JP5099344B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、双方向コンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとを有する電力変換装置に関する。

ハイブリッド自動車、燃料電池車両や電動車両などでは、発電・電動機（以下、電動機又はモータと略す）により、駆動力が生成され、車軸に伝達される。車両の走行状態に応じた最適な駆動力を得るために、高圧バッテリの電圧を双方向コンバータを昇圧器として動作させ、所望の電圧に昇圧して、該昇圧電圧に基づき、インバータにより直流／３相交流に変換し、モータの駆動力を得ている。また、車軸から電動機に伝達された運動エネルギーを電気エネルギーに変換し、インバータより３相交流／直流変換し、双方向コンバータを降圧器として動作させ、降圧して高圧バッテリに回生している。また、降圧電圧や昇圧電圧を一定に維持するための平滑コンデンサが高圧バッテリやインバータ側にそれぞれ設けられている。一方、ＥＣＵ、ヘッドライト、カーオーディオ、ドアミラーヒータ、自動変速機の作動油の油圧を所望とするための電動オイルポンプ等の１２Ｖ負荷が１２Ｖバッテリ（補機バッテリ）から給電されて、作動する。このような構成において、メンテナンス時の作業員の安全を担保するため等から、車両等を停止したとき、平滑コンデンサに蓄積された電荷を放電する必要がある。

従来、負荷への給電に係る先行技術としては、特許文献１，２がある。特許文献１には、システムメインリレーＳＭＲをＯＦＦし、モータＭＧと高圧バッテリＢとの間の接続を遮断してから、モータＭＧにより発電された交流電力をインバータ２０により直流電力に変換してから、その直流電力を交流電力に変換し、変圧器４１の一次巻線４５にその交流電力を流し、二次巻線４６に発生した交流電力を整流して直流電力に変換してから、インバータ４３により交流に変換して、外部負荷５０に電力を供給することが記載されている。

また、特許文献２には、ＡＣ１００Ｖの交流電圧を整流器２で直流電圧に変換し、その直流電圧をトランスの一次巻線４２が形成するリアクトルに印加するとともに、スイッチング素子３２をスイッチングして、昇圧するとともに、トランスの二次巻線６１−６４に発生される交流電圧を整流して、制御回路等に給電することが記載されている。
特開２００６−３２００７２号公報 特開平７−３１１５１号公報

従来の電力変換装置では以下の問題点があった。特許文献１では、システムメインリレーＳＭＲをＯＦＦし、高圧バッテリＢの充電を遮断してからモータＭＧの発電電力を外部負荷へ給電する必要があるため、外部負荷への給電中は高圧バッテリを充電することができないため、モータの発電電力を効率的に利用することはできなかった。また、高圧バッテリの残容量が減少していても、外部負荷に給電中は高圧バッテリを充電できないため、目標モータトルクをモータに供給することができない場合がある。また、同様に、高圧バッテリＢからモータＭＧを駆動するとともに、外部負荷に電力を供給することはできなかった。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を設けていることから部品点数が増加する。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４におけるスイッチング損失や熱損失がある。

高圧バッテリＢ側の平滑コンデンサＣ１の電荷は、スイッチング素子Ｑ１をＯＮして、リアクトルＬを通して、放電する場合は、リアクトル電流が増大し、スイッチング素子Ｑ１等が発熱し、スイッチング素子Ｑ１等の部品が劣化するのを抑制する恐れがあるため、外部抵抗を介して放電していた。そのため、部品点数が多くなり、コストアップ、体積アップにつながる。

また、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電荷は外部負荷の給電に用いられることなく捨てられ、有効利用ができないという問題点があった。また、インバータ２０側の平滑コンデンサＣ２に蓄積された電荷についても、外部抵抗を介して放電する必要があり、コストアップ、体積アップにつながる。

特許文献２では、トランスを用いて１次巻線側で昇圧コンバータを構成する場合においては、２次巻線から直流電圧を制御回路等に供給できるが、トランスを用いて１次巻線側で降圧コンバータを構成する場合についての記載がないことから、降圧コンバータを構成する場合には、２次巻線から直流電圧に変換することはできない。また、平滑コンデンサ３５に蓄積された電荷を放電することについての記載もない。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、回路規模を増加させることなく、双方向コンバータの昇圧動作や降圧動作中に補機や補機バッテリに電力供給ができるとともに平滑コンデンサの電荷を効率的に放電できる電力変換装置を提供することを目的とする。

請求項１記載の発明によれば、前記直流電源からの電力の供給を接断するメインスイッチと、前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極及び前記直流電源の負極に接続された第１の平滑コンデンサと、一端が前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極に接続された一次巻線及び二次巻線からなるトランスと、前記一次巻線の他端と前記直流電源の負極に接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に逆並列に接続された第１のダイオードと、前記一次巻線の他端及び正極ラインに接続された第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子に逆並列に接続された第２のダイオードと、前記正極ラインと前記直流電源の負極に接続された第２の平滑コンデンサと、前記二次巻線に誘導される電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑化する平滑回路と、前記メインスイッチをＯＦＦするとともに前記第１のスイッチング素子を所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦして、前記第１の平滑コンデンサの電荷が放電されるとともに、前記平滑回路から所望の電圧が出力されるように制御する第１の放電制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置が提供される。

請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の発明において、前記メインスイッチをＯＦＦするとともに前記第２のスイッチング素子を所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦして、前記第２の平滑コンデンサの電荷が前記第１の平滑コンデンサに放電されるとともに前記平滑回路から所望の電圧が出力されるように制御する第２の放電制御手段を更に備えた電力変換装置が提供される。

請求項３記載の発明によれば、請求項１記載の発明において、前記第１の放電制御手段は、前記第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて前記二次巻線に誘導される電圧を算出し、該電圧に基づいて、前記第１のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を決定する電力変換装置が提供される。

請求項４記載の発明によれば、請求項２記載の発明において、前記第２の放電制御手段は、前記第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて前記二次巻線に誘導される電圧を算出し、該電圧に基づいて、前記第２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を決定する電力変換装置が提供される。

請求項５記載の発明によれば、請求項４記載の発明において、前記第１の平滑コンデンサの電圧が前記整流回路に電流が流れなくなる電圧になったとき、前記第１の放電制御手段による前記第１の平滑コンデンサの電荷の放電を停止して、前記第２の放電制御手段による前記第２の平滑コンデンサの電荷の放電に切り替えるように制御する放電切替制御手段を更に具備した電力変換装置が提供される。

請求項６記載の発明によれば、直流電源と、前記直流電源からの電力の供給を接断するメインスイッチと、前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極及び前記直流電源の負極に接続された第１の平滑コンデンサと、一端が前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極に接続された一次巻線及び二次巻線からなるトランスと、前記一次巻線の他端と前記直流電源の負極に接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に逆並列に接続された第１のダイオードと、前記一次巻線の他端及び正極ラインに接続された第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子に逆並列に接続された第２のダイオードと、前記正極ラインと前記直流電源の負極に接続された第２の平滑コンデンサと、前記二次巻線に誘導される電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑化する平滑回路と、前記二次巻線に流れる二次電流の通過又は遮断するための第３のスイッチング素子と、前記第３のスイッチング素子を所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦして、前記平滑回路から所望の電圧が出力されるよう電力調整を行う電力制御手段とを具備した電力変換装置が提供される。

請求項７記載の発明によれば、請求項６記載の発明において、前記電力制御手段は、前記第１及び第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦに同期して、前記第１及び第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ周波数よりも高周波数で前記第３のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするよう制御する電力変換装置が提供される。

請求項８記載の発明によれば、請求項６記載の発明において、前記第２のスイッチング素子を所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦし、前記第２のスイッチング素子がＯＦＦであるとき、前記第３のスイッチング素子がＯＮするよう制御する電力変換装置が提供される。

請求項９記載の発明によれば、直流電源と、前記直流電源からの電力の供給を接断するメインスイッチと、前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極及び前記直流電源の負極に接続された第１の平滑コンデンサと、それぞれ一端が前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極に接続された一次巻線及び二次巻線からなる複数のトランスと、それぞれ前記一次巻線の他端と前記直流電源の負極に接続された複数の第１のスイッチング素子と、それぞれ前記第１のスイッチング素子に逆並列に接続された複数の第１のダイオードと、それぞれ前記一次巻線の他端及び正極ラインに接続された複数の第２のスイッチング素子と、それぞれ前記第２のスイッチング素子に逆並列に接続された複数の第２のダイオードと、前記正極ラインと前記直流電源の負極に接続された第２の平滑コンデンサと、それぞれ前記二次巻線に誘導される電圧を整流する複数の整流回路と、前記複数の整流回路の出力を平滑化する平滑回路と、前記メインスイッチをＯＦＦするとともに前記複数の第１のスイッチング素子の少なくとも１つを所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦして、前記第１の平滑コンデンサの電荷が放電されるとともに、前記平滑回路から所望の電圧が出力されるように制御する第１の放電制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置が提供される。

請求項１０記載の発明によれば、請求項９記載の発明において、前記メインスイッチをＯＦＦするとともに前記複数の第２のスイッチング素子のうち少なくとも１つを所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦして、前記第２の平滑コンデンサの電荷が前記第１の平滑コンデンサに放電されるとともに前記平滑回路から所望の電圧が出力されるように制御する第２の放電制御手段を更に具備した電力変換装置が提供される。

請求項１１記載の発明によれば、請求項９記載の発明において、前記各二次巻線に流れる二次電流の通過又は遮断するための複数の第３のスイッチング素子と、前記第３のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦして電力調整を行う電力制御手段とを更に具備した電力変換装置が提供される。

請求項１２記載の発明によれば、請求項１１記載の発明において、前記電力制御手段は、前記各第１及び第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ周波数よりも高周波数で前記第１及び第２のスイッチング素子に対応する前記第３のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦする電力変換装置が提供される。

請求項１３記載の発明によれば、請求項１１記載の発明において、前記電力制御手段は、前記各第２のスイッチング素子を所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦし、前記各第２のスイッチング素子がＯＦＦであるときに、前記各第３のスイッチング素子をＯＮする電力変換装置が提供される。

請求項１４記載の発明によれば、請求項９記載の発明において、前記第１の放電制御手段は、前記第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて前記各二次巻線に誘導される電圧を算出し、該電圧に基づいて、前記各第１のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を決定する電力変換装置が提供される。

請求項１５記載の発明によれば、請求項１０記載の発明において、前記第２の放電制御手段は、前記第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて前記各二次巻線に誘導される電圧を算出し、該電圧に基づいて、前記各第２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を決定する電力変換装置が提供される。

請求項１６記載の発明によれば、請求項１５記載の発明において、前記第１の平滑コンデンサの電圧が全ての前記整流回路に電流が流れなくなる電圧になったとき、前記第１の放電制御手段による前記第１の平滑コンデンサの電荷の放電を停止して、前記第２の放電制御手段による前記第２の平滑コンデンサの電荷の放電に切り替えるように制御する放電切替制御手段を更に具備した電力変換装置が提供される。

請求項１記載の発明によると、メインスイッチをＯＦＦして、第１のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦすると、電力変換装置は降圧コンバータとして動作し、第１のスイッチング素子がＯＮのとき、第１の平滑コンデンサに蓄積された電荷が第１のスイッチング素子を通して、直流電源の負極に放電されるとともに、二次巻線に電圧が誘導されて、整流回路で二次電流を整流して、平滑回路で平滑化して、平滑回路の出力側に接続される負荷に電力を供給することができる。従って、第１のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を所定とすることにより、第１の平滑コンデンサに蓄積された電荷を放電するとともに、負荷に所望の電圧を供給することができ、第１の平滑コンデンサの電荷を有効利用できる。

請求項２記載の発明によると、第２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦすると、電力変換装置は昇圧コンバータとして動作し、第２のスイッチング素子がＯＦＦのとき、第１の平滑コンデンサＣ２に蓄積された電荷が第２のスイッチング素子を通して、第１の平滑コンデンサに放電されるとともに、二次巻線に電圧が誘導されて、整流回路で二次電流を整流し、平滑回路で平滑化して、平滑回路の出力側に接続される負荷に電力を供給することができる。従って、第２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を所定とすることにより、第２の平滑コンデンサに蓄積された電荷を第１の平滑コンデンサに放電するとともに、負荷に所望の電圧を供給することができ、第２の平滑コンデンサの電荷を有効利用できる。

請求項３記載の発明によると、第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて、二次巻線に誘導される電圧を算出するので、第１の平滑コンデンサの電荷に基づき平滑回路の出力に接続される負荷に電力を供給することができ、第１の平滑コンデンサの電荷を最大限有効利用できる。

請求項４記載の発明によると、第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて、二次巻線に誘導される電圧を算出するので、第２の平滑コンデンサの電荷に基づき平滑回路の出力に接続される負荷に電力を供給することができ、第２の平滑コンデンサの電荷を最大限有効利用できる。

請求項５記載の発明によると、第１の平滑コンデンサの電圧が整流回路に電流が流れなくなる電圧になっても、第１の平滑コンデンサの電荷の放電を継続すると、電荷が捨てられるだけであるが、第１の平滑コンデンサの電圧が整流回路に電流が流れなくなる電圧になると、第２平滑コンデンサの電荷を放電するように切り替えるので、第１の平滑コンデンサの電荷を有効利用することができる。

請求項６記載の発明によると、二次電流の通過又は遮断する第３のスイッチング素子を設けているので、第３のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦすることにより二次電流のリプル電流を低減することができ、二次電流による一次電流による一次巻線の励磁電流のリプル電流を低減できるとともに電力調整を行うことができる。

請求項７記載の発明によると、第１及び第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦに同期して、第１及び第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ周波数よりも高周波数で第３のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするよう制御するので、二次電流のリプル電流を抑制することができ、一次巻線の励磁電流の波形崩れやリプル電流を抑制できる。

