JP5069735B2 - 電圧駆動型スイッチングデバイスの駆動回路 - Google Patents

Description

この発明は、電圧駆動型スイッチングデバイスの駆動回路に関し、特に高圧直流電源からモータ等の誘導性負荷を駆動する電力変換装置に使用される電圧駆動型スイッチングデバイスの駆動回路に関するものである。

電力変換装置に使用される電圧駆動型スイッチングデバイスを駆動する回路に求められる条件として、電圧駆動型スイッチングデバイスを低損失で駆動できること、また電圧利用率が高くモータ等の誘導性負荷を高出力で駆動するために、制御装置からの指令に対し素早く駆動できることが求められる。電圧駆動型スイッチングデバイスのスイッチング損失を低減する駆動方法として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＴＢ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）という。）のゲート−エミッタ間閾値電圧にばらつきがある場合でもターンオン損失のばらつきを低減することに有効な定電流駆動方式が用いられている。ここで、ゲート−エミッタ間閾値電圧とは、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に所定の電圧（例えば１０Ｖ）を印加した状態において、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に電流が流れ始めるときのゲート−エミッタ間電圧をいう。

電圧駆動型スイッチングデバイスの定電流駆動は、図５に示すように、ミラー区間とミラー区間以外でゲート電流が一定であることが望ましい。ゲート電流が大きすぎると、放射ノイズが大きくなることによる問題が起こり、また、ゲート電流が小さすぎるとターンオン時のスイッチング損失の増加や制御装置からのオン指令に対してターンオン速度が遅くなることにより電圧利用率が低下し、モータ等の誘導性負荷を高出力で駆動できない問題が起こる。よってゲート電流は放射ノイズに影響しない範囲で、できるだけ大きくすることが望ましい。

ところで、特許文献１には、並列に接続する電力用半導体素子のゲート−エミッタ間閾値電圧にばらつきがあった場合でも、出力電流のアンバランスを補正する電力用半導体素子の駆動回路が提案されている。この特許文献１には、電力用半導体素子の駆動回路の具体例として、ＰＮＰトランジスタにより構成されるカレントミラー回路を、また、オン信号用トランジスタの具体例としてＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを、オフ信号用トランジスタの具体例としてＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを用いたものが開示されている。また、その変形例も開示されている。

特開２００８−１７８２４８号公報（段落００２７〜００３０、図５、図６）

しかしながら、特許文献１に開示された電力用半導体素子の駆動回路では、図６に示すように、電圧駆動型スイッチングデバイスのミラー区間とミラー区間以外において定電流値が異なるため、ターンオン時におけるスイッチング損失を狙い通りに低減できない問題がある。また、ミラー区間以外で定電流値が減少するため、制御装置からの指令に素早く応答できず、電圧利用率が低下し、モータを高出力で駆動できない問題がある。以下にミラー区間とミラー区間以外で定電流値が変わるメカニズムについて説明する。

図７は、特許文献１に開示された定電流駆動回路（特許文献１の図６）を模式的に示した図である。図７は、ＩＧＢＴ１のゲート端子に接続され、駆動用パルス信号２のオン／オフゲート制御信号に基づき、ＩＧＢＴ１をターンオン／ターンオフさせるゲート信号を前記ゲート端子に出力するゲート駆動定電流回路を示している。

このゲート駆動定電流回路は、正電源３とＧＮＤ電位４間に直列に接続された第１の抵抗５と第２の抵抗６と制御信号伝達トランジスタ７、および正電源３とＩＧＢＴ１のゲート端子の間に直列に接続されたゲートオン抵抗８と定電流出力トランジスタ９を備え、定電流出力トランジスタ９のゲート端子が第１の抵抗５と第２の抵抗６の間に接続されている。なお、符号１０はオフ信号用トランジスタ、符号１１はオフ信号用トランジスタ１０のゲート端子に接続される反転素子、符号１２はＩＧＢＴ１のゲート端子とオフ信号用トランジスタ１０のコレクタ間に接続されるゲートオフ抵抗を示している。

