JP5053980B2 - 光波長多重信号監視装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、光波長多重信号監視装置および方法に関し、より詳しくは、アレイ導波路回折格子と光スイッチを用いた光波長多重信号監視装置および方法に関する。

近年の通信容量の増大に伴い、光波長多重分割（ＷＤＭ）技術を用いた光伝送装置が広く導入されている。これら光伝送装置で構築されるＷＤＭシステムにおいては、各波長チャネルの光信号を監視することにより、伝送信号の品質管理やシステム制御等を行っている。他方、シリコン基板上に形成した石英系ガラス導波路によって構成されたプレーナ光波回路（ＰＬＣ）の研究開発が盛んに行われており、かかるＰＬＣ技術を利用したアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）は、光波長合分波を実現する回路であり、ＷＤＭシステムの構成部品として重要な役割を果たしている。

ＷＤＭシステムにおいて、波長多重された光信号を監視する装置の一形態として、ＡＷＧと複数のフォトダイオード（ＰＤ）を組み合わせた構成が提案されている（非特許文献１）。図３２に、ＡＷＧとＰＤを用いた従来の光波長多重信号監視装置の構成例を示す。このＡＷＧは、入力導波路３２０１と、第１のスラブ導波路３２０２と、アレイ導波路３２０３と、第２のスラブ導波路３２０４と、複数の出力導波路３２０５とから構成されている。これらの導波路は、通常、シリコン基板上に石英系ガラスにより形成されたコアおよびクラッドから構成されている。

複数の出力導波路３２０５はそれぞれ、光ファイバ３２０８等を介して複数のＰＤ３２０６に光学的に接続されている。また、入力導波路３２０１は、入力用の光ファイバ３２０７に接続されている。この入力用の光ファイバ３２０７を介して入力導波路３２０１に光波長多重信号を入力すると、出力導波路３２０５から分波された各チャネルの信号光を取り出すことができる。各出力導波路３２０５にＰＤ３２０６を接続することにより、各チャネルの信号光の強度を監視することができる。この構成によれば、ＡＷＧで分離された各波長チャネルの信号を各ＰＤで同時かつ独立に検出できるため、光波長多重信号を高速に監視できるという特長がある。

また、ＡＷＧのチップ端面に、各出力導波路と結合するように直接ＰＤを実装し、小型でかつ受光特性に優れた光波長多重信号監視装置も提案されている。この構成を図３３に示す。ここで、ＡＷＧの各部分の符号は図３２と同様であり、符号３３０１は、筐体とガラス窓の中で気密封止されたチップスケールパッケージ型ＰＤアレイ（ＣＳＰ−ＰＤアレイ）である。ＣＳＰ−ＰＤアレイについて詳しくは、非特許文献２に開示されている。ＣＳＰ−ＰＤアレイ３３０１内に内蔵された各ＰＤの受光面は、ＡＷＧの出力導波路３２０５の各々と光学的に結合している。

さらに、ＡＷＧの出力導波路を介さずに、出力側スラブ導波路と結合するように直接ＰＤを実装する構成も考えられる。この構成を図３４に示す。ここで、ＡＷＧの各部分の符号は図３２および図３３と同様であり、符号３４０１はＣＳＰ−ＰＤアレイである。ＡＷＧは、出力側スラブ導波路３２０４がチップ端面に接するように回路配置してあり、ＣＳＰ−ＰＤアレイ３４０１内に内蔵された各ＰＤの受光面において、出力側スラブ導波路３２０４を伝播してきた光波が焦点を結ぶように、出力側スラブ導波路３２０４の長さが設計されている。

図３２から図３４を参照して上述したＡＷＧにおいては、入力導波路３２０１の入力側スラブ導波路３２０２との接続界面に励起されている光電界と、出力導波路３２０５の出力側スラブ導波路３２０４との接続界面に励起される光電界のパワーオーバーラップ積分が透過スペクトルとなる。通常、これらの光電界は基底モードのみが励起されており、透過スペクトル波形はガウス関数型となる。しかし、入力導波路３２０１の入力側スラブ導波路３２０２への接続部分、あるいは出力導波路３２０５の出力側スラブ導波路３２０４への接続部分に２次モードを励起するテーパ導波路を設けることで透過波形を平坦化し、帯域を拡大する方法が開発されている。特許文献１には、２次モードを励起するテーパ導波路としてパラボラ関数を適用する方法が開示されている。従来技術によるＡＷＧ型の光波長多重信号監視装置において、この透過波形を平坦化する方法を用いることにより、各信号光の波長の変動に対して、検出される光強度の変動を小さく抑えることができる。すなわち、より測定誤差の小さい、信号光強度の監視が可能になる。

特許第３１１２２４６号明細書 大山 他、"ＡＷＧとＣＳＰ型ＰＤアレイを用いた４０−ｃｈ光パワーチャンネルモニタモジュール"２００６年電子情報通信学会エレクトロニクスサイエティ大会講演、Ｃ−３−７８． 土居 他、"チップスケールパッケージ型ＰＤアレイ（ＣＳＰ−ＰＤ）の開発"、信学技報ＥＭＤ２００７−３６、ＣＰＭ２００７−５７、ＯＰＥ２００７−７４、ＬＱＥ２００７−３、ｐｐ．３９−４４、２００７−０８． M. Okuno et al., "８×８ Optical Matrix Switch Using Silica-Based Planer Lightwave Circuits", IEICE Trans, Electron., vol.76-C, no.7, pp.1215-1223, 1993.

上述したＡＷＧ型の光波長多重信号監視装置は、光波長多重信号を高速に監視できるが、監視が可能な特性は、現状では各チャネル信号光の強度に限定されていた。他方、伝送信号の品質管理やシステム制御等のためには、信号光の強度のみならず、信号光の波長やノイズ光の強度をも、同時に監視することを必要とする場合もある。よって、伝送システムによっては、従来のＡＷＧ型の光波長多重信号監視装置では、監視可能な特性の項目が不十分という問題があった。

本発明は、かかる問題を鑑みてなされたものであり、その目的は、各チャネルの信号光の強度だけでなく、信号光の波長およびノイズ光の強度についても監視が可能な光波長多重信号監視装置および方法を提供することにある。

上記の課題を解決するにあたって、信号光の波長およびノイズ光の強度を測定するためには、グリッド波長近傍での信号光強度の波長依存性、すなわち強度スペクトルを検出する必要があると考えられる。各チャネルの信号光の強度スペクトルを同時に、かつ効率良く検出するために、本発明においては、複数の入力導波路および複数の出力導波路を備えたＡＷＧの特性に着目した。

いま、Ｍ本の入力導波路とＮ本の出力導波路を備えるＡＷＧを考える。ＡＷＧの出力導波路は各透過波長がΔλ間隔になるように配置されており、またＡＷＧの自由スペクトル領域（ＦＳＲ）はＮ・Δλより大きく設計されている。このＡＷＧにおいて、入力導波路を、各透過波長がΔλ＋ｕ間隔になるように配置したとする。このとき、ｊ番目（ｊ＝１，２，・・・，Ｍ）番目の入力導波路から、ｉ＋Ｍ−ｊ番目（ｉ＝１，２，・・・，Ｎ−Ｍ＋１）の出力導波路への透過波長は、順次ｕずつシフトしていくという特性を有する。この特性を利用し、ＡＷＧの入力導波路を切り替えながら所定の出力導波路へ出力される光強度を検出すれば、所定の透過バンド幅を透過する光強度を、順次透過中心波長をシフトしながら検出することになる。すなわち、光強度スペクトルを測定することができる。

以上の考察を踏まえ、本発明の請求項１に記載の発明は、光波長多重信号監視装置であって、Ｍを２以上の整数として、少なくとも１入力Ｍ出力を有する１×Ｍ光スイッチと、Ｌを１以上の整数とし、Ｎを２以上の整数として、少なくともＭ入力｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝出力を有するアレイ導波路回折格子であって、前記１×Ｍ光スイッチのＭ出力に接続するＭ本の入力導波路と、前記入力導波路に接続する第１のスラブ導波路と、前記第１のスラブ導波路に接続するアレイ導波路と、前記アレイ導波路に接続する第２のスラブ導波路と、前記第２のスラブ導波路に接続する｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝本の出力導波路とを備えたアレイ導波路回折格子と、前記アレイ導波路回折格子の｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝本の出力導波路に接続する｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝個のフォトダイオードとを備え、前記アレイ導波路回折格子の出力導波路は、波長間隔Δλに対応する距離間隔で前記第２のスラブ導波路に接続するよう構成され、前記アレイ導波路回折格子の入力導波路は、ＬΔλより大きく（Ｌ＋１）Δλより小さい波長間隔、または（Ｌ−１）Δλより大きくＬΔλより小さい波長間隔に対応する距離間隔で前記第１のスラブ導波路に接続するように構成されたことを特徴とする。

また、請求項２に記載の発明は、光波長多重信号監視装置であって、Ｍを２以上の整数として、少なくとも１入力Ｍ出力を有する１×Ｍ光スイッチと、Ｌを１以上の整数とし、Ｎを２以上の整数として、少なくともＭ入力｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝出力を有するアレイ導波路回折格子であって、前記１×Ｍ光スイッチのＭ出力に接続するＭ本の入力導波路と、前記入力導波路に接続する第１のスラブ導波路と、前記第１のスラブ導波路に接続するアレイ導波路と、前記アレイ導波路に接続する第２のスラブ導波路とを備えたアレイ導波路回折格子と、前記アレイ導波路回折格子の第２のスラブ導波路に接続する｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝個のフォトダイオードとを備え、前記フォトダイオードは、波長間隔Δλに対応する距離間隔で前記第２のスラブ導波路に接続するよう構成され、前記アレイ導波路回折格子の入力導波路は、ＬΔλより大きく（Ｌ＋１）Δλより小さい波長間隔、または（Ｌ−１）Δλより大きくＬΔλより小さい波長間隔に対応する距離間隔で前記第１のスラブ導波路に接続するように構成されたことを特徴とする。

また、請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載の光波長多重信号監視装置であって、前記Ｌは、１であることを特徴とする。

また、請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、前記Ｍは、４であり、ｉ＝１，２，．．．，Ｎとして、前記１×Ｍ光スイッチの１入力に入力される光波長多重信号のｉ番目の信号について、前記アレイ導波路回折格子の２番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−２）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも短波長であり、前記アレイ導波路回折格子の３番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−３）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも長波長であることを特徴とする。

また、請求項５に記載の発明は、請求項１から３のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、前記Ｍは、３であり、ｉ＝１，２，．．．，Ｎとし、ｊを１または２として、前記１×Ｍ光スイッチの１入力に入力される光波長多重信号のｉ番目の信号について、前記アレイ導波路回折格子のｊ番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｊ）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも短波長であり、前記アレイ導波路回折格子の（ｊ＋１）番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｊ−１）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも長波長であることを特徴とする。

また、請求項６に記載の発明は、請求項１から５のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、前記アレイ導波路回折格子の３ｄＢ透過帯域幅をｗとして、前記アレイ導波路回折格子の入力導波路は、波長間隔ＬΔλ＋ｗまたはＬΔλ−ｗに対応する距離間隔で前記第１のスラブ導波路に接続するように構成されたことを特徴とする。

また、請求項７に記載の発明は、請求項１から３のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、前記Ｍは、２であり、ｊを１または２として、前記アレイ導波路回折光子のｊ番目の入力導波路は、前記第１のスラブ導波路との接続部に２次モード光を励起するテーパ部を備え、ｉ＝１，２，．．．，Ｎとして、前記１×Ｍ光スイッチの１入力に入力される光波長多重信号のｉ番目の信号について、前記アレイ導波路回折格子のｊ番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｊ）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長にほぼ一致していることを特徴とする。

また、請求項８に記載の発明は、請求項１から７のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、Ｋを２以上の整数として、前記１×Ｍ光スイッチの１入力に接続する少なくともＫ入力１出力を有するＫ×１光スイッチをさらに備えたことを特徴とする。

また、請求項９に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、前記アレイ導波路回折格子および光スイッチは、石英系ガラス導波路から構成されることを特徴とする。

また、請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載の光波長多重信号監視装置であって、前記アレイ導波路回折格子および光スイッチは、別個のチップとして形成され、該チップを直接接合することによって光学的に接続されているか、単一のチップとして集積されていることを特徴とする。

また、請求項１１に記載の発明は、請求項９または１０に記載の光波長多重信号監視装置であって、前記フォトダイオードは、チップスケールパッケージ型ＰＤアレイとして構成されたことを特徴とする。