請求項８記載の発明によると、第２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦすると、電力変換装置は降圧コンバータとして動作するが、第２のスイッチング素子がＯＦＦしたとき、一次巻線の両端には、直流電源の電圧が印加されて、二次巻線に電圧が誘導されるが、二次電流が流れるときに、第３のスイッチング素子をＯＮすることにより、負荷に所望の電圧を供給することがでる。

請求項９記載の発明によると、複数の第１及び第２のスイッチング素子、並びに第１及び第２のフリーホイールダイオードを並列に設けたので、第１及び第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦをインターリーブすることにより、各一次巻線に流れるリアクトル電流の合成電流のリプル電流を低減することができ、その結果、各二次巻線に流れる二次電流の合成電流のリプル電流を低減することができる。

請求項１０記載の発明によると、第２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を所定とすることにより、第２の平滑コンデンサに蓄積された電荷を第１の平滑コンデンサに放電するとともに、負荷に所望の電圧を供給することができ、第２の平滑コンデンサの電荷を有効利用できる。

請求項１１記載の発明によると、二次電流の通過又は遮断する第３のスイッチング素子を設けているので、第３のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦすることにより二次電流のリプル電流を低減することができ、二次電流による一次電流による一次巻線の励磁電流のリプル電流を低減できるとともに電力調整を行うことができる。

請求項１２記載の発明によると、第１のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦに同期して、第１のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ周波数よりも高周波数で第３のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするよう制御するので、二次電流のリプル電流を抑制することができ、一次巻線の励磁電流の波形崩れやリプル電流を抑制できる。

請求項１３記載の発明によると、第２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦすると、電力変換装置は降圧コンバータとして動作するが、第２のスイッチング素子がＯＦＦしたとき、一次巻線の両端には、直流電源の電圧が印加されて、二次巻線に電圧が誘導されるが、二次電流が流れるときに、第３のスイッチング素子をＯＮすることにより、負荷に所望の電圧を供給することがでる。

請求項１４記載の発明によると、第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて、二次巻線に誘導される電圧を算出するので、第１の平滑コンデンサの電荷に基づき平滑回路の出力に接続される負荷に電力を供給することができ、第１の平滑コンデンサの電荷を最大限有効利用できる。

請求項１５記載の発明によると、第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて、二次巻線に誘導される電圧を算出するので、第２の平滑コンデンサの電荷に基づき平滑回路の出力に接続される負荷に電力を供給することができ、第２の平滑コンデンサの電荷を最大限有効利用できる。

請求項１６記載の発明によると、第１の平滑コンデンサの電圧が全ての整流回路に電流が流れなくなる電圧になっても、第１の平滑コンデンサの電荷の放電を継続すると、電荷が捨てられるだけであるが、第１の平滑コンデンサの電圧が全ての整流回路に電流が流れなくなる電圧になると、第２平滑コンデンサの電荷を放電するように切り替えるので、第１の平滑コンデンサの電荷を有効利用することができる。

第１実施形態
図１は本発明の第１実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成図である。図１に示すように、ハイブリッド車両は、バッテリ（直流電源）２、メインコンタクタ４、平滑コンデンサＣ１、双方向コンバータ６、平滑コンデンサＣ２、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、補機駆動用直流電源（１２Ｖバッテリ）Ｂ、１２Ｖ負荷１４、インバータ１６、発電電動機（モータ）１８、エンジンＥＣＵ２０、マネージメントＥＣＵ２２、モータＥＣＵ２４を具備する。

バッテリ（直流電源）２は、モータ１８に双方向コンバータ６やインバータ１６を介して電力供給するための蓄電装置であり、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などであり、複数の単電池がモジュール化された複数のバッテリブロックが直列接続されている。

メインコンタクタ（メインスイッチ）４は、バッテリ２の正極と双方向コンバータ６のハイ側との接続を機械的にＯＮ／ＯＦＦする１ａ接点構成のリレーで構成され、バッテリ２及び双方向コンバータ６への電力供給を実施又は遮断するためのものであり、一方の接点がバッテリ２の正極に接続され、他方の接点が平滑コンデンサＣ１の正極に接続されている。平滑コンデンサＣ１は、バッテリ２や双方向コンバータ６からの出力を平滑化するためのコンデンサである。

双方向コンバータ６は、バッテリ２からのバッテリ電圧を所定の昇圧電圧に昇圧及びインバータ１６の出力電圧を所定の降圧電圧に降圧するコンバータであり、図１に示すように、リアクトル及び変圧器としての一次巻線８ａ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及びフリーホイールダイオードＤ１，Ｄ２を備える。

一次巻線８ａは、昇降圧のためのリアクトル及び変圧器の一次コイルとしての役割を果たすものであり、一方の端子がメインコンタクタ４の他方の接点に接続され、他方の端子がスイッチング素子Ｑ１のエミッタ、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ、フリーホイールダイオードＤ１のアノード、フリーホイールダイオードＤ２のカソードに接続されている。

スイッチング素子Ｑ１（第１のスイッチング素子）は、例えば、ＩＧＢＴ素子やＭＯＳＦＥＴであり、ＩＧＢＴ素子で構成すると、コレクタが一次巻線８ａの他方の端子に接続され、エミッタがバッテリ２の負極に接続される。ゲートには、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号がモータＥＣＵ２４から入力される。

スイッチング素子Ｑ２（第２のスイッチング素子）は、例えば、ＩＧＢＴ素子やＭＯＳＦＥＴであり、ＩＧＢＴ素子で構成すると、エミッタが一次巻線８ａの他方の端子に接続され、カソードが平滑コンデンサＣ２の正極に接続される。ゲートには、スイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号がモータＥＣＵ２４から入力される。

フリーホイールダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１と逆並列に接続され、アノードがスイッチング素子Ｑ１のエミッタに接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続されている。スイッチング素子Ｑ１のエミッタ及びフリーホイールダイオードＤ１のアノードは，バッテリ２の負極に接続されている。尚、スイッチング素子Ｑ１及びフリーホイールダイオードＤ１に並列にスイッチング素子Ｑ１のソフトスイッチング実現のために共振コンデンサを設けてもよい。

フリーホイールダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑ２と逆並列に接続され、アノードがスイッチング素子Ｑ２のエミッタに接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ２のコレクタに接続されている。

スイッチング素子Ｑ２のコレクタ及びフリーホイールダイオードＤ２のアノードは，平滑コンデンサＣ２の正極に接続されている。尚、スイッチング素子Ｑ２及びフリーホイールダイオードＤ２と並列にスイッチング素子Ｑ２のソフトスイッチング実現のために共振コンデンサを設けてもよい。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＭＯＳＦＥＴで構成する場合は、エミッタをソース、コレクタをドレインに置き換えれば良い。

平滑コンデンサＣ２は、双方向コンバータ６から出力される昇圧電圧やインバータ１６から出力される電圧を平滑化するコンデンサであり、正極がスイッチング素子Ｑ２のコレクタに接続され、負極がバッテリ２の負極に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、バッテリ２やインバータ１６の直流出力電圧に基づいて、所定の電圧、例えば、１２Ｖの直流電圧を出力するコンバータであり、トランス８、整流回路１１及び平滑回路１２を備える。トランス８は、一次巻線８ａ及び二次巻線８ｂから構成され、一次巻線８ａに流れる電流の変化による磁束の変化により二次巻線８ｂの両端に誘導電圧を発生する。

二次巻線８ｂは、一端がダイオードＤ３のアノードに接続され、他端が整流ダイオードＤ３のアノード、平滑コンデンサＣ３の負極に接続されている。二次巻線８ｂは、一次巻線８ａの一端に正の電圧、例えば、メインコンタクタ４及びスイッチング素子Ｑ１をＯＮしたときに、二次巻線８ｂの整流ダイオードＤ３のアノードが接続される一端に正の電圧が誘導される極性となるようにコイルが巻かれている。また、一次巻線８ａと二次巻線８ｂの巻線比ｎは、後述するように、メインコンタクタ４及びスイッチング素子Ｑ１がＯＮされたときに、バッテリ２の電圧Ｖ１とすると、二次巻線８ｂの両端に発生する電圧Ｖ０／ｎが所望となるようコイルが巻かれている。

整流回路１１は、二次巻線８ｂに流れる二次電流を整流する回路であり、整流ダイオードＤ３を含む。整流ダイオードＤ３は、二次巻線８ｂの二次電流を半波整流するダイオードであり、アノードが二次巻線８ｂの一端に接続され、他端がフリーホイールダイオードＤ４のカソード及び平滑リアクトルＬの一端に接続されている。

平滑回路１２は、フリーホイールダイオードＤ４、平滑リアクトルＬ及び平滑コンデンサＣ３を含む。フリーホイールダイオードＤ４は、整流ダイオードＤ３がＯＦＦしたときに、平滑リアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーを還流させる還流ダイオードであり、アノードが二次巻線８ｂの他端に接続され、カソードが整流ダイオードＤ３のカソード及び平滑リアクトルＬの一端に接続されている。

平滑リアクトルＬは、整流ダイオードＤ３の出力電流を平滑化するものであり、一端が整流ダイオードＤ３のカソード、他端がフリーホイールダイオードＤ４のカソードに接続されている。

平滑コンデンサＣ３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧を平滑化して、１２Ｖ負荷１４に印加する電圧のリプルを抑制するコンデンサであり、正極が平滑リアクトルＬの他端（ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力）に接続され、負極がグラウンドに接続されている。

補機駆動用直流電源Ｂは、１２Ｖ負荷（補機）に、一定の電圧（１２Ｖ）を供給するバッテリであり、正極が平滑リアクトルＬの他端（ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力）に接続され、負極がグラウンドに接続されている。

１２Ｖ負荷（補機）１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０や補機駆動用直流電源Ｂより給電される負荷であり、例えば、電動オイルポンプ、電動パワーステアリング、エアコン、ライト、モータＥＣＵ２４等のＥＣＵ等であり、補機駆動用直流電源Ｂに並列に接続されている。尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０より電力供給されると、１２Ｖ負荷１４が給電されるとともに、補機駆動用直流電源Ｂが充電されることから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０からの電力供給については、補機駆動用直流電源Ｂについても１２Ｖ負荷１４としてＤＣ−ＤＣコンバータ１０から電力供給の点では同様の扱いをする。

インバータ１６は、モータ１８の駆動（モータ１８によるアシスト）時には、双方向コンバータ６により昇圧された昇圧電圧をモータＥＣＵ２４による図示しないスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦのＰＷＭ制御により３相の交流電圧に変換して、モータ１８に出力する。また、モータ１８で発電された３相交流電圧をモータＥＣＵ２４の制御により図示しない全スイッチング素子のＯＦＦによる全波整流により直流電圧に変換する。

モータ１８は、その出力軸は図示しないエンジンのクランク軸に連結され、例えば、３相のブラシレスモータが用いられて、駆動時には、インバータ１６により交流電力、例えば、三相交流電力が供給され、電動機として作動し、電動機が駆動されることによりエンジンの始動を行ったり、エンジンの駆動力をアシストする。また、回生時には、運動エネルギーが電力に変換され、該電力がインバータ１６で直流電圧に変換されて、バッテリ２を充電するとともに、１２Ｖ負荷１４に給電する。図示しない自動変速機は、電動オイルポンプによる油圧の制御により、複数のシンクロクラッチが駆動されることにより変速動作が制御される。エンジン及びモータ１８の駆動力は、自動変速機の左右の駆動輪に伝達される。また、ハイブリッド車両の減速時に駆動輪からモータ１８側に駆動力が伝達されると、モータ１８は発電機として機能して回生制動力を発生し、車体の運動エネルギーを電気エネルギーとして回収する。

マネージメントＥＣＵ２２は、エンジンＥＣＵ２０から出力されるエンジン状態からエンジン始動許可・出力指令をエンジンＥＣＵ２０に対して行い、エンジン状態やモータＥＣＵ２４から出力されるモータ１８の状態からモータトルクを算出し、トルク指令（アシスト指令）をモータＥＣＵ２４に対して行う。また、エンジン状態及びバッテリ２の残容量ＳＯＣに基づいて、モータＥＣＵ２４に対して回生を指示（回生指令）する。図示しない平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を検出する電圧センサ等のセンサ出力がモータＥＣＵ２４に入力される。

モータＥＣＵ２４は、以下の機能を有する。（１）マネージメントＥＣＵ２２からモータ８の駆動指令があった場合、モータトルク指令値に基づいて、双方向コンバータ６のスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを制御するゲート信号を出力して、バッテリ２の電圧を所定の出力電圧に昇圧するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を起動し、１２Ｖ負荷１４に電力を供給する。また、双方向コンバータ６から出力された直流を交流に変換のためにＰＷＭ変調方式によりゲート信号をインバータ６に出力する。（２）マネージメントＥＣＵ２２からモータ１８の回生指令があった場合、モータ１８から出力される３相の交流電圧を全波整流により直流電圧に変換するためにゲート信号をインバータ６に出力する。双方向コンバータ６のスイッチング素子Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦを制御し、所定の電圧に降圧して双方向コンバータ６から出力された直流電圧をバッテリ２に供給するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を起動し、１２Ｖ負荷１４に電力を供給する。（３）平滑コンデンサＣ１及び平滑コンデンサＣ２の放電指令があると、双方向コンバータ６のスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを制御して、平滑コンデンサＣ１から一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通してグラウンドに放電するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を駆動して、平滑コンデンサＣ１の電荷に基づき１２Ｖ負荷１４に電力を供給する。また、双方向コンバータ６のスイッチング素子Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦを制御して、スイッチング素子Ｑ２及び二次巻線８ｂを通して平滑コンデンサＣ１に放電するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を駆動して、平滑コンデンサＣ２の電荷に基づき１２Ｖ負荷１４に電力を供給する。平滑コンデンサＣ１の放電及び平滑コンデンサＣ２の放電を繰り返すことにより、平滑コンデンサＣ１及び平滑コンデンサＣ２の電荷を放電する。

図２は、本発明の第１実施形態に係るモータＥＣＵ２４の機能ブロック図である。図２に示すように、モータＥＣＵ２４は、昇圧制御手段５０、降圧制御手段５２及び放電制御手段５６としての機能を備える。