図７の定電流駆動回路において、正電源３の電圧をＶｃｃ、第１の抵抗５の抵抗値をＲ１、第２の抵抗６の抵抗値をＲ２、ゲートオン抵抗８の抵抗値をＲｇ、定電流出力トランジスタ９のコレクタ−ベース間容量をＣ_ＣＢ、定電流出力トランジスタ９のベース−エミッタ間電圧をＶ_ＢＥ、定電流出力トランジスタ９のベース電流をＩ_Ｂ、定電流出力トランジスタ９の電流増幅率をｈ_ＦＥ、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間電圧をＶｇ、ＩＧＢＴ１のゲート電流をＩｇとしたとき、回路方程式によりＩＧＢＴ１のミラー区間のゲート電流Ｉｇ（ｍｉｒｒｏｒ）とミラー区間以外のゲート電流Ｉｇを算出する。

ミラー区間以外でのゲート電流Ｉｇを算出する。ゲート電流Ｉｇを算出するための回路方程式として、まずベース電流Ｉ_Ｂについて考える。ベース電流Ｉ_Ｂはゲート電流Ｉｇを電流増幅率ｈ_ＦＥで割った電流とコレクタ−ベース間容量Ｃ_ＣＢを放電する電流の和となり、式（１）になる。

次に、第１の抵抗５と第２の抵抗６の接続点Ｖ２について接点方程式を立てると式（２）になる。

また、ゲート電流ＩｇはＲｇ＝１としたとき、式（３）になる。

式（１）から式（３）よりゲート電流Ｉｇについて解くと次のようになる。

図６に示すように、ミラー区間以外ではｄＶｇ／ｄｔの傾きでゲート−エミッタ間電圧が上昇するため、式（４）よりミラー区間以外でゲート電流Ｉｇが減少する。

次に、ミラー区間のゲート電流Ｉｇ（ｍｉｒｒｏｒ）を算出する。図６に示すように、ミラー区間では略ｄＶｇ／ｄｔ＝０となるため、式（４）にｄＶｇ／ｄｔ＝０を代入すると式（５）になる。

よって、式（５）よりミラー区間ではゲート電流Ｉｇ（ｍｉｒｒｏｒ）が増加する。

図８は、従来の電圧駆動型スイッチングデバイスのミラー区間とミラー区間以外のゲート−エミッタ間電圧Ｖｇ、ゲート電流Ｉｇ、ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥの模式図である。図８に示すように、ミラー区間突入後の区間Ｔ１ではゲート電流Ｉｇの増加に遅れがあるため、ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥの下降が緩やかとなり、スイッチング損失増加の要因となっている。また、ミラー区間終了後の区間Ｔ２ではゲート電流Ｉｇが減少するため、ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥの下降が緩やかとなり、ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥを素早く飽和電圧Ｖ_ＣＥ（ｓａｔ）まで下げることができず、スイッチング損失増加や制御装置からのオン指令に対して応答性が悪化することにより電圧利用率が低下し、モータ等の誘導性負荷を高出力で駆動できない要因となっている。

図９は、特許文献１に開示されたカレントミラー方式で構成された定電流駆動回路（特許文献１の図５）を模式的に示した図で、図７と同一符号は、同一または相当部分を示している。図９において、カレントミラーとする定電流出力トランジスタ９のペアのトランジスタ１３が、正電源３とＧＮＤ電位４間に直列に接続された第１の抵抗５と第２の抵抗６との間に接続され、前記ペアのトランジスタ１３のベース端子が、定電流出力トランジスタ９のベース端子と第２の抵抗６に接続されている。

図９に示すカレントミラー方式の定電流駆動回路において、正電源３の電圧をＶｃｃ、第１の抵抗５の抵抗値をＲ１、第２の抵抗６の抵抗値をＲ２、ゲートオン抵抗８の抵抗値をＲｇ、定電流出力トランジスタ９のコレクタ−ベース間容量をＣ_ＣＢ、定電流出力トランジスタ９および前記ペアのトランジスタ１３のベース−エミッタ間電圧をＶ_ＢＥ、定電流出力トランジスタ９のベース電流をＩ_Ｂ２、前記ペアのトランジスタ１３のベース電流をＩ_Ｂ１、定電流出力トランジスタ９および前記ペアのトランジスタ１３の電流増幅率をｈ_ＦＥ、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間電圧をＶｇ、ＩＧＢＴ１のゲート電流をＩｇとしたとき、回路方程式によりＩＧＢＴ１のゲート電流Ｉｇを算出する。なお、カレントミラーとするペアのトランジスタ１３はワンチップ上で製造され、ほぼ同じ特性を有しているため、定電流出力トランジスタ９と前記ペアのトランジスタ１３のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥおよび電流増幅率ｈ_ＦＥは等しいものとして考える。

