号を前記ディジタル信号に基づいて生成するとともに、前記アナログ／ディジタル変換器の変換開始タイミングを前記キャリア信号に基づいて生成し、
   前記パルス幅変調信号がオフ状態となるタイミングと、前記電流量信号を生成するための前記電流量を取得するタイミングとの時間差が、前記アナログ／ディジタル変換器が変換に要する時間以下であることを特徴とする蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法。
5. 前記ディジタル信号の実効値を求めることにより前記電流量信号を生成することを特徴とする、請求項４に記載の蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法。
6. 前記電流量信号と前記指令値との偏差に基づくＰＩ制御によって前記パルス幅変調信号のデューティ比を調整することを特徴とする、請求項５に記載の蓄電池駆動用直流電圧変換器の制御方法。

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