JP6229243B2 - 電流検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、一般に電流検出装置、より詳細には導線を流れる被測定電流を検出する電流検出装置に関する発明である。

近年、電子機器には、漏電電流を検出するフラックスゲート型の電流検出装置（以下、電流検出装置）が用いられている。

従来の電流検出装置では、使用温度によって電流検出装置による検出結果が変化する。例えば、同一の漏電電流（被測定電流）であっても、温度が異なると、検出結果が異なってしまう可能性がある。

そこで、使用温度が変化する状況下においても、装置の温度に応じて検出結果を補正する技術がある（文献１「日本国特許公開番号２０１３−６１３２２」参照）。

しかしながら、文献１に記載の構成では、電流検出装置に流れる電流の周波数の基本波成分および２倍高調波成分を抽出するため、演算処理が複雑になるという問題がある。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされており、その目的は、使用温度が変化する状況下であっても複雑な演算処理を簡略化して電流検出ができる電流検出装置を提供することにある。

本発明の一態様である電流検出装置は、導線に流れる被測定電流を検出する電流検出装置であって、所定の周波数で発振される励磁クロックと、前記所定の周波数の偶数倍の周波数で発振されるサンプリングクロックとを生成するクロック生成部と、前記導線が挿通される開口部を有する磁性体コアと、前記磁性体コアに巻回された励磁コイルとを有し、前記励磁クロックが発振される周期と同一周期の励磁電圧を前記励磁コイルに印加して前記励磁コイルに流れる励磁電流を生成し、生成した前記励磁電流を検出電圧に変換して出力する変換回路と、前記変換回路から出力される前記検出電圧を前記サンプリングクロックに基づいてサンプリングするサンプリング部と、前記励磁電流の変曲点に前記検出電圧をサンプリングするタイミングがくるように、前記検出電圧をサンプリングするタイミングを制御するタイミング制御部とを備えることを特徴とする。

この電流検出装置によると、使用温度が変化する状況下であっても複雑な演算処理を簡略化して電流検出を行うことができる。

実施形態１における電流検出装置の構成を説明する図である。 実施形態１における電流検出装置の利用形態の一例を示す図である。 タイミング制御部１４の構成を説明する図である。 実施形態１における電流検出装置が行うサンプリングタイミングの制御を説明する流れ図である。 図５Ａは、磁束密度Ｂと磁界Ｈとの特性を示す磁気ヒステリシス曲線を温度別に表した図であり、図５Ｂは、磁束密度Ｂと励磁電流の変曲点との関係を説明する図である。 図６Ａは、被測定電流が０である場合において、励磁電流と時間との関係を、温度別に表した図である。図６Ｂは、被測定電流が０である場合において、励磁電流時間微分と時間との関係を、温度別に表した図である。図６Ｃは、励磁電流差分と時間との関係を、温度別に表した図である。 実施形態１の変形例における変換回路１３の構成を説明する図である。 実施形態１の変形例における磁束密度Ｂと励磁電流の変曲点との関係を説明する図である。 実施形態１の電流検出装置との比較例である一般的な電流検出装置の一例を示す図である。 図１０Ａは電流検出装置１０との比較例である一般的な電流検出装置における検出電圧を説明する図であり、図１０ＢはＰＷＭ信号を説明する図であり、図１０Ｃは出力電圧の出力レベルを説明する図である。 電流検出装置１０との比較例である一般的な電流検出装置が検出する検出電圧も温度変化によって変化することを説明する図である。 実施形態２における変換回路１３の構成を説明する図である。 実施形態３における電流検出装置が行う励磁電流の変曲点となるタイミングを検出する動作を説明する流れ図である。 図１４Ａから図１４Ｄは、実施形態３のタイミング制御部が行うサンプリングのタイミングの設定を説明する図である。 変形例（１）の電流検出装置が行う励磁電流の変曲点となるタイミングを検出する動作を説明する流れ図である。

（実施形態１）
以下、本実施形態のフラックスゲート型の電流検出装置（以下、電流検出装置）１０について説明する。図１は、本実施形態の電流検出装置１０の構成を説明する図であり、図２は、電流検出装置１０の利用用途を説明する図である。