ゲート電流Ｉｇを算出するための回路方程式として、まずベース電流Ｉ_Ｂ１、Ｉ_Ｂ２について考える。前記ペアのトランジスタ１３のエミッタ端子と第２の抵抗６の接続点をＶ３としたとき、ベース電流Ｉ_Ｂ１はコレクタ電流Ｖ３／Ｒ２を電流増幅率ｈ_ＦＥで割った電流となり、ベース電流Ｉ_Ｂ２はゲート電流Ｉｇを電流増幅率ｈ_ＦＥで割った電流とコレクタ−ベース間容量Ｃ_ＣＢを放電する電流の和となり、式（６）、（７）になる。

次に、接続点Ｖ３について接点方程式を立てると式（８）になる。

また、ゲート電流Ｉｇは式（９）になる。

式（６）から式（９）よりゲート電流Ｉｇについて解くと次のようになる。

ここで、ｈ_ＦＥ≒ｈ_ＦＥ−１とすると、次式のようになる。

よって、前述の図７の定電流駆動回路同様、図６のようにミラー区間ではほぼｄＶｇ／ｄｔ＝０となるため、カレントミラー方式にて構成された定電流駆動回路においてもミラー区間とミラー区間以外でゲート電流Ｉｇが異なる。

また、図７に示す定電流駆動回路では、回路構成部品のばらつき、温度ドリフトにより定電流設定値のばらつきが大きくなってしまう。図７の定電流駆動回路において、正電源３の電圧をＶｃｃ、第１の抵抗５の抵抗値をＲ１、第２の抵抗６の抵抗値をＲ２、ゲートオン抵抗８の抵抗値をＲｇ、定電流出力トランジスタ９のベース−エミッタ間電圧をＶ_ＢＥ、定電流出力トランジスタ９のベース電流Ｉ_Ｂとしたとき、ＩＧＢＴ１のゲート駆動の定電流設定値Ｉｇは式（１０）となる。

ここで、前記ゲート駆動の定電流設定値Ｉｇ、正電源３の電圧Ｖｃｃ、定電流出力トランジスタ９のベースーエミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ、第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１、第２の抵抗６の抵抗値Ｒ２、ゲートオン抵抗８の抵抗値Ｒｇは、定電流出力トランジスタ９のベース電流Ｉ_Ｂの影響を受けない値となっているとする。例えば、Ｖｃｃ＝１５Ｖ、Ｒ１＝２０Ω、Ｒ２＝１３０Ω、Ｒｇ＝１Ω、２５℃でのＶ_ＢＥ＝０．７Ｖ（ｔｙｐ）とすると、２５℃でのＩｇ（ｔｙｐ）値は、次のようになる。

通常トランジスタのベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥは、±０．１Ｖ程度のばらつきがあり、更にＶ_ＢＥには−２ｍＶ／℃の温度係数を持っている。温度範囲を−３０℃〜８５℃として、Ｖ_ＢＥのばらつきを計算する。ばらつき最大値は−３０℃、最小値は８５℃の時となり、
Ｖ_ＢＥ（最大値）＝０．７＋０．１−０．００２×（−３０−２５）＝０．９１Ｖ
Ｖ_ＢＥ（最小値）＝０．７−０．１−０．００２×（８５−２５）＝０．４８Ｖ
となる。また、正電源３の電圧Ｖｃｃ＝１５Ｖも通常±１Ｖ程度のばらつきがあり、最大値１６Ｖ、最小値１４Ｖ程度となる。定電流駆動トランジスタ９のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥのばらつき、正電源３の電圧Ｖｃｃのばらつきを式（１０）に代入して前記ゲート駆動の定電流設定値Ｉｇのばらつきを計算すると