また、請求項１２に記載の発明は、アレイ導波路回折格子を備えた光波長多重信号監視装置であって、前記アレイ導波路回折光子は、入力導波路と、前記入力導波路に接続された第１のスラブ導波路と、前記第１のスラブ導波路に接続されたアレイ導波路と、前記アレイ導波路に接続された第１のスラブ導波路と、前記第１のスラブ導波路に接続された出力導波路とを備え、前記出力導波路は、Ｌを１以上の整数とし、ＮおよびＭを２以上の整数として、少なくともＭ入力｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝出力を有し、前記出力導波路は、波長間隔Δλに対応する距離間隔で前記第２のスラブ導波路に接続するように構成され、前記入力導波路は、ｊ＝１，２，．．．，Ｍとし、ｉ＝１，２，．．．，｛Ｎ−Ｌ（Ｍ−１）｝とし、任意のｉに対して、ｊを１だけシフトさせたときに、ｊ番目の入力から｛ｉ−Ｌ（Ｍ−ｊ）｝番目の出力への透過波長が０より大きくΔλより小さいｕだけシフトするように構成されたことを特徴とする。

また、請求項１３に記載の発明は、請求項１２に記載の光波長多重信号監視装置であって、前記透過波長シフトｕは、前記アレイ導波路回折格子の３ｄＢ透過帯域幅ｗにほぼ等しいことを特徴とする。

また、請求項１４に記載の発明は、光波長多重信号監視装置を用いた光波長多重信号監視方法であって、Ｍを２以上の整数として、少なくとも１入力Ｍ出力を有する１×Ｍ光スイッチと、Ｌを１以上の整数とし、Ｎを２以上の整数として、少なくともＭ入力｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝出力を有するアレイ導波路回折格子であって、前記１×Ｍ光スイッチのＭ出力に接続するＭ本の入力導波路と、前記入力導波路に接続する第１のスラブ導波路と、前記第１のスラブ導波路に接続するアレイ導波路と、前記アレイ導波路に接続する第２のスラブ導波路と、前記第２のスラブ導波路に接続する｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝本の出力導波路とを備えたアレイ導波路回折格子と、前記アレイ導波路回折格子の｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝本の出力導波路に接続する｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝個のフォトダイオードとを備えた光波長多重信号監視装置であって、前記アレイ導波路回折格子の出力導波路は、波長間隔Δλに対応する距離間隔で前記第２のスラブ導波路に接続するよう構成され、前記アレイ導波路回折格子の入力導波路は、ＬΔλより大きく（Ｌ＋１）Δλより小さい波長間隔、または（Ｌ−１）Δλより大きくＬΔλより小さい波長間隔に対応する距離間隔で前記第１のスラブ導波路に接続するように構成された光波長多重信号監視装置において、波長間隔Δλで配列されたＮ波長を多重した光信号を前記１×Ｍ光スイッチに入力することと、ｉ＝１，２，．．．，Ｎとし、ｊ＝１，２，．．．，Ｍとして、前記Ｎ波長を多重した光信号のｉ番目のチャネルの光信号について、前記１×Ｍ光スイッチのｊ番目の出力を選択し、前記フォトダイオードの｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｊ）｝番目のフォトダイオードにおける光強度の測定を行うことと、前記光強度の測定をすべてのｊについて行うことと、前記光強度の測定から得られたＭ点の測定値から前記ｉ番目のチャネルの光信号の光強度の波長依存性を監視することとを含むことを特徴とする。

また、請求項１５に記載の発明は、請求項１４に記載の光波長多重信号監視方法であって、前記ｉ番目のチャネルの光信号について、前記Ｍ点の測定値から最大光強度を示す波長または光強度の重心位置の波長を光信号の波長として算出することと、前記算出された波長付近での光強度の波長依存性および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号の信号強度を算出することと、前記算出された波長から離れた波長での光強度の波長依存性および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号のノイズ強度を算出することとを含むことを特徴とする。

また、請求項１６に記載の発明は、請求項１４に記載の光波長多重信号監視方法であって、前記Ｍは、４であり、前記ｉ番目のチャネルの光信号について、前記アレイ導波路回折格子の２番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−２）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも短波長であり、前記アレイ導波路回折格子の３番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−３）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも長波長であり、ｊ＝２および３のときの測定値および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号の信号強度を算出することと、ｊ＝２および３のときの測定値の差分および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号の波長を算出することと、ｊ＝１および／または４のときの測定値および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号のノイズ強度を算出することとを含むことを特徴とする。

また、請求項１７に記載の発明は、請求項１４に記載の光波長多重信号監視方法であって、前記Ｍは、３であり、前記ｉ番目のチャネルの光信号について、ｋを１または２として、前記アレイ導波路回折格子のｋ番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｋ）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも短波長であり、前記アレイ導波路回折格子の（ｋ＋１）番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｋ−１）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも長波長であり、ｊ＝ｋおよびｋ＋１のときの測定値および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号の信号強度を算出することと、ｊ＝ｋおよびｋ＋１のときの測定値の差分および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号の波長を算出することと、前記測定値の残りおよび前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号のノイズ強度を算出することとを含むことを特徴とする。

また、請求項１８に記載の発明は、請求項１４に記載の光波長多重信号監視方法であって、前記Ｍは、２であり、ｋを１または２として、前記アレイ導波路回折格子のｋ番目の入力導波路は、前記第１のスラブ導波路との接続部に２次モード光を励起するテーパ部を備え、前記ｉ番目のチャネルの光信号について、前記アレイ導波路回折格子のｋ番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｋ）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の光信号の波長にほぼ一致しており、ｊ＝ｋのときの測定値から光信号の信号強度を算出することと、残りの測定値および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号のノイズ強度を算出することとを含むことを特徴とする。

本発明によれば、従来技術によるＡＷＧ型の光波長多重信号監視装置において、信号光の強度しか監視できなかった問題を解決し、信号光の強度に加え、信号光の波長およびノイズ光の強度についても、すべてのチャネルを同時に監視することが可能となり、高速性を有しつつ、より高度な監視機能を備えた光波長多重信号監視装置および方法を実現することができる。

以下、図面を参照しながら本発明について詳細に説明する。本発明の一実施形態にかかる光波長多重信号監視装置の基本構成を図１に示す。この光波長多重信号監視装置は、１入力Ｍ出力（１×Ｍ）の光スイッチ１０１と、Ｍ入力｛Ｎ＋Ｌ・（Ｍ−１）｝出力のＡＷＧ１０２と、｛Ｎ＋Ｌ・（Ｍ−１）｝個のＰＤ１０３とを備えている。光スイッチ１０１の出力はそれぞれＡＷＧ１０２の入力に接続され、ＡＷＧ１０２の出力はそれぞれＰＤ１０３に接続されている。ここで、ＭおよびＮは２以上の整数であり、Ｌは１以上の整数である。

この監視装置は、Ｎチャネルの光波長多重信号を監視するための構成を有している。ＡＷＧ１０２は、従来と同様ＰＬＣで実現することができる。ＡＷＧ１０２と各ＰＤは、光学的に接続されていればよく、光ファイバを介して接続しても、アレイＰＤをＡＷＧチップの端面に直接接続してもよい。また、図１ではＡＷＧ１０２とＰＤ１０３を結ぶ線分が描かれているが、構成としてはＰＤをＡＷＧの出力側のスラブ導波路に直接接合するようにしてもよい。

光スイッチ１０１の実現技術には様々あるが、監視する光波長多重信号が使用する波長域において光路を選択する機能を有していればよい。光スイッチ１０１の出力とＡＷＧ１０２の入力は光ファイバを介して接続していてもよいが、光スイッチ１０１をＰＬＣで実現するならば、ＡＷＧ１０１と同一チップに一体集積するか、あるいは光スイッチとＡＷＧのチップを直接接合することができる。これにより、装置全体が小型になり、また良好な損失特性を得ることができる。

図２に、ＡＷＧ１０２の回路構成を示す。このＡＷＧは、Ｍ本の入力導波路２０１と、入力側のスラブ導波路２０２と、光路長が順次長くなるアレイ導波路２０３と、出力側のスラブ導波路２０４と、｛Ｎ＋Ｌ・（Ｍ−１）｝本の出力導波路２０５とを備えている。

図３は、図２に示すＡＷＧの一部を拡大して示している。図３（ａ）は、入力導波路２０１と入力側のスラブ導波路２０２の接続部分近傍を拡大したものであり、図３（ｂ）は、出力側のスラブ導波路２０４と出力導波路２０５との接続部分近傍を拡大したものである。入力導波路２０１は間隔Ｘ₁で配列され、出力導波路２０５は間隔Ｘ₂で配列されている。ＰＤをＡＷＧの出力側スラブ導波路２０４に直接接合する場合は、ＰＤを間隔Ｘ₂で配列することになる。

ここで、監視する光波長多重信号の波長間隔がΔλであるならば、間隔Ｘ₂はΔλに対応する値、すなわち、このＡＷＧにおけるある入力導波路から各出力導波路への透過波長の間隔がΔλになる値に設計される。一方、間隔Ｘ₁は、Ｘ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂、またはＸ₁＝Ａ・（Ｌ−ｕ／Δλ）・Ｘ₂となるように設計される。ただし、０＜ｕ＜Δλである。ここで、Ａ＝（ｂ₂・Ｆ₁）／（ｂ₁・Ｆ₂）であり、Ｆ₁は入力側のスラブ導波路２０２の長さ、Ｆ₂は出力側のスラブ導波路２０４の長さ、ｂ₁は入力側のスラブ導波路２０２に接続する部分でのアレイ導波路２０３の導波路間隔、ｂ₂は出力側のスラブ導波路２０４に接続する部分でのアレイ導波路２０３の導波路間隔の長さである。ただし、通常のＡＷＧにおいてはＦ₁＝Ｆ₂、ｂ₁＝ｂ₂となるように設計されるので、Ａ＝１である。

このような構成による光波長多重信号監視装置における光波長多重信号（Ｎチャネル、波長間隔Δλ）の監視方法について説明する。いま、ｉ番目（ｉは１〜Ｎのいずれか）のチャネルの信号に注目する。信号の監視は、光スイッチ１０１の出力を順次切替えながら、所定のＰＤの受光強度を読み取ることによって行う。下記の表は、光スイッチ１０１の出力を切替えたときに、ＡＷＧの何番目の出力に接続されたＰＤの受光強度を読取るか、その対応を示している。

図４は、Ｘ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂の場合に、選択された光スイッチ１０１の出力、すなわちＡＷＧ１０２の入力導波路から、対応するＡＷＧ１０２の出力導波路へのＡＷＧの透過スペクトルを示したものである。ここで、透過スペクトルの上部に示した１，２，３，・・・，Ｊ−１，Ｊ，Ｊ＋１，・・・，Ｍの番号は、光スイッチ１０１の出力の番号に対応している。各透過スペクトル波形はガウス関数型であり、入力導波路２０１の入力側のスラブ導波路２０２への接続部、および出力導波路２０５の出力側のスラブ導波路２０４への接続部に設けられた直線テーパ導波路の開口幅を調整することにより３ｄＢ透過バンド幅ｗを設定する。

各透過スペクトルは、光スイッチ１０１の出力を１，２，・・・，Ｍと切替えるに従って、その透過波長がｕずつ長波長方向にシフトする。つまり、光スイッチ１０１の出力を１からＭまで切り替えると、透過波長がｕ・（Ｍ−１）だけシフトする。ＡＷＧ１０２においては、ｉ番目のチャネルの信号波長が、その変動や設定誤差を含め、このｕ・（Ｍ−１）の波長範囲に入るよう設計する。図４には、ｉ番目のチャネルの信号の光強度スペクトルの例を点線で示している。一般に、信号光のスペクトルは、信号波長の付近で鋭く幅の狭い線ピークを有し、他の波長ではほぼ一定レベルのノイズがある。

図５に、この信号光を本発明による光波長多重信号監視装置で検出したときのＰＤでの受光強度の分布を示す。図５の横軸は光スイッチ１０１の選択された出力の番号であり、縦軸は対応するＰＤでの受光強度である。信号光の光強度をＰ_S、波長をλ_Sとし、単位波長あたりのノイズ光強度をＰ_Nとすると、光スイッチ１０１にてｊ番目（ｊは１〜Ｍのいずれか）の出力を選択した際に対応するＰＤでの受光強度Ｐ_jは、次式で表される。

ここで、Ｔ_j（λ）はＡＷＧ１０２のｊ番目の入力導波路から対応する出力導波路への透過率スペクトルを示している。いま、Ｔ_j（λ）がピーク透過率Ｔ₀、ピーク波長λ_j、３ｄＢ透過バンド幅ｗのガウス関数型であるならば、次式のようになる。

したがって、式（１）および（２）より、次式を得る。

ここで、

を用いている。

式（３）よりＰＤの受光強度Ｐ_jは、λ_jがλ_sに最も近いｊ、すなわち図４および図５においてｊ＝Ｊのとき最大となる。また、λ_jがλ_Sからある程度離れていれば、受光強度Ｐ_jはＰ_N・Ｔ₀・ｗのほぼ一定の値をとる。