昇圧制御手段５０は、マネージメントＥＣＵ２２からモータ１８の駆動指令があった場合は、メインコンタクタ４をＯＮし、平滑コンデンサＣ１を充電するとともに、昇圧比に対応するデューティ比で双方向コンバータ６のスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを制御し、バッテリ２の電圧Ｖ０を昇圧電圧Ｖ１に昇圧して、平滑コンデンサＣ２を充電するとともに、インバータ１６に昇圧電圧Ｖ１を出力する。メインコンタクタ４及びスイッチング素子Ｑ１がＯＮすると、一次巻線８ａの両端に電圧Ｖ０が印加されて、整流ダイオードＤ３が接続される二次巻線８ｂの一端が正となる電圧Ｖ２が誘導される。

Ｖ２＝Ｖ０／ｎ ・・・ （１）
電圧Ｖ２が整流ダイオードＤ３のアノードに印加され、整流ダイオードＤ３がＯＮし、平滑リアクトルＬを通して、補機駆動用直流電源Ｂが充電されるとともに、１２Ｖ負荷１４に電流が流れて、１２Ｖ負荷１４に電力が供給される。

そして、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦすると、リアクトルとしても作用する一次巻線８ａに蓄積された磁気エネルギーにより一次巻線８ａのスイッチング素子Ｑ１のアノード側の端部を正とする電圧が誘導されて昇圧され、フリーホイールダイオードＤ１がＯＮして、昇圧電圧が平滑コンデンサＣ２を充電するとともに、インバータ１６に出力される。

一方、一次巻線８ａに誘導された電圧により二次巻線８ｂのフリーホイールダイオードＤ４のアノード側の端部を正とする電圧が誘導され、整流ダイオードＤ３は逆バイアスされて、ＯＦＦする。整流ダイオードＤ３がＯＦＦすると、スイッチング素子Ｑ１がＯＮのときに、平滑リアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーによりフリーホイールダイオードＤ４がＯＦＦして、平滑リアクトルＬを通して、平滑コンデンサＣ３、補機駆動用直流電源Ｂが充電されるとともに、１２Ｖ負荷１４に電流が流れる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０より出力される電圧Ｖ３は、式（２）のようになる。

Ｖ３＝（Ｖ０／ｎ）（Ｔｏｎ／Ｔ）＝（Ｖ０／ｎ）（１−Ｔｏｆｆ／Ｔ）
＝（Ｖ０／ｎ）（１−Ｖ０／Ｖ１）
・・・ （２）
但し、Ｔｏｎはスイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間、Ｔｏｆｆはスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ時間、Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆである。

このとき、（Ｖ０／ｎ）（１−Ｖ０／Ｖ１）＝１２Ｖとなるように、巻線数比ｎを決定しているので、１２Ｖ負荷１４には所望の電圧が印加される。

降圧制御手段５２は、マネージメントＥＣＵ２２からモータ１８の回生指令があった場合は、メインコンタクタ４をＯＮし、平滑コンデンサＣ１を充電するとともに、降圧比に対応するデューティ比で双方向コンバータ６のスイッチング素子Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦを制御し、インバータ１６の出力電圧Ｖ１をバッテリ２の電圧Ｖ０に降圧する。メインコンタクタ４及びスイッチング素子Ｑ２がＯＮすると、一次巻線８ａの両端に電圧（Ｖ１−Ｖ０）が印加されて、フリーホイールダイオードＤ４のアノードが接続される二次巻線８ｂの一端が正となる電圧が誘導されるが、整流ダイオードＤ３は逆バイアスされるので、整流ダイオードＤ３はＯＦＦしたままである。

スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦすると、リアクトルとしても作用する一次巻線８ａに蓄積された磁気エネルギーによりフリーホイールダイオードＤ１がＯＮして、一次巻線８ａのメインコンタクタ４が接続される端部を正とする電圧Ｖ０が印加されて、整流ダイオードＤ３のアノードが接続される二次巻線８ｂの一端が正となる電圧Ｖ２（＝Ｖ０／ｎ）が誘導されて、整流ダイオードＤ３がＯＮして、平滑リアクトルＬを通して、補機駆動用直流電源Ｂが充電されるとともに、１２Ｖ負荷１４に電流が流れて、１２Ｖ負荷１４に電力が供給される。

スイッチング素子Ｑ２がＯＮすると、整流ダイオードＤ３が逆バイアスされて、ＯＦＦし、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦのときに、平滑リアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーによりフリーホイールダイオードＤ４がＯＮし、平滑リアクトルＬを通して、平滑コンデンサＣ１、補機駆動用直流電源Ｂが充電されるとともに、１２Ｖ負荷１４に電流が流れる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０より出力される電圧Ｖ４は、式（３）のようになる。

Ｖ４＝（Ｖ０／ｎ）（Ｔｏｆｆ／Ｔ）＝（Ｖ０／ｎ）（１−Ｔｏｎ／Ｔ）
＝（Ｖ０／ｎ）（１−Ｖ０／Ｖ１）
・・・ （３）
このとき、（Ｖ０／ｎ）（１−Ｖ０／Ｖ１）＝１２Ｖとなるように、巻線数比ｎを決定しているので、１２Ｖ負荷１４には所望の電圧が印加される。

但し、Ｔｏｎはスイッチング素子Ｑ２のＯＮ時間、Ｔｏｆｆはスイッチング素子Ｑ２のＯＦＦ時間、Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆである。

放電制御手段５６は、Ｃ１放電制御手段６０、Ｃ２放電制御手段６２、Ｃ１，Ｃ２放電切替制御手段６４及び放電終了判定手段６６を備える。Ｃ１放電制御手段６０は、以下のようにして、放電指令、（例えば、イグニッションスイッチがＯＦＦされたとき）があったとき、平滑コンデンサＣ１の放電及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作するよう制御する。

（ａ） 出力電圧が１２Ｖ近傍となるようＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させることができる場合、即ち、二次巻線８ｂに誘導される電圧（Ｖ_C1／ｎ）≧１２Vを満たし、且つＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧（Ｖ_C1／ｎ×（１−Ｖ_C1／Ｖ１））が１２V近傍となる電圧Ｖ１（Ｖ１≧Ｖ_C2）が存在する場合には、昇圧比Ｖ１／Ｖ_C1からスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を算出し、デューティ比に基づいて、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦする。Ｖ_C1は平滑コンデンサＣ１の電圧である。Ｖ_C2は平滑コンデンサＣ２の電圧である。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧は、Ｖ_C1／ｎ×（１−Ｖ_C1／Ｖ１）となり１２V近傍となるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が正常に動作する。スイッチング素子Ｑ１がＯＮしているので平滑コンデンサＣ１の電荷が一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して、負極側に放電される。

（ｂ） ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の整流ダイオードＤ３がＯＦＦする場合、即ち、二次巻線８ｂに誘導される電圧（Ｖ_C1／ｎ）＜１２Vの場合は、一定のディーティ比でスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ１の電荷を一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して、放電する。

（ｃ） （ａ），（ｂ）以外の場合は、Ｖ１＝Ｖ_C2に対応するディーティ比でスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦして、一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して、平滑コンデンサＣ１の電荷を放電する。

Ｃ２放電制御手段６２は、以下のようにして、平滑コンデンサＣ２の放電及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作するよう制御する。

（ａ） 出力電圧が１２Ｖ近傍となるようＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させることができる場合、即ち、二次巻線８ｂに誘導される電圧（Ｖ_C1／ｎ）≧１２Vを満たし、且つＶ／ｎ×（１−Ｖ／Ｖ_C2）（Ｖ≧Ｖ_C1）が１２V近傍となる電圧Ｖが存在する場合には、降圧比Ｖ１／Ｖ_C2からスイッチング素子Ｑ２のデューティ比を算出し、デューティ比に基づいて、スイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦする。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧は、Ｖ／ｎ×（１−Ｖ／Ｖ_C2）となり１２V近傍となるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が正常に動作する。スイッチング素子Ｑ２がＯＮしているので、平滑コンデンサＣ２の電荷はスイッチング素子Ｑ２及び二次巻線８ｂを通して、平滑コンデンサＣ１に放電される。

（ｂ） ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の整流ダイオードＤ３がＯＦＦする場合、即ち、二次巻線８ｂに誘導される電圧（Ｖ_C1／ｎ）＜１２Vの場合は、一定のディーティ比でスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ２の電荷を一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して、放電する。

（ｃ） （ａ），（ｂ）以外の場合は、Ｖ＝Ｖ_C1に対応するディーティ比でスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦして、スイッチング素子Ｑ２及び一次巻線８ｂを通して、平滑コンデンサＣ２の電荷を放電する。

Ｃ１，Ｃ２放電切替制御手段６４は、Ｃ１放電制御手段６０により平滑コンデンサＣ１の電荷を放電しているときに、二次巻線８ｂの誘導電圧が整流ダイオードＤ３がＯＦＦす電圧、即ち、二次巻線８ｂに誘導される電圧（Ｖ_C1／ｎ）＜１２Vとなった場合、Ｃ１放電制御手段６０による平滑コンデンサＣ１の放電から平滑コンデンサＣ２の放電に切り替えるためにＣ２放電制御手段６２に平滑コンデンサＣ２の放電を指示する。また、Ｃ２放電制御手段６２により平滑コンデンサＣ２の電荷を放電しているときに、Ｖ_C1＝Ｖ_C2となった場合、Ｃ２放電制御手段６２による平滑コンデンサＣ２の放電から平滑コンデンサＣ１の放電に切り替えるためにＣ１放電制御手段６０に平滑コンデンサＣ１の放電を指示する。Ｖ_C1，Ｖ_C2≦ｎ×１２Vとなった場合は、Ｃ１放電制御手段６０に、一定の期間、一定のディーティ比でスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ１の電荷を一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して放電するよう指示し、一定の期間経過後に、Ｃ２放電制御手段６２に、一定の期間、一定のディーティ比でスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ２の電荷をスイッチング素子Ｑ２及び一次巻線８ａを通して、放電するよう指示する。そして、平滑コンデンサＣ１及び平滑コンデンサＣ２の残電荷の放電が交互に行われるようにＣ１放電制御手段６０及びＣ２放電制御手段６２に指示する。

放電終了判定手段６６は、平滑コンデンサＣ１及び平滑コンデンサＣ２の残電荷の放電が終了したか否かを、例えば、平滑コンデンサＣ２の電圧が０となったか否かにより判定して、放電が終了すると放電制御を停止する。

図３〜図８はＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を説明するための図である。

（ａ） 双方向コンバータ６が昇圧器として動作する場合
ステップＳ２でモータアシスト指令が有ったか否かを判定する。肯定判定ならば、双方向コンバータ６を昇圧器として動作させるためにステップＳ６に進む。否定判定ならば、終了する。ステップＳ６でメインコンタクタ４をＯＮする。ステップＳ８で昇圧比に基づきデューティ比を算出する。ステップＳ１０でスイッチング素子Ｑ１をＯＮする。

ステップＳ１２でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。尚、デッドタイム期間を設ける場合は、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦして、デッドタイム期間後に、スイッチング素子Ｑ１をＯＮする。例えば、図４中の時刻ｔ０，ｔ４，ｔ８でスイッチング素子Ｑ１をＯＮし、時刻ｔ３，ｔ７でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。ステップＳ１４でデューティ比に基づく一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１６に進む。否定判定ならば、ステップＳ１０に戻る。

図５（ａ）に示すように、メインコンタクタ４及びスイッチング素子Ｑ１がＯＮすると、バッテリ２から一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して電流が流れる。このとき、一次巻線８ａの両端には、バッテリ２の正電極側を正極とする方向に電圧が発生するので、二次巻線８ｂの両端に整流ダイオードＤ３のアノード側を正極とする電圧が誘導されて、整流ダイオードＤ３が順バイアスされてＯＮし、平滑リアクトルＬを通して、１２Ｖ負荷１４に電流が流れるとともに補機駆動用直流電源Ｂが充電される。

期間（ｔ０−ｔ１），（ｔ４−ｔ５）において、一次巻線８ａのリアクトル電流Ｉ_LM（二次巻線８ｂに電流Ｉ_L12Vが流れることによる一次巻線８ａに流れる一次電流は含まず、励磁電流のみ）が流れるとともに、平滑リアクトルＬに電流Ｉ_L12Vが流れて、１２Ｖ負荷１４に電力が供給される。尚、図４中の破線はＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作しない場合のリアクトル電流Ｉ_LMである。

ステップＳ１６でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。例えば、時刻ｔ１，ｔ５でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。ステップＳ１８でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。尚、デッドタイム期間を設ける場合は、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦしてデッドタイム期間後にスイッチング素子Ｑ２をＯＮする。例えば、時刻ｔ２，ｔ６でスイッチング素子Ｑ２をＯＮする。ステップＳ２０でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２２に進む。否定判定ならば、ステップＳ１６に戻る。

図５（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦすると、スイッチング素子Ｑ１がＯＮのときに一次巻線８ａに蓄積された磁気エネルギーにより一次巻線８ａの両端にスイッチング素子Ｑ２のエミッタ側を正極とする方向に電圧が誘導されて、バッテリ２の電圧が昇圧され、フリーホイールダイオードＤ２がＯＮする。そして、バッテリ２から一次巻線８ａ及びフリーホイールダイオードＤ２を通して、電流が流れて、平滑コンデンサＣ２を充電するとともにインバータ１６に昇圧電圧を供給する。

一方、二次巻線８ｂには、フリーホイールダイオードＤ４のアノード側を正極とする電圧が誘導されて、整流ダイオードＤ３は、逆バイアスされて、ＯＦＦする。図５（ａ）に示す状態において、平滑リアクトルＬに電流が流れたことにより蓄積された磁気エネルギーにより、フリーホイールダイオードＤ４がＯＮして、還流電流が平滑リアクトルＬに流れる。期間（ｔ１−ｔ４），（ｔ５−ｔ８）において、一次巻線８ａにはリアクトル電流Ｉ_LMが流れるとともに、平滑リアクトルＬに電流Ｉ_L12Vが流れて、１２Ｖ負荷１４に電力が供給される。