となる。よって、前記ゲート駆動の定電流設定値Ｉｇのばらつきが、
ばらつき＋側＝１．６５Ａ÷１．３Ａ＝＋２７％
ばらつき−側＝０．９６Ａ÷１．３Ａ＝−２６％
となり、非常に大きいばらつきを持つ。

また、上述のように、第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１、第２の抵抗６の抵抗値Ｒ２は、定電流駆動トランジスタ９のベース電流Ｉ_Ｂの影響を受けない抵抗値に設定する必要があるため、第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１、第２の抵抗６の抵抗値Ｒ２での電力消費が大きくなり、駆動回路の電源が大型化してしまう。

一方、図９に示すカレントミラー方式による定電流駆動回路の場合、カレントミラーとするペアのトランジスタ１３はワンチップ上で製造されほぼ同じ特性を有しているため、定電流設定値のばらつきは非常に小さい。装置の小型化、低消費電力の観点から、カレントミラー回路のミラー比は１：１とせず、１：１０等その比が大きいほど望ましい。

しかしながら、カレントミラー回路のミラー比が１：１０のように大きくなると、大量生産され安価で入手できるディスクリート部品はなく、専用にカスタムＩＣを作る必要があり、コストが高くなる要因となる。また、ゲート駆動回路は、通常専用にゲート駆動専用ＩＣを使用する場合が多く、ゲート駆動用カスタムＩＣにカレントミラー回路を内蔵させることも考えられるが、ＩＧＢＴが大容量でゲート駆動の定電流値が大きい場合、横型構造でしかＩＣ内部にパワートランジスタを形成できないカスタムＩＣではチップサイズが非常に大きくなり、コストが高くなってしまう。

この発明は、上述の問題を解決するためになされたものであり、ターンオン時のゲート電流を希望する電流値に高精度に設定する電圧駆動型スイッチングデバイスの駆動回路を得ることを目的とするものである。

この発明に係る電圧駆動型スイッチングデバイスの駆動回路は、電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート端子に接続され、駆動用パルス信号のオン／オフゲート制御信号に基づき、前記スイッチングデバイスをターンオン／ターンオフさせるゲート信号を前記ゲート端子に出力する電圧駆動型スイッチングデバイスの駆動回路において、正電源とＧＮＤ電位間に接続された定電圧ダイオードと抵抗と制御信号伝達トランジスタの直列接続体と、前記正電源と前記スイッチングデバイスのゲート端子間に接続されたゲートオン抵抗と定電流出力トランジスタの直列接続体と、を備え、前記定電流出力トランジスタのベース端子を、前記定電圧ダイオードと前記抵抗との間に接続すると共に、前記定電圧ダイオードのツェナー電圧温度係数と、前記定電流出力トランジスタのベース−エミッタ間電圧の温度係数を合わせたものである。

この発明に係る電圧駆動型スイッチングデバイスの駆動回路によれば、ターンオン時のゲート電流を所望の電流値に高精度に設定できるため、スイッチング損失の低減が可能となる。また、定電圧ダイオードのツェナー電圧温度係数と、定電流出力トランジスタのベース−エミッタ間電圧の温度係数を合わせることにより、定電流設定値の精度が向上し、損失のばらつきを低減することができる。

この発明の実施の形態１に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路を示す図である。 定電圧ダイオードのツェナー電流−ツェナー電圧特性を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのミラー区間とミラー区間以外のゲート−エミッタ間電圧、ゲート電流、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧の模式図である。 この発明の実施の形態２に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路を示す図である。 電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路におけるゲート−エミッタ間電圧とゲート電流の望ましい挙動を示す図である。 従来の電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路におけるゲート−エミッタ間電圧とゲート電流の挙動を示す図である。 従来の電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路を示す図である。 従来の電圧駆動型スイッチングデバイスのミラー区間とミラー区間以外のゲート−エミッタ間電圧、ゲート電流、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧の模式図である。 従来の電圧駆動型スイッチングデバイスのカレントミラー方式によるゲート駆動回路を示す図である。

