JP5044188B2 - 静止誘導電気機器の磁束測定装置、磁束測定方法および遮断器の同期開閉制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、変圧器やリアクトルなどの静止誘導電気機器の磁束を測定する磁束測定装置、磁束測定方法および遮断器の同期開閉制御装置に関する。

変圧器やリアクトルなどの静止誘導電気機器を電力系統に投入する場合、大きな過渡励磁突入電流が流れることがある。静止誘導電気機器が系統に投入された後、遮断器開放時の残留磁束を初期値とする交番磁束が鉄心に流れ、磁束が鉄心磁気飽和点を越えているときに過渡励磁突入電流が流れ、残留磁束の多いほど鉄心の飽和度が増して過渡励磁突入電流が増加する。

変圧器の場合、過渡励磁突入電流の大きさ（第１波ピーク値の定格電流に対する倍率）は数倍にも達するので、変圧器保護用比率差動継電器とか、変圧器２次側の短絡事故等で動作するように設置されている受電用過電流継電器が誤動作しないようにそれぞれ対策を講じるとか、過渡励磁突入電流による電磁力に耐え得るように変圧器の設計を考慮する等の対策を講じる必要がある。この他、過渡励磁突入電流は片方向に突出した（半波整流のような）波形なので、第２調波、第４調波等の高調波が多く含まれている。

このため、一時的に高調波電流源になり、これが原因で系統に設置されている進相コンデンサや各種交流フィルタ設備に悪影響を与えないように対策を講じる必要がある。また、過渡励磁突入電流が異常に大きい場合、系統電圧が瞬時低下するなど電力系統にも悪影響を与える場合がある。

ところで、この過渡励磁突入電流を軽減させるために、変圧器の各相の電圧から残留磁束を計算するとともに、その各相の残留磁束を打消すように遮断器の投入タイミング（位相）を考慮すればよいということは、既に特許文献１とか非特許文献１等で示唆されている。

従来、静止誘導電気機器の残留磁束を求める方法の一例として、電源遮断時に静止誘導電気機器に生ずる誘起電圧の変化を測定するとともに、その電圧波形を計算機に取り込んで積分演算することによって磁束波形を求め、その磁束波形の最終値と、遮断前の磁束波形の正弦波振動の中心値との差から残留磁束を求める方法がある（例えば、特許文献２を参照）。

また、残留磁束を求める方法の他の例として、静止誘導電気機器の給電回路に接続された遮断器の開極時刻を検出する開極検出手段と、給電回路の電圧信号を所定時間分記憶するようにされ、遮断器の開極前後における給電回路の電圧信号を計測し得るようにされた電圧信号計測手段と、遮断器の開極前における電圧信号のオフセット量を算出し、電圧信号からオフセットを除去する電圧信号オフセット除去手段と、遮断器の開極後における電圧信号にもとづいて積分の終了時を決定する電圧信号積分区間検出手段と、電圧信号を積分する電圧信号積分手段と、電圧積分信号のオフセットを除去して磁束信号を得る磁束信号算出手段と、磁束信号から残留磁束値を算出する残留磁束算出手段とを備えた静止誘導電気機器の磁束測定方法がある（例えば、特許文献３を参照）。
特開２００５−２０４３６８号公報 特開２０００−２７５３１１号公報 特開２００３−２３２８４０号公報 "CONTROLLED SWITCHING OF UNLOADED POWER TRANSFORMERS"、ELECTRA No.212 P.38 (2004)

特許文献２で提案された磁束を測定する方法は、測定系に重畳する直流オフセット成分の影響により、電圧を積分演算して得られる磁束波形の最終値が一定ではなく、単調増加又は単調減少する。因みに同文献２の図２に示す磁束波形では最終値Φ１が単調増加している。また、直流オフセット成分が大きい場合は、積分結果が短時間で発散してしまう可能性がある。従って、特許文献２に記載の発明では、読み取るタイミングによって磁束が異なることになり、正確な残留磁束を算出することが出来ないという問題がある。

このような特許文献２の問題点に対して、解決手段の１つを提案するのが特許文献３で提案された磁束測定方法である。同文献３で提案された磁束測定方法は、同文献３の図２に示すように、測定系に重畳する直流オフセット成分の影響を取り除く方法として、遮断器が開極動作する前の正弦波電圧波形から直流オフセット量を算出し、電圧波形からこの直流オフセット量を引き算した波形に対して積分演算をしている。さらに積分結果である磁束波形のオフセット量も同様の手法で除去し、残留磁束を算出している。

しかし、特許文献３の方法では、磁束波形を算出するために実行する電圧波形の積分期間が極限られた期間となる問題がある。すなわち、遮断器開極前後それぞれ２００ｍｓと１００ｍｓの期間の電圧波形に対して積分演算を行うようにしている。このように積分演算期間が制限される理由は、直流オフセット除去のために積分対象となる電圧波形を一旦メモリなどの記憶媒体に保存する必要があるためである。

例えば１６ｂｉｔ、４８００Ｈｚでアナログ−ディジタル変換した電圧波形のディジタルデータを１秒間保存するためには９．６ｋＢ／相のメモリ容量が必要であり、更に特許文献３で提案された残留磁束算出演算を実行するためにはこの数倍のメモリ容量が必要である。装置のコスト対性能を経済性、実用性の面から考慮した場合、特許文献３で提案された磁束測定方法で演算可能な磁束波形の算出期間はせいぜい数秒間である。