図３中のステップＳ２２で、モータアシストが解除された否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２４に進む。否定判定ならば、ステップＳ８に戻る。ステップＳ２４でメインコンタクタ４をＯＦＦする。以上のように、モータ１８のアシスト指令があった場合には、双方向コンバータ６を昇圧器として動作させ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させる。従って、モータ１８のアシストを行うとともに１２Ｖ負荷１４の電力供給をすることができる。

（ｂ） 双方向コンバータ６が降圧器として動作する場合
図６中のステップＳ５０でモータ回生指令が有るか否かを判定する。肯定判定ならば、双方向コンバータ６を降圧器として動作させるためにステップＳ５２に進む。否定判定ならば、終了する。ステップＳ５２でメインコンタクタ４をＯＮする。ステップＳ５４で降圧比に基づきデューティ比を算出する。ステップＳ５６でスイッチング素子Ｑ２をＯＮする。

ステップＳ５８でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。尚、デッドタイム期間を設ける場合は、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦして、デッドタイム期間後に、スイッチング素子Ｑ２をＯＮする。例えば、図７中の時刻ｔ１０，ｔ１４，ｔ１８でスイッチング素子Ｑ２をＯＮし、時刻ｔ１３，ｔ１７でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。ステップＳ６０でデューティ比に基づく一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ５６に進む。否定判定ならば、ステップＳ５６に戻る。

図８（ａ）に示すように、メインコンタクタ４及びスイッチング素子Ｑ２がＯＮすると、インバータ１６からスイッチング素子Ｑ２、一次巻線８ａ及びメインコンタクタ４を通してバッテリ２に電流が流れる。このとき、一次巻線８ａの両端には、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ側を正極とする方向に電圧が発生するので、二次巻線８ｂの両端にフリーホイールダイオードＤ４のアノード側を正極とする電圧が誘導され、整流ダイオードＤ３が逆バイアスされ、ＯＦＦする。

後述するように、図８（ｂ）に示す期間において、整流ダイオードＤ３がＯＮして、平滑リアクトルＬに電流が流れているため、平滑リアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーにより起電圧が発生し、フリーホイールダイオードＤ４がＯＮし、還流電流が平滑リアクトルＬに流れ、１２Ｖ負荷１４に電力が供給される。

期間（ｔ１０−ｔ１１），（ｔ１４−ｔ１５）において、一次巻線８ａにはリアクトル電流Ｉ_LMが流れるとともに、平滑リアクトルＬに電流Ｉ_L12Vが流れて、１２Ｖ負荷１４に電力が供給される。

ステップＳ６２でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。例えば、時刻ｔ１１，ｔ１５でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。ステップＳ６４でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。尚、デッドタイム期間を設ける場合は、スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦしてデッドタイム期間後にスイッチング素子Ｑ１をＯＮする。例えば、時刻ｔ１２，ｔ１６でスイッチング素子Ｑ１をＯＮする。ステップＳ６６でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ６８に進む。否定判定ならば、ステップＳ６２に戻る。

図８（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦすると、スイッチング素子Ｑ２がＯＮのときに一次巻線８ａに蓄積された磁気エネルギーにより一次巻線８ａの両端にバッテリ２の正極側を正極とする方向に電圧が誘導されて、フリーホイールダイオードＤ１がＯＮして、還流電流がバッテリ２に流れる。

一方、二次巻線８ｂには、整流ダイオードＤ３のアノード側を正極とする電圧が誘導されて、整流ダイオードＤ３は、順バイアスされて、ＯＮし、平滑リアクトルＬを通して、１２Ｖ負荷１４に電流が流れるとともに補機駆動用直流電源Ｂが充電される。期間（ｔ１１−ｔ１４），（ｔ１５−ｔ１８）において、一次巻線８ａにはリアクトル電流Ｉ_LMが流れるとともに、平滑リアクトルＬに電流Ｉ_L12Vが流れて、１２Ｖ負荷１４に電力が供給される。

図６中のステップＳ６８で、モータ回生指令が解除されか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ７０に進む。否定判定ならば、ステップＳ５４に戻る。ステップＳ７０でメインコンタクタ４をＯＦＦする。

以上のように、モータアシスト指令やモータ回生指令がある場合、双方向コンバータ６を昇圧器や降圧器として動作させて、モータ１８の駆動やバッテリ２の充電を行うとともに、１２Ｖ負荷１４に電力供給を行う。尚、モータアシスト指令及びモータ回生指令が無く、１２Ｖ負荷１４の電力供給要求があった場合、双方向コンバータ６を昇圧器として動作させると、モータ１８の駆動指令がないために、スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦしたとき、インバータ１６側に電流が流れず、一次巻線８ａに蓄積された磁気エネルギーが残存して飽和する。そこで、リアクトル電流をリセットするリセット回路を双方向コンバータ６に設けることにより、モータアシスト指令やモータ回生指令が無い場合でも、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に電力を供給することができる。

図９〜図１３は平滑コンデンサＣ１及び平滑コンデンサＣ２の放電を説明するための図である。ステップＳ１００で放電指令が有ったか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１０２に進む。否定判定ならば、終了する。ステップＳ１０２でメインコンタクタ４をＯＦＦする。ステップＳ１０４で以下のように平滑コンデンサＣ１を放電する。

ステップＳ１２０で、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ_C1からＶ_C1／ｎ×（１−Ｖ_C1／Ｖ１）が１２V又はその近傍となる電圧Ｖ１（Ｖ１≧Ｖ_C2）を算出する。電圧Ｖ１が存在しなければ、Ｖ１＝Ｖ_C2とする。電圧Ｖ１より昇圧比Ｖ１／Ｖ_C1を算出する。ステップＳ１２２で、昇圧比に基づいてデューティ比を算出する。ステップＳ１２４で、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。ステップＳ１２６で、スイッチング素子Ｑ２をＯＮする。ステップＳ１２８でデューティ比に基づく一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１３０に進む。否定判定ならば、ステップＳ１２４に戻る。

図１２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がＯＮすると平滑コンデンサＣ１の電荷が一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して、放電される。このとき、一次巻線８ａの両端にメインコンタクタ４側を正極とする電圧Ｖ_C1が印加され、二次巻線８ｂの両端に整流ダイオードＤ３のアノード側を正極とする電圧Ｖ_C1／ｎが誘導され、整流ダイオードＤ３がＯＮし、平滑リアクトルＬを通して、１２Ｖ負荷１４に電力が供給される。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が正常に動作する。このとき、二次巻線８ｂに流れる二次電流により一次巻線８ａに一次電流が流れて、一次電流により平滑コンデンサＣ１が放電される。

ステップＳ１３０でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。ステップＳ１３２でスイッチング素子Ｑ２をＯＮする。ステップＳ１３４でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、リターンする。否定判定ならば、ステップＳ１３０に戻る。

図１２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦすると、双方向コンバータ６の昇圧器として動作するときと同様に、フリーホイールダイオードＤ２がＯＮして、平滑コンデンサＣ２に電流が流れるとともに、フリーホイールダイオードＤ４がＯＮして還流電流が流れて、１２Ｖ負荷１４に電力が供給される。

図９中のステップＳ１０６で平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ_C1が規定電圧（ｎ×１２V）未満であるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１０８に進む。否定判定ならば、ステップＳ１０４に戻る。ステップＳ１０８で以下のように平滑コンデンサＣ２を放電する。

図１１中のステップＳ１４０で、平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖ_C2から（Ｖ／ｎ×（１−Ｖ／Ｖ_C2））が１２V又はその近傍となる電圧Ｖ（Ｖ≧Ｖ_C1）を算出する。電圧Ｖが存在しなければ、Ｖ＝Ｖ_C1とする。電圧Ｖより降圧比Ｖ／Ｖ_C2を算出する。ステップＳ１４２で、降圧比に基づいてデューティ比を算出する。

ステップＳ１４４でスイッチング素子Ｑ２をＯＮする。ステップＳ１４６でスイッチング素子Ｑ１をＯＮする。ステップＳ１４８でデューティ比に基づく一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１５０に進む。否定判定ならば、ステップＳ１４４に戻る。

図１３（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２がＯＮすると、平滑コンデンサＣ２の電荷が、スイッチング素子Ｑ２及び一次巻線８ａを通して、平滑コンデンサＣ１に充電される。このとき、図１３（ｂ）に示すスイッチング素子Ｑ２がＯＦＦのときに、整流ダイオードＤ３がＯＮして平滑リアクトルＬに電流が流れていたので、フリーホイールダイオードＤ４がＯＮして、還流電流が１２Ｖ負荷１４に流れる。

ステップＳ１５０でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。ステップＳ１５２でスイッチング素子Ｑ１をＯＮする。ステップＳ１５４でスイッチング素子Ｑ２をＯＮする一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならばリターンする。否定判定ならばステップＳ１５０に戻る。

図１３（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦすると、フリーホイールダイオードＤ１がＯＮして、還流電流が平滑コンデンサＣ１に流れる。このとき、一次巻線８ａの両端にメインコンタクタ４側を正極とする電圧Ｖ_C1が印加され、二次巻線８ｂの両端に整流ダイオードＤ３のアノード側を正極とする電圧Ｖ_C1／ｎが誘導され、整流ダイオードＤ３がＯＮし、平滑リアクトルＬを通して、１２Ｖ負荷１４に電力が供給される。このとき、二次巻線８ｂに流れる二次電流により一次巻線８ａに一次電流が流れ、一次電流により平滑コンデンサＣ１の電荷が放電される。

図９中のステップＳ１１０で平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖ_C2が平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ_C1に等しいか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１１２に進む。否定判定ならば、ステップＳ１０８に戻り、平滑コンデンサＣ２の放電を継続する。ステップＳ１１２で平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖ_C2が規定電圧（ｎ×１２V）に等しいか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ１１４に進む。否定判定ならば、ステップＳ１０４に戻り、平滑コンデンサＣ１の充電後の放電を行う。

ステップＳ１１４で、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦして平滑コンデンサＣ１の放電を一定時間行った後、スイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦして、平滑コンデンサＣ２の放電を一定時間行う。ステップＳ１１６で平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖ_C2が０に等しくなったか否かにより平滑コンデンサＣ２の放電が終了したか否かを判定する。肯定判定ならば、終了する。否定判定ならば、ステップＳ１１４に戻り、平滑コンデンサＣ１の放電と平滑コンデンサＣ２を繰り返し行う。

以上説明したように、双方向コンバータ６を昇圧器として動作させて、バッテリ２の電圧を昇圧しているとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させて、１２Ｖ負荷１４に電力を供給することができる。また、双方向コンバータ６を降圧器として動作させ、インバータ１６の出力電圧を降圧しているときに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させて、１２Ｖ負荷１４に電力を供給することができる。

更に、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電荷を用いて可能な限りＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させ、１２Ｖ負荷１４に電力を供給するので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電荷を有効に利用することができる。また、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電荷をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦにより放電するので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過大な電流が流れて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が発熱して劣化することを抑制できる。尚、本実施形態では、ハイブリッド車両を例に説明したが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を一体化した双方向コンバータ６を構成する場合には、ハイブリッド車両に限らず、電気自動車等であっても良い。また、必要に応じて、平滑回路１２からの直流電圧を交流電圧に変換しても良い。

第２実施形態
図１４は本発明の第２実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成図であり、図１中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。本実施形態は、モータＥＣＵ１００の機能が図１中のモータＥＣＵ２４の機能と異なる。

図１５は、本発明の第２実施形態に係るモータＥＣＵ１００の機能ブロック図であり、図２中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。二次巻線８ｂに二次電流が流れると、この二次電流がトランス８を構成する鉄心の磁束を乱し、電圧の釣り合いを崩すので、二次電流が作る起磁力を完全に打ち消す一次電流が一次巻線８ａに流れる。一次電流が一次巻線８ａに流れると、一次電流による一次巻線８ａの一次漏れ磁束や巻線抵抗における電圧降下により一次巻線８ａに流れるリアクトル電流Ｉ_LMが図４や図７に示すように低下する。リアクトル電流Ｉ_LMが小さくなると、昇圧電圧や降圧電圧が低下する。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させた場合、そうでない場合に比べて、デューティ比が同じであっても、昇圧電圧や降圧電圧が低下する。また、二次電流が大きくなると、一次電流も大きくなる。従って、１２Ｖ負荷１４に流れる電流が大きくなると、リアクトル電流Ｉ_LMがより小さくなる。

昇圧制御手段１５０は、１２Ｖ負荷１４の電力要求が大きくなるにつれて、デューティ比（スイッチング素子Ｑ１をＯＮする時間／（スイッチング素子Ｑ１をＯＮする時間＋スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする時間）がＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させない場合のデューティ比よりも大きくなるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。

降圧制御手段１５２は、１２Ｖ負荷１４の電力要求が大きくなるにつれて、デューティ比（スイッチング素子Ｑ２をＯＮする時間／（スイッチング素子Ｑ２をＯＮする時間＋スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする時間）がＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させない場合のデューティ比よりも大きくなるようにスイッチング素子Ｑ２を制御する。

図１６〜図１９はＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を説明するための図である。以下、これらの図面を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作説明をする。

（ａ） 双方向コンバータ６が昇圧器として動作する場合
図１６中のステップＳ２００でモータアシスト指令が有るか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２０４進む。否定判定ならば、終了する。ステップＳ２０４でメインコンタクタ４をＯＮする。ステップＳ２０６で昇圧比及び１２Ｖ負荷１４の電力要求量に従って、電力要求量が大きくなると、デューティ比が大きくなるようにデューティ比を算出する。ステップＳ２０８でスイッチング素子Ｑ１をＯＮする。ステップＳ２１０でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。ステップＳ２１２でデューティ比に基づく一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２１４に進む。否定判定ならば、ステップＳ２０８に戻る。