各Ｐ_jの検出値から信号光の特性を得る手法としては、次の手法が考えられる。まず、信号光の強度については、最大値であるｊ＝ＪにおいてＰ_J／Ｔ₀を強度の測定値とする。いま、ｊ＝１〜ＭにおけるＡＷＧ１０２の透過ピーク波長λ_jは間隔ｕで配列しているので、ｊ＝Ｊにおける透過ピーク波長λ_Jは、実際の信号光波長から高々ｕ／２しか離れていない。よって、実際には強度Ｐ_Sの信号光は、

より大きく、Ｐ_S＋Ｐ_N・ｗより小さい値として測定される。通常、Ｐ_NはＰ_Sに比べて十分小さく無視できるので、信号光強度の測定誤差は、高々

であるといえる。この場合、ｗに比べてｕが小さいほど、信号光強度の測定誤差は小さい。

次に、信号光の波長については、最大値であるｊ＝ＪにおけるＡＷＧ１０２の透過ピーク波長λ_Jを波長の測定値とする。この場合の信号光波長の測定誤差は高々ｕ／２であり、ｕが小さいほど、信号光波長の測定誤差は小さい。

また、ノイズ光強度については、Ｐ_jが最大となるｊ＝Ｊからある程度離れたｊにおいて、Ｐ_j／Ｔ₀／ｗを測定値とする。この場合、測定点でのｊがＪに近すぎると、信号光の影響を受けて測定誤差になり得る。誤差を低減するには測定点でのλ_jが、λ_Sから少なくともｗ以上離れていることが望ましく、これは測定点でのｊに対して｜ｊ−Ｊ｜≧ｗ／ｕに相当する。さらに、ノイズ光強度の測定値としては、ｊ＝Ｊからある程度離れた複数のｊにおけるＰ_j／Ｔ₀／ｗの平均値をとってもよい。この場合、ノイズ光強度の僅かな波長依存性による測定誤差を低減することができる。

また、信号光の波長の測定については、λ_jに対してＰ_jの重み付け平均、すなわち、Σλ_j・Ｐ_j／ΣＰ_jを測定値とすることで、前記のようにＰ_j最大の波長をとるよりも、より測定精度を向上することができる。また、より簡単には、Ｐ_jが最大および２番目の大きさとなるｊ、すなわち図５においてはｊ＝ＪおよびＪ−１に対しての重み付け平均（λ_J-1・Ｐ_J-1＋λ_J・Ｐ_J）／（Ｐ_J-1＋Ｐ_J）を測定値としても、ほぼ同様に高精度の測定をすることができる。

さらに、この重み付け平均により得られた精度の良い信号光波長の測定値をλ_S´として、Ｐ_J／（ｅｘｐ（−２・（λ_S−λ_J）／（０．５・ｗ）））／Ｔ₀を信号光強度の測定値とすれば、前記のようにＰ_j／Ｔ₀を測定値としたときの測定誤差を補正できるので、より精度の高い測定が可能である。

図６は、Ｘ₁＝Ａ・（Ｌ−ｕ／Δλ）・Ｘ₂の場合に、選択された光スイッチ１０１の出力、すなわちＡＷＧ１０２の入力導波路から、対応するＡＷＧ１０２の出力導波路への、ＡＷＧの透過スペクトルを示したものである。ここで、光スイッチ１０１の出力を切替えたときに、ＡＷＧの何番目の出力に接続されたＰＤの受光強度を読取るかの対応は、上記の表と同様であり、図６の透過スペクトルの上部に示した１，２，３，・・・，Ｊ−１，Ｊ，Ｊ＋１，・・・，Ｍの番号は、図４と同様、光スイッチ１０１の出力の番号に対応している。各透過スペクトル波形は、図４と同様、ガウス関数型であるが、各透過スペクトルの透過波長は、光スイッチ１０１の出力を１，２，・・・，Ｍと切替えるに従って、その透過波長がｕずつ短波長方向にシフトする。つまり、シフトする量は図４の場合と同様であるが、シフトする方向が反対になっている。この場合にも、図４の場合と全く同様の手法により、各Ｐ_jの検出値から信号光の特性を得ることができる。

ここで、Ｍとして適当な数値について述べる。監視すべき光波長多重信号は波長Δλ間隔で配列されているから、各チャネル信号に対して監視すべき波長範囲は高々Δλである。よって、光強度を検出する波長間隔ｕは、ｕ≦Δλ／（Ｍ−１）と設定される。Ｍが大きいほど、より細かい波長依存性を検出することができるが、波長依存性を１回検出するには光スイッチ１０１の出力をＭ−１回切替えるため、必要以上にＭを大きくとると、検出速度が遅くなってしまう。この検出速度の観点から、具体的には、Ｍとしては５以下が好ましいと考えられる。Ｍ＝５であるならば、信号光波長λ₂からλ₄の間になるようにｕおよび各λ_jを設計し、ｗをほぼｕに等しく設計すれば、ｊ＝２、３、４での光強度検出値から信号光強度および波長を測定し、ｊ＝１、５の光強度検出値からノイズ強度を測定することが可能であり、信号光の特性を十分に監視可能である。

次に、Ｌとして適当な数値について述べる。前述のように、本発明の構成では｛Ｎ＋Ｌ・（Ｍ−１）｝個のＰＤが必要である。構成の単純性、および経済性の観点から、ＰＤの個数はなるべく少ない、すなわちＬはなるべく小さいことが好ましい。よって、Ｌ＝１とするのが最も好ましい。ただし、通常、ＡＷＧ１０２の透過スペクトル波形を調整するために、入力導波路２０１と入力側のスラブ導波路２０２の接続部にテーパ導波路を設けているが、Ｌ＝１の場合に隣接する入力導波路２０１に接続するテーパ導波路が重なってしまう場合には、Ｌを２以上にして入力導波路２０１の間隔を広げるのが適当である。

信号光の波長の測定については、Ｐ_jが最大および２番目の大きさとなる２点の検出値を用いた別の手法も考えられる。図７は、その２点（ここではｊ＝Ｊ−１，Ｊ）における透過スペクトルを示したものである。縦軸はｄＢ単位であり、各透過スペクトルの中心波長λ_J-1、λ_Jの間隔はｕ、３ｄＢ透過バンド幅はｗである。ここで、信号波長λ_Sは、λ_J-1からλ_Jの間に存在するはずであるが、波長λ_Sに対して、検出されたＰ_J-1およびＰ_JのｄＢ単位での差分、すなわち１０Ｌｏｇ（Ｐ_J-1／Ｐ_J）を示したのが図８である。

図８は、ｗ＝２ｕ，１．５ｕ，ｕの３つの場合を示している。図からわかるように、１０Ｌｏｇ（Ｐ_J-1／Ｐ_J）はλ_Sに対して直線的に変化し、λ_S＝λ（λ_J-1＋λ_J）／２において０となり、またその傾きはｗに依存している。よって、前もってその傾きの情報を入手しておけば、測定の際にはＡＷＧ１０２の透過スペクトル波形を考慮することなく、信号光波長を測定することができる。また、信号光波長λ_Sに対して１０Ｌｏｇ（Ｐ_J-1＋Ｐ_J）の値の直線性が優れており、ゆえに測定精度も高い。

図９は、波長λ_Sに対して、（Ｐ_J-1／Ｐ_J）／Ｔ₀／Ｐ_Sを示したものである。図８と同様に、ｗ＝２ｕ，１．５ｕ，ｕの３つの場合を示している。ここで特徴的なのは、ｗ＝ｕの場合には、信号光波長にほとんど依存せず（Ｐ_J-1＋Ｐ_J）／Ｔ₀／Ｐ_Sが１となることである。すなわち、ｗ＝ｕと設計された場合には、（Ｐ_J-1＋Ｐ_J）／Ｔ₀を信号光強度の測定値とすることで、ＡＷＧ１０２の透過スペクトル波形を考慮することなく、精度よく信号光強度を測定することができる。

上記のように、ＡＷＧ１０２の透過スペクトル波形を考慮する必要が無い測定手法は、ＰＤ１０３の検出値から測定値を得るときの演算が簡易であり、より単純な演算回路で高速に測定ができるという点で優れている。

本発明の第１の実施例に係る光波長多重信号監視装置について説明する。本実施例は、前述の実施形態の説明において、Ｎ＝４０、Ｍ＝５、Ｌ＝１、Δλ＝０．８ｎｍ（１００ＧＨｚ）、ｕ＝０．１６ｎｍ（２０ＧＨｚ）の場合に相当し、１００ＧＨｚ周波数間隔で配列された４０チャネルの光波長多重信号を監視する機能を有する。

図１０は、本発明の第１の実施例に係る光波長多重信号監視装置の構成を示す平面図である。この監視装置は、入力光ファイバ１００１と、１入力５出力の光スイッチ１００２と、第１の接続光ファイバ１００３と、５入力４４出力のＡＷＧ１００４と、第２の接続光ファイバ１００５と、４４個のＰＤ１００６とを備えている。ＡＷＧ１００４は、ＰＬＣで実現されており、５本の入力導波路１００７と、入力側スラブ導波路１００８と、アレイ導波路１００９と、出力側スラブ導波路１０１０と、４４本の出力導波路１０１１とを備えている。このＡＷＧは、導波路の比屈折率差Δが１．５％、コア厚が４．５μｍ、入力導波路１００７、アレイ導波路１００９、出力導波路１０１１のコア幅は４．５μｍであり、中央の波長チャネルの（３番目の入力導波路から２３番目の出力導波路への）透過波長は１５４４．５３μｍ（１９４．１ＴＨｚ）、出力導波路の透過波長間隔が０．８ｎｍ（１００ＧＨｚ）である。アレイ導波路１００９は、ΔＬ＝３３．９μｍで順次長くなり、その本数は３３０本である。また、アレイ導波路１００９の入力側スラブ導波路１００８との接続部における配列間隔ｂ₁、および出力側スラブ導波路１０１０との接続部における配列間隔ｂ₂はそれぞれ９μｍであり、出力導波路１０１１は、出力側スラブ導波路１０１０との接続部において、間隔Ｘ₂＝１６μｍで配列されている。また、入力側スラブ導波路１００８の長さＦ₁、および出力側スラブ導波路１０１０の長さＦ₂はそれぞれ８１００μｍである。

図１１は、図１０に示すＡＷＧの一部を拡大して示している。図１１（ａ）は、入力導波路１００７と入力側スラブ導波路１００８の接続部分近傍を拡大したものであり、図１１（ｂ）は、出力側スラブ導波路１０１０と出力導波路１０１１との接続部分近傍を拡大したものである。出力導波路１０１１は間隔Ｘ₂＝１６μｍで配列されている。ここで、監視する光波長多重信号の波長間隔はΔλ＝０．８ｎｍであり、ｕ＝０．１６ｎｍとして、入力導波路１００７は、間隔Ｘ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝１９．２μｍで配列されている。ただし、Ａ＝（ｂ₂・Ｆ₁）／（ｂ₁・Ｆ₂）＝（９μｍ・８１００μｍ）／（９μｍ・８１００μｍ）＝１、Ｌ＝１としている。また、入力導波路１００７の入力側スラブ導波路１００８への接続部、および出力導波路１０１１の出力側スラブ導波路１０１０への接続部は、直線テーパ導波路が形成され、それぞれ開口端の導波路幅は５μｍとなっている。この設計により、ＡＷＧの透過スペクトルの３ｄＢ透過バンド幅はｗ＝０．１６ｎｍ（２０ＧＨｚ）となる。したがって、本実施例のＡＷＧ１００４では、ｗ＝ｕとなる設計になっている。

本実施例における光波長多重信号（４０チャネル、波長間隔０．８ｎｍ）の監視方法について説明する。いま、ｉ番目（ｉは１〜４０のいずれか）のチャネルの信号に注目する。信号の監視は、光スイッチ１００２の出力を順次切替えながら、ＰＤ１００６の所定の１つの受光強度を読み取ることによって行う。具体的には、下記の組合せで読み取りを行う。
・光スイッチの出力：１番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋５−１番目
・光スイッチの出力：２番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋５−２番目
・光スイッチの出力：３番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋５−３番目
・光スイッチの出力：４番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋５−４番目
・光スイッチの出力：５番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋５−５番目

図１２は、入力ファイバ１００１から、選択された光スイッチ１００２の出力および接続するＡＷＧ１００４の入力導波路を介して、対応するＡＷＧ１００４の出力導波路を通って第２の接続ファイバへ至る回路の透過スペクトルを示したものである。ここで、透過スペクトルの上部に示した１，２，３，４、５の番号は、選択された光スイッチ１００２の出力の番号に対応している。各透過スペクトル波形はＡＷＧ１００４の透過特性を反映したガウス関数型であり、３ｄＢ透過バンド幅がｗ＝０．１６ｎｍである。各透過スペクトルの最大透過率Ｔ₀は、入力ファイバ１００１からＡＷＧの出力導波路１０１１へと至る回路全体の損失和を反映するが、本実施例ではＴ₀＝−１ｄＢである。