電流検出装置１０は、導線４０に流れる被測定電流（不平衡な直流電流）を検出することで、導線４０の漏電を検出する装置であり、図２に示すように、電動車両３０の蓄電池を充電する充電システムで用いられる。電動車両３０として、例えば電気自動車やプラグインハイブリッド車などがある。具体的には、充電システムは、商用電源を供給する商用系統２０と、電動車両３０とが、変換装置５０を介して接続される。そして、電流検出装置１０は、商用系統２０と変換装置５０との間に介在し、商用系統２０と変換装置５０を接続する導線４０に対する漏電を検出する。なお、変換装置５０は、交流電源を直流電源に変換、および直流電源を交流電源に変換する機能を備える。ここで、導線４０には、商用系統２０から電動車両３０の方向へと電流が流れる第１の導線と、電動車両３０から商用系統２０の方向へと電流が流れる第２の導線とを有している。導線４０で漏電が発生していない場合には第１の導線に流れる電流の量と第２の導線に流れる電流の量とは同一であるため被測定電流は発生しない。しかしながら、漏電が発生している場合には、第１の導線に流れる電流の量と第２の導線に流れる電流の量とは異なるため被測定電流が発生する。電流検出装置１０が、この被測定電流を検出することで導線４０の漏電を検出することができる。

これにより、電流検出装置１０は、商用系統２０と変換装置５０との間で流れる交流電流、変換装置５０に流れる高周波電流、および変換装置５０と電動車両３０との間で流れる直流電流についての漏電を検出することができる。

以下、電流検出装置１０の各構成要素について説明する。

本実施形態に係る電流検出装置１０は、図１に示すように、発振器１１、クロック生成部１２、変換回路１３、タイミング制御部１４、サンプリング部１５および検波部１６を備えている。

発振器１１は、後述する励磁クロックＣＬ１およびサンプリングクロックＣＬ２の基となる源クロックＣＬ０を出力する。ここで、源クロックＣＬ０の周波数は、励磁クロックＣＬ１の周波数およびサンプリングクロックＣＬ２の周波数の整数倍である。

クロック生成部１２は、発振器１１から出力された源クロックＣＬ０を分周して、所定の周波数で発振される励磁クロックＣＬ１と、励磁クロックＣＬ１の周波数の２倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２とを生成する。クロック生成部１２は、励磁クロックＣＬ１を変換回路１３に、サンプリングクロックＣＬ２をサンプリング部１５へ、それぞれ出力する。

変換回路１３は、励磁クロックＣＬ１を基に、励磁電流を発生し、発生した励磁電流を検出電圧Ｖｄへと変換する。変換回路１３は、図１に示すように、導線４０が挿通される開口部を有する環状の磁性体コア１００と、アンプ１０１と、磁性体コア１００に巻回された励磁コイル１０２と、検出抵抗Ｒｓとを備えている。

アンプ１０１は、励磁クロックＣＬ１を増幅し、所定の電圧振幅を有する方形波信号（励磁電圧）を生成し、方形波信号を励磁コイル１０２へ出力する。これにより、励磁電圧が励磁コイル１０２に印加されることとなる。

検出抵抗Ｒｓは、励磁コイル１０２から出力される励磁電流を、検出電圧Ｖｄに変換する。

タイミング制御部１４は、励磁電流の変曲点に検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングがくるように、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングを制御する。ここで、励磁電流の変曲点とは、励磁コイル１０２の磁束密度が０となる励磁電流の値であって、励磁電流の時間微分が極小値となる点、および極大値となる点である。この極小点および極大点は、磁束密度（Ｂ）と磁界（Ｈ）との関係から励磁クロックＣＬ１の周期の１／２の周期で出現する。また、サンプリングするタイミングとは、励磁クロックＣＬ１の周期が開始された時点からのずれ量を示す値であり、サンプリングクロックＣＬ２の周期の開始時点となる。

タイミング制御部１４は、図３に示すように、温度センサ１４０、メモリ１４１および処理部１４２を備えている。

温度センサ１４０は、磁性体コア１００の使用温度を計測する。

メモリ１４１は、複数の使用温度について、当該温度とサンプリングタイミングとを対応付けたテーブルを有している。例えば、温度について、励磁電流の時間微分が極小値となるタイミングがサンプリングタイミングとして対応付けられている。

処理部１４２は、温度センサ１４０で計測された使用温度に応じたサンプリングタイミングをメモリ１４１のテーブルから読み出す。

処理部１４２は、読み出されたサンプリングタイミングでサンプリングクロックが開始されるように、クロック生成部１２を制御する。

サンプリング部１５は、クロック生成部１２から出力されたサンプリングクロックＣＬ２を基に、検出電圧Ｖｄをサンプリングし、検波部１６へ出力する。上述したように、サンプリングクロックＣＬ２の周波数は、励磁クロックＣＬ１の周波数の２倍であるので、励磁クロックＣＬ１の１周期内においてサンプリングの周期は２回存在する。そこで、サンプリング部１５は、励磁クロックＣＬ１の周期において、検出電圧Ｖｄのサンプリングを２回行う。