このように、磁束波形の測定期間に制限があると、現実には磁束測定装置として実用上問題となる場合がある。前掲した特許文献１や非特許文献１のように残留磁束を考慮した遮断器の同期開閉制御装置では、残留磁束を常時正確に計測できることが重要であり、磁束波形の測定期間に制限があると実用上問題となる場合がある。

例えば、極間コンデンサを装備した遮断器で無負荷の静止誘導電気機器を開閉する場合には、遮断器開放後も極間コンデンサを通して静止誘導電気機器端子に電圧が現れる。このため、非特許文献１のFig１１に示されるように、電気所母線などの静止誘導電気機器から見た外部回路の事故遮断後に発生する過渡電圧によって、静止誘導電気機器端子にかなり大きな電圧が発生する可能性があり、このため、残留磁束が変化する可能性が指摘されている。このような残留磁束の変化がいつ発生するかを予測することは不可能なため、磁束波形を常時計測する必要がある。

また、事故遮断を含む通常の静止誘導電気機器の給電遮断操作においても、静止誘導電気機器のインピーダンスとその周辺回路のインピーダンス条件とによっては、給電遮断後の電圧波形の過渡現象が数十秒間継続する可能性があり、このような場合に残留磁束を正確に計測するためには、数十秒間の磁束波形の測定が必要となる。

このように、残留磁束を考慮した遮断器の同期開閉制御装置に対して、静止誘導電気機器の磁束測定方法を適用する場合、磁束波形の測定期間の制限は、解決しなければならない課題となる。

本発明は、以上述べた課題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、測定系に重畳する直流オフセット成分の影響を受けずに磁束を正確に計測することが可能であり、かつ磁束の測定期間に制限を設けることなく、常時連続して磁束の計測が可能な静止誘導電気機器の磁束測定装置、磁束測定方法を提供することにある。

また、本発明の他の目的とするところは、同磁束測定装置および磁束測定方法で求めた残留磁束を考慮して遮断器の同期開閉制御を行うようにした遮断器の同期開閉制御装置を提供することにある。

上記の目的を達成するために、請求項１に係る発明は、静止誘導電気機器の電圧波形を用いて当該静止誘導電気機器の磁束を測定する静止誘導電気機器の磁束測定方法において、前記静止誘導電気機器の電圧波形を、帰還回路を低域通過フィルタで構成した負帰還増幅手段に入力し、前記負帰還増幅手段の出力を積分手段で積分することによって、当該静止誘導電気機器の磁束を求めることを特徴とする。

また、請求項９に係る発明は、静止誘導電気機器の電圧波形を用いて当該静止誘導電気機器の磁束を測定する静止誘導電気機器の磁束測定装置において、前記静止誘導電気機器の電圧波形を入力する入力手段と、この入力手段から出力される電圧信号を入力し、帰還回路が低域通過フィルタで構成された負帰還増幅手段と、前記負帰還増幅手段の出力を積分して磁束を求める積分手段と、を設けたことを特徴とする。

さらに、請求項１２に係る発明は、請求１０または１１記載の静止誘導電気機器の磁束測定装置により算出された残留磁束から目標投入位相を算出し、電源電圧の電圧波形から同期開閉制御のための基準点を検出し、これら目標投入位相および同期開閉制御のための基準点に基づいて、投入指令に対する遅延時間の算出及び投入指令の遅延制御を行って前記静止誘導電気機器とともに電力系統回路に接続された遮断器の同期開閉制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、測定系に重畳する直流オフセット成分の影響を受けずに磁束を正確に計測することが可能であり、かつ磁束の測定期間に制限を設けることなく、常時連続して磁束の計測が可能な静止誘導電気機器の磁束測定装置、磁束測定方法および遮断器の同期開閉制御装置を提供することができる。

以下、本発明に係る磁束測定装置の実施形態について、図面を参照して説明する。
なお、各図を通して共通する部分には同一符号、若しくは関連する符号を付けることによって重複する説明は適宜省略する。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１における静止誘導電気機器の磁束測定装置のシステム構成図、図２は磁束測定装置の負帰還増幅手段と積分手段の等価回路である。

（構成）
まず、図１を参照して本実施形態１の構成から説明する。
１は電源、２は電源１に接続された静止誘導電気機器としての変圧器、３は電源１と変圧器２との間の電力系統回路に接続され、電力系統回路を開閉することによって変圧器２への給電あるいは遮断を行う遮断器、４は変圧器２の一次側端子間に接続されて変圧器２に印加される電圧を変圧器電圧信号として抽出し出力する計器用変圧器である。

なお、図１では、変圧器電圧信号を得るために計器用変圧器４を変圧器２の一次側に接続する例を示したが、二次側に接続してその出力電圧から変圧器電圧信号を得るようにしてもよい。

そして、前記計器用変圧器４の二次側に接続されて変圧器電圧信号取り込むように構成された部分、すなわち１点鎖線で囲まれた部分が本発明の主要部となる磁束測定装置１０である。