各透過スペクトルは、光スイッチ１００２の出力を１，２，３，４，５と切替えるに従って、その透過波長がｕ＝０．１６ｎｍずつ長波長方向にシフトする。つまり、光スイッチ１００２出力を１から５まで切り替えると、透過波長が０．１６・（５−１）＝０．６４ｎｍだけシフトする。ＡＷＧ１００４においては、ｉ番目のチャネルの信号のグリッド周波数（本実施例では、｛１９４．１＋０．１×（２１−ｉ）｝ＴＨｚ）と、３番目の入力導波路から｛ｉ＋５−３｝番目の出力導波路への透過波長（λ₀）が、ほぼ一致するように設計されている。

図１２には、ｉ番目のチャネルの信号の光強度スペクトルの例を点線で示している。この例では、信号の光強度Ｐ_S＝−５ｄＢｍ、信号波長λ_Sはλ₀＜λ_S＜λ₀＋ｕにあり、ノイズの光強度Ｐ_N＝−２２ｄＢｍ／ｎｍである。この信号を本実施例の光波長多重信号監視装置で検出したときのＰＤでの受光強度の分布（Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₃，Ｐ₄，Ｐ₅）を図１３に示す。図１３の横軸は光スイッチ１００２の選択された出力の番号であり、縦軸は対応するＰＤでの受光強度である。

Ｐ₁〜Ｐ₅の検出値から信号光の特性を得る手法として、信号光の強度については、最大値であるＰ₃においてＰ₃／Ｔ₀を強度の測定値とする。いま、各透過スペクトルのピーク波長間隔はｕ＝０．１６ｎｍであるから、最大の受光強度に対応する透過スペクトルの透過ピーク波長は、実際の信号光波長から高々ｕ／２しか離れていない。よってこの測定方法において信号光強度は、

からＰ_S＋Ｐ_N・ｗの間の値として測定される。図１２の信号光の例においては、実際の光強度Ｐ_S＝−５ｄＢｍに対し、−８〜−５ｄＢｍの測定値を得ることになり、信号光強度を３ｄＢ誤差で測定可能である。

次に、信号光の波長については、最大の受光強度（Ｐ₃）に対応する透過スペクトルの透過ピーク波長λ₀を波長の測定値とする。この場合の信号光波長の測定誤差は高々ｕ／２＝０．０８ｎｍ（１０ＧＨｚ）である。

また、ノイズ光強度については、信号光波長から離れた透過ピーク波長に対応する受光強度、すなわち本実施例ではＰ₁あるいはＰ₅に対して、Ｐ₁／Ｔ₀／ｗあるいはＰ₅／Ｔ₀／ｗを測定値とする。いま、信号光波長がλ₀より長波長と測定される場合にはＰ₁／Ｔ₀／ｗ、λ₀より短波長と測定される場合にはＰ₅／Ｔ₀／ｗを測定値とするならば、Ｐ₁あるいはＰ₅の受光強度に対応する透過ピーク波長は信号光波長から２ｕ以上離れているはずである。よって、Ｐ₁あるいはＰ₅に混入する信号光のパワーは、

以下、すなわち本実施例においてはＰ_S・１０^-4.8以下となり、信号光強度の１０^-3程度の微弱なノイズ強度であっても、ほとんど誤差なく測定が可能である。

また、信号光の強度については、より精度の高い測定手法が考えられる。この手法では、ＰＤでの受光強度の最大と２番目となる値の和を、最大の透過率Ｔ₀で割ったものを信号光強度の測定値Ｐ_S´とする。すなわち信号光波長λ_Sに対して、λ_S＜λ₀−ｕの場合にはＰ_S´＝（Ｐ₁＋Ｐ₂）／Ｔ₀とし、λ₀−ｕ≦λ_S＜λ₀の場合にはＰ_S´＝（Ｐ₂＋Ｐ₃）／Ｔ₀とし、λ₀≦λ_S＜λ₀＋ｕの場合にはＰ_S´＝（Ｐ₃＋Ｐ₄）／Ｔ₀、λ₀＋ｕ≦λ_Sの場合にはＰ_S´＝（Ｐ₄＋Ｐ₅）／Ｔ₀とする。

図１４は本実施例において、信号光波長λ_Sに対して、この手法での測定光強度Ｐ_S´の実際の強度Ｐ_Sに対する比率を示したものである。本実施例においてはｗ＝ｕと設計されているため、信号光波長に対する比率Ｐ_S´／Ｐ_Sの変化が小さく、λ₀−２ｕ≦λ_S≦λ₀＋２ｕの範囲では１〜１．０８の間に収まっている。すなわち、この信号光強度測定手法によれば測定誤差８％（０．３ｄＢ）以下の高い精度での測定が可能である。

さらに、信号光の強度については、同様に精度が高く、かつ簡便な測定手法が考えられる。この手法では信号光強度の測定値Ｐ_S´として、Ｐ_S´＝（Ｐ₂＋Ｐ₃＋Ｐ₄）／Ｔ₀とする。図１５は本実施例において、信号光波長λ_Sに対して、この手法での測定光強度Ｐ_S´の実際の強度Ｐ_Sに対する比率を示したものである。比率Ｐ_S´／Ｐ_Sの変化は、λ₀−ｕ≦λ_S＜λ₀＋ｕの範囲では１〜１．１３の間に収まっている。すなわち、この信号光強度測定手法によれば測定誤差１３％（０．５ｄＢ）以下の高い精度での測定が可能である。しかも、測定には常に検出値Ｐ₂、Ｐ₃、Ｐ₄を用いて演算を行えば良く、Ｐ₁〜Ｐ₅の中から最大および２番目の値を判別する必要がないので、測定手法がより簡便である点で好ましい。

また、信号光の波長の測定についても、より精度の高い測定手法が考えられる。この手法では、各透過スペクトルのピーク波長に対して、検出値のＰ₁〜Ｐ₅による重み付け平均を測定値とする。すなわち、測定値λ_S´として、λ_S´＝｛（λ₀−２ｕ）・Ｐ₁＋（λ₀−ｕ）・Ｐ₂＋λ₀・Ｐ₃＋（λ₀＋ｕ）・Ｐ₄＋（λ₀＋２ｕ）・Ｐ₅）｝／（Ｐ₁＋Ｐ₂＋Ｐ₃＋Ｐ₄＋Ｐ₅）とする。また、実際の信号光波長λ_Sの変動範囲がλ₀−ｕ≦λ_S＜λ₀＋ｕ程度の場合には、検出値のＰ₂〜Ｐ₃による重み付け平均、すなわちλ_S´＝｛（λ₀−ｕ）・Ｐ₂＋λ₀・Ｐ₃＋（λ₀＋ｕ）・Ｐ₄）｝／（Ｐ₂＋Ｐ₃＋Ｐ₄）を測定値としてもよい。

図１６は本実施例において、信号光波長λ_Sに対する、測定誤差λ_S´−λ_Sの変動を示したものである。ここで、実線は検出値のＰ₁〜Ｐ₅による重み付け平均での結果であり、破線は検出値のＰ₂〜Ｐ₃による重み付け平均での結果である。前者の演算であればλ₀−２ｕ≦λ_S≦λ₀＋２ｕの範囲において、後者の演算であれば波長λ₀−ｕ≦λ_S≦λ₀＋ｕの範囲において、測定誤差±０．０１ｎｍ以下というより高い精度での測定が可能である。

上記の本実施例による光波長多重信号監視装置においては、ＡＷＧの入力導波路１００７の配置間隔をＸ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝１９．２μｍとしたが、これはＸ₁＝Ａ・（Ｌ−ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝１２．８μｍとしても構わない。この場合、図１２において各透過スペクトルは、光スイッチ１００２の出力を１，２，３，４，５と切替えるに従って、その透過波長がｕ＝０．１６ｎｍずつ短波長方向にシフトするという点で異なるが、その点を考慮すれば、Ｘ₁＝１９．２μｍとした場合と全く同様な手法により、光波長多重信号の監視が可能である。

本発明の光波長多重信号監視装置においては、光スイッチの１入力の前段に、更にＫ（Ｋは２以上の整数）入力１出力の光スイッチを追加することによって、あるいは光スイッチをＫ入力Ｍ出力の構成にすることによって、Ｋ方路を伝送される別個の光波長多重信号を、１つの装置で監視することが可能となる。これは、各方路からの光経路を本監視装置の光スイッチにおけるＫ入力の各入力に接続し、光スイッチの入力を切り替えながら各波長多重信号を監視することによって実現される。この構成により、伝送システムにおける波長多重信号監視装置の個数を低減し、システムの小型化および経済化を実現可能である。

図１７は、本実施例の波長多重信号監視装置において、１入力５出力の光スイッチを、Ｋ＝８とし８入力５出力の光スイッチに変更した多方路対応の光波長多重信号監視装置の構成を示したものである。ここで、この監視装置は、８本の入力光ファイバ１７０１と、８入力５出力の光スイッチ１７０２と、第１の接続光ファイバ１７０３と、５入力４４出力のＡＷＧ１７０４と、第２の接続光ファイバ１７０５と、４４個のＰＤ１７０６とを備えている。ＡＷＧ１７０４は、ＰＬＣで実現されており、５本の入力導波路１７０７と、入力側スラブ導波路１７０８と、アレイ導波路１７０９と、出力側スラブ導波路１７１０と、４４本の出力導波路１７１１とを備えている。なお、ＡＷＧの設計パラメーターは、図１０のＡＷＧ１００４と同様である。この構成により、最大８方路の別個の光波長多重信号を監視することができる。各光波長多重信号を監視においては、光スイッチ１７０２において、該当する入力を選択した状態で、図１０の光波長多重信号監視装置と全く同様の手法により行うことが可能である。

本実施例の図１０における光スイッチ１００２、および図１７における光スイッチ１７０２については、その実現技術は様々あるが、監視する光波長多重信号が使用する波長域において光路を選択する機能を有していればよい。しかし、光スイッチ１００２または１７０２をＡＷＧと同様にＰＬＣによる熱光学スイッチで実現するならば、第１の接続光ファイバを介さずにＡＷＧと同一チップに一体集積するか、あるいはＡＷＧのチップと直接接合することも可能であり、装置全体が小型で、また光ファイバと回路との結合損失が削減されるため、良好な受光感度を得ることができる。ＰＬＣによる熱光学スイッチについて詳しくは、非特許文献３に開示されている。

また、本実施例の図１０におけるＰＤ１００６、および図１７におけるＰＤ１７０６については、ＣＳＰ−ＰＤのようなアレイ型のＰＤを用い、第２の接続光ファイバを介さず直接ＡＷＧチップの端面に接続することも可能である。

図１８は、図１７に示す多方路対応の本実施例の波長多重信号監視装置において、光スイッチをＰＬＣによる熱光学スイッチで構成し、ＡＷＧチップと直接接合するとともに、ＰＤにはＣＳＰ−ＰＤを用いてＡＷＧチップと直接接合した構成を示したものである。ここで、この監視装置は、８本の入力光ファイバ１８０１と、８入力５出力の熱光学スイッチ１８０２と、５入力４４出力のＡＷＧ１８０４と、４４個のアレイＰＤを用いたＣＳＰ−ＰＤ１８０６とを備えている。熱光学スイッチ１８０２およびＡＷＧ１８０４はＰＬＣで実現されており、両者のチップは直接接合されている。ＡＷＧ１８０４は、５本の入力導波路１８０７と、入力側スラブ導波路１８０８と、アレイ導波路１８０９と、出力側スラブ導波路１８１０と、４４本の出力導波路１８１１とを備えている。入力導波路１８０７はそれぞれ熱光学スイッチの５つの出力と接続されている。また、ＣＳＰ−ＰＤ１８０６はＡＷＧ１８０４のチップ端面に直接接合され、出力導波路１８１１のそれぞれと、各ＰＤは光学的に結合されている。本構成により、最大８方路の別個の光波長多重信号を監視することができると共に、図１７の構成に比較して、小型かつ受光感度に優れた光波長多重信号監視装置を実現することができる。

図１９は、図１７に示す多方路対応の本実施例の波長多重信号監視装置において、光スイッチをＰＬＣによる熱光学スイッチで構成し、ＡＷＧと一体集積化するとともに、ＰＤにはＣＳＰ−ＰＤを用いてＡＷＧチップと直接接合した構成を示したものである。ここで、この監視装置は、８本の入力光ファイバ１９０１と、ＰＬＣチップ１９０２と、４４個のアレイＰＤを用いたＣＳＰ−ＰＤ１９０６とを備えている。ＰＬＣチップ１９０２は、８入力５出力の熱光学スイッチ１９０３と、５入力４４出力のＡＷＧ１９０４とを備え、熱光学スイッチ１９０３およびＡＷＧ１９０４は同一ＰＬＣチップ上に一体集積で実現されている。ＡＷＧ１９０４は、５本の入力導波路１９０７と、入力側スラブ導波路１９０８と、アレイ導波路１９０９と、出力側スラブ導波路１９１０と、４４本の出力導波路１９１１とを備えている。入力導波路１９０７はそれぞれ熱光学スイッチの５つの出力と接続されている。また、ＣＳＰ−ＰＤ１９０６はＰＬＣチップ１９０２のチップ端面に直接接合され、出力導波路１９１１のそれぞれと、各ＰＤは光学的に結合されている。本構成により、図１８の構成と同様に、最大８方路の別個の光波長多重信号を監視することができると共に、図１７の構成に比較して、小型かつ受光感度に優れた光波長多重信号監視装置を実現することができる。