例えば、図１７中の時刻ｔ２０，ｔ２６，ｔ３２でスイッチング素子Ｑ１をＯＮし、時刻ｔ２５，ｔ３１でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦし、時刻ｔ２３，ｔ２９でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。時刻ｔ２１，ｔ２７はＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させない場合にスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする時刻である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させる場合のスイッチング素子Ｑ１をＯＮする時間（ｔ２０〜ｔ２３），（ｔ２６〜ｔ２９）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させない場合のスイッチング素子Ｑ１をＯＮする時間（ｔ２０〜ｔ２１），（ｔ２６〜ｔ２７）に比べて長くなっている。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させない場合に比べてリアクトル電流Ｉ_LMは減少するがスイッチング素子Ｑ１をＯＮする時間を長くして、ディーティ比を大きくしたので、リアクトル電流Ｉ_LMが増加して、昇圧電圧が減少することを防止できる。ステップＳ２１４〜Ｓ２２２で図３中のステップＳ１６〜２４と同様の処理を行う。

（ｂ） 双方向コンバータ６が降圧器として動作する場合
図１８中のステップＳ２５０でモータ回生指令が有ったか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２５２に進む。否定判定ならば、終了する。ステップＳ２５２でメインコンタクタ４をＯＮする。ステップＳ２５４で降圧比及び１２Ｖ負荷１４の電力要求量に従って、電力要求量が大きくなると、デューティ比が大きくなるようにデューティ比を算出する。ステップＳ２５６でスイッチング素子Ｑ２をＯＮする。ステップＳ２５８でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。ステップＳ２６０でデューティ比に基づく一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２６２に進む。否定判定ならば、ステップＳ２５６に戻る。

例えば、図１９中の時刻ｔ４０，ｔ４６，ｔ５２でスイッチング素子Ｑ２をＯＮし、時刻ｔ４５，ｔ５１でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、時刻ｔ４３，ｔ４９でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。時刻ｔ４１，ｔ４７はＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させない場合にスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする時刻である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させる場合のスイッチング素子Ｑ２をＯＮする時間（ｔ４０〜ｔ４３），（ｔ４６〜ｔ４９）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させない場合のスイッチング素子Ｑ２をＯＮする時間（ｔ４０〜ｔ４１），（ｔ４６〜ｔ４７）に比べて長くなっている。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を動作させない場合に比べてリアクトル電流Ｉ_LMは減少するがスイッチング素子Ｑ２をＯＮする時間を長くして、ディーティ比を大きくしたので、リアクトル電流Ｉ_LMが増加して、降圧電圧が減少することを防止できる。ステップＳ２６６〜Ｓ２７０で図６中のステップＳ６２〜７０と同様の処理を行う。

以上説明したように、本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果に加え、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の電力要求量に応じて、デューティ比を調整したので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作して二次巻線８ｂに二次電流が流れ、一次巻線８ａに一次電流が誘導されることによるリアクトル電流の減少による昇圧電圧や降圧電圧が低下することを抑制することができる。

第３実施形態
図２０は本発明の第３実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成図であり、図１中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６０の整流回路１６２を全波整流としている点で、半波整流である整流回路１１と異なる。

図２０に示すように、整流回路１６２は、整流ダイオードＤ３及び整流ダイオードＤ５を備える。二次巻線８ｂの一端は、整流ダイオードＤ３のアノードに接続され、他端は、整流ダイオードＤ５のアノードに接続されている。二次巻線８ｂの所定位置のタップは、フリーホイールダイオードＤ４のアノードに接続されている。整流ダイオードＤ５のアノードは二次巻線８ｂの他端に接続され、カソードは平滑リアクトルＬの一端に接続されている。整流ダイオードＤ３のアノードは二次巻線８ｂの一端に接続され、カソードは平滑リアクトルＬの一端に接続されている。フリーホイールダイオードＤ４のアノードは二次巻線８ｂのタップに接続されて、カソードは平滑リアクトルＬの一端に接続されている。

二次巻線８ｂの巻き線及びタップは以下のように設定されている。双方向コンバータ６を昇圧器として動作させる場合、スイッチング素子Ｑ１がＯＮすると、一次巻線８ａの両端にメインコンタクタ４側を正極としてバッテリ２の電圧Ｖ０が印加されて、二次巻線８ｂの両端に整流ダイオードＤ３のアノード側を正極として、巻線比に応じた電圧が印加される。二次巻線８ｂの一端からタップまでの巻線数の一次巻線８ａの巻線数の巻線比ｎがＶ０／ｎ＝１２Vとなるよう設定される。

また、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦすると、一次巻線８ａの両端に、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ側を正極として、（Ｖ１−Ｖ０）の電圧が印加される。一次巻線８ａの巻き線数の二次巻線８ｂの他端からタップまでの巻線数の巻線比ｍが（Ｖ１−Ｖ０）／ｍ＝１２Ｖとなるように設定されている。

双方向コンバータ６を降圧器として動作させる場合、スイッチング素子Ｑ２がＯＮすると、一次巻線８ａの両端に、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ側を正極として、（Ｖ１−Ｖ０）の電圧が印加される。一次巻線８ａの巻き線数の二次巻線８ｂの他端からタップまでの巻線数の巻線比ｍが（Ｖ１−Ｖ０）／ｍ＝１２Ｖとなるように設定されていることから、整流ダイオードＤ５のアノードには１２Vが印加される。

また、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦすると、一次巻線８ａの両端に、メインコンタクタ４側を正極として、電圧Ｖ０が印加されるが、二次巻線８ｂの他端からタップまでの巻線数の一次巻線８ａの巻線比ｎがＶ０／ｎ＝１２Vとなるように設定されていることから、整流ダイオードＤ３のアノードには１２Vが印加される。

図２１〜図２４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６０の動作を説明する図である。

（ａ） 双方向コンバータ６を昇圧器として動作させる場合
スイッチング素子Ｑ１をＯＮし、スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。例えば、図２２中の時刻ｔ６０，ｔ６４，ｔ６８でスイッチング素子Ｑ１をＯＮする。時刻ｔ６３，ｔ６７でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ１がＯＮすると、一次巻線８ａの両端に電圧Ｖ０が印加されて、二次巻線８ｂには巻線比に応じた電圧が誘導されるが、上記のように巻線比ｎが設定されていることから、整流ダイオードＤ３のアノードに１２Vが順バイアスされて、整流ダイオードＤ３がＯＮする。整流ダイオードＤ３がＯＮすると、図２１（ａ）に示すように、整流ダイオードＤ３から平滑リアクトルＬを通して１２Ｖ負荷１４に電流が流れて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６０が動作する。

昇圧比に基づくデューティ比に応じた期間、スイッチング素子Ｑ１をＯＮしてから、ＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ２をＯＮする。例えば、時刻ｔ６１，ｔ６５でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、時刻ｔ６２，ｔ６６でスイッチング素子Ｑ２をＯＮする。スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦすると、一次巻線８ａに蓄積された磁気エネルギーにより、一次巻線８ａに電圧（Ｖ１−Ｖ０）が誘導されて、フリーホイールダイオードＤ２がＯＮして、フリーホイールダイオードＤ２及びインバータ１６を通して、モータ１８に電力が供給されるとともに、二次巻線８ｂには巻線比に応じた電圧が誘導されるが、上記のように巻線比ｍが設定されていることから、整流ダイオードＤ５のアノードに１２Vが順バイアスされて、整流ダイオードＤ５がＯＮする。整流ダイオードＤ３がＯＮすると、図２１（ｂ）に示すように、整流ダイオードＤ５から平滑リアクトルＬを通して１２Ｖ負荷１４に電流が流れて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６０が動作する。このように、双方向コンバータ６を昇圧器として動作させる場合、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ，ＯＦＦのいずれの期間においても、二次巻線８ｂに電流が流れて、整流ダイオードＤ３，Ｄ５により全波整流される。

（ｂ） 双方向コンバータ６を降圧器として動作させる場合
スイッチング素子Ｑ２をＯＮし、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。例えば、図２４中の時刻ｔ７０，ｔ７４，ｔ７８でスイッチング素子Ｑ２をＯＮする。時刻ｔ７３，ｔ７７でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ２がＯＮすると、一次巻線８ａの両端に電圧（Ｖ１−Ｖ０）が印加されて、二次巻線８ｂには巻線比に応じた電圧が誘導されるが、上記のように巻線比ｍが設定されていることから、整流ダイオードＤ５のアノードに１２Vが順バイアスされて、整流ダイオードＤ５がＯＮする。整流ダイオードＤ５がＯＮすると、図２３（ａ）に示すように、整流ダイオードＤ５から平滑リアクトルＬを通して１２Ｖ負荷１４に電流が流れて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６０が動作する。

降圧比に基づくデューティ比に応じた期間、スイッチング素子Ｑ２をＯＮしてから、ＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ１をＯＮする。例えば、時刻ｔ７１，ｔ７５でスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦし、時刻ｔ７２，ｔ７６でスイッチング素子Ｑ１をＯＮする。スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦすると、一次巻線８ａに蓄積された磁気エネルギーにより、フリーホイールダイオードＤ１がＯＮして、一次巻線８ａの両端に電圧Ｖ０が印加されて、二次巻線８ｂには巻線比に応じた電圧が誘導されるが、上記のように巻線比ｎが設定されていることから、整流ダイオードＤ３のアノードに１２Vが順バイアスされて、ＯＮする。整流ダイオードＤ３がＯＮすると、図２３（ｂ）に示すように、整流ダイオードＤ３から平滑リアクトルＬを通して１２Ｖ負荷１４に電流が流れて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６０が動作する。このように、双方向コンバータ６を降圧器として動作させる場合、スイッチング素子Ｑ２がＯＮ，ＯＦＦのいずれの期間においても、二次巻線８ｂに電流が流れて、整流ダイオードＤ３，Ｄ５により全波整流される。

図２５は、図２０中のモータＥＣＵ１６４の機能ブロック図であり、図２中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。

放電制御手段１６５は、Ｃ１放電制御手段１６６、Ｃ２放電制御手段１６７、Ｃ１，Ｃ２放電切替制御手段１６８及び放電終了判定手段６６を備える。Ｃ１放電制御手段１６５は、以下のようにして、平滑コンデンサＣ１の放電及びＤＣ−ＤＣコンバータ１６０が動作するよう制御する。

（ａ） 出力電圧が１２Ｖ近傍となるようＤＣ／ＤＣコンバータ１６０を動作させることができる場合、即ち、（Ｖ_C1／ｎ≧１２V、且つＶ_C1／ｎが１２V近傍）、且つ（（Ｖ−Ｖ_C1）／ｍ）≧１２V、且つ（Ｖ−Ｖ_C1）／ｍが１２V近傍となるＶ≧Ｖ_C2が存在する）とき、昇圧比（Ｖ／Ｖ_C1）からスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を算出し、デューティ比に基づいて、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ１の電荷を一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して、放電する。Ｖ_C1は平滑コンデンサＣ１の電圧、Ｖ_C2は平滑コンデンサＣ２の電圧である。

（ｂ） ＤＣ−ＤＣコンバータ１６０の整流ダイオードＤ３，Ｄ５のいずれか一方がＯＦＦする場合、即ち、二次巻線８ｂに誘導される電圧（Ｖ_C1／ｎ）＜１２V、又は（Ｖ_C2−Ｖ_C1）／ｍ＜１２Ｖの場合は、一定のディーティ比でスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ１の電荷を一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して、放電する。

（ｃ） （ａ），（ｂ）以外のとき、Ｖ＝Ｖ_C2に対応するディーティ比でスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦして、一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して、平滑コンデンサＣ１の電荷を放電する。

Ｃ２放電制御手段１６７は、以下のようにして、平滑コンデンサＣ２の放電及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作するよう制御する。

（ａ） 出力電圧が１２Ｖ近傍となるようＤＣ／ＤＣコンバータ１６０を動作させることができる場合、（Ｖ_C1／ｎ≧１２V、且つＶ_C1／ｎが１２V近傍）、且つ（Ｖ_C2−Ｖ）／ｍ≧１２V、且つ（Ｖ_C2−Ｖ）／ｍが１２V近傍となるＶ≧Ｖ_C1が存在する）とき、降圧比（Ｖ／Ｖ_C2）からスイッチング素子Ｑ２のデューティ比を算出し、デューティ比に基づいて、スイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ２の電荷をスイッチング素子ＱＱ２及び一次巻線８ａを通して、平滑コンデンサＣ１に充電する。

（ｂ） ＤＣ−ＤＣコンバータ１６０の整流ダイオードＤ３，Ｄ５のいずれか一方がＯＦＦする場合、即ち、二次巻線８ｂに誘導される電圧（Ｖ_C1／ｎ）＜１２V、又は（Ｖ_C2−Ｖ_C1）／ｍ＜１２Ｖの場合は、一定のディーティ比でスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ２の電荷を一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ２を通して、平滑コンデンサＣ１に充電する。

（ｃ） （ａ），（ｂ）以外のとき、Ｖ＝Ｖ_C1に対応するディーティ比でスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ２の電荷を一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ２を通して、平滑コンデンサＣ１に充電する。

Ｃ１，Ｃ２放電切替制御手段１６８は、Ｃ１放電制御手段１６６による平滑コンデンサＣ１の放電により、Ｖ_C1／ｎ＜１２V、又は（Ｖ_C2−Ｖ_C1）／ｍ＜１２Ｖの場合、Ｃ１放電制御手段１６６による平滑コンデンサＣ１の放電から平滑コンデンサＣ２の放電に切り替えるためにＣ２放電制御手段１６７に平滑コンデンサＣ２の放電を指示する。また、Ｃ２放電制御手段１６７により平滑コンデンサＣ２の電荷を放電しているときに、Ｖ_C1＝Ｖ_C2となった場合、Ｃ２放電制御手段１６６による平滑コンデンサＣ２の放電から平滑コンデンサＣ１の放電に切り替えるためにＣ１放電制御手段１６６に平滑コンデンサＣ１の放電を指示する。Ｖ_C2≦ｎ×１２Vとなった場合は、Ｃ１放電制御手段１６６に、一定の期間、一定のディーティ比でスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ１の電荷を一次巻線８ａ及びスイッチング素子Ｑ１を通して放電するよう指示し、一定の期間経過後に、Ｃ２放電制御手段１６７に、一定の期間、一定のディーティ比でスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦし、平滑コンデンサＣ２の電荷をスイッチング素子Ｑ２及び一次巻線８ａを通して、放電するよう指示する。そして、平滑コンデンサＣ１及び平滑コンデンサＣ２の残電荷の放電を交互が行われるようにＣ１放電制御手段１６６及びＣ２放電制御手段１６７に指示する。