この磁束測定装置１０は、ハードウェアで大きく分けると、ＡＣ入力手段１１と、アナログ−ディジタル変換手段（図中、Ａ／Ｄ変換手段と表記する）１２と、ＭＰＵ（マイクロプロセッサー）１３とから構成される。

ＡＣ入力手段１１は、計器用変圧器４の二次回路に接続されて変圧器電圧信号を入力する。このＡＣ入力手段１１は、ここでは内部構成を示していないが、絶縁回路やアナログフィルタ（アナログ−ディジタル変換器のアンチ エイリアス フィルタ）などから構成される。

また、アナログ−ディジタル変換手段１２もここでは内部構成を示していないが、サンプリングホールド回路、マルチプレクサ、およびアナログ−ディジタル変換器などから構成されるもので、ＡＣ入力手段１１から変圧器電圧信号をアナログ情報として取り込み、これを所定のサンプリング間隔でホールドした後、ディジタルデータ１２１に変換して出力する。

なお、アナログ−ディジタル変換手段１２は、サンプリングホールド回路やマルチプレクサを省略した回路構成を採用してもよいし、サンプリングホールド回路を内蔵したアナログ−ディジタル変換器などを採用した回路構成としてもよい。

ＭＰＵ１３は、実装したプログラムに基づいてディジタル演算処理を行うことによって帰還回路を低域通過フィルタで構成した負帰還増幅手段１４としての機能と、積分手段１５としての機能を実現するようにしている。なお、これら負帰還増幅手段１４および積分手段１５を磁束算出手段１６と呼称する。

負帰還増幅手段１４の入力データは変圧器電圧信号のディジタルデータ１２１であり、出力は直流オフセット除去信号１４１である。積分手段１５の入力データは直流オフセット除去信号１４１であり、出力は磁束信号１５１である。

なお、ＭＰＵ１３の代わりに、ＰＬＤ（Programmable Logical Device）又はＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのプログラム可能な論理回路に負帰還増幅手段１４と積分手段１５を実装してもよい。また、本実施形態１では、静止誘導電気機器として変圧器２を用いた例で説明したが、リアクトル等を用いた場合も同様のシステム構成が成立することは言うまでもない。

（作用）
次に、図２に示す磁束算出手段１６を参照して、本実施形態１の作用を説明する。
磁束算出手段１６の機能は、負帰還増幅手段１４ｄと積分手段１５ｄとで電子回路と等価的に表されている。すなわち、図２の１４ｄは負帰還増幅手段１４の等価回路であり、１５ｄは積分手段１５の等価回路であり、本実施形態１ではそれぞれを実装したプログラムによるディジタル演算処理によって実現している。

負帰還増幅手段１４ｄにおいて、増幅回路（μ回路）はオペアンプＯＰ１で構成され、また、帰還回路（β回路）は入力抵抗Ｒ１、オペアンプＯＰ２およびコンデンサＣ１から構成されている。この場合、帰還回路（β回路）は、時定数が大きい低域通過フィルタとなっており、帰還量Ｆとして負帰還増幅手段１４ｄの出力量Ｙの直流分をフィードバックすることと等価になっている。従って、負帰還増幅手段１４ｄは、入力量Ｘに対する動的な直流オフセット除去回路として動作する。ただし、負帰還増幅手段１４ｄの増幅回路（μ回路）のゲインすなわちオープンループゲインはＧ＝１としている。

積分手段１５ｄは、入力抵抗Ｒ２、オペアンプＯＰ３およびコンデンサＣ２から構成され、入力量Ｙに対する積分量Ｚを出力する。積分量Ｚが磁束信号１５１に対応する。
以上の等価回路をディジタル演算式で表すと以下になる。

Ｆ［ｎ］＝Ｆ［ｎ−１］＋Ｙ［ｎ−１］／Ｄ
Ｙ［ｎ］＝Ｘ［ｎ］−Ｆ［ｎ］
Ｚ［ｎ］＝Ｚ［ｎ−１］＋Ｙ［ｎ］
ここで、
Ｘ［ｎ］：変圧器電圧のディジタルデータ１２１
Ｙ［ｎ］：直流オフセット除去信号１４１（負帰還増幅手段１４ｄの出力）
Ｚ［ｎ］：磁束信号１５１（積分手段１５ｄの出力）
Ｆ［ｎ］：負帰還増幅手段１４ｄの帰還量
ｎ：変圧器電圧のディジタルデータ１２１のサンプリング番号
Ｄ：負帰還増幅手段１４ｄの時定数に対応する量
ここで、負帰還増幅手段１４ｄの時定数τは、次式で表される。
τ＝Δｔ×Ｄ
ここで、
Δｔ：ディジタルデータのサンプリング周期

時定数τに対応する量Ｄは２の整数乗（２^ｎ、ｎ：整数）となるように決める。時定数τに対応する量Ｄを２の整数乗にすれば、ＭＰＵ１３による帰還量Ｆの演算は整数演算のビットシフト演算で実現可能である。従って、ＭＰＵ１３は極めて高速に演算処理することが可能であり、リアルタイム処理が容易に可能である。