本発明の第２の実施例に係る光波長多重信号監視装置について説明する。本実施例は、前述の実施形態の説明において、Ｎ＝４０、Ｍ＝４、Ｌ＝１、Δλ＝０．８ｎｍ（１００ＧＨｚ）、ｕ＝０．２ｎｍ（２５ＧＨｚ）の場合に相当し、さらにＫ＝８であり、最大８方路のそれぞれにおいて、１００ＧＨｚ周波数間隔で配列する４０チャネルの光波長多重信号を監視する機能を有する。第１の実施例に比較してＭが１小さいため、より高速に監視を行うことが可能である。

図２０は、本発明の第２の実施例に係る光波長多重信号監視装置の構成を示す平面図である。この監視装置は、８本の入力光ファイバ２００１と、８入力４出力の熱光学スイッチ２００２と、４入力４３出力のＡＷＧ２００４と、４３個のアレイＰＤを用いたＣＳＰ−ＰＤ２００６とを備えている。熱光学スイッチ２００２およびＡＷＧ２００４はＰＬＣで実現されており、両者のチップは直接接合されている。ＡＷＧ２００４は、４本の入力導波路２００７と、入力側スラブ導波路２００８と、アレイ導波路２００９と、出力側スラブ導波路２０１０と、４３本の出力導波路２０１１とを備えている。入力導波路２００７はそれぞれ熱光学スイッチ２００２の４つの出力と接続されている。また、ＣＳＰ−ＰＤ２００６はＡＷＧ２００４のチップ端面に直接接合され、出力導波路２０１１のそれぞれと、各ＰＤは光学的に結合されている。このＡＷＧ２００４は、導波路の比屈折率差Δが１．５％、コア厚が４．５μｍ、入力導波路２００７、アレイ導波路２００９、出力導波路２０１１のコア幅は４．５μｍであり、中央の波長チャネルの（２番目の入力導波路から２２番目の出力導波路への）透過波長は１５４４．１３μｍ（１９４．１５ＴＨｚ）、出力導波路の透過波長間隔が０．８ｎｍ（１００ＧＨｚ）である。アレイ導波路２００９は、ΔＬ＝３３．９μｍで順次長くなり、その本数は３３０本である。また、アレイ導波路２００９の入力側スラブ導波路２００８との接続部における配列間隔ｂ₁、および出力側スラブ導波路２０１０との接続部における配列間隔ｂ₂はそれぞれ９μｍであり、出力導波路２０１１は、出力側スラブ導波路２０１０との接続部において、間隔Ｘ₂＝１６μｍで配列されている。また、入力側スラブ導波路２００８の長さＦ₁、および出力側スラブ導波路２０１０の長さＦ₂はそれぞれ８１００μｍである。

ここで、監視する光波長多重信号の波長間隔はΔλ＝０．８ｎｍであり、ｕ＝０．２０ｎｍとして、入力導波路２００７は、入力側スラブ導波路２００８の接続部において、間隔Ｘ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝２０μｍで配列されている。ただし、ここでＡ＝（ｂ₂・Ｆ₁）／（ｂ₁・Ｆ₂）＝（９μｍ・８１００μｍ）／（９μｍ・８１００μｍ）＝１、Ｌ＝１としている。また、入力導波路２００７の入力側スラブ導波路２００８への接続部、および出力導波路２０１１の出力側スラブ導波路２０１０への接続部は、直線テーパ導波路が形成され、それぞれ開口端の導波路幅は６μｍとなっている。この設計により、ＡＷＧの透過スペクトルの３ｄＢ透過バンド幅はｗ＝０．２０ｎｍ（２５ＧＨｚ）となる。したがって、本実施例のＡＷＧ２００４では、ｗ＝ｕとなる設計になっている。

本実施例における光波長多重信号（４０チャネル、波長間隔０．８ｎｍ）の監視方法を説明する。いま、ｉ番目（ｉは１〜４０のいずれか）のチャネルの信号に注目する。信号の監視は、光スイッチ２００２の出力を順次切替えながら、ＣＳＰ−ＰＤ２００６の所定の１つＰＤの受光強度を読み取ることによって行う。具体的には、下記の組合せで読み取りを行う。
・光スイッチの出力：１番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋４−１番目
・光スイッチの出力：２番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋４−２番目
・光スイッチの出力：３番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋４−３番目
・光スイッチの出力：４番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋４−４番目

図２１は、入力ファイバ２００１から、選択された光スイッチ２００２の出力および接続するＡＷＧ２００４の入力導波路を介して、対応するＡＷＧ２００４の出力導波路を通ってＰＤへ至る回路の透過スペクトルを示したものである。ここで、透過スペクトルの上部に示した１，２，３，４の番号は、選択された光スイッチ２００２の出力の番号に対応している。各透過スペクトル波形はＡＷＧ２００４の透過特性を反映したガウス関数型であり、３ｄＢ透過バンド幅がｗ＝０．２０ｎｍである。各透過スペクトルの最大透過率Ｔ₀は、入力ファイバ２００１からＡＷＧの出力導波路２０１１へと至る回路全体の損失和を反映するが、本実施例ではＴ₀＝−１ｄＢである。

各透過スペクトルは、光スイッチ２００２の出力を１，２，３，４と切替えるに従って、その透過波長がｕ＝０．２０ｎｍずつ長波長方向にシフトする。つまり、光スイッチ２００２の出力を１から４まで切り替えると、波長０．２０・（４−１）＝０．６０ｎｍだけシフトする。ＡＷＧ２００４においては、ｉ番目のチャネルの信号のグリッド周波数（本実施例では、｛１９４．１＋０．１×（２１−ｉ）｝ＴＨｚが、２番目の入力導波路からｉ＋４−２番目の出力導波路への透過波長と、３番目の入力導波路からｉ＋４−３番目の出力導波路への透過波長との間のほぼ中央になるように設計されている。いま、この２つの透過波長間の中央をλ₀とする。

図２１には、入力されるｉ番目のチャネルの信号の光強度スペクトルの例を点線で示している。この例では、信号の光強度Ｐ_S＝−５ｄＢｍ、信号波長λ_Sはλ₀＜λ_S＜λ₀＋０．５ｕにあり、ノイズの光強度Ｐ_N＝−２２ｄＢｍ／ｎｍである。この信号を本実施例による光波長多重信号監視装置で検出したときのＰＤでの受光強度の分布（Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₃，Ｐ₄）を図２２に示す。図２２の横軸は光スイッチ２００２の選択された出力の番号であり、縦軸は対応するＰＤでの受光強度である。

Ｐ₁〜Ｐ₄の検出値から信号光の特性を得る手法としては、信号光の強度については、その測定値Ｐ_S´として、Ｐ_S´＝（Ｐ₂＋Ｐ₃）／Ｔ₀とする。図２３は、本実施例において、信号光波長λ_Sに対して、この手法での測定光強度Ｐ_S´の実際の強度Ｐ_Sに対する比率を示したものである。本実施例においてはｗ＝ｕと設計されているため、信号光波長に対する比率Ｐ_S´／Ｐ_Sの変化が小さく、λ₀−０．６ｕ≦λ_S≦λ₀＋０．６ｕ（０．６０ｕ＝０．１２ｎｍ）の範囲では０．９２〜１．０８の間に収まっている。すなわち、この信号光強度測定手法によれば測定誤差±８％（０．５ｄＢ）以下の精度での測定が可能である。

次に、信号光の波長については、検出されたＰ₂、Ｐ₃のｄＢ単位での差分、すなわち１０Ｌｏｇ（Ｐ₂／Ｐ₃）を値から算出する。図２４は、信号光の波長λ_Sに対して１０Ｌｏｇ（Ｐ₂／Ｐ₃）を示したものである。図からわかるように、１０Ｌｏｇ（Ｐ₂／Ｐ₃）はλ_Sに対して直線的に変化し、λ_S＝λ₀において０となる。よって、前もってその傾きの情報を入手しておけば、測定の際にはＡＷＧ２００４の透過スペクトル波形を考慮することなく、信号光波長を測定することができる。また、信号光波長λ_Sに対して１０Ｌｏｇ（Ｐ₂／Ｐ₃）の値の直線性が優れており、ゆえに測定精度も高いといえる。

また、ノイズ光強度については、信号光波長から離れた透過ピーク波長に対応する受光強度、すなわち本実施例ではＰ₁あるいはＰ₄に対して、Ｐ₁／Ｔ₀／ｗあるいはＰ₄／Ｔ₀／ｗを測定値とする。いま、信号光波長がλ₀より長波長と測定される場合にはＰ₁／Ｔ₀／ｗ、λ₀より短波長と測定される場合にはＰ₄／Ｔ₀／ｗを測定値とするならば、Ｐ₁あるいはＰ₄の受光強度に対応する透過ピーク波長は信号光波長から１．５ｕ以上離れているはずである。よって、Ｐ₁あるいはＰ₄に混入する信号光のパワーは

以下、すなわち本実施例においてはＰ_S・１０^-2.7以下となり、信号光強度の１０^-2程度のノイズ強度であれば、ほとんど誤差なく測定が可能である。

更に微弱なノイズ光強度を精度良く測定するためには、以下のようにするとよい。すなわち、ＡＷＧの入力導波路２００７の入力側スラブ導波路２００８への接続部におけるテーパ導波路の開口端幅を調整し、１および４番目の入力導波路に対応する透過スペクトルのバンド幅を、２および３番目の入力導波路に対応するそれに対して小さくする。これにより、Ｐ₁あるいはＰ₄に混入する信号光のパワーを抑制することができるため、より高精度なノイズ光強度測定が可能になる。

図２５は、１および４番目の入力導波路におけるテーパ導波路の開口端幅を５μｍに変更した場合における入力ファイバ２００１から、選択された光スイッチ２００２の出力および接続するＡＷＧ２００４の入力導波路を介して、対応する出力導波路を通ってＰＤへ至る回路の透過スペクトルを示したものである。ここで、透過スペクトルの上部に示した１，２，３，４の番号は、選択された光スイッチ２００２の出力の番号に対応している。テーパ導波路の開口端幅を５μｍに変更したことで、各透過スペクトル波形は、２および３番目の３ｄＢ透過バンド幅がｗ＝０．２０ｎｍであるのに対し、１および４番目の３ｄＢ透過バンド幅がｗ＝０．１６ｎｍと小さくなっている。各透過スペクトルの最大透過率Ｔ₀は変らずＴ₀＝−１ｄＢである。

この場合に信号光波長がλ₀より長波長と測定される場合にはＰ₁／Ｔ₀／ｗを、λ₀より短波長と測定される場合にはＰ₄／Ｔ₀／ｗを測定値とするならば、Ｐ₁あるいはＰ₄に混入する信号光のパワーは

以下、すなわち本実施例においてはＰ_S・１０^-4.2以下となり、信号光強度の１０^-3程度の更に微弱なノイズ強度まで、ほとんど誤差なく測定が可能である。

上記の実施例の光波長多重信号監視装置においては、ＡＷＧの入力導波路２００７の配置間隔をＸ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝２０μｍとしたが、これはＸ₁＝Ａ・（Ｌ−ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝１２μｍとしてもよい。この場合、図２１あるいは図２５において、各透過スペクトルは、光スイッチ２００２の出力を１，２，３，４と切り替えるに従って、その透過波長がｕ＝０．２ｎｍずつ短波長方向にシフトするという点で異なるが、その点を考慮すれば、Ｘ₁＝２０μｍとした場合と全く同様な手法により、光波長多重信号の監視が可能である。

本発明の第３の実施例に係る光波長多重信号監視装置について説明する。本実施例は、前述の実施形態の説明において、Ｎ＝４０、Ｍ＝３、Ｌ＝１、Δλ＝０．８ｎｍ（１００ＧＨｚ）、ｕ＝０．２ｎｍ（２５ＧＨｚ）の場合に相当し、さらにＫ＝８であり、最大８方路のそれぞれにおいて、１００ＧＨｚ周波数間隔で配列された４０チャネルの光波長多重信号を監視する機能を有する。第２の実施例に比較してＭがさらに１小さいため、より高速に監視を行うことが可能である。