検波部１６は、励磁クロックＣＬ１の周期においてサンプリングされた２つの検出電圧Ｖｄから、励磁電流の平均値に比例した値を計算し、その結果を基に、導線４０の漏電の検出を行う。具体的には、検波部１６は、漏電が生じていない、つまり導線４０に不平衡な直流電流が流れていない状態での励磁電流の平均値に比例した値（基準値）を予め記憶している。漏電が生じている、つまり導線４０に不平衡な直流電流が流れていると、磁性体コア１００の電界に変化が生じ、検出される検出電圧Ｖｄも変化する。検波部１６は、この変化量に基づいて漏電を検出する。

次に、電流検出装置１０が行うサンプリングタイミングの制御について、図４に示す流れ図を用いて説明する。

タイミング制御部１４の処理部１４２は、温度センサ１４０で計測された使用温度を取得する（ステップＳ５）。

処理部１４２は、メモリ１４１のテーブルから取得した使用温度に対応するサンプリングタイミングを取得する（ステップＳ１０）。処理部１４２は、取得したサンプリングタイミングでサンプリング部１５が検出電圧Ｖｄをサンプリングするように、クロック生成部１２に対してサンプリングクロックＣＬ２の出力を制御する。

サンプリング部１５は、クロック生成部１２から出力されたサンプリングクロックＣＬ２に基づいて、２周期分の検出電圧Ｖｄをサンプリングする（ステップＳ１５）。これにより、励磁クロックＣＬ１の１周期内で出現する２か所のサンプリング点に対する検出電圧Ｖｄをサンプリングすることができる。

検出電圧Ｖｄのサンプリングがされた後、処理部１４２は、温度センサ１４０で計測された使用温度を取得する（ステップＳ２０）。

処理部１４２は、取得した使用温度を基に、使用温度に変化が生じているか否かを判断する（ステップＳ２５）。例えば、処理部１４２は、前回取得した使用温度と今回取得した使用温度との差分を算出する。処理部１４２は、算出した差分が、例えば±５℃の範囲内である場合には、使用温度に変化が生じていないと判断し、それ以外の場合には使用温度に変化が生じていると判断する。なお、本実施形態では、使用温度に変化の判断基準の一例として、±５℃の範囲内の範囲を用いるが、この範囲に限定する趣旨ではない。また、別の例として、処理部１４２は、初回に取得した使用温度を基準値として、基準値と今回取得した使用温度との差分を算出してもよい。この場合、処理部１４２は、算出した差分が所定の範囲内（例えば、±５℃の範囲内）である場合には、使用温度に変化が生じていないと判断し、それ以外の場合には使用温度に変化が生じていると判断する。

温度変化が生じていると判断する場合（ステップＳ２５における「Ｙｅｓ」）、処理はステップＳ１０へ戻る。つまり、この場合の処理部１４２は、今回取得した使用温度に対応するサンプリングタイミングをテーブルから再度取得して、ステップＳ１５以降の処理を続行する。

温度変化が生じていないと判断する場合（ステップＳ２５における「Ｎｏ」）、処理はステップＳ１５へ戻る。つまり、処理部１４２は、サンプリングタイミングの変更は行わない。

なお、温度変化の判断は、必ずしもサンプリングごとに毎回行う必要はない。前回の温度変化の判断からの経過時間が、温度変化が生じない程度に短い場合には、温度変化の判断を省略してもよい。

次に、具体例を用いて、サンプリングのタイミングについて説明する。

図５Ａは、磁束密度Ｂと磁界Ｈとの特性を示す磁気ヒステリシス曲線（Ｂ−Ｈ曲線）を温度別に表した図である。図５Ａでは、高温時のＢ−Ｈ曲線は破線で表し、低温時のＢ−Ｈ曲線は実線で表している。そして、中間の温度のＢ−Ｈ曲線は一点鎖線で表している。

従来、フラックスゲート型の電流検出では、図５ＡのＨ１、Ｈ２付近で示されるＢ−Ｈ特性の温度依存性が大きい飽和領域を使用しているが、本実施形態では、温度依存性が低い磁束密度Ｂが０となるポイントを電流検出に用いている。以下、その理由を述べる。

図５Ｂは磁束密度Ｂと励磁電流の変曲点との関係を説明する図である。図５Ｂの上段左は、磁束密度Ｂと励磁電流との関係を示す図である。磁界Ｈは、励磁電流に比例するため、磁束密度Ｂと励磁電流との関係は、Ｂ−Ｈ曲線と同様の関係性が得られる。図５Ｂの上段右は、磁束密度Ｂと励磁電流との関係を、励磁電流と時間との関係に変換した図である。この図によると、磁束密度Ｂが０であるポイントＰ１に相当する時点ｔ１およびＰ２に相当する時点ｔ２のそれぞれでは、励磁電流の増減はほとんどないことが分かる。図５Ｂの下段は、励磁電流を時間微分した値と時間との関係を示す図である。この図によると、時点ｔ１が励磁電流を時間微分した値の極小点、時点ｔ２が励磁電流を時間微分した値の極大点となっていることが分かる。