負帰還増幅手段１４ｄの安定性を考慮すると、負帰還増幅手段１４ｄの時定数τは１０秒以上とする必要がある。このような時定数を選定した場合、ＭＰＵ１３の起動時やリセット時に、演算開始後数１０秒から数分の間、負帰還増幅手段１４ｄの出力量Ｙは直流オフセットが完全に除去されていない状態となっている可能性がある。このような状態で、積分手段１５ｄが出力量Ｙについて積分演算を行うと、直流オフセットが除去できていないために積分結果が発散してしまう可能性がある。

そこで、ＭＰＵ１３の起動時やリセット時などの演算開始直後のタイミングでは、負帰還増幅手段１４ｄの出力量Ｙの直流オフセットが除去された状態になるまで、積分手段１５ｄの演算開始を待つようにプログラムを制御する。

以上のディジタル演算処理により、変圧器電圧のディジタルデータ１２１から変圧器の磁束信号１５１を求めることができる。このディジタル演算処理を、ＭＰＵ１３で容易にリアルタイム処理できることは明らかである。

また、以上のようなディジタル演算処理を用いて磁束信号１５１を求める場合には、積分対象となるディジタルデータ１２１を一旦ＲＡＭなどの記憶媒体に保存する必要がないことも明らかである。（以上の記述において、ＭＰＵの処理における、一般的なＲＡＭなどのメモリへのデータの一次的な保存処理は含まれないことは言うまでもない）
なお、負帰還増幅手段１４ｄと積分手段１５ｄのディジタル演算式を、上記以外の式で実現してもよいことは言うまでもない。

（効果）
以上の説明から明らかなように、本実施形態１における磁束測定装置は、以下の効果を奏する。
一般に直流分を含む信号を積分すると、積分結果は短時間で発散してしまうため、長時間の積分は不可能である。しかし、本実施形態１では負帰還増幅手段１４により、変圧器電圧信号のディジタルデータ１２１の直流オフセットを、リアルタイムで動的に除去することができる。従って、長時間に亘り、安定した積分演算を連続で行うことができる。

さらに、本実施形態１では、変圧器電圧のディジタルデータ１２１の直流オフセットを除去するために、一定期間の変圧器電圧のディジタルデータ１２１を一旦記憶媒体に保存する必要がない。従って、数十秒間の磁束波形の測定が可能なことはもちろんのこと、磁束波形の連続測定を行うことで、電気所の母線などの変圧器の外部回路の事故遮断後に発生する過渡電圧による残留磁束の変化も測定が可能である。

すなわち、本実施形態１の磁束測定装置は、測定系に重畳する直流オフセット成分の影響を受けずに磁束を正確に計測することが可能であり、かつ磁束の測定期間に制限を設けることなく、常時連続で磁束の計測が可能である。

（実施形態１の変形例）
上述した実施形態１では負帰還増幅手段１４および積分手段１５をプログラムに基づいてＭＰＵ１３で実行するディジタル演算処理によって実現するようにしたが、負帰還増幅手段１４および積分手段１５をアナログ回路で実現してもよい。なお、負帰還増幅手段１４および積分手段１５をアナログ回路で実現する場合は、これらの回路を図１のＡＣ入力手段１１とアナログ−ディジタル変換手段１２の間に挿入する構成が一般的である。回路定数は、実施形態１の場合と同等の時定数となるように選択する。

以上のように、負帰還増幅手段１４および積分手段１５をアナログ回路で実現するようにしても、実施形態１と同様の作用、効果が得られることは明らかである。

（実施形態２）
次に、図３を参照して本発明の実施形態２における静止誘導電気機器の磁束測定装置について説明する。
（構成）
本実施形態２における磁束測定方法のシステム構成は、前述の実施形態１と類似であるので、図および構成の説明は省略する。

ただし、実施形態２では実施形態１で説明した磁束算出手段１６を、磁束算出手段（１系）１６−１および磁束算出手段（２系）１６−２として２組並列して実行できるように、ＭＰＵ１３にプログラムが実装されているものとする。

なお、磁束算出手段１６をＭＰＵ１３に３組以上実装し、３組以上の磁束算出手段を並列に実行してもよいことは言うまでもない。

（作用）
図３は本発明の実施形態２における２組の磁束算出手段（１系）１６−１、磁束算出手段（２系）１６−２の実行スケジュールを模式的に示した図である。
図３において、白抜きの実行期間１４００は負帰還増幅手段１４のみを実行する期間であり、斜線部の実行期間１５００は負帰還増幅手段１４と積分手段１５の両方を実行する期間を示している。

磁束測定装置１０のＭＰＵ１３が起動し、磁束算出手段１６の実行が開始されると、以下の実行スケジュールに基づいて動作する。

（１）期間Ｔ１において、磁束算出手段（１系）１６−１の負帰還増幅手段１４のみが実行される。
すなわち、磁束算出手段（１系）１６−１において、変圧器電圧信号のディジタルデータ１２１の直流オフセット除去演算が実行される。

（２）期間Ｔ２において、磁束算出手段（１系）１６−１は負帰還増幅手段１４と積分手段１５の両方を実行する。磁束算出手段（２系）１６−２は負帰還増幅手段１４のみを実行する。
すなわち、磁束算出手段（１系）１６−１において磁束信号１５１を算出し、磁束算出手段（２系）１６−２において変圧器電圧信号のディジタルデータ１２１の直流オフセット除去演算を実行する。
なお、期間Ｔ２の時点では、磁束算出手段（１系）１６−１では直流オフセットが除去済みである。