図２６は、本発明の第３の実施例に係る光波長多重信号監視装置の構成を示す平面図である。この監視装置は、８本の入力光ファイバ２６０１と、８入力３出力の熱光学スイッチ２６０２と、３入力４２出力のＡＷＧ２６０４と、４２個のアレイＰＤを用いたＣＳＰ−ＰＤ２６０６とを備えている。熱光学スイッチ２６０２およびＡＷＧ２６０４はＰＬＣで実現されており、両者のチップは直接接合されている。ＡＷＧ２６０４は、３本の入力導波路２６０７と、入力側スラブ導波路２６０８と、アレイ導波路２６０９と、出力側スラブ導波路２６１０と、４２本の出力導波路２６１１とを備えている。入力導波路２６０７はそれぞれ熱光学スイッチ２６０２の３つの出力と接続されている。また、ＣＳＰ−ＰＤ２６０６はＡＷＧ２６０４のチップ端面に直接接合され、出力導波路２６１１のそれぞれと、各ＰＤは光学的に結合されている。このＡＷＧ２６０４は、導波路の比屈折率差Δが１．５％、コア厚が４．５μｍ、入力導波路２６０７、アレイ導波路２６０９、出力導波路２６１１のコア幅は４．５μｍであり、中央の波長チャネルの（２番目の入力導波路から２２番目の出力導波路への）透過波長は１５４４．１３μｍ（１９４．１５ＴＨｚ）、出力導波路の透過波長間隔が０．８ｎｍ（１００ＧＨｚ）である。アレイ導波路２６０９は、ΔＬ＝３３．９μｍで順次長くなり、その本数は３３０本である。また、アレイ導波路２６０９の入力側スラブ導波路２６０８との接続部における配列間隔ｂ₁、および出力側スラブ導波路２６１０との接続部における配列間隔ｂ₂はそれぞれ９μｍであり、出力導波路２６１１は、出力側スラブ導波路２６１０との接続部において、間隔Ｘ₂＝１６μｍで配列されている。また、入力側スラブ導波路２６０８の長さＦ₁、および出力側スラブ導波路２６１０の長さＦ₂はそれぞれ８１００μｍである。

ここで、監視する光波長多重信号の波長間隔はΔλ＝０．８ｎｍであり、ｕ＝０．２０ｎｍとして、入力導波路２６０７は、入力側スラブ導波路２６０８の接続部において、間隔Ｘ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝２０μｍで配列されている。ただし、ここでＡ＝（ｂ₂・Ｆ₁）／（ｂ₁・Ｆ₂）＝（９μｍ・８１００μｍ）／（９μｍ・８１００μｍ）＝１、Ｌ＝１としている。また、入力導波路２６０７の入力側スラブ導波路２６０８への接続部、および出力導波路２６１１の出力側スラブ導波路２６１０への接続部は、直線テーパ導波路が形成され、それぞれ開口端の導波路幅は６μｍとなっている。ただし、１番目の入力導波路に形成されたテーパ導波路開口端の導波路幅は４．５μｍとなっている。この設計により、ＡＷＧの１番目の入力導波路からの透過スペクトルの３ｄＢ透過バンド幅はｗ＝０．１２ｎｍ（１５ＧＨｚ）となり、２および３番目の入力導波路からの透過スペクトルの３ｄＢ透過バンド幅はｗ＝０．２０（２５．０ＧＨｚ）となる。したがって、本実施例のＡＷＧ２６０４では、２および３番目の入力導波路においてはｗ＝ｕとなる設計になっている。

本実施例における光波長多重信号（４０チャネル、波長間隔０．８ｎｍ）の監視方法を説明する。いま、ｉ番目（ｉは１〜４０のいずれか）のチャネルの信号に注目する。信号の監視は、光スイッチ２６０２の出力を順次切替えながら、ＣＳＰ−ＰＤ２６０６の所定の１つＰＤの受光強度を読み取ることによって行う。具体的には、下記の組合せで読み取りを行う。
・光スイッチの出力：１番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋３−１番目
・光スイッチの出力：２番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋３−２番目
・光スイッチの出力：３番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋３−３番目

図２７は、入力ファイバ２６０１から、選択された光スイッチ２６０２の出力および接続するＡＷＧ２６０４の入力導波路を介して、対応するＡＷＧ２６０４の出力導波路を通ってＰＤへ至る回路の透過スペクトルを示したものである。ここで、透過スペクトルの上部に示した１，２，３の番号は、選択された光スイッチ２６０２の出力の番号に対応している。各透過スペクトル波形はＡＷＧ２６０４の透過特性を反映したガウス関数型であり、３ｄＢ透過バンド幅は１番目の透過スペクトルがｗ＝０．１２ｎｍ、２および３番目の透過スペクトルがｗ＝０．２０ｎｍである。各透過スペクトルの最大透過率Ｔ₀は、入力ファイバ２６０１からＡＷＧの出力導波路２６１１へと至る回路全体の損失和を反映するが、本実施例ではＴ₀＝−１ｄＢである。

各透過スペクトルは、光スイッチ２６０２の出力を１，２，３と切替えるに従って、その透過波長がｕ＝０．２０ｎｍずつ長波長方向にシフトする。つまり、光スイッチ２６０２の出力を１から３まで切り替えると、波長０．２０・（３−１）＝０．４０ｎｍだけシフトする。ＡＷＧ２６０４においては、ｉ番目のチャネルの信号のグリッド周波数（本実施例では、｛１９４．１＋０．１×（２１−ｉ）｝ＴＨｚが、２番目の入力導波路からｉ＋３−２番目の出力導波路への透過波長と、３番目の入力導波路からｉ＋３−３番目の出力導波路への透過波長との間のほぼ中央になるように設計されている。いま、この２つの透過波長間の中央をλ₀とする。

図２７には、入力されるｉ番目のチャネルの信号の光強度スペクトルの例を点線で示している。この例では、信号の光強度Ｐ_S＝−５ｄＢｍ、信号波長λ_Sはλ₀＜λ_S＜λ₀＋０．５ｕにあり、ノイズの光強度Ｐ_N＝−２２ｄＢｍ／ｎｍである。この信号を本実施例による光波長多重信号監視装置で検出したときのＰＤでの受光強度の分布（Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₃）を図２８に示す。図２８の横軸は光スイッチ２６０２の選択された出力の番号であり、縦軸は対応するＰＤでの受光強度である。

Ｐ₁〜Ｐ₃の検出値から信号光の特性を得る手法としては、信号光の強度については、その測定値Ｐ_S´として、Ｐ_S´＝（Ｐ₂＋Ｐ₃）／Ｔ₀とする。本実施例において、信号光波長λ_Sに対して、この手法での測定光強度Ｐ_S´の実際の強度Ｐ_Sに対する比率を示したものは、図２３と全く同様になる。本実施例においては２および３番目の透過スペクトルにおいてｗ＝ｕであるため、信号光波長に対する比率Ｐ_S´／Ｐ_Sの変化が小さく、λ₀−０．６ｕ≦λ_S≦λ₀＋０．６ｕ（０．６０ｕ＝０．１２ｎｍ）の範囲では０．９２〜１．０８の間に収まっている。すなわち、この信号光強度測定手法によれば測定誤差±８％（０．５ｄＢ）以下の精度での測定が可能である。

次に、信号光の波長については、検出されたＰ₂、Ｐ₃のｄＢ単位での差分、すなわち１０Ｌｏｇ（Ｐ₂／Ｐ₃）を値から算出する。信号光の波長λ_Sに対して１０Ｌｏｇ（Ｐ₂／Ｐ₃）を示したものは、図２４と全く同様になる。図からわかるように、１０Ｌｏｇ（Ｐ₂／Ｐ₃）はλ_Sに対して直線的に変化し、λ_S＝λ₀において０となる。よって、前もってその傾きの情報を入手しておけば、測定の際にはＡＷＧ２６０４の透過スペクトル波形を考慮することなく、信号光波長を測定することができる。また、信号光波長λ_Sに対して１０Ｌｏｇ（Ｐ₂／Ｐ₃）の値の直線性が優れており、ゆえに測定精度も高いといえる。

また、ノイズ光強度については、本実施例ではＰ₁に対して、Ｐ₁／Ｔ₀／ｗを測定値とする。いま、信号光波長が高々λ₀±０．５ｕの範囲内で変動しているとすれば、Ｐ₁に対応する透過スペクトルのピーク波長は信号光波長からｕ以上離れているはずである。よって、Ｐ₁に混入する信号光のパワーは

以下であるが、１番目の透過スペクトルに関してはｗ＝０．１２ｎｍ、すなわちｗ＝０．６ｕとなっているので、本実施例においてはＰ_S・１０^-2.7以下となり、信号光強度の１０^-2程度のノイズ強度であれば、ほとんど誤差なく測定が可能である。

上記の実施例の光波長多重信号監視装置においては、ＡＷＧの入力導波路２６０７の配置間隔をＸ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝２０μｍとしたが、これはＸ₁＝Ａ・（Ｌ−ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝１２μｍとしてもよい。この場合、図２７において、各透過スペクトルは、光スイッチ２６０２の出力を１，２，３と切り替えるに従って、その透過波長がｕ＝０．２ｎｍずつ短波長方向にシフトするという点で異なるが、その点を考慮すれば、Ｘ₁＝２０μｍとした場合と全く同様な手法により、光波長多重信号の監視が可能である。

本発明の第４の実施例に係る光波長多重信号監視装置について説明する。本実施例は、前述の実施形態の説明において、Ｎ＝４０、Ｍ＝２、Ｌ＝２、Δλ＝０．８ｎｍ（１００ＧＨｚ）、ｕ＝０．３ｎｍ（３７．５ＧＨｚ）の場合に相当し、さらにＫ＝８であり、最大８方路のそれぞれにおいて、１００ＧＨｚ周波数間隔で配列された４０チャネルの光波長多重信号を監視する機能を有する。第３の実施例に比較してＭがさらに１小さいため、より高速に監視を行うことが可能である。ただし、本実施例の光波長多重信号監視装置は、信号光波長を監視する機能は有しておらず、信号光強度とノイズ光強度を監視するものである。

図２９は、本発明の第４の実施例に係る光波長多重信号監視装置の構成を示す平面図である。この監視装置は、８本の入力光ファイバ２９０１と、８入力２出力の熱光学スイッチ２９０２と、２入力４２出力のＡＷＧ２９０４と、４２個のアレイＰＤを用いたＣＳＰ−ＰＤ２９０６とを備えている。熱光学スイッチ２９０２およびＡＷＧ２９０４はＰＬＣで実現されており、両者のチップは直接接合されている。ＡＷＧ２９０４は、２本の入力導波路２９０７と、入力側スラブ導波路２９０８と、アレイ導波路２９０９と、出力側スラブ導波路２９１０と、４２本の出力導波路２９１１とを備えている。入力導波路２９０７はそれぞれ熱光学スイッチ２９０２の２つの出力と接続されている。また、ＣＳＰ−ＰＤ２９０６はＡＷＧ２９０４のチップ端面に直接接合され、出力導波路２９１１のそれぞれと、各ＰＤは光学的に結合されている。このＡＷＧ２９０４は、導波路の比屈折率差Δが１．５％、コア厚が４．５μｍ、入力導波路２９０７、アレイ導波路２９０９、出力導波路２９１１のコア幅は４．５μｍであり、中央の波長チャネルの（２番目の入力導波路から２２番目の出力導波路への）透過波長は１５４５．３３μｍ（１９４．０ＴＨｚ）、出力導波路の透過波長間隔が０．８ｎｍ（１００ＧＨｚ）である。アレイ導波路２９０９は、ΔＬ＝３３．９μｍで順次長くなり、その本数は４００本である。また、アレイ導波路２９０９の入力側スラブ導波路２９０８との接続部における配列間隔ｂ₁、および出力側スラブ導波路２９１０との接続部における配列間隔ｂ₂はそれぞれ９μｍであり、入力側スラブ導波路２９０８の長さＦ₁、および出力側スラブ導波路２９１０の長さＦ₂はそれぞれ９１００μｍである。

図３０は、図２９に示すＡＷＧの一部を拡大して示している。図３０（ａ）は、入力導波路２９０７と入力側スラブ導波路２９０８の接続部分近傍を拡大したものであり、図３０（ｂ）は、出力側スラブ導波路２９１０と出力導波路２９１１との接続部分近傍を拡大したものである。出力導波路２９１１は間隔Ｘ₂＝１８μｍで配列されている。ここで、監視する光波長多重信号の波長間隔はΔλ＝０．８ｎｍであり、ｕ＝０．３０ｎｍとして、入力導波路２９０７は、入力側スラブ導波路２９０８との接続部において、間隔Ｘ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝４２．７５μｍで配列されている。ただし、Ａ＝（ｂ₂・Ｆ₁）／（ｂ₁・Ｆ₂）＝（９μｍ・９１００μｍ）／（９μｍ・９１００μｍ）＝１、Ｌ＝２としている。また、１番目の入力導波路の入力側スラブ導波路２９０８への接続部、および出力導波路２９１１の出力側スラブ導波路２９１０への接続部は、直線テーパ導波路が形成され、出力導波路に形成されたテーパ導波路開口端の導波路幅は９μｍとなっており、１番目の入力導波路に形成されたテーパ導波路開口端の導波路幅は４．５μｍとなっている。この設計により、ＡＷＧの１番目の入力導波路からの透過スペクトルの３ｄＢ透過バンド幅はｗ＝０．１２ｎｍ（１５．０ＧＨｚ）となる。また、２番目の入力導波路の入力側スラブ導波路２９０８への接続部には、２次モード光を励起するためのパラボラ形状のテーパ導波路が形成され、開口端の導波路幅は２０μｍ、テーパ導波路長は１５０μｍとなっている。この設計により、ＡＷＧの２番目の入力導波路からの透過スペクトルは平坦化され、その３ｄＢ透過バンド幅はｗ＝０．６０ｎｍ（７５．０ＧＨｚ）、０．５ｄＢ透過バンド幅は０．３２ｎｍ（４０ＧＨｚ）となる。