また、Ｂ−Ｈ曲線の原点対称性の関係から、励磁電流の極小点と極大点とは、励磁クロックＣＬ１の周期の１／２周期で出現している。

つまり、磁束密度Ｂが０となるポイントが励磁電流の変曲点（極小点、極大点）であり、そのポイントが励磁クロックＣＬ１の周期の１／２周期で出現することが分かる。

次に、図６Ａは、被測定電流が０である場合において、励磁電流と時間との関係を、温度別に表した図である。図６Ｂは、被測定電流が０ｍＡである場合において、励磁電流時間微分と時間との関係を、温度別に表した図である。なお、時間０．００Ｅ＋００からＴｅまでが励磁クロックＣＬ１の周期である。

図５Ｂで説明したように、励磁電流の増減はほとんどない箇所が、励磁電流を時間微分した値の極小点となっている（図６Ａ、６Ｂ参照）。

図６Ｃは、励磁電流差分と時間との関係を、温度別に表した図である。ここで、励磁電流差分とは、被測定電流が検出された場合における励磁電流と、被測定電流が０である場合の励磁電流との差分である。図６Ｂ、６Ｃに示すように、温度ごとに示される励磁電流差分は、励磁電流の極小点の近傍では増減はほとんどない。

つまり、温度ごとに示される励磁電流の極小点の近傍における励磁電流差分は、温度依存性が小さい。

また、変曲点のタイミングは温度によって変化する（図６Ｃの時点ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３参照）。そこで、電流検出装置１０は、温度に応じてサンプリングタイミングを可変制御することで、温度依存性が小さい励磁電流差分を検出することができる。言い換えると、電流検出装置１０は、温度に応じた変曲点にサンプリングタイミングがくるようにサンプリングクロックＣＬ２を制御することで、温度依存性の小さい励磁電流差分を検出することができる。

本実施形態の電流検出装置１０の検波部１６は、磁性体コア１００の磁束密度Ｂが０となる時点ｔ１、ｔ２のそれぞれでサンプリングした検出電圧Ｖｄの値Ｓ１、Ｓ２を用いて、励磁電流の平均値に比例した値を算出する。なお、Ｓ１は励磁電流の極小点で検出された検出電圧Ｖｄの値であり、Ｓ２は励磁電流の極大点で検出された検出電圧Ｖｄの値である。また、算出に用いる数式は、例えば 数式１“−（Ｓ１＋Ｓ２）／２”である。電圧は電流に比例するので、数式１での結果は、励磁電流の平均値に比例した値となることが分かる。

ここで、本実施形態で説明した変換回路１３の構成の変形例について説明する。

本変形例の変換回路１３は、図７に示すように、励磁電圧源１１０と、第１のスイッチ１１１、第２のスイッチ１１２と、励磁コイル１０２と、検出抵抗Ｒｓとを備えている。なお、図７では図示していないが、本変形例の変換回路１３は、導線４０が挿通される開口部を有する磁性体コア１００も備えており、励磁コイル１０２は、磁性体コア１００に巻回されている。

励磁電圧源１１０は、第１のスイッチ１１１および第２のスイッチ１１２の一方の電極と電気的に接続されており、励磁クロックＣＬ１と同一の周期の励磁電圧を励磁コイル１０２と検出抵抗Ｒｓとの直列回路に印加している。

第１のスイッチ１１１および第２のスイッチ１１２の他方の電極はグラウンドと電気的に接続されており、励磁コイル１０２に流れる励磁電流を、検出電圧Ｖｄに変換する。

第１のスイッチ１１１および第２のスイッチ１１２は、励磁クロックＣＬ１の周期で、オン・オフの関係が反転し、励磁コイル１０２に流れる電流の向きを反転させる。具体的には、励磁クロックＣＬ１の周期の半分の期間では、第１のスイッチ１１１は励磁コイル１０２の一端と励磁電圧源１１０とを電気的に接続させ、第２のスイッチ１１２は検出抵抗Ｒｓとグラウンドとを電気的に接続させる。励磁クロックＣＬ１の周期の他の半分の期間では、第１のスイッチ１１１は励磁コイル１０２の一端とグラウンドとを電気的に接続させ、第２のスイッチ１１２は検出抵抗Ｒｓと励磁電圧源１１０とを電気的に接続させる。