（３）期間Ｔ３において、磁束算出手段（１系）１６−１は負帰還増幅手段１４のみを実行する。磁束算出手段（２系）１６−２は負帰還増幅手段１４と積分手段１５の両方を実行する。
すなわち、磁束算出手段（１系）１６−１において、変圧器電圧のディジタルデータ１２１の直流オフセット除去演算を改めて実行し、磁束算出手段（２系）１６−２において、磁束信号１５１を算出する。
なお、期間Ｔ３の時点では、磁束算出手段（２系）１６−２において直流オフセットが除去済みである。

（４）期間Ｔ４以下の期間Ｔ４、Ｔ５・・・において、上記（２）と（３）とを繰り返し実行する。

以上の如く、本実施形態２では、磁束算出手段（１系）１６−１と、磁束算出手段（２系）１６−２とを交互に切り換えながら、磁束信号１５１を算出する。ここで、一方の磁束算出手段が磁束信号１５１を出力している間に、もう一方の磁束算出手段が変圧器電圧信号のディジタルデータ１２１の直流オフセットを除去するので、磁束測定装置１０全体としては、途切れることなく、連続して磁束信号１５１を出力することができる。

ここで、磁束算出手段１６の切り換え時間Ｔｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）は、変圧器電圧信号の周波数の整数倍となるように選択する。このように切り換え時間Ｔｎを選択する理由は、変圧器電圧が定常状態の場合、又は変圧器の給電遮断後で変圧器電圧の過渡的な変化がない場合は、切り換え時間Ｔｎの間の磁束の平均値が０になるからである。

なお、変圧器電圧信号のディジタルデータ１２１の直流オフセットを除去するために必要な時間と磁束算出手段の切り換え時間Ｔｎは必ずしも一致しないことは言うまでもない。

（効果）
本実施形態２における磁束測定装置は、実施形態１と同様の効果に加えて、次の効果も得られる。
長時間の連続する積分演算において、もっとも危惧される問題は、積分演算結果の発散と、それに伴うＭＰＵの暴走であるが、本実施形態２では、積分演算結果が発散するリスクを実施形態１よりもさらに低下させることができる。

すなわち、負帰還増幅手段１４により変圧器電圧信号のディジタルデータ１２１の直流オフセットを十分に除去した上で、積分手段１５の演算実行期間を有限の時間に制限している。これにより、万一直流オフセットがわずかに残留し、このため積分結果が発散の傾向を示す場合にも、ＭＰＵ１３が暴走する前に、積分演算を停止することができる。その上で、２つの磁束算出手段を切り換えて実行することにより、磁束算出演算の連続性を保つことが可能である。

（実施形態３）
図４は本発明の実施形態３における静止誘導電気機器の磁束測定装置のシステム構成図、図５および図６は電源遮断後の変圧器電圧および磁束波形を説明するための波形図であり、特に、図５は電源遮断後に磁束波形が収束する場合の波形図、図６は電源遮断後に磁束波形が振動する場合の波形図である。

（構成）
本実施形態３の磁束測定装置１０は、実施形態１（図１）の磁束測定装置１０に対応するものであるが、実施形態１の磁束測定装置と異なる点は、ＭＰＵ１３に変圧器の給電遮断後の磁束信号１５１を入力して残留磁束１７１を算出するための残留磁束算出処理手段１７を新たに設けたことである。

この残留磁束算出処理手段１７は、磁束収束検出処理１７２、磁束平均処理１７３、残留磁束算出処理１７４から構成され、これらの処理は、負帰還増幅処理１４、積分処理１５同様、ＭＰＵ１３に実装したプログラムに基づいてディジタル演算処理することによって実現する。
その他は実施形態１（図１）の場合と同じなので説明を省略する。

（作用）
本実施形態３における磁束測定用処理のうち、磁束信号１５１の計測までの処理は、実施形態１又は実施形態２と同様であるので説明を省略する。

変圧器の残留磁束１７１の算出は、ＭＰＵ１３の残留磁束算出処理手段１７が実行する。残留磁束１７１の算出は、以下の２通りの方式があり、ＭＰＵ１３は２通りの方式を切り換えて使う。

（１）磁束収束検出処理１７２による方式
この処理方式は、電源遮断後の変圧器電圧波形、および磁束波形が図５のように収束する場合に適用する。

遮断器３開放後の変圧器電圧は、一般には一定時間後に一定値に収束する。この収束した時点の磁束を残留磁束値として計測する。

すなわち、変圧器の給電遮断後の磁束信号１５１に対して、磁束収束検出処理１７２は磁束信号１５１が一定値に収束したことを検出、又は磁束信号１５１が一定値に収束したことを推定する。ここで、検出とは磁束信号１５１の変化がなくなったことを検出するなど、磁束信号１５１が一定値に収束したことを直接測定することを意味する。一方、推定とは、予め実測や解析により磁束信号１５１が一定値に収束するまでの時間を求めておき、その時間をもって一定値に収束したことを推定することを意味する。いずれを採用しても良いことは言うまでも無い。