以上説明したように、本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏する。尚、本実施形態において、第２実施形態と同様に、１２Ｖ負荷１４の電力要求量に応じて、双方向コンバータ６のデューティ比を変化させても良い。

第４実施形態
図２６は、本発明の第４実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成図であり、図１中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７０の整流回路１７２にスイッチング素子Ｑ３を追加した点が図１中の整流回路１１と異なる。

スイッチング素子Ｑ３は、二次巻線８ｂの二次電流の通過又は遮断して、電力調整行うためのものであり、例えば、ＦＥＴであり、ソースは整流ダイオードＤ３のカソードに接続され、ドレインは、平滑リアクトルＬの一端に接続されている。ゲートには、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号がモータＥＣＵ１７４より入力される。尚、スイッチング素子Ｑ３と整流ダイオードＤ３を入れ替えても良い。

整流ダイオードＤ３がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦすることから、そのデューティ比をαとすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７０の出力電圧は、図１中のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧のα倍となることから、（Ｖ０／ｎ）×（１−Ｖ０／Ｖ１）×α＝２０Ｖとなるように、巻数比ｎが設定されている。

図２７は、図２６中のモータＥＣＵ１７４の機能ブロック図であり、図２中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。１２Ｖ負荷電力制御手段２００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７０を動作させる場合に、双方向コンバータ６が昇圧器として動作する場合には、スイッチング素子Ｑ１がＯＮして、整流ダイオードＤ３がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。また、双方向コンバータ６が降圧器として動作する場合には、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦし、整流ダイオードＤ３がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ２がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。

放電制御手段２０２中のＣ１放電制御手段２１０は、Ｃ１放電制御手段６０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧に該当する式にαを乗じた電圧に置き換え、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを制御するとともに、スイッチング素子Ｑ１がＯＮし、整流ダイオードＤ３がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦするのは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７０の出力電圧を１２Ｖ近傍とするためである。

Ｃ２放電制御手段２１２は、Ｃ２放電制御手段６２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧に該当する式にαを乗じた電圧に置き換え、スイッチング素子Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦを制御するとともに、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦし、整流ダイオードＤ３がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。

図２８〜図３１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７０の動作を説明するための図である。以下、これらの図面を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７０の動作説明をする。

（ａ） 双方向コンバータ６を昇圧器として動作させる場合
ステップＳ２８０〜Ｓ２９０で図３中のステップＳ２〜Ｓ１２と同様の処理を行う。ステップＳ２９２で１２Ｖ負荷１４の電力要求が有るか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ２９４に進む。否定判定ならば、ステップＳ２９６に進む。ステップＳ２９４でスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。ステップＳ２９６でスイッチング素子Ｑ３をＯＦＦする。ステップＳ２９８で昇圧比に対応するデューティ比に基づく、一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３００に進む。否定判定ならば、ステップＳ２８８に戻る。

例えば、図２９（ａ）のように、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする周波数をスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦする周波数と同じにすると、スイッチング素子Ｑ１がＯＮする期間（ｔ８０−ｔ８２），（ｔ８５−ｔ８７）において、スイッチング素子Ｑ３が期間（ｔ８０−ｔ８１），（ｔ８５−ｔ８６）でＯＮし、期間（ｔ８１−ｔ８２），（ｔ８６−ｔ８７）でＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ１がＯＮしている期間では、整流ダイオードＤ３がＯＮしている。

期間（ｔ８０−ｔ８１），（ｔ８５−ｔ８６）でスイッチング素子Ｑ３がＯＮすると、整流ダイオードＤ３から平滑リアクトルＬを通して、１２Ｖ負荷１４に時間とともに増加する電流Ｉ_L12Vが流れる。期間（ｔ８１−ｔ８２），（ｔ８６−ｔ８７）でスイッチング素子Ｑ３がＯＦＦすると、期間（ｔ８０−ｔ８１），（ｔ８５−ｔ８６）で平滑リアクトルＬに電流が流れて、磁気エネルギーが蓄積されていたことから、フリーホイールダイオードＤ４がＯＮして、平滑リアクトルＬを通して、１２Ｖ負荷１４に時間とともに減少する電流Ｉ_L12Vが流れる。

これにより、二次巻線８ｂに流れる二次電流のリプル電流がスイッチング素子Ｑ３を常時ＯＮしている場合に比べて小さくなり、一次巻線８ａのリアクトル電流Ｉ_LMのリプル電流が抑制されるが、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする周波数がスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦする周波数と略同じであるため、電流Ｉ_L12Vのリプル電流がまだ大きく、リアクトル電流Ｉ_LMの波形が不均一となる。

一方、図２９（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がＯＮする期間（ｔ１００−ｔ１０２），（ｔ１０５−ｔ１０６）において、スイッチング素子Ｑ３を高周波数でＯＮ／ＯＦＦすることにより、電流Ｉ_L12Vのリプル電流が小さくなり、リアクトル電流Ｉ_LMのリプル電流が小さくなり、波形崩れが少なくなる。ステップＳ３００〜Ｓ３０８で図３中のステップＳ１６〜Ｓ２４と同様の処理を行う。

（ｂ） 双方向コンバータ６を降圧器として動作させる場合
図３０中のステップＳ３１０〜Ｓ３２４で図６中のステップＳ５０〜Ｓ６４と同様の処理を行う。ステップＳ３２６で１２Ｖ負荷１４の電力要求が有るか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３２８に進む。否定判定ならば、ステップＳ３３０に進む。ステップＳ３２８でスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする。ステップＳ３３０でスイッチング素子Ｑ３をＯＦＦする。ステップＳ３３２で一定時間が経過したか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ３３４に進む。否定判定ならば、ステップＳ３２２に戻る。ステップＳ３３４，Ｓ３３６で図６中のステップＳ６８，Ｓ７０と同様の処理を行う。

例えば、図３１（ａ）のように、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする周波数をスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦする周波数と同じにすると、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦする期間（ｔ１４０−ｔ１４２），（ｔ１４５−ｔ１４７）において、スイッチング素子Ｑ３が期間（ｔ１４０−ｔ１４１），（ｔ１４５−ｔ１４６）でＯＮし、期間（ｔ１４１−ｔ１４２），（ｔ１４６−ｔ１４７）でＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦしている期間では、整流ダイオードＤ３がＯＮしている。

期間（ｔ１４０−ｔ１４１），（ｔ１４５−ｔ１４６）でスイッチング素子Ｑ３がＯＮすると、整流ダイオードＤ３から平滑リアクトルＬを通して、１２Ｖ負荷１４に時間とともに増加する電流Ｉ_L12Vが流れる。期間（ｔ１４１−ｔ１４２），（ｔ１４６−ｔ１４７）でスイッチング素子Ｑ３がＯＦＦすると、期間（ｔ１４０−ｔ１４１），（ｔ１４５−ｔ１４６）で平滑リアクトルＬに電流が流れて、磁気エネルギーが蓄積されていたことから、フリーホイールダイオードＤ４がＯＮして、平滑リアクトルＬを通して、１２Ｖ負荷１４に時間とともに減少する電流Ｉ_L12Vが流れる。

これにより、二次巻線８ｂに流れる二次電流のリプル電流がスイッチング素子Ｑ３を常時ＯＮしている場合に比べて小さくなり、一次巻線８ａのリアクトル電流Ｉ_LMのリプル電流が抑制されるが、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする周波数がスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦする周波数と略同じであるため、電流Ｉ_L12Vのリプル電流がまだ大きく、リアクトル電流Ｉ_LMの波形不均一となる。

一方、図３１（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦする期間（ｔ１６０−ｔ１６２），（ｔ１６５−ｔ１６６）において、スイッチング素子Ｑ３を高周波数でＯＮ／ＯＦＦすることにより、電流Ｉ_L12Vのリプル電流が小さくなり、リアクトル電流Ｉ_LMのリプル電流が小さくなり、波形崩れが少なくなる。ステップＳ３３４〜Ｓ３３６で図６中のステップＳ６８〜Ｓ７０と同様の処理を行う。

図３２〜図３４は、平滑コンデンサＣ１及び平滑コンデンサＣ２の放電を示す図である。以下、これらの図面を参照して、平滑コンデンサＣ１及び平滑コンデンサＣ２の放電の動作を説明する。図３２中のステップＳ３５０〜Ｓ３５２で図９中のステップＳ１００〜Ｓ１０２と同様の処理を行う。ステップＳ３５２で以下のようにして平滑コンデンサＣ１の電荷を放電する。

図３３中のステップＳ３７０〜Ｓ３７６で図１０中のステップＳ１２０〜Ｓ１２６において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７０の出力電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧に該当する電圧をα倍した電圧に置き換え、同様の処理を行う。ステップＳ３７８でスイッチング素子Ｑ３をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。ステップＳ３８０〜Ｓ３８６で図１０中のステップＳ１３０〜Ｓ１３４と同様の処理を行って、リターンする。

図３２中のステップＳ３５６で図９中のステップＳ１０６と同様の処理を行う。ステップＳ３５８で以下のようにして平滑コンデンサＣ２の電荷を放電する。図３４中のステップＳ３９０〜Ｓ４０２で図１１中のステップＳ１４０〜Ｓ１５２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７０の出力電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧に相当する電圧をα倍した電圧に置き換え、同様の処理を行う。ステップＳ４０４でスイッチング素子Ｑ３をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。ステップＳ４０６で図１１中のステップＳ１５４と同様の処理を行う。図３２中のステップＳ３６０〜Ｓ３６６で図９中のステップＳ１１０〜Ｓ１１６と同様の処理を行う。

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果がある上に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７０の電力制御のためのスイッチング素子Ｑ３を設けたので、整流ダイオードＤ３がＯＮしているときに、スイッチング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でＯＮ／ＯＦＦすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７０の二次巻線８ｂに流れる二次電流Ｉ_L12Vのリプル電流が小さくなり、一次巻線８ａのリアクトル電流Ｉ_LMの波形崩れを小さくでき、リプル電流を小さくできる。そのため、平滑コンデンサＣ１や平滑コンデンサＣ２の容量の小さいものを使用でき、コンデンサを小型化できる。尚、本実施形態において、第２実施形態と同様に、１２Ｖ負荷１４の電力要求量に応じて、双方向コンバータ６のデューティ比を変化させても良い。また、バッテリ２の電圧Ｖ０やインバータ１６の出力電圧Ｖ１が変化する場合には、バッテリ２の電圧Ｖ０及びインバータ１６の出力電圧Ｖ１に応じて、スイッチング素子Ｑ３のデューティ比を可変にしてもよい。

第５実施形態
図３５は、本発明の第５実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成図であり、図２０中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２０の整流回路２２２にスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を追加した点が図２０中の整流回路１６２と異なる。

スイッチング素子Ｑ３は、例えば、ＦＥＴであり、ソースは整流ダイオードＤ３のカソードに接続され、ドレインは、平滑リアクトルＬの一端に接続されている。ゲートには、スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号がモータＥＣＵ１７４より入力される。スイッチング素子Ｑ４は、例えば、ＦＥＴであり、ソースは整流ダイオードＤ５のカソードに接続され、ドレインは、平滑リアクトルＬの一端に接続されている。尚、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と整流ダイオードＤ３，Ｄ５をそれぞれ入れ替えても良い。

スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をＯＮ／ＯＦＦすることから、そのデューティ比をαとすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２０の出力電圧は、図２０中のＤＣ−ＤＣコンバータ１６０の出力電圧のα倍となることから、（Ｖ０／ｎ）×α＝２０Ｖとなるように、巻数比ｎ、また、（（Ｖ１−Ｖ０）／ｍ）×α＝２０Ｖとなるように、巻線比ｍが設定されている。

図３６は、図３５中のモータＥＣＵ２２４の機能ブロック図であり、図２５中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。１２Ｖ負荷電力制御手段２３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２０を動作させる場合に、双方向コンバータ６が昇圧器として動作する場合には、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。また、双方向コンバータ６が降圧器として動作する場合には、スイッチング素子Ｑ２がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。

放電制御手段２３０中のＣ１放電制御手段２４０は、Ｃ１放電制御手段１６６において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６０の出力電圧に相当する電圧にαを乗じた電圧に置き換え、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを制御するとともに、スイッチング素子Ｑ１がＯＮし、整流ダイオードＤ３がＯＮしているときに、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦし、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦし、整流ダイオードＤ５がＯＮしているときに、スイッチング素子Ｑ４をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。

Ｃ２放電制御手段２４４は、Ｃ２放電制御手段１６７において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６０の出力電圧に相当する電圧にαを乗じた電圧に置き換え、スイッチング素子Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦを制御するとともに、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦし、整流ダイオードＤ３がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦし、スイッチング素子Ｑ２がＯＮし、整流ダイオードＤ５がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ４をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。

図３７〜図３８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２０の動作を説明するための図である。以下、これらの図面を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２０の動作説明をする。

（ａ） 双方向コンバータ６を昇圧器として動作させる場合
スイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦするとともに、スイッチング素子Ｑ１がＯＮしているときに、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦしているときに、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ４をＯＮ／ＯＦＦする。例えば、図３７（ａ）のように、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をＯＮ／ＯＦＦする周波数をスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦする周波数と同じにすると、スイッチング素子Ｑ１がＯＮする期間（ｔ１７０−ｔ１７２），（ｔ１７５−ｔ１７７）において、スイッチング素子Ｑ３が、期間（ｔ１７０−ｔ１７１），（ｔ１７５−ｔ１７６）でＯＮし、期間（ｔ１７１−ｔ１７２），（ｔ１７６−ｔ１７８）でＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ１がＯＮしている期間では、整流ダイオードＤ３がＯＮしている。