この回路構成によると、実施形態１のようにアンプ１０１を備える変換回路１３と同様に、出力される検出電圧Ｖｄは、励磁コイル１０２に流れる電流波形に比例する電圧となる。したがって、検波部１６では、数式１を用いて、励磁電流の平均値に比例した値を算出することができる。

また、本実施形態では、クロック生成部１２は、励磁クロックＣＬ１の周波数の２倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成するとしたが、これに限定されない。クロック生成部１２は、励磁クロックＣＬ１の周波数の偶数倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成してもよい。

例えば、クロック生成部１２は、励磁クロックＣＬ１の周波数の４倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成してもよい。図８は、クロック生成部１２が励磁クロックＣＬ１の周波数の４倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成する場合における磁束密度Ｂと励磁電流の変曲点との関係を説明する図である。図８の上段左は、磁束密度Ｂと励磁電流との関係を示す図である。磁界Ｈは、励磁電流に比例するため、磁束密度Ｂと励磁電流との関係は、Ｂ−Ｈ曲線と同様の関係性が得られる。

図８の上段右は、磁束密度Ｂと励磁電流との関係を、励磁電流と時間との関係に変換した図である。この図によると、磁束密度Ｂが０であるポイントＰ１に相当する時点は、４つのサンプリングポイントのうち１番目の時点ｔａ１であり、磁束密度Ｂが０であるポイントＰ２に相当する時点は、４つのサンプリングポイントのうち３番目の時点ｔａ３である。時点ｔａ１，ｔａ３では、励磁電流の増減はほとんどない。

図８の下段は、励磁電流を時間微分した値と時間との関係を示す図である。この図によると、時点ｔａ１が励磁電流を時間微分した値の極小点、時点ｔａ３が励磁電流を時間微分した値の極大点となっている。

この場合、検波部１６は、サンプリングされた４つの検出電圧Ｖｄのうち１番目と３番目の検出電圧から、励磁電流の平均値に比例した値を計算し、その結果を基に、導線４０の漏電の検出を行う。

また、クロック生成部１２は、励磁クロックＣＬ１の周波数の６倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成する場合、磁束密度Ｂが０となる時点は、６つのサンプリングポイントのうち１番目の時点と、４番目の時点となる。そして、検波部１６は、サンプリングされた６つの検出電圧Ｖｄのうち１番目と４番目の検出電圧から、励磁電流の平均値に比例した値を計算し、その結果を基に、導線４０の漏電の検出を行う。

つまり、クロック生成部１２が、励磁クロックＣＬ１の周波数の２ｎ倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成する場合、磁束密度Ｂが０となる時点は、２ｎ個のサンプリングポイントのうち１番目の時点と、ｎ＋１番目の時点となる。なお、ｎは、１以上の整数である。そして、検波部１６は、サンプリングされた２ｎ個の検出電圧Ｖｄのうち１番目とｎ＋１番目の検出電圧から、励磁電流の平均値に比例した値を計算し、その結果を基に、導線４０の漏電の検出を行う。

ここで、本実施形態の電流検出装置１０との比較例として、図９に一般的なフラックスゲート型の電流検出装置（以下、電流検出装置）７０の構成の一例を示す。電流検出装置７０は、高透磁性材料からなり、被測定電流が流れる導線を貫通する開口部を有する磁性体コア８０を備えている。この磁性体コアには励磁コイル８２が巻回されている。

電流検出装置７０のアンプ８１は、発振器７１から所定の周期で発振されるクロックを増幅し、所定の電圧振幅を有する励磁電圧を生成し励磁コイル８２に印加する。これにより、励磁電流が発生される。電流検出装置７０の変換回路７２は、抵抗Ｒｓを用いて励磁コイル８２に流れる励磁電流を検出電圧に変換する（図１０Ａ参照）。なお、図１０Ａでは、漏電電流（被計測電流）がある場合には実線で示され、漏電電流がない場合には破線で示されている。

ＰＷＭ（pulse width modulation）変換部７３は、検出電圧と閾値との大小関係に基づくＰＷＭ信号を出力する（図１０Ｂ参照）。なお、図１０Ｂでは、漏電電流がある場合には実線で示され、漏電電流がない場合には破線で示されている。

算出部７４は、ＰＷＭ信号の平均値を検出結果として出力する（図１０Ｃ参照）。なお、図１０Ｃでは、漏電電流（被計測電流）がある場合には実線で示されている。漏電電流がない場合には平均レベルは０となる。