磁束信号１５１が一定値に収束したことを検出すると、残留磁束算出処理１７４が、そのタイミングの磁束信号１５１を残留磁束１７１として出力する。なお、残留磁束１７１は、［Ｗｂ］などの物理単位に換算して出力しても良いし、定格電圧に対する規格値（単位は［Ｐ．Ｕ．］）として出力しても良い。その他の用途に応じた物理単位で出力しても良い。このような換算処理は残留磁束算出処理１７４で実行する。

（２）磁束平均処理１７３による方式
この処理方式は、電源遮断後の変圧器電圧波形、および磁束波形が図６のように振動する場合に適用する。

極間コンデンサ（図示せず）を装備した遮断器３で無負荷の変圧器２を開閉する場合には、遮断器３開放後も極間コンデンサを通して変圧器２に系統周波数の電圧が現れる。このような変圧器電圧を積分して磁束を算出すると、図６に示すように、磁束波形は振動波形となる。このような遮断器３開放後の変圧器電圧の影響を除去するために、磁束信号１５１の平均値算出を行って残留磁束を算出する。

すなわち、変圧器の給電遮断後の磁束信号１５１に対して、磁束平均処理１７３は、変圧器電圧の周期の整数倍の期間の平均値を算出する。

残留磁束算出処理１７４は、磁束平均処理１７３が算出した磁束信号１５１の平均値を残留磁束１７１として出力する。その他の残留磁束算出処理１７４の処理は方式（１）と同じである。

なお、磁束収束検出処理１７２と、磁束平均処理１７３のいずれを採用するかは、一般に変圧器が接続された系統、及び変圧器のインピーダンス等に依存する。これらが確定すれば、一般にはいずれか一方しか使用しないので、どちらか一方のみをＭＰＵ１３に実装しても良いことは言うまでも無い。また、整定によりどちらか一方を選択できるようにしても良い。

（効果）
本実施形態３における磁束測定装置は、実施形態１および実施形態２と同様の効果が得られるほか、下記の効果も併せて得られる。

従来の磁束測定装置では、変圧器の残留磁束の正確な計測が困難なケースが多々存在した。これに対して、実施形態３の磁束測定装置を適用することにより、従来困難であった残留磁束計測の条件においても、残留磁束を高精度に計測することが可能になる。

（実施形態４）
図７は本発明の実施形態４における遮断器の同期開閉制御装置のシステム構成図であり、図８は同期開閉制御装置のタイミングチャートである。

（構成）
図７において、実線枠で囲まれた部分が同期開閉制御装置２０であり、実施形態１（図１）ないし実施形態３（図４）で説明した磁束測定装置１０を構成要素の一つとして組み込むことによって構成されている。

４Ｔは変圧器２の一次側に印加された変圧器電圧を計測するもので、図１の計器用変圧器４に相当する計器用変圧器である。また、４Ｂは変電所の母線電圧又は系統電圧（以下、電源電圧という）を計測するために本実施形態で新たに設けた計器用変圧器である。

同期開閉制御装置２０は、ハードウェアで大きく分けると、変圧器電圧用のＡＣ入力手段１１Ｔ、アナログ−ディジタル変換手段１２Ｔ、電源電圧用のＡＣ入力手段１１Ｂ、アナログ−ディジタル変換手段１２Ｂ、ＭＰＵ（マイクロプロセッサー）１３および投入指令出力制御部２４から構成されている。

本実施形態４に設けられている磁束測定装置１０の構成要素は、変圧器電圧用のＡＣ入力手段１１Ｔと、アナログ−ディジタル変換手段１２Ｔと、ＭＰＵ１３による磁束測定用のディジタル演算処理である。このうち、ＡＣ入力手段１１Ｔは実施形態１のＡＣ入力手段１１に相当し、アナログ−ディジタル変換手段１２Ｔは実施形態１のアナログ−ディジタル変換手段１２に相当する。

そして、本実施形態４の磁束測定装置１０は、実施形態３（図４）の磁束測定装置１０に対応するものである。その構成は実施形態３（図４）の場合と同じなので説明を省略する。

一方、ＡＣ入力手段１１Ｂは、前述の電源電圧を計測する計器用変圧器４Ｂの二次側に電源電圧信号を入力するように接続されている。このＡＣ入力手段１１Ｂは、ＡＣ入力手段１１Ｔと同様に絶縁回路やアナログフィルタ（アナログ−ディジタル変換器のアンチ エイリアス フィルタ）などから構成されている。

また、アナログ−ディジタル変換手段１２Ｂは、アナログ−ディジタル変換手段１２Ｔと同様に、サンプリングホールド回路、マルチプレクサ、アナログ−ディジタル変換器などから構成されるもので、それぞれ電源電圧信号、変圧器電圧信号をアナログ情報として取り込み、所定のサンプリング間隔でホールドした後、ディジタルデータ１２１Ｂに変換して出力する。

なお、アナログ−ディジタル変換手段１２Ｂは、アナログ−ディジタル変換手段１２Ｔと同様にサンプリングホールド回路、マルチプレクサを省略した回路構成を採用してもよいし、サンプリングホールド回路内蔵する構成としてもよい。また、電源電圧用のＡＣ入力手段１１Ｂと変圧器電圧用のＡＣ入力手段１１Ｔを統合してもよいし、電源電圧用のアナログ−ディジタル変換手段１２Ｂと変圧器電圧用のアナログ−ディジタル変換手段１２Ｔとを統合してもよい。