以下、添付の図面を参照して、この発明に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路について好適な実施の形態を説明する。なお、以下では、電圧駆動型スイッチングデバイスとしてＩＧＢＴを使用する場合を例に挙げて説明するが、電圧駆動型スイッチングデバイスは、ＩＧＢＴに限られることなく他の電圧駆動型スイッチングデバイス、例えば、ＳｉＣ（シリコンカーバイト）デバイスを電圧駆動型スイッチングデバイスとして使用してもよい。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路を示す図である。図１には、ＩＧＢＴ１のゲート端子に接続され、駆動用パルス信号２のオン／オフゲート制御信号に基づき、ＩＧＢＴ１をターンオン／ターンオフさせるゲート信号を前記ゲート端子に出力するゲート駆動定電流回路を示している。

このゲート駆動定電流回路は、正電源３とＧＮＤ電位４間に直列に接続された定電圧ダイオード１４と前記従来技術における第２の抵抗に相当する抵抗６と制御信号伝達トランジスタ７、および正電源３とＩＧＢＴ１のゲート端子間に直列に接続されたゲートオン抵抗８と定電流出力トランジスタ９を備え、定電流出力トランジスタ９のベース端子が、定
電圧ダイオード１４と抵抗６の間に接続されている。なお、符号１０はオフ信号用トランジスタ、符号１１はオフ信号用トランジスタ１０のゲート端子に接続される反転素子、符号１２はＩＧＢＴ１のゲート端子とオフ信号用トランジスタ１０のコレクタ間に接続されるゲートオフ抵抗を示している。

図２は、定電圧ダイオード１４のツェナー電圧−ツェナー電流特性を示す図である。定電圧ダイオード１４のツェナー電圧をＶz、定電圧ダイオードのツェナー電流をＩz、定電圧ダイオードのツェナー電圧の係数をｋとしたとき、ツェナー電圧Ｖzとツェナー電流Ｉzには以下の関係式が成り立つ。

前記実施の形態１に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路において、正電源３の電圧をＶｃｃ、抵抗６の抵抗値をＲ２、ゲートオン抵抗８の抵抗値をＲｇ、定電流出力トランジスタ９のコレクタ−ベース間容量をＣ_ＣＢ、定電流出力トランジスタ９のベース−エミッタ間電圧をＶ_ＢＥ、定電流出力トランジスタ９のベース電流をＩ_Ｂ、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間電圧をＶｇ、ＩＧＢＴ１のゲート電流をＩｇとしたとき、回路方程式によりＩＧＢＴ１のゲート電流Ｉｇを算出する。まず、定電圧ダイオード１４と抵抗１５の接続点Ｖ１について接点方程式をたてると式（１２）、式（１３）が成り立つ。

ゲート電流Ｉｇは式（１４）となる。

式（１２）、式（１３）よりＶ１を消去してＩｇについて解くと、式（１５）となる。

式（１１）から式（１３）よりＶｚについて解くと、式（１６）となる。

式（１６）を式（１５）のＶｚに代入すると、式（１７）となる。

ここで、ｋ＞＞１／Ｒ２より、式（１７）は式（１８）となる。

ｋ≒∞なので、式（１８）は式（１９）となる。

よって、式（１９）よりゲート電流ＩｇはｄＶｇ／ｄｔに関係なく一定となり、ミラー区間とミラー区間以外でＩＧＢＴ１のゲート電流Ｉｇは一定となる。

図３は、実施の形態１に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのミラー区間とミラー区間以外のゲート−エミッタ間電圧Ｖｇ、ゲート電流Ｉｇ、ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥの模式図である。図３に示すように、ミラー区間突入後の区間Ｔ１でも、ゲート電流Ｉｇが一定であるため、ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥの下降に遅れはない。また、ミラー区間以外でもゲート電流Ｉｇが減少しないため、ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥを素早く飽和電圧Ｖ_ＣＥ（ｓａｔ）まで下降させることができる。

以上のように、実施の形態１に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路によれば、ミラー区間とミラー区間以外でもＩＧＢＴ１のゲート電流Ｉｇを一定とすることができ、ターンオン時におけるスイッチング損失を狙い通りに低減することができる。また、ミラー区間以外でもゲート電流が減少しないため、電圧駆動型スイッチングデバイスを応答性良く駆動でき、電圧利用率も向上しモータ等の誘導性負荷を高出力で駆動できる。