電流検出装置７０は、この出力電圧に基づいて導線に流れる被測定電流を検出する。

電流検出装置１０との比較例である電流検出装置７０は、図５Ａに示す磁性体コアの磁気ヒステリシス曲線（Ｂ−Ｈ曲線）において飽和磁束密度に接近する領域を検出電圧の検出に用いている。Ｂ−Ｈ曲線、特に飽和磁束密度の値は、磁性体コアの温度変化により変化する。その結果、電流検出装置が検出する検出電圧も温度変化によって変化する（図１１参照）。図１１の実線は、使用温度が低である場合の入力漏電電流に対する検出結果を表している。図１１の一点鎖線は、使用温度が中である場合の入力漏電電流に対する検出結果を表している。図１１の破線は、使用温度が高である場合の入力漏電電流に対する検出結果を表している。

図１１によると、同一の漏電電流（被測定電流）であっても、温度が異なると、検出される検出結果は異なってしまう。そのため、温度変化が大きい装置に、電流検出装置を組み込んでも正確な検出（漏電検出）を行うことができない場合がある。

一方、本実施形態の電流検出装置１０は、上述したように、温度依存性が低い磁束密度Ｂが０となるポイント、特に励磁電流の極小点および極大点となるポイントを電流検出に用いている。そのため、温度ごとに示される励磁電流の極小点の近傍における励磁電流差分は、温度依存性が小さいので、温度変化が大きい装置に、電流検出装置を組み込んでも正確な検出（漏電検出）を行うことができる。

以上説明したように、本実施形態の導線４０に流れる被測定電流を検出する電流検出装置１０は、クロック生成部１２と、変換回路１３と、サンプリング部１５と、タイミング制御部１４とを備える。クロック生成部１２は、所定の周波数で発振される励磁クロックＣＬ１と、所定の周波数の偶数倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２とを生成する。変換回路１３は、導線４０が挿通される開口部を有する磁性体コア１００と、磁性体コア１００に巻回された励磁コイルとを有している。変換回路１３は、励磁クロックＣＬ１が発振される周期と同一周期の励磁電圧を励磁コイル１０２に印加して励磁コイル１０２に流れる励磁電流を生成し、生成した励磁電流を検出電圧Ｖｄに変換して出力する。サンプリング部１５は、変換回路１３から出力される検出電圧ＶｄをサンプリングクロックＣＬ２に基づいてサンプリングする。タイミング制御部１４は、励磁電流の変曲点に検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングがくるように、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングを制御する。

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、使用温度が変化する状況下であっても複雑な演算処理を簡略化して電流検出を行うことができる。なぜなら、励磁電流の変曲点は、磁束密度が０となるポイントであり、そのポイントの近傍では温度依存性が小さいからである。

ここで、サンプリングクロックＣＬ２の周波数は、所定の周波数の２倍の周波数であることが好ましい。

この構成によると、電流検出装置１０は、サンプリング周波数を最小限に抑えることができる。これにより、電流検出装置１０は、サンプリング周期をできるだけ大きな値とすることができるので、サンプリングを行う回路の動作の頻度を最小限に抑えることができる。

ここで、タイミング制御部１４は、磁性体コア１００の使用温度を計測する温度センサ１４０を備え、温度センサ１４０で測定された使用温度に応じて、サンプリングクロックＣＬ２を制御することが好ましい。

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、磁性体コアの使用温度に応じ、サンプリングクロックを制御するので、使用温度に応じて適切なタイミングで検出電圧を検出することができる。これにより、本実施形態の電流検出装置１０は、高精度の検出電圧を検出することができる。

ここで、変換回路１３は、さらに、アンプ１０１と検出抵抗Ｒｓとを備えることが好ましい。アンプ１０１は、クロック生成部１２で生成された励磁クロックＣＬ１を増幅し、増幅後の励磁クロックＣＬ１を励磁コイル１０２に出力することで、励磁電圧を励磁コイル１０２に印加する。検出抵抗Ｒｓは、励磁コイル１０２から出力される励磁電流を検出電圧Ｖｄに変換する。

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、検出抵抗Ｒｓに励磁電流に比例した検出電圧を加えることができる。

ここで、電流検出装置１０は、さらに、サンプリング部１５でサンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づいて、漏電を検知する検波部１６を備えることが好ましい。

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、出力結果の温度依存性を小さくすることができる。

（実施形態２）
本実施形態における電流検出装置１０について、実施形態１とは異なる点を中心に説明する。本実施形態の電流検出装置１０の基本構成は、実施形態１と同じであり、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を適宜省略する。

本実施形態の電流検出装置１０では、変換回路１３の構成が、実施形態１とは異なっている。

本実施形態の変換回路１３は、図１２に示すように、励磁電圧源１２０と、第１のスイッチ１２１、第２のスイッチ１２２と、励磁コイル１０２と、検出抵抗Ｒｓとを備えている。なお、図１２では図示していないが、本実施形態の変換回路１３は、導線４０が挿通される開口部を有する磁性体コア１００も備えており、励磁コイル１０２は、磁性体コア１００に巻回されている。