ＭＰＵ１３は、実装するプログラムによって磁束測定用のディジタル演算処理と、同期開閉制御用のディジタル演算処理とを実現している。なお、これらの磁束測定用のディジタル演算処理と、同期開閉制御用のディジタル演算処理とを、別々のＭＰＵで処理してもよいことは言うまでもない。

ＭＰＵ１３の磁束測定用のディジタル演算処理については前述した通りであるので省略し、同期開閉制御用のディジタル演算処理について説明する。

同期開閉制御用のディジタル演算処理は、電源側電圧のディジタルデータ１２１Ｂから同期開閉制御のための基準点（一般に零クロス点）を検出する基準点検出処理手段２１と、残留磁束１７１から目標投入位相２２１を算出する投入位相検出処理手段２２と、上位システム（制御装置など）からの投入指令に対する遅延時間の算出、及び投入指令の遅延制御を行う投入指令出力遅延処理手段２３を実行するプログラムを実装している。

投入指令出力制御部２４は、投入指令出力遅延処理手段２３の制御に従って、遮断器３に対して同期閉極制御された投入指令信号２４１を出力する回路であり、ＦＥＴなどの半導体スイッチで構成されている。

なお、図７の同期開閉制御装置２０の構成は、一般的な同期開閉制御装置の構成例を示したものであり、図７以外の構成を採用してもよいことは言うまでもない。

また、図７の同期開閉制御装置２０は同期閉極制御の構成要素のみを図示しているが、図示していない同期開極制御の構成要素を含めてもよいことは言うまでもない。

（作用）
まず、ＭＰＵ１３による磁束測定用処理について説明する。
本実施形態４における磁束測定用処理のうち、変圧器の残留磁束１７１の計測までの処理は、実施形態３と同様であるので説明を省略する。

ＭＰＵ１３の投入位相検出処理手段２２は、変圧器の残留磁束１７１を考慮して遮断器３の目標投入位相（電気的な接続位相）２２１を決定する。すなわち、後述する図８に示すように、遮断器を投入した場合の予測定常磁束（図８で破線で表示した磁束波形）と残留磁束が略一致する位相を目標投入位相２２１として算出する。

次に、同期閉極制御動作について、図８の同期開閉制御装置のタイミングチャートを用いて説明する。

同期閉極制御では、ｔ_commandのタイミングで閉極指令信号受信後、次に来る電源電圧の零クロス点のタイミングｔ_zeroを待つ。この零クロス点のタイミングｔ_zeroを基準として、同期閉極遅延時間Ｔ_delayの遅延時間後に、同期閉極制御された閉極指令信号２４１を出力して、遮断器３の投入コイルを駆動すればよい。

ここで、理想的には同期閉極遅延時間Ｔ_delayは、零クロス点から目標投入位相２２１までの時間Ｔ_targetと目標投入位相２２１に対応するプレアーク時間Ｔ_pre-arcingと遮断器の閉極動作時間Ｔ_closingを用いて次式で得られる。
Ｔ_delay = Ｔ_freq ＋ (Ｔ_target ＋ Ｔ_pre-arcing − (Ｔ_closing ％Ｔ_freq ) )
( 0 ≦ Ｔ_delay ＜ 2 x Ｔ_freq )
ただし、(Ｔ_closing ％Ｔ_freq )は、Ｔ_closing ／ Ｔ_freq の余り

ＭＰＵ１３の投入位相検出処理手段２２が検出した目標投入位相２２１と、基準点検出処理手段２１が検出した電源電圧の零クロス点を用いて、投入指令出力遅延処理手段２３が投入指令出力制御部２４の半導体スイッチのＯＮ動作を制御する。投入指令出力制御部２４の半導体スイッチがＯＮ動作すると、同期閉極制御された閉極指令信号２４１が遮断器３の投入コイルに出力される。この結果、変圧器２の励磁突入電流が略零のタイミングで遮断器３が投入動作する。

なお、本実施形態４で説明した同期開閉制御装置２０の作用は、一般的な同期開閉制御装置の作用を説明したものであり、本実施形態４以外の作用を採用してもよいことは言うまでもない。

また、本実施形態４で説明した同期開閉制御装置２０の作用は、同期閉極制御の作用のみを説明したが、同期開極制御の作用を含めてもよいことは言うまでもない。

（効果）
本実施形態４における遮断器の同期開閉制御装置は、静止誘導電気機器（変圧器）の同期投入制御により、変圧器の励磁突入電流を抑制する制御を行う場合に、励磁突入電流抑制の効果を大きく左右する要因は、変圧器の残留磁束の計測精度であるが、従来の磁束測定装置では、変圧器の残留磁束の正確な計測が困難なケースが多々存在した。

これに対して、本実施形態４の遮断器の同期開閉制御装置によれば、従来困難であった残留磁束計測の条件においても、同期開閉制御装置２０は高精度に残留磁束を計測することが可能になる。例えば、非特許文献１で指摘されているような、電気所の母線などの変圧器外部回路の事故遮断後に発生する過渡電圧によって、変圧器の残留磁束が変化するような場合においても、本実施形態４では残留磁束を正確に計測できる。
従って、本実施形態４によれば、変圧器等の投入時の励磁突入電流の効果的な抑制が可能となる。