また、定電圧ダイオード１４のツェナー電圧温度係数と、定電流出力トランジスタ９のベース−エミッタ間電圧の温度係数を合わせることにより、定電流設定値の精度が向上し、損失のばらつきを低減することもできる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路について説明する。図４は、実施の形態２に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路を示す図である。図４には、ＩＧＢＴ１のゲート端子に接続され、駆動用パルス信号２のオン／オフゲート制御信号に基づき、ＩＧＢＴ１をターンオン／ターンオフさせるゲート信号を前記ゲート端子に出力するゲート駆動定電流回路が示されている。このゲート駆動定電流回路は、正電源３とＧＮＤ電位４間に直列に接続された第１の抵抗５と第１のトランジスタ１５と第２の抵抗６と制御信号伝達トランジスタ７、および正電源３とＩＧＢＴ１のゲート端子間に直列に接続されたゲートオン抵抗８と定電流出力トランジスタ９を備え、第１のトランジスタ１５のベース端子は第１のトランジスタ１５のコレクタ端子と短絡接続されている。

また、第１のトランジスタ１５とペアとなる第２のトランジスタ１６のコレクタ端子は定電流出力トランジスタ９のベース端子と接続され、第２のトランジスタ１６のエミッタ端子はゲートオン抵抗８と定電流出力トランジスタ９のコレクタ端子の間に接続され、第２のトランジスタ１６のベース端子は第１のトランジスタ１５のコレクタ端子と第２の抵抗６の間に接続されている。なお、第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６は、特性の揃った、例えば同じ型名で同じ製造ロットのトランジスタが使用され、ウェハの計画投入を実施することにより、同一ウェハ、同一製造条件で製造されたことを保証する運用の実施により得られる特性の揃ったディスクリート部品のトランジスタが使用されている。

以上のような実施の形態２に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路において、正電源３の電圧をＶｃｃ、第１の抵抗５の抵抗値をＲ１、第２の抵抗９の抵抗値をＲ２、ゲートオン抵抗８の抵抗値をＲｇ、第１のトランジスタ１５のベース−エミッタ間電圧をＶ_ＢＥ１、第２のトランジスタ１６のベース−エミッタ間電圧をＶ_ＢＥ２としたとき、ＩＧＢＴ１のゲート駆動の定電流設定値Ｉｇは式（２０）となる。

次に、図９に示す回路における定電流設定値Ｉｇのばらつきを計算する。第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６の２５℃でのベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ（ｔｙｐ）＝０．７Ｖ、第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１＝１３Ω、第２の抵抗６の抵抗値Ｒ２＝１５０Ω、ゲートオン抵抗８の抵抗値Ｒｇ＝１Ω、正電源３の電圧Ｖｃｃ＝１５Ｖとすると、２５℃でのＩｇ（ｔｙｐ）は、次のようになる。

第１のトランジスタ１５、第２のトランジスタ１６のベース−エミッタ間電圧のばらつきは、±０．１Ｖ程度、温度係数−２ｍＶ／℃となっているが、第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６に同じ形名で同じ製造ロットのものを使用することにより、第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥのばらつきの相対値は非常に小さい値に抑えられ、その相対値は３０ｍＶ程度となる。組み合わされる第１のトランジスタ１５のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ１、第２のトランジスタ１６のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ２の最大値、最小値は以下のようになる。
Ｖ_ＢＥ１（最大値）＝Ｖ_ＢＥ３（最大値）−０．００３＝０．８８Ｖ
Ｖ_ＢＥ２（最大値）＝０．７＋０．１−０．００２×（−３０−２５）＝０．９１Ｖ
Ｖ_ＢＥ１（最小値）＝Ｖ_ＢＥ３（最小値）＋０．００３＝０．５１Ｖ
Ｖ_ＢＥ２（最小値）＝０．７−０．１−０．００２×（８５−２５）＝０．４８Ｖ
正電源３の電圧Ｖｃｃ＝１５Ｖのばらつきを±１Ｖとし、第１および第２のトランジスタ１５、１６のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥのばらつき、正電源３の電圧Ｖｃｃのばらつきを式（２０）に代入して定電流設定値Ｉｇのばらつきを計算すると