励磁電圧源１２０は、第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２の一方の電極と電気的に接続されており、励磁クロックＣＬ１と同一の周期の励磁電圧を励磁コイル１０２に印加している。

検出抵抗Ｒｓは、第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２の他方の電極と電気的に接続されており、励磁コイル１０２に流れる励磁電流を、検出電圧Ｖｄに変換する。

第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２は、励磁クロックＣＬ１の周期で、オン・オフの関係が反転し、励磁コイル１０２に流れる電流の向きを反転させる。具体的には、励磁クロックＣＬ１の周期の半分の期間では、第１のスイッチ１２１は励磁コイル１０２の一端と励磁電圧源１２０とを電気的に接続させ、第２のスイッチ１２２は励磁コイル１０２の他端を検出抵抗Ｒｓと電気的に接続させる。この場合の電流経路を第１経路とする。励磁クロックＣＬ１の周期の他の半分の期間では、第１のスイッチ１２１は励磁コイル１０２の一端と検出抵抗Ｒｓとを電気的に接続させ、第２のスイッチ１２２は励磁コイル１０２の他端と励磁電圧源１２０とを電気的に接続させる。この場合の電流経路を第２経路とする。

つまり、本実施形態では、電流検出装置１０は、第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２により、励磁クロックＣＬ１の周期の半分の期間ごとに、第１経路と第２経路とを切り替えている。ここで、第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２とが、本発明の切替部に相当する。

本実施形態の検波部１６は、実施形態１と同様に、励磁クロックＣＬ１の周期においてサンプリングされた２つの検出電圧Ｖｄの値Ｓ１、Ｓ２から、励磁電流の平均値に比例した値を計算する。しかしながら、本実施形態では、計算式が実施形態１の数式１とは異なる。本実施形態の検波部１６が用いる数式は、数式２“（−Ｓ１＋Ｓ２）／２”である。本実施形態では、第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２の制御により、励磁クロックＣＬ１の周期の半分の期間と、他の半分の期間とでは励磁電流の向きが異なる。そのため、数式１そのものを利用することはできず、例えばＳ２に対して値“−１”を乗算する補正を行う必要がある。その結果として数式２が得られる。

実施形態１に示すように、変換回路１３がアンプ１０１を備える構成では、アナログ回路によっては、オフセットが加わる虞がある。そこで、正確な検出電圧Ｖｄを取得するためには、オフセットをキャンセルする必要がある。例えば、Ｓ１およびＳ２に対して、同じ量のオフセットが加わった場合には、数式２を用いることで、そのオフセットはキャンセルされる。

なお、本実施形態の電流検出装置１０が行うサンプリングタイミングの制御の動作は、実施形態１の動作と同様であるので、ここでの説明は省略する。

以上説明したように、本実施形態の電流検出装置１０の変換回路１３は、さらに、励磁電圧源１２０と、第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２の組（切替部）と、検出抵抗Ｒｓとを備えることが好ましい。励磁電圧源１２０は、励磁コイル１０２に励磁電圧を印加する。第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２の組は、所定の周波数で表される周期の１／２周期で、励磁コイル１０２に流れる励磁電流の第１経路と第２経路とを切り換える。検出抵抗Ｒｓは、励磁コイル１０２から出力される励磁電流を検出電圧Ｖｄに変換する。

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、変換回路１３において信号レベルのオフセットの影響をキャンセルすることができる。

（実施形態３）
本実施形態における電流検出装置１０について、実施形態１及び実施形態２とは異なる点を中心に説明する。本実施形態の電流検出装置１０の基本構成は、実施形態１と同じであり、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を適宜省略する。

本実施形態の電流検出装置１０では、タイミング制御部１４の機能動作が、実施形態１とは異なっている。

以下、本実施形態のタイミング制御部１４の機能動作について、説明する。

本実施形態のタイミング制御部１４は、被測定電流の計測開始するに先立って、励磁コイル１０２に流れる励磁電流から変曲点となるタイミングを検出する。タイミング制御部１４は、検出したタイミングを、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングとしてメモリへ設定する。タイミング制御部１４は、設定したタイミングに基づいて、クロック生成部１２に対してサンプリングクロックを出力するように制御する。

励磁電流の変曲点となるタイミングの検出および設定は、例えば電流検出装置１０に電源が投入されたタイミングで行われる。

以下、励磁コイル１０２に流れる励磁電流の変曲点となるタイミングを検出する動作について、図１３に示す流れ図を用いて説明する。

ここでは、タイミング制御部１４は、初期段階として、サンプリングクロックＣＬ２が励磁クロックＣＬ１の開始時点からΔｔだけ遅れて開始されるようにクロック生成部１２を制御している。