本発明の実施形態１における磁束測定装置のシステム構成図。 実施形態１の磁束測定装置の負帰還増幅手段および積分手段の等価回路図。 本発明の実施形態２における２組の磁束算出手段の実行スケジュールを模式的に示した図。 本発明の実施形態３における磁束測定装置のシステム構成図。 電源遮断後の変圧器電圧、および磁束波形図（収束する場合）。 電源遮断後の変圧器電圧、および磁束波形図（振動する場合）。 本発明の実施形態４における遮断器の同期開閉制御装置のシステム構成図。 実施形態４の遮断器の同期開閉制御装置のタイミングチャート。

符号の説明

２…変圧器、３…遮断器、４，４Ｔ,４Ｂ…計器用変圧器、１０…磁束測定装置、１４…負帰還増幅手段、１５…積分手段、１５１…磁束信号、１６…変圧器電圧信号のディジタルデータ、１７…残留磁束算出処理手段、１７１…残留磁束、１７２…磁束収束検出処理、１７３…磁束平均処理、１７４…残留磁束算出処理、２０…同期開閉制御装置、２１…基準点検出処理手段、２２…投入位相検出処理手段、２３…投入指令出力遅延処理手段、２４…投入指令出力制御部。

Claims (12)

1. 静止誘導電気機器の電圧波形を用いて当該静止誘導電気機器の磁束を測定する静止誘導電気機器の磁束測定方法において、
   前記静止誘導電気機器の電圧波形を、帰還回路を低域通過フィルタで構成した負帰還増幅手段に入力し、前記負帰還増幅手段の出力を積分手段で積分することによって、当該静止誘導電気機器の磁束を求めることを特徴とする静止誘導電気機器の磁束測定方法。
2. 静止誘導電気機器の電圧波形を用いて当該静止誘導電気機器の磁束を測定する静止誘導電気機器の磁束測定方法において、
   帰還回路が低域通過フィルタで構成された負帰還増幅手段および積分手段を、実装するプログラムに基づくディジタル演算処理で実現するようにし、
   前記静止誘導電気機器の電圧波形をディジタルデータに変換し、
   当該電圧波形のディジタルデータを前記ディジタル演算処理で実現される負帰還増幅手段に入力し、その演算結果を前記ディジタル演算処理で実現される積分手段に入力することにより前記静止誘導電気機器の磁束を求めることを特徴とする静止誘導電気機器の磁束測定方法。
3. 前記ディジタル演算処理で実現される負帰還増幅手段の時定数が、前記ディジタルデータのサンプリング周期と２の整数乗の積であることを特徴とする請求項２記載の静止誘導電気機器の磁束測定方法。
4. 前記負帰還増幅手段の出力の直流オフセットが略零の状態の時に、前記負帰還増幅手段の出力を前記積分手段で積分することにより前記静止誘導電気機器の磁束を求めることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の静止誘導電気機器の磁束測定方法。
5. 前記負帰還増幅手段および前記積分手段からなる磁束算出手段を複数組備え、当該複数組の磁束算出手段を切り換えて磁束を求めることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の静止誘導電気機器の磁束測定方法。
6. 前記複数組の磁束算出手段の切り換え時間が、電源電圧の周波数の整数倍であることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の静止誘導電気機器の磁束測定方法。
7. 前記静止誘導電気機器の電源遮断後に測定した磁束に対して、電源電圧の周期の整数倍の期間の平均値を算出することによって、残留磁束を求めることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の静止誘導電気機器の磁束測定方法。
8. 前記静止誘導電気機器の電源遮断後に測定した磁束がほぼ一定値に収束した時点で残留磁束とすることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の静止誘導電気機器の磁束測定方法。
9. 静止誘導電気機器の電圧波形を用いて当該静止誘導電気機器の磁束を測定する静止誘導電気機器の磁束測定装置において、
   前記静止誘導電気機器の電圧波形を入力する入力手段と、
   前記入力手段から出力される電圧信号を入力し、帰還回路が低域通過フィルタで構成された負帰還増幅手段と、
   前記負帰還増幅手段の出力を積分して磁束を求める積分手段と、
   を設けたことを特徴とする静止誘導電気機器の磁束測定装置。
10. 前記積分手段で求めた磁束に対して、電源電圧の周期の整数倍の期間の平均値を算出することによって残留磁束を求める残留磁束算出手段を設けたことを特徴とする請求項９記載の静止誘導電気機器の磁束測定装置。
11. 前記積分手段で求めた磁束が一定値に収束したことを検出あるいは推定することによって残留磁束を求める残留磁束算出手段を設けたことを特徴とする請求項９記載の静止誘導電気機器の磁束測定装置。
12. 請求項１０または１１の磁束測定装置で求められた残留磁束から目標投入位相を算出し、電源電圧の電圧波形から同期開閉制御のための基準点を検出し、これら目標投入位相および同期開閉制御のための基準点に基づいて、投入指令に対する遅延時間の算出及び投入指令の遅延制御を行って前記静止誘導電気機器とともに電力系統回路に接続された遮断器の同期開閉制御を行うことを特徴とする遮断器の同期開閉制御装置。

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