本実施例における光波長多重信号（４０チャネル、波長間隔０．８ｎｍ）の監視方法を説明する。いま、ｉ番目（ｉは１〜４０のいずれか）のチャネルの信号に注目する。信号の監視は、光スイッチ２９０２の出力を切替えながら、ＣＳＰ−ＰＤ２９０６の所定のＰＤの受光強度を読み取ることによって行う。具体的には、下記の組合せで読み取りを行う。
・光スイッチの出力：１番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋２・２−２・１番目
・光スイッチの出力：２番目 ⇒ ＰＤ：ｉ＋２・２−２・２番目

図３１は、入力ファイバ２９０１から、選択された光スイッチ２９０２の出力および接続するＡＷＧ２９０４の入力導波路を介して、対応するＡＷＧ２９０４の出力導波路を通ってＰＤへ至る回路の透過スペクトルを示したものである。ここで、透過スペクトルの上部に示した１，２の番号は、選択された光スイッチ２９０２の出力の番号に対応している。各透過スペクトル波形はＡＷＧ２９０４の透過特性を反映し、１番目の透過スペクトルはガウス関数型であり、３ｄＢ透過バンド幅はｗ＝０．１２ｎｍである。２番目の透過スペクトルは、入力導波路に形成されたパラボラ形状のテーパ導波路で２次モード光が励起される効果によって先端が平坦な波形となり、ｗ＝０．６０ｎｍである。各透過スペクトルの最大透過率は、入力ファイバ２９０１からＡＷＧの出力導波路２９１１へと至る回路全体の損失和を反映するが、１番目の透過スペクトルの最大透過率は−１ｄＢ、２番目の透過スペクトルの最大透過率は−３．５ｄＢである。

透過スペクトルは、光スイッチ２９０２の出力を１から２に切替えると、その透過波長がｕ＝０．３０ｎｍだけ長波長方向にシフトする。ＡＷＧ２９０４においては、ｉ番目のチャネルの信号のグリッド周波数（本実施例では、｛１９４．１＋０．１×（２１−ｉ）｝ＴＨｚが、２番目の入力導波路からｉ＋２・２−２・２番目の出力導波路、すなわちｉ番目の出力導波路への透過波長とほぼ等しくなるように設計されている。いま、この２番目の入力導波路からｉ番目の出力導波路への透過波長をλ₀とする。

図３１には、入力されるｉ番目のチャネルの信号の光強度スペクトルの例を点線で示している。この例では、信号の光強度Ｐ_S＝−５ｄＢｍ、信号波長λ_Sはλ_S＝λ₀＋０．０４ｎｍにあり、ノイズの光強度Ｐ_N＝−２２ｄＢｍ／ｎｍである。この信号を本実施例による光波長多重信号監視装置で検出したときのＰＤでの受光強度の分布（Ｐ₁，Ｐ₂）は、ｄＢ単位でＰ₁＝−８．５ｄＢｍ、Ｐ₂＝−３１．２ｄＢｍである。

Ｐ₁，Ｐ₂の検出値から信号光の特性を得る手法として、信号光の強度については、その測定値Ｐ_S´として、Ｐ_S´＝Ｐ₂／Ｔ₀（２）とする。ここで、Ｔ₀（２）は図３１の２番目の透過スペクトルの最大透過率である。本実施例において、信号光に対してＰ₂の検出値は、２番目の透過スペクトルを反映したものとなる。いま、その波形は平坦化されているので、透過中心波長付近の信号光波長変動に対してＰ₂の変動は小さい。本実施例の波形は０．５ｄＢ透過バンド幅が０．３２ｎｍであるから、信号光波長λ_Sに対して、λ₀−０．１６≦λ_S≦λ₀＋０．１６（ｎｍ）の範囲では、Ｐ₂の変動は０．５ｄＢ以下であり、すなわち、この波長範囲なら誤差０．５ｄＢ（８％）以下での測定が可能である。

ノイズ光強度については、本実施例ではＰ₁に対して、Ｐ₁／Ｔ₀（１）／ｗ（１）を測定値とする。ここで、Ｔ₀（１）およびｗ（１）は、図３１の１番目の透過スペクトルの最大透過率および３ｄＢ透過バンド幅である。いま、信号光波長が高々λ₀±０．１ｎｍの範囲内で変動しているとすれば、Ｐ₁に対応する透過スペクトルのピーク波長は信号光波長からｕ−０．１ｎｍ、すなわち０．２ｎｍ以上離れているはずである。よって、Ｐ₁に混入する信号光のパワーは

以下、すなわちＰ_S・１０^-3.3以下となり、信号光強度の１０^-2程度のノイズ強度であれば、ほとんど誤差なく測定が可能である。

上記の実施例の光波長多重信号監視装置においては、ＡＷＧの入力導波路２９０７の配置間隔をＸ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝４２．７５μｍとしたが、これはＸ₁＝Ａ・（Ｌ−ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝２９．２５μｍとしてもよい。この場合、図３１において、各透過スペクトルは、光スイッチ２９０２の出力を１，２と切り替えると、その透過波長がｕ＝０．２ｎｍ短波長方向にシフトするという点で異なるが、その点を考慮すれば、Ｘ₁＝４２．７５μｍとした場合と全く同様な手法により、光波長多重信号の監視が可能である。

同様に、１番目の入力導波路に形成するテーパをパラボラ形状にし、１番目の入力導波路に形成するテーパを直線形状にしてもよいし、その場合にも、Ｘ₁＝Ａ・（Ｌ＋ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝４２．７５μｍ、Ｘ₁＝Ａ・（Ｌ−ｕ／Δλ）・Ｘ₂＝２９．２５μｍのどちらの設計であっても、やはり同様な手法により、光波長多重信号の監視が可能である。

また、ＡＷＧ２９０４において、平坦な透過スペクトル波形を得るために、一部入力導波路にパラボラ形状テーパを形成したが、テーパの形状はこれに限定されず、マルチモード干渉計、Ｙ分岐、双曲線形状、楕円形状など、基底モード光の一部を２次モード光に変換するあらゆるテーパ形状が適用可能である。

以上４つの実施例から、本発明による光波長多重信号監視装置では、従来技術のＡＷＧ型光波長多重信号監視装置において、信号光の強度しか監視できなかった問題を解決し、信号光の強度に加え、信号光の波長、ノイズ光の強度、あるいはその両者について、全チャネルを同時に監視することが可能であり、高速性を有しつつ、より高度な監視機能を備えた光波長多重信号監視装置および方法を得ることができる。

上記の実施例において、光波長多重信号のチャネル数Ｎ、チャネル間隔Δλ、装置の構成および仕様においてＭ、Ｌ、Ｋ、ｕ、ｗを特定の数値に限定したが、本発明の適用範囲はこの数値に限定されるものではない。

また、上記の実施例においては、ＡＷＧ部分の導波路の比屈折率差、コア幅及びコア厚を特定の値に限定したが、本発明の適用範囲は、この値に限定されるものではない。

また、上記の実施例において、ＡＷＧ部分の設計パラメーターを特定の値に限定したが、本発明の適用範囲は、このパラメーターに限定されるものではない。

また、上記の実施例において、ＡＷＧの出力導波路、あるいは出力導波路に接続された光ファイバを介してＰＤとの光学的な結合がなされていたが、本発明の適用範囲はこの構成に限定されるものではなく、ＰＤをＡＷＧの出力側スラブ導波路と光学的に結合させてもよい。

本発明の一実施形態にかかる光波長多重信号監視装置の基本構成を示す図である。 図１の光波長多重信号監視装置におけるＡＷＧの回路構成を示す図である。 図２のＡＷＧの一部を拡大して示す図であり、図３（ａ）は、入力導波路と入力側スラブ導波路との接続部分近傍を拡大したものであり、図３（ｂ）は、出力側スラブ導波路と出力導波路との接続部分近傍を拡大したものである。 図１の光波長多重信号監視装置において、特定の設計値によるＡＷＧの透過スペクトルと信号光の光強度スペクトルを示す図である。 図１の光波長多重信号監視装置において、ＰＤでの受光強度の分布を示す図である。 図１の光波長多重信号監視装置において、別の設計値によるＡＷＧの透過スペクトルと信号光の光強度スペクトルを示す図である。 図１の光波長多重信号監視装置において、受光強度が最大および２番目の大きさとなる透過スペクトルを示す図である。 図１の光波長多重信号監視装置において、最大および２番目の大きさの受光強度のｄＢ単位での差分を示す図である。 図１の光波長多重信号監視装置において、実際の信号光の強度に対する特定の手法での測定強度の比率を示す図である。 本発明の第１の実施例に係る光波長多重信号監視装置の構成を示す平面図である。 図１０のＡＷＧの一部を拡大して示す図であり、図１１（ａ）は、入力導波路と入力側スラブ導波路との接続部分近傍を拡大したものであり、図１１（ｂ）は、出力側スラブ導波路と出力導波路との接続部分近傍を拡大したものである。 図１０の光波長多重信号監視装置において、ＡＷＧの透過スペクトルと信号光の光強度スペクトルを示す図である。 図１０の光波長多重信号監視装置において、ＰＤでの受光強度の分布を示す図である。 図１０の光波長多重信号監視装置において、実際の信号光の強度に対する特定の手法での測定強度の比率を示す図である。 図１０の光波長多重信号監視装置において、実際の信号光の強度に対する別の手法での測定強度の比率を示す図である。 図１０の光波長多重信号監視装置において、信号光波長に対する波長の測定誤差の変動を示す図である。 図１０の光波長多重信号監視装置において、１入力５出力の光スイッチを８入力５出力の光スイッチに変更した多方路対応の光波長多重信号監視装置の構成を示す平面図である。 図１７の多方路対応の光波長多重信号監視装置において、光スイッチをＰＬＣによる熱光学スイッチで構成し、ＡＷＧチップと直接接合するとともに、ＰＤにはＣＳＰ−ＰＤを用いてＡＷＧチップと直接接合した構成を示す平面図である。 図１７の多方路対応の光波長多重信号監視装置において、光スイッチをＰＬＣによる熱光学スイッチで構成し、ＡＷＧと一体集積化するとともに、ＰＤにはＣＳＰ−ＰＤを用いてＡＷＧチップと直接接合した構成を示す平面図である。 本発明の第２の実施例に係る光波長多重信号監視装置の構成を示す平面図である。 図２０の光波長多重信号監視装置において、ＡＷＧの透過スペクトルと信号光の光強度スペクトルを示す図である。 図２０の光波長多重信号監視装置において、ＰＤでの受光強度の分布を示す図である。 図２０の光波長多重信号監視装置において、実際の信号光の強度に対する特定の手法での測定強度の比率を示す図である。 図２０の光波長多重信号監視装置において、最大および２番目の大きさの受光強度のｄＢ単位での差分を示す図である。 図２０の光波長多重信号監視装置において、１および４番目の入力導波路におけるテーパ導波路の開口端幅を５μｍに変更した場合のＡＷＧの透過スペクトルを示す図である。 本発明の第３の実施例に係る光波長多重信号監視装置の構成を示す平面図である。 図２６の光波長多重信号監視装置において、ＡＷＧの透過スペクトルと信号光の光強度スペクトルを示す図である。 図２６の光波長多重信号監視装置において、ＰＤでの受光強度の分布を示す図である。 本発明の第４の実施例に係る光波長多重信号監視装置の構成を示す平面図である。 図２９のＡＷＧの一部を拡大して示す図であり、図３０（ａ）は、入力導波路と入力側スラブ導波路との接続部分近傍を拡大したものであり、図３０（ｂ）は、出力側スラブ導波路と出力導波路との接続部分近傍を拡大したものである。 図２９の光波長多重信号監視装置において、ＡＷＧの透過スペクトルと信号光の光強度スペクトルを示す図である。 ＡＷＧとＰＤを用いた従来の光波長多重信号監視装置の構成例を示す図である。 従来の光波長多重信号監視装置において、ＡＷＧの出力導波路と結合するように直接ＣＳＰ−ＰＤを接合した構成を示す図である。 従来の光波長多重信号監視装置において、ＡＷＧの出力導波路を介さずに、出力側スラブ導波路と結合するように直接ＣＳＰ−ＰＤを接合した構成を示す図である。