また、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦする期間（ｔ１７２−ｔ１７５），（ｔ１７７−ｔ１８０）において、スイッチング素子Ｑ４が期間（ｔ１７２−ｔ１７４），（ｔ１７７−ｔ１７８）でＯＮし、期間（ｔ１７４−ｔ１７５），（ｔ１７９−ｔ１８０）でＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦしている期間では、整流ダイオードＤ４がＯＮしている。

スイッチング素子Ｑ１がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦにより二次巻線８ｂに流れる電流Ｉ_L12Vのリプル電流が小さくなるものの、スイッチング素子Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦする周波数をスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦする周波数と同程度としていることから、リプル電流がまだ大である。また、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦしている期間において、スイッチング素子Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦにより二次巻線８ｂに流れる電流Ｉ_L12Vのリプル電流が小さくなるものの、スイッチング素子Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦする周波数をスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦする周波数と同程度としていることから、リプル電流がまだ大である。

一方、図３７（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がＯＮする期間（ｔ１９０−ｔ１９２），（ｔ１９５−ｔ１９６）において、スイッチング素子Ｑ３を高周波数でＯＮ／ＯＦＦし、また、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦする期間（ｔ１９２−ｔ１９４），（ｔ１９５−ｔ１９８）において、スイッチング素子Ｑ４を高周波数でＯＮ／ＯＦＦすることにより、電流Ｉ_L12Vのリプル電流が小さくなり、リアクトル電流Ｉ_LMのリプル電流が小さくなり、波形崩れが少なくなる。

（ｂ） 双方向コンバータ６を降圧器として動作させる場合
スイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦするとともに、スイッチング素子Ｑ２がＯＮしているときに、スイッチング素子Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ４をＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦしているときに、スイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦする。例えば、図３８（ｂ）のように、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をＯＮ／ＯＦＦする周波数をスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦする周波数と同じにすると、スイッチング素子Ｑ２がＯＮする期間（ｔ２００−ｔ２０２），（ｔ２０５−ｔ２０７）において、スイッチング素子Ｑ３が期間（ｔ２００−ｔ２０１），（ｔ２０５−ｔ２０６）でＯＮし、期間（ｔ２０１−ｔ２０２），（ｔ２０６−ｔ２０８）でＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ２がＯＮしている期間では、整流ダイオードＤ４がＯＮしている。

また、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦする期間（ｔ２０２−ｔ２０５），（ｔ２０７−ｔ２０８）において、スイッチング素子Ｑ３が、期間（ｔ２０２−ｔ２０４），（ｔ２０７−ｔ２０８）でＯＮし、期間（ｔ２０４−ｔ２０５），（ｔ２０９−ｔ２１０）でＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦしている期間では、整流ダイオードＤ３がＯＮしている。

スイッチング素子Ｑ２がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦにより二次巻線８ｂに流れる電流Ｉ_L12Vのリプル電流が小さくなるものの、スイッチング素子Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦする周波数をスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦする周波数と同程度としていることから、リプル電流がまだ大である。また、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦしている期間において、スイッチング素子Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦにより二次巻線８ｂに流れる電流Ｉ_L12Vのリプル電流が小さくなるものの、スイッチング素子Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦする周波数をスイッチング素子Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦする周波数と同程度としていることから、リプル電流がまだ大である。

一方、図３８（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２がＯＮする期間（ｔ２２０−ｔ２２２），（ｔ２２５−ｔ２２６）において、スイッチング素子Ｑ４を高周波数でＯＮ／ＯＦＦし、また、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦする期間（ｔ２２２−ｔ２２４），（ｔ２２５−ｔ２２８）において、スイッチング素子Ｑ３を高周波数でＯＮ／ＯＦＦすることにより、電流Ｉ_L12Vのリプル電流が小さくなり、リアクトル電流Ｉ_LMのリプル電流が小さくなり、波形崩れが少なくなる。

以上説明した本実施形態によれば、第４実施形態と同様の効果がある。尚、本実施形態において、第２実施形態と同様に、１２Ｖ負荷１４の電力要求量に応じて、双方向コンバータ６のデューティ比を変化させても良い。

第６実施形態
図３９は、本発明の第６実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成図であり、図１中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。本実施形態は、双方向コンバータ２５０を昇圧器や降圧器を複数個並列に設けた点が図１２中の双方向コンバータ６と異なる。双方向コンバータ２５０は、複数の一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）、複数のスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ），Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）、複数のフリーホイールダイオードＤ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ），Ｄ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を備える。ｎは２以上の任意の数であり、本実施形態では、ｎ＝２としている。

一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、一方の端子がメインコンタクタ４の他方の接点に接続され、他方の端子がスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のエミッタ、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のコレクタ、フリーホイールダイオードＤ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノード、フリーホイールダイオードＤ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のカソードに接続されている。

スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、例えば、ＩＧＢＴ素子やＭＯＳＦＥＴであり、コレクタが一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の他方の端子に接続され、エミッタがバッテリ２の負極に接続されている。ゲートには、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号がモータＥＣＵ２５４から入力される。

スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、例えば、ＩＧＢＴ素子やＭＯＳＦＥＴ等あり、エミッタが一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の他方の端子に接続され、カソードが平滑コンデンサＣ２の正極に接続されている。ゲートには、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号がモータＥＣＵ２５４から入力される。

フリーホイールダイオードＤ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と逆並列に接続され、アノードがスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のエミッタに接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のコレクタに接続されている。スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のエミッタ及びフリーホイールダイオードＤ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノードは，バッテリ２の負極に接続されている。尚、破線で示すように、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びフリーホイールダイオードＤ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に並列にスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のソフトスイッチング実現のために共振コンデンサを設けてもよい。

フリーホイールダイオードＤ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と逆並列に接続され、アノードがスイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のエミッタに接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のコレクタに接続されている。

スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のコレクタ及びフリーホイールダイオードＤ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノードは，平滑コンデンサＣ２の正極に接続されている。尚、破線で示すように、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及びフリーホイールダイオードＤ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に並列にスイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のソフトスイッチング実現のために共振コンデンサを設けてもよい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２５２は、例えば、１２Ｖの直流電圧を出力するコンバータであり、複数のトランス８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）、複数の整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）、並びにフリーホイールダイオードＤ４、平滑リアクトルＬ及び平滑コンデンサＣ３を備える。トランス８−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）及び二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）から構成され、一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に流れる電流の変化による磁束の変化により二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の両端に誘導電圧を発生する。

二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、一端が整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノードに接続され、他端がフリーホイールダイオードＤ４のアノード、平滑コンデンサＣ３の負極に接続されている。二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の一端に正の電圧、例えば、メインコンタクタ４及びスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮしたときに、二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノードが接続される一端に正の電圧が誘導される極性となるようにコイルが巻かれている。

一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の巻線比ｎは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２５２の出力電圧が所定電圧（例えば、１２Ｖ）となるようにコイルが巻かれている。整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の電圧を半波整流するダイオードであり、アノードが二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の一端に接続され、他端がフリーホイールダイオードＤ４−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のカソード及び平滑リアクトルＬの一端に接続されている。

フリーホイールダイオードＤ４は、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＦＦしたときに、平滑リアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーを還流させる還流ダイオードであり、アノードが二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の他端に接続され、カソードが整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のカソード及び平滑リアクトルＬの一端に接続されている。

平滑リアクトルＬは、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の出力電流を平滑化するものであり、一端が整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のカソード、他端がフリーホイールダイオードＤ４のカソードに接続されている。平滑コンデンサＣ３はＤＣ−ＤＣコンバータ２５２の出力電圧を平滑化するコンデンサであり、正極が平滑リアクトルＬの他端に接続され、負極がグラウンドに接続されている。

図４０は、図３９中のモータＥＣＵ２５４の機能ブロック図である。昇圧制御手段２６０は、双方向コンバータ２５０を昇圧器として動作させるために、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を順次インターリーブ、例えば、（３６０°／ｎ）位相をずらして、ＯＮ／ＯＦＦするとともに、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と相補的にＯＮ／ＯＦＦする。尚、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＦＦして、デッドタイム期間後に、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮし、また、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＦＦして、デッドタイム期間後に、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮする。スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のソフトスイッチングを実現するためである。

降圧制御手段２６２は、双方向コンバータ２５０を降圧器として動作させるために、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を順次インターリーブ、例えば、（３６０°／ｎ）位相をずらして、ＯＮ／ＯＦＦを制御するとともに、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をスイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と相補的にＯＮ／ＯＦＦする。尚、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＦＦして、デッドタイム期間後に、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮし、また、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＦＦして、デッドタイム期間後にスイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮする。スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のソフトスイッチングを実現するためである。

放電制御手段２６６中のＣ１放電制御手段２７０は、複数のスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の少なくとも１個をＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が複数の場合には、複数個のスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を順次インターリーブして、ＯＮ／ＯＦＦを制御する。

図２中のＣ１放電制御手段６０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧に相当する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ２５２の出力電圧に置き換えて処理を行う。このとき、一定時間毎に平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ_C1からデューティ比を算出し、複数個のスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮ／ＯＦＦする場合は、順次インターリーブして、平滑コンデンサＣ１の放電とＤＣ−ＤＣコンバータ２５２を動作させる。

Ｃ２放電制御手段２７２は、複数のスイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮ／ＯＦＦする場合には、順次インターリーブすることにより、ＯＮ／ＯＦＦする。図２中のＣ２放電制御手段６２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧に相当する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ２５２の出力電圧に置き換えて処理を行う。このとき、一定時間毎に平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖ_C2からデューティ比を算出し、複数のスイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮ／ＯＦＦする場合には、順次インターリーブして、平滑コンデンサＣ２の放電とＤＣ−ＤＣコンバータ２５２を動作させる。

Ｃ１，Ｃ２放電切替制御手段２７４は、図２中のＣ１，Ｃ２放電切替制御手段６４と同様に、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ_C1が低下して、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮしなくなる規定電圧（電圧Ｖ_C1＜ｎ×２０Ｖ）なったときに、Ｃ１放電制御手段２７０よる平滑コンデンサＣ１の放電を停止して、Ｃ２放電制御手段３０２による平滑コンデンサＣ２の放電の制御を行うようＣ２放電制御手段２７２に指示する。また、平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖ_C2が平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖ_C1に等しくなった場合は、Ｃ２放電制御手段２７２による平滑コンデンサＣ２の放電を停止して、Ｃ１放電制御手段２７０による平滑コンデンサＣ２の放電の制御を行うようＣ２放電制御手段２７２に指示する。更に、平滑コンデンサＣ２の電圧が規定電圧(Ｖ_C2≦ｎ×２０Ｖ)に等しくなったとき、Ｃ１放電制御手段２７０により一定のデューティ比で一定時間、複数のスイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮ／ＯＦＦする場合には、順次スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をインターリーブし、平滑コンデンサＣ１を放電してから、Ｃ２放電制御手段３０２により一定のデューティ比で一定時間、複数のスイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮ／ＯＦＦする場合は、順次インターリーブし、平滑コンデンサＣ２を放電する。この平滑コンデンサＣ１の放電と平滑コンデンサＣ２の放電とを繰り返す。

以下、ＤＣ−ＤＣコンバータ２５２の動作説明をする。

（ａ） 双方向コンバータ２５０を昇圧器として動作させる場合
スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を一定のデューティ比でインターリーブして順次ＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮすると、一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の両端に電圧Ｖ０が印加されて、二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に電圧が誘導されて、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が順次ＯＮして、平滑リアクトルＬを通して、１２Ｖ負荷１４に電流が流れる。１２Ｖ負荷１４に流れる電流は、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮしている期間では、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に流れる電流の合成電流となる。スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がインターリーブされているので、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に流れる電流もインターリーブされることとなり、合成電流のリプル電流が小さくなる。

（ｂ） 双方向コンバータ２５０を降圧器として動作させる場合
スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を一定のデューティ比でインターリーブして順次ＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＦＦすると、一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の両端に電圧Ｖ０が印加されて、二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に電圧が誘導されて、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が順次ＯＮして、平滑リアクトルＬを通して、１２Ｖ負荷１４に電流が流れる。１２Ｖ負荷１４に流れる電流は、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮしている期間では、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に流れる電流の合成電流となる。スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がインターリーブされているので、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に流れる電流がインターリーブされることとなり、合成電流のリプル電流が小さくなる。

このように、１２Ｖ負荷１４の負荷電流のリプル電流が小さくなるので、出力ダイオードＤ３の容量を小さくすることができる。

以上説明したように本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果がある上に、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ），Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をインターリーブしてスイッチングするので、１２Ｖ負荷１４の負荷電流のリプル電流を小さくすることができ、平滑コンデンサＣ３の容量を小さくできる。尚、第２実施形態と同様に、１２Ｖ負荷１４の電力要求量に応じて、双方向コンバータ２５０のデューティ比を変化させても良い。

第７実施形態
図４１は、本発明の第７実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成図であり、図３９中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ２８０は、図３９中のＤＣ−ＤＣコンバータ２５２に整流ダイオードＤ５−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を追加して、全波整流するようにした点が異なる。

二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の一端は、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノードに接続され、他端は、整流ダイオードＤ５−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノードに接続されている。また、二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の所定位置のタップは、フリーホイールダイオードＤ４−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノードに接続されている。整流ダイオードＤ５−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノードは二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の他端に接続され、カソードは平滑リアクトルＬの一端に接続されている。整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノードは二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の一端に接続され、カソードは平滑リアクトルＬの一端に接続されている。フリーホイールダイオードＤ４のアノードは二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のタップに接続され、カソードは平滑リアクトルＬの一端に接続されている。二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の一端からタップまでの巻線比及びタップから他端までの巻線比の設定は第３実施形態と同様である。