となり、定電流設定値Ｉｇのばらつきが、
ばらつき＋側＝１．４４Ａ÷１．３Ａ＝＋１１％
ばらつき−側＝１．１６Ａ÷１．３Ａ＝−１１％
となり、従来例と比較してばらつき幅が大幅に低減される。

更に、第１のトランジスタ１５のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ１、第２のトランジスタ１６のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ２は、１：１のカレントミラー用として、広く一般に安価で入手可能なワンチップ上に構成されたダブルトランジスタを使用した場合、Ｖ_ＢＥ１、Ｖ_ＢＥ２の相対値は更に小さくなり、５ｍＶ程度まで抑えられ、この場合の定電流設定値Ｉｇのばらつきを計算すると、

となり、定電流設定値Ｉｇのばらつきが、
ばらつき＋側＝１．４２Ａ÷１．３Ａ＝＋９％
ばらつき−側＝１．１９Ａ÷１．３Ａ＝−９％
となり、更に高精度化が可能となる。

また、定電流設定値Ｉｇの精度を決定する第１のトランジスタ１５、第２のトランジスタ１６は小容量のトランジスタで構成できるため、チップサイズを大きくすることなく、安価にゲート駆動、保護機能を有したカスタムＩＣ内部に取り込むことが可能であり、同一チップ上で第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６を構成することで、定電流設定値Ｉｇを高精度化できる。

また、図９における第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１、第２の抵抗６の抵抗値Ｒ２は、第２のトランジスタ１６のベース電流の影響を受けない値とすればよく、第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１、第２の抵抗６の抵抗値Ｒ２の抵抗値を従来技術を示す図７における第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１、第２の抵抗６の抵抗値Ｒ２の１００倍程度の値にできる。そのため、第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１、第２の抵抗６の抵抗値Ｒ２での電力消費が少なくなり、駆動回路の低消費電力化が達成できる。

以上のように、実施の形態２に係る電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路によれば、低消費電力で、高精度な定電流値となるゲート定電流駆動回路を実現できるため、ＩＧＢＴ１のスイッチング損失のばらつきを大幅に低減可能となり、電力変換装置の高効率化と低コスト化に寄与できる。また、高価な専用部品を必要とせず、一般に広く安価で入手可能なディスクリート部品のみで実現できるため、駆動回路の低コスト化に寄与できる。

１ ＩＧＢＴ
２ 駆動用パルス信号
３ 正電源
４ ＧＮＤ電位
５ 第１の抵抗
６ 第２の抵抗
７ 制御信号伝達トランジスタ
８ ゲートオン抵抗
９ 定電流出力トランジスタ
１０ オフ信号用トランジスタ
１１ 反転素子
１２ ゲートオフ抵抗
１３ 定電流出力トランジスタのペアとなるトランジスタ
１４ 定電圧ダイオード
１５ 第１のトランジスタ
１６ 第１のトランジスタとペアになる第２のトランジスタ

Claims (3)

1. 電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート端子に接続され、駆動用パルス信号のオン／オフゲート制御信号に基づき、前記スイッチングデバイスをターンオン／ターンオフさせるゲート信号を前記ゲート端子に出力する電圧駆動型スイッチングデバイスの駆動回路において、
   正電源とＧＮＤ電位間に接続された定電圧ダイオードと抵抗と制御信号伝達トランジスタの直列接続体と、
   前記正電源と前記スイッチングデバイスのゲート端子間に接続されたゲートオン抵抗と定電流出力トランジスタの直列接続体と、を備え、
   前記定電流出力トランジスタのベース端子を、前記定電圧ダイオードと前記抵抗との間に接続すると共に、前記定電圧ダイオードのツェナー電圧温度係数と、前記定電流出力トランジスタのベース−エミッタ間電圧の温度係数を合わせたことを特徴とする電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路。
2. 前記電圧駆動型スイッチングデバイスは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路。
3. 前記電圧駆動型のスイッチングデバイスは、ＳｉＣデバイスであることを特徴とする請求項１または２に記載の電圧駆動型スイッチングデバイスのゲート駆動回路。

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