符号の説明

１０１，１００２，１７０２ 光スイッチ
１０２，１００４，１７０４，１８０４，１９０４，２００４，２６０４ アレイ導波路回折格子
１０３，１００６，１７０６，３２０６ フォトダイオード
２０１，１００７，１７０７，１８０７，１９０７，２００７，２６０７，３２０１ 入力導波路
２０２，１００８，１７０８，１８０８，１９０８，２００８，２６０８，３２０２ 入力側スラブ導波路
２０３，１００９，１７０９，１８０９，１９０９，２００９，２６０９，３２０３ アレイ導波路
２０４，１０１０，１７１０，１８１０，１９１０，２０１０，２６１０，３２０４ 出力側スラブ導波路
２０５，１０１１，１７１１，１８１１，１９１１，２０１１，２６１１，３２０５ 出力導波路
１００１，１７０１，１８０１，１９０１，２００１，２６０１，３２０７ 入力光ファイバ
１００３，１７０３ 入力側接続光ファイバ
１００５，１７０５，３２０８ 出力側接続光ファイバ
１８０２，１９０３ 熱光学スイッチ
１８０６，１９０６，２００６，２６０６，３３０１，３４０１ ＣＳＰフォトダイオード
１９０２，２００２，２６０２ ＰＬＣチップ

Claims (18)

1. 光波長多重信号監視装置であって、
   Ｍを２以上の整数として、少なくとも１入力Ｍ出力を有する１×Ｍ光スイッチと、
   Ｌを１以上の整数とし、Ｎを２以上の整数として、少なくともＭ入力｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝出力を有するアレイ導波路回折格子であって、
   前記１×Ｍ光スイッチのＭ出力に接続するＭ本の入力導波路と、
   前記入力導波路に接続する第１のスラブ導波路と、
   前記第１のスラブ導波路に接続するアレイ導波路と、
   前記アレイ導波路に接続する第２のスラブ導波路と、
   前記第２のスラブ導波路に接続する｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝本の出力導波路と
   を備えたアレイ導波路回折格子と、
   前記アレイ導波路回折格子の｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝本の出力導波路に接続する｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝個のフォトダイオードと
   を備え、
   前記アレイ導波路回折格子の出力導波路は、波長間隔Δλに対応する距離間隔で前記第２のスラブ導波路に接続するよう構成され、
   前記アレイ導波路回折格子の入力導波路は、ＬΔλより大きく（Ｌ＋１）Δλより小さい波長間隔、または（Ｌ−１）Δλより大きくＬΔλより小さい波長間隔に対応する距離間隔で前記第１のスラブ導波路に接続するように構成されたことを特徴とする光波長多重信号監視装置。
2. 光波長多重信号監視装置であって、
   Ｍを２以上の整数として、少なくとも１入力Ｍ出力を有する１×Ｍ光スイッチと、
   Ｌを１以上の整数とし、Ｎを２以上の整数として、少なくともＭ入力｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝出力を有するアレイ導波路回折格子であって、
   前記１×Ｍ光スイッチのＭ出力に接続するＭ本の入力導波路と、
   前記入力導波路に接続する第１のスラブ導波路と、
   前記第１のスラブ導波路に接続するアレイ導波路と、
   前記アレイ導波路に接続する第２のスラブ導波路と
   を備えたアレイ導波路回折格子と、
   前記アレイ導波路回折格子の第２のスラブ導波路に接続する｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝個のフォトダイオードと
   を備え、
   前記フォトダイオードは、波長間隔Δλに対応する距離間隔で前記第２のスラブ導波路に接続するよう構成され、
   前記アレイ導波路回折格子の入力導波路は、ＬΔλより大きく（Ｌ＋１）Δλより小さい波長間隔、または（Ｌ−１）Δλより大きくＬΔλより小さい波長間隔に対応する距離間隔で前記第１のスラブ導波路に接続するように構成されたことを特徴とする光波長多重信号監視装置。
3. 請求項１または２に記載の光波長多重信号監視装置であって、
   前記Ｌは、１であることを特徴とする光波長多重信号監視装置。
4. 請求項１から３のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、
   前記Ｍは、４であり、
   ｉ＝１，２，．．．，Ｎとして、前記１×Ｍ光スイッチの１入力に入力される光波長多重信号のｉ番目の信号について、前記アレイ導波路回折格子の２番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−２）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも短波長であり、前記アレイ導波路回折格子の３番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−３）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも長波長であることを特徴とする光波長多重信号監視装置。
5. 請求項１から３のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、
   前記Ｍは、３であり、
   ｉ＝１，２，．．．，Ｎとし、ｊを１または２として、前記１×Ｍ光スイッチの１入力に入力される光波長多重信号のｉ番目の信号について、前記アレイ導波路回折格子のｊ番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｊ）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも短波長であり、前記アレイ導波路回折格子の（ｊ＋１）番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｊ−１）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも長波長であることを特徴とする光波長多重信号監視装置。
6. 請求項１から５のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、
   前記アレイ導波路回折格子の３ｄＢ透過帯域幅をｗとして、前記アレイ導波路回折格子の入力導波路は、波長間隔ＬΔλ＋ｗまたはＬΔλ−ｗに対応する距離間隔で前記第１のスラブ導波路に接続するように構成されたことを特徴とする光波長多重信号監視装置。
7. 請求項１から３のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、
   前記Ｍは、２であり、
   ｊを１または２として、前記アレイ導波路回折光子のｊ番目の入力導波路は、前記第１のスラブ導波路との接続部に２次モード光を励起するテーパ部を備え、
   ｉ＝１，２，．．．，Ｎとして、前記１×Ｍ光スイッチの１入力に入力される光波長多重信号のｉ番目の信号について、前記アレイ導波路回折格子のｊ番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｊ）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長にほぼ一致していることを特徴とする光波長多重信号監視装置。
8. 請求項１から７のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、
   Ｋを２以上の整数として、前記１×Ｍ光スイッチの１入力に接続する少なくともＫ入力１出力を有するＫ×１光スイッチをさらに備えたことを特徴とする光波長多重信号監視装置。
9. 請求項１から８のいずれかに記載の光波長多重信号監視装置であって、
   前記アレイ導波路回折格子および光スイッチは、石英系ガラス導波路から構成されることを特徴とする光波長多重信号監視装置。
10. 請求項９に記載の光波長多重信号監視装置であって、
    前記アレイ導波路回折格子および光スイッチは、別個のチップとして形成され、該チップを直接接合することによって光学的に接続されているか、単一のチップとして集積されていることを特徴とする光波長多重信号監視装置。
11. 請求項９または１０に記載の光波長多重信号監視装置であって、
    前記フォトダイオードは、チップスケールパッケージ型ＰＤアレイとして構成されたことを特徴とする光波長多重信号監視装置。
12. アレイ導波路回折格子を備えた光波長多重信号監視装置であって、
    前記アレイ導波路回折格子は、入力導波路と、前記入力導波路に接続された第１のスラブ導波路と、前記第１のスラブ導波路に接続されたアレイ導波路と、前記アレイ導波路に接続された第１のスラブ導波路と、前記第１のスラブ導波路に接続された出力導波路とを備え、
    前記アレイ導波路回折格子は、Ｌを１以上の整数とし、ＮおよびＭを２以上の整数として、少なくともＭ入力｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝出力を有し、
    前記出力導波路は、波長間隔Δλに対応する距離間隔で前記第２のスラブ導波路に接続するように構成され、
    前記入力導波路は、ｊ＝１，２，．．．，Ｍとし、ｉ＝１，２，．．．，｛Ｎ−Ｌ（Ｍ−１）｝とし、任意のｉに対して、ｊを１だけシフトさせたときに、ｊ番目の入力から｛ｉ−Ｌ（Ｍ−ｊ）｝番目の出力への透過波長が０より大きくΔλより小さいｕだけシフトするように構成されたことを特徴とする光波長多重信号監視装置。
13. 請求項１２に記載の光波長多重信号監視装置であって、
    前記透過波長シフトｕは、前記アレイ導波路回折格子の３ｄＢ透過帯域幅ｗにほぼ等しいことを特徴とする光波長多重信号監視装置。
14. 光波長多重信号監視装置を用いた光波長多重信号監視方法であって、
    Ｍを２以上の整数として、少なくとも１入力Ｍ出力を有する１×Ｍ光スイッチと、
    Ｌを１以上の整数とし、Ｎを２以上の整数として、少なくともＭ入力｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝出力を有するアレイ導波路回折格子であって、
    前記１×Ｍ光スイッチのＭ出力に接続するＭ本の入力導波路と、
    前記入力導波路に接続する第１のスラブ導波路と、
    前記第１のスラブ導波路に接続するアレイ導波路と、
    前記アレイ導波路に接続する第２のスラブ導波路と、
    前記第２のスラブ導波路に接続する｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝本の出力導波路と
    を備えたアレイ導波路回折格子と、
    前記アレイ導波路回折格子の｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝本の出力導波路に接続する｛Ｎ＋Ｌ（Ｍ−１）｝個のフォトダイオードと
    を備えた光波長多重信号監視装置であって、
    前記アレイ導波路回折格子の出力導波路は、波長間隔Δλに対応する距離間隔で前記第２のスラブ導波路に接続するよう構成され、
    前記アレイ導波路回折格子の入力導波路は、ＬΔλより大きく（Ｌ＋１）Δλより小さい波長間隔、または（Ｌ−１）Δλより大きくＬΔλより小さい波長間隔に対応する距離間隔で前記第１のスラブ導波路に接続するように構成された光波長多重信号監視装置において、
    波長間隔Δλで配列されたＮ波長を多重した光信号を前記１×Ｍ光スイッチに入力することと、
    ｉ＝１，２，．．．，Ｎとし、ｊ＝１，２，．．．，Ｍとして、前記Ｎ波長を多重した光信号のｉ番目のチャネルの光信号について、前記１×Ｍ光スイッチのｊ番目の出力を選択し、前記フォトダイオードの｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｊ）｝番目のフォトダイオードにおける光強度の測定を行うことと、
    前記光強度の測定をすべてのｊについて行うことと、
    前記光強度の測定から得られたＭ点の測定値から前記ｉ番目のチャネルの光信号の光強度の波長依存性を監視することと
    を含むことを特徴とする光波長多重信号監視方法。
15. 請求項１４に記載の光波長多重信号監視方法であって、前記ｉ番目のチャネルの光信号について、
    前記Ｍ点の測定値から最大光強度を示す波長または光強度の重心位置の波長を光信号の波長として算出することと、
    前記算出された波長付近での光強度の波長依存性および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号の信号強度を算出することと、
    前記算出された波長から離れた波長での光強度の波長依存性および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号のノイズ強度を算出することと
    を含むことを特徴とする光波長多重信号監視方法。
16. 請求項１４に記載の光波長多重信号監視方法であって、
    前記Ｍは、４であり、
    前記ｉ番目のチャネルの光信号について、前記アレイ導波路回折格子の２番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−２）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも短波長であり、前記アレイ導波路回折格子の３番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−３）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも長波長であり、
    ｊ＝２および３のときの測定値および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号の信号強度を算出することと、
    ｊ＝２および３のときの測定値の差分および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号の波長を算出することと、
    ｊ＝１および／または４のときの測定値および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号のノイズ強度を算出することと
    を含むことを特徴とする光波長多重信号監視方法。
17. 請求項１４に記載の光波長多重信号監視方法であって、
    前記Ｍは、３であり、
    前記ｉ番目のチャネルの光信号について、ｋを１または２として、前記アレイ導波路回折格子のｋ番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｋ）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも短波長であり、前記アレイ導波路回折格子の（ｋ＋１）番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｋ−１）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の信号の波長よりも長波長であり、
    ｊ＝ｋおよびｋ＋１のときの測定値および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号の信号強度を算出することと、
    ｊ＝ｋおよびｋ＋１のときの測定値の差分および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号の波長を算出することと、
    前記測定値の残りおよび前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号のノイズ強度を算出することと
    を含むことを特徴とする光波長多重信号監視方法。
18. 請求項１４に記載の光波長多重信号監視方法であって、
    前記Ｍは、２であり、
    ｋを１または２として、前記アレイ導波路回折格子のｋ番目の入力導波路は、前記第１のスラブ導波路との接続部に２次モード光を励起するテーパ部を備え、
    前記ｉ番目のチャネルの光信号について、前記アレイ導波路回折格子のｋ番目の入力導波路から｛ｉ＋Ｌ（Ｍ−ｋ）｝番目のフォトダイオードへ至る経路の透過中心波長は、前記ｉ番目の光信号の波長にほぼ一致しており、
    ｊ＝ｋのときの測定値から光信号の信号強度を算出することと、
    残りの測定値および前記アレイ導波路回折格子の透過率特性から光信号のノイズ強度を算出することと
    を含むことを特徴とする光波長多重信号監視方法。

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