図４２は、モータＥＣＵ２８２の機能ブロック図であり、図４０中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。Ｃ１放電制御手段３００は、図４０中のＣ１放電制御手段２７０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２５２の出力電圧に相当する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ２８０の出力電圧に置き換えて処理をする。Ｃ２放電制御手段３０２は、図４０中のＣ２放電制御手段２７２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２５２の出力電圧に相当する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ２８０の出力電圧に置き換えて処理をする。

以上説明した本実施形態によれば、第６実施形態と同様の効果がある。尚、第２実施形態と同様に、１２Ｖ負荷１４の電力要求量に応じて、双方向コンバータ２５２のデューティ比を変化させても良い。

第８実施形態
図４３は、本発明の第８実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成図であり、図３９中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１０にスイッチング素子Ｑ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を追加した点が異なる。

スイッチング素子Ｑ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、例えば、ＦＥＴであり、ソースは整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のカソードに接続され、ドレインは、平滑リアクトルＬの一端に接続されている。ゲートには、スイッチング素子Ｑ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号がモータＥＣＵ３１２より入力される。一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の巻線比ｎは、第４実施形態と同様である。

図４４は、モータＥＣＵ３１２の機能ブロック図であり、図４０中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。１２Ｖ負荷電力制御手段３２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１０を動作させる場合に、双方向コンバータ２５０が昇圧器として動作する場合には、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮして、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３−ｉ（ｉ−１〜ｎ）をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。また、双方向コンバータ６が降圧器として動作する場合には、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＦＦし、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。

Ｃ１放電制御手段３００は、図４０中のＣ１放電制御手段２７０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２５２の出力電圧に相当する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ３１０の出力電圧に置き換えて処理をする。Ｃ２放電制御手段３０２は、図４０中のＣ２放電制御手段２７２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２５２の出力電圧に相当する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ３１０の出力電圧に置き換えて処理をする。

以上説明した本実施形態によれば、第６実施形態と同様の効果に加えて、第４実施形態と同様の効果がある。即ち、第６実施形態よりも更にリプル電流を抑制することができる。

第９実施形態
図４５は、本発明の第９実施形態に係るハイブリッド車両の概略構成図であり、図４１中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３３０にスイッチング素子Ｑ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ），Ｑ４−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を追加した点が異なる。

スイッチング素子Ｑ３−ｉ（ｉ＝ｎ）は、例えば、ＦＥＴであり、ソースは整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のカソードに接続され、ドレインは、平滑リアクトルＬの一端に接続されている。ゲートには、スイッチング素子Ｑ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号がモータＥＣＵ３１２より入力される。

スイッチング素子Ｑ４−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、例えば、ＦＥＴであり、ソースは整流ダイオードＤ５−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）のカソードに接続され、ドレインは、平滑リアクトルＬの一端に接続されている。ゲートには、スイッチング素子Ｑ４−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号がモータＥＣＵ３３２より入力される。一次巻線８ａ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と二次巻線８ｂ−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の巻線比ｎは、第３実施形態と同様である。

図４５は、モータＥＣＵ３３２の機能ブロック図であり、図４２中の構成要素と実質的に同一の構成要素には同一の符号を附している。１２Ｖ負荷電力制御手段３４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３３０を動作させる場合に、双方向コンバータ２５０が昇圧器として動作する場合には、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮして、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３−ｉ（ｉ−１〜ｎ）をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ１〜ｎ）がＯＦＦして、整流ダイオードＤ５−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ４−ｉ（ｉ−１〜ｎ）をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。

また、双方向コンバータ２５０が降圧器として動作する場合には、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＦＦし、整流ダイオードＤ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ３−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮして、整流ダイオードＤ５−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮしている期間において、スイッチング素子Ｑ２−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）がＯＮ／ＯＦＦする周波数よりも高周波数でスイッチング素子Ｑ４−ｉ（ｉ−１〜ｎ）をデューティ比αでＯＮ／ＯＦＦする。

Ｃ１放電制御手段３４２は、図４２中のＣ１放電制御手段３００において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２８０の出力電圧に相当する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ３３０の出力電圧に置き換えて処理をする。Ｃ２放電制御手段３０２は、図４２中のＣ２放電制御手段３０２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２８０の出力電圧に相当する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ３３０の出力電圧に置き換えて処理をする。

以上説明した本実施形態によれば、第６実施形態と同様の効果に加えて、第４実施形態と同様の効果がある。即ち、第６実施形態よりも更にリプル電流を抑制することができる。尚、第２実施形態と同様に、１２Ｖ負荷１４の電力要求量に応じて、双方向コンバータ２５０のデューティ比を変化させても良い。

本発明の第１実施形態による車両システムの概略構成図である。 図１中のモータＥＣＵの機能ブロック図である。 本発明の第１実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の第１実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第１実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための電流の流れを示す図である。 本発明の第１実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の第１実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第１実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための電流の流れを示す図である。 本発明の第１実施形態による平滑コンデンサの放電を説明するためのフローチャートである。 本発明の第１実施形態による平滑コンデンサの放電を説明するためのフローチャートである。 本発明の第１実施形態による平滑コンデンサの放電を説明するためのフローチャートである。 本発明の第１実施形態による平滑コンデンサの放電を説明するための電流の流れを示す図である。 本発明の第１実施形態による平滑コンデンサの放電を説明するための電流の流れを示す図である。 本発明の第２実施形態による車両システムの概略構成図である。 図１４中のモータＥＣＵの機能ブロック図である。 本発明の第２実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の第２実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第２実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の第２実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第３実施形態による車両システムの概略構成図である。 本発明の第３実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための電流の流れを示す図である。 本発明の第３実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第３実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための電流の流れを示す図である。 本発明の第３実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。 図２０中のモータＥＣＵの機能ブロック図である。 本発明の第４実施形態による車両システムの概略構成図である。 図２６中のモータＥＣＵの機能ブロック図である。 本発明の第４実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の第４実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第４実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の第４実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第４実施形態による平滑コンデンサの放電を説明するためのフローチャートである。 本発明の第４実施形態による平滑コンデンサの放電を説明するためのフローチャートである。 本発明の第４実施形態による平滑コンデンサの放電を説明するためのフローチャートである。 本発明の第５実施形態による車両システムの概略構成図である。 図３５中のモータＥＣＵの機能ブロック図である。 本発明の第５実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第５実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第６実施形態による車両システムの概略構成図である。 図３９中のモータＥＣＵの機能ブロック図である。 本発明の第７実施形態による車両システムの概略構成図である。 図４１中のモータＥＣＵの機能ブロック図である。 本発明の第８実施形態による車両システムの概略構成図である。 図４３中のモータＥＣＵの機能ブロック図である。 本発明の第９実施形態による車両システムの概略構成図である。 図４５中のモータＥＣＵの機能ブロック図である。

符号の説明

２ バッテリ
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
４ メインコンタクタ
６，２５０ 双方向コンバータ
１０，１６０，１７０，２２０，２５２，２８０，３１０，３３０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１，１６２，１７２，２２２ 整流回路
１２ 平滑回路
２４，１００，１６４，１７４，２２４，２５４，２８２，３１２，３３２ モータＥＣＵ
５０，１５０，２６０ 昇圧制御手段
５２，１５２，２６２ 降圧制御手段
２００，２３０，３４０ １２Ｖ負荷電力制御手段
６０，１６６，２１０，２４０，２７０，３００，３４１ Ｃ１放電制御手段
６２，１６７，２１４，２４４，２７２，３０２，３４２ Ｃ２放電制御手段
６４，２７４，３０４ Ｃ１，Ｃ２切替制御手段
６６ 放電終了判定手段

Claims (16)

1. 直流電源と、
   前記直流電源からの電力の供給を接断するメインスイッチと、
   前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極及び前記直流電源の負極に接続された第１の平滑コンデンサと、
   一端が前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極に接続された一次巻線及び二次巻線からなるトランスと、
   前記一次巻線の他端と前記直流電源の負極に接続された第１のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子に逆並列に接続された第１のダイオードと、
   前記一次巻線の他端及び正極ラインに接続された第２のスイッチング素子と、
   前記第２のスイッチング素子に逆並列に接続された第２のダイオードと、
   前記正極ラインと前記直流電源の負極に接続された第２の平滑コンデンサと、
   前記二次巻線に誘導される電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力を平滑化する平滑回路と、
   前記メインスイッチをＯＦＦするとともに前記第１のスイッチング素子を所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦして、前記第１の平滑コンデンサの電荷が放電されるとともに、前記平滑回路から所望の電圧が出力されるように制御する第１の放電制御手段と、
   を具備したことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記メインスイッチをＯＦＦするとともに前記第２のスイッチング素子を所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦして、前記第２の平滑コンデンサの電荷が前記第１の平滑コンデンサに放電されるとともに前記平滑回路から所望の電圧が出力されるように制御する第２の放電制御手段を更に備えた請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記第１の放電制御手段は、前記第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて前記二次巻線に誘導される電圧を算出し、該電圧に基づいて、前記第１のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を決定する請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記第２の放電制御手段は、前記第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて前記二次巻線に誘導される電圧を算出し、該電圧に基づいて、前記第２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を決定する請求項２記載の電力変換装置。
5. 前記第１の平滑コンデンサの電圧が前記整流回路に電流が流れなくなる電圧になったとき、前記第１の放電制御手段による前記第１の平滑コンデンサの電荷の放電を停止して、前記第２の放電制御手段による前記第２の平滑コンデンサの電荷の放電に切り替えるように制御する放電切替制御手段を更に具備した請求項４記載の電力変換装置。
6. 直流電源と、
   前記直流電源からの電力の供給を接断するメインスイッチと、
   前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極及び前記直流電源の負極に接続された第１の平滑コンデンサと、
   一端が前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極に接続された一次巻線及び二次巻線からなるトランスと、
   前記一次巻線の他端と前記直流電源の負極に接続された第１のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子に逆並列に接続された第１のダイオードと、
   前記一次巻線の他端及び正極ラインに接続された第２のスイッチング素子と、
   前記第２のスイッチング素子に逆並列に接続された第２のダイオードと、
   前記正極ラインと前記直流電源の負極に接続された第２の平滑コンデンサと、
   前記二次巻線に誘導される電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力を平滑化する平滑回路と、
   前記二次巻線に流れる二次電流の通過又は遮断するための第３のスイッチング素子と、
   前記第３のスイッチング素子を所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦして、前記平滑回路から所望の電圧が出力されるよう電力調整を行う電力制御手段と、
   を具備した電力変換装置。
7. 前記電力制御手段は、前記第１及び第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ周波数よりも高周波数で前記第３のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするよう制御する請求項６記載の電力変換装置。
8. 前記第２のスイッチング素子を所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦし、前記第２のスイッチング素子がＯＦＦであるとき、前記第３のスイッチング素子がＯＮするよう制御する請求項６記載の電力変換装置。
9. 直流電源と、
   前記直流電源からの電力の供給を接断するメインスイッチと、
   前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極及び前記直流電源の負極に接続された第１の平滑コンデンサと、
   それぞれ一端が前記メインスイッチを通して前記直流電源の正極に接続された一次巻線及び二次巻線からなる複数のトランスと、
   それぞれ前記一次巻線の他端と前記直流電源の負極に接続された複数の第１のスイッチング素子と、
   それぞれ前記第１のスイッチング素子に逆並列に接続された複数の第１のダイオードと、
   それぞれ前記一次巻線の他端及び正極ラインに接続された複数の第２のスイッチング素子と、
   それぞれ前記第２のスイッチング素子に逆並列に接続された複数の第２のダイオードと、
   前記正極ラインと前記直流電源の負極に接続された第２の平滑コンデンサと、
   それぞれ前記二次巻線に誘導される電圧を整流する複数の整流回路と、
   前記複数の整流回路の出力を平滑化する平滑回路と、
   前記メインスイッチをＯＦＦするとともに前記複数の第１のスイッチング素子の少なくとも１つを所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦして、前記第１の平滑コンデンサの電荷が放電されるとともに、前記平滑回路から所望の電圧が出力されるように制御する第１の放電制御手段と、
   を具備したことを特徴とする電力変換装置。
10. 前記メインスイッチをＯＦＦするとともに前記複数の第２のスイッチング素子のうち少なくとも１つを所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦして、前記第２の平滑コンデンサの電荷が前記第１の平滑コンデンサに放電されるとともに前記平滑回路から所望の電圧が出力されるように制御する第２の放電制御手段を更に具備した請求項９記載の電力変換装置。
11. 前記各二次巻線に流れる二次電流の通過又は遮断するための複数の第３のスイッチング素子と、前記第３のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦして電力調整を行う電力制御手段とを更に具備した請求項９記載の電力変換装置。
12. 前記電力制御手段は、前記各第１及び第２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ周波数よりも高周波数で前記第１及び第２のスイッチング素子に対応する前記第３のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦする請求項１１記載の電力変換装置。
13. 前記電力制御手段は、前記各第２のスイッチング素子を所定のデューティ比でＯＮ／ＯＦＦし、前記各第２のスイッチング素子がＯＦＦであるときに、前記各第３のスイッチング素子をＯＮする請求項１１記載の電力変換装置。
14. 前記第１の放電制御手段は、前記第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて前記各二次巻線に誘導される電圧を算出し、該電圧に基づいて、前記各第１のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を決定する請求項９記載の電力変換装置。
15. 前記第２の放電制御手段は、前記第１及び第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて前記各二次巻線に誘導される電圧を算出し、該電圧に基づいて、前記各第２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするデューティ比を決定する請求項１０記載の電力変換装置。
16. 前記第１の平滑コンデンサの電圧が全ての前記整流回路に電流が流れなくなる電圧になったとき、前記第１の放電制御手段による前記第１の平滑コンデンサの電荷の放電を停止して、前記第２の放電制御手段による前記第２の平滑コンデンサの電荷の放電に切り替えるように制御する放電切替制御手段を更に具備した請求項１５記載の電力変換装置。

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