タイミング制御部１４は、自装置に電源が投入されると、処理を開始する（ステップＳ１００）。

サンプリング部１５は、励磁クロックＣＬ１の周期内に２回出現するサンプリングのタイミングのそれぞれで、検出電圧Ｖｄを検出する。タイミング制御部１４は、検出された各検出電圧Ｖｄの値（Ｓ１、Ｓ２）を用いて励磁電流の値を測定する（ステップＳ１０５）。具体的には、変換回路１３が実施形態１で示す回路である場合には、タイミング制御部１４は、数式“（Ｓ１＋Ｓ２）／（２Ｒｓ）”で励磁電流の値を算出する。または、変換回路１３が実施形態２で示す回路である場合には、タイミング制御部１４は、数式“（Ｓ１−Ｓ２）／（２Ｒｓ）”で励磁電流の値を算出する。

タイミング制御部１４は、サンプリングのタイミングを変更する処理を行う（ステップＳ１１０）。具体的には、タイミング制御部１４は、サンプリングクロックＣＬ２がさらにΔｔ（つまり励磁クロックＣＬ１の開始時点からΔ２ｔ）だけ遅れて開始されるようにクロック生成部１２を制御する。

サンプリング部１５は、励磁クロックＣＬ１の周期内に２回出現するサンプリングのタイミングのそれぞれで、検出電圧Ｖｄを検出する。タイミング制御部１４は、検出された各検出電圧Ｖｄの値を用いて励磁電流の値を測定する（ステップＳ１１５）。測定方法は、ステップＳ１０５の場合と同様である。

タイミング制御部１４は、ステップＳ１０５およびステップＳ１１５のそれぞれで測定した励磁電流の差分ΔＬを算出する（ステップＳ１２０）。

タイミング制御部１４は、サンプリングのタイミングを変更する処理を行う（ステップＳ１２５）。具体的には、タイミング制御部１４は、現在設定されているタイミングからさらにΔｔだけ遅れて開始されるようにクロック生成部１２を制御する。

サンプリング部１５は、励磁クロックＣＬ１の周期内に２回出現するサンプリングのタイミングのそれぞれで、検出電圧Ｖｄを検出する。タイミング制御部１４は、検出された各検出電圧Ｖｄの値を用いて励磁電流の値を測定する（ステップＳ１３０）。測定方法は、ステップＳ１０５の場合と同様である。

タイミング制御部１４は、ステップＳ１３０で測定された励磁電流の絶対値が設定範囲内であるか否かを判断する（ステップＳ１３５）。例えば、設定範囲が０ｍＡ以上１０ｍＡ以下であるとする。このとき、タイミング制御部１４は、計測された励磁電流の絶対値が設定範囲の上限値（１０ｍＡ）以下である場合に、測定された励磁電流の絶対値が設定範囲内であると判断する。言い換えると、タイミング制御部１４は、計測された励磁電流が−１０ｍＡ以上１０ｍＡ以下である場合に、測定された励磁電流の絶対値が設定範囲内であると判断する。なお、設定範囲の上限値が、本発明における設定値に相当する。

励磁電流の絶対値が設定範囲内である判断する場合（ステップＳ１３５における「Ｙｅｓ」）、タイミング制御部１４は、前回計測した励磁電流の値と今回計測した励磁電流の値との差分値を算出する（ステップＳ１４０）。その後、処理は、ステップＳ１２５へ戻る。

励磁電流の絶対値が設定範囲内でない判断する場合（ステップＳ１３５における「Ｎｏ」）、タイミング制御部１４は、ステップＳ１４０で算出した１つ以上の差分値のうち最小の差分値（差分最小値）がΔＬより小さいか否かを判断する（ステップＳ１４５）。

差分最小値がΔＬより小さいと判断する場合（ステップＳ１４５における「Ｙｅｓ」）、タイミング制御部１４は、比較処理を行う（ステップＳ１５０）。具体的には、タイミング制御部１４は、差分最小値となる励磁電流値の組み合わせのうち一方の励磁電流値を含む第１の組み合わせによる差分値と、他方の励磁電流値を含む第２の組み合わせ差分値とを比較する。

タイミング制御部１４は、サンプリングのタイミングの設定処理を行う（ステップＳ１５５）。具体的には、タイミング制御部１４は、ステップＳ１５０で小さいと判断した組み合わせの要素のうち差分最小値となる励磁電流値の組み合わせに含まれる励磁電流値を測定したタイミングを、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングとして設定する。

差分最小値がΔＬより小さくないと判断する場合（ステップＳ１４５における「Ｎｏ」）、タイミング制御部１４は、タイミングの初期化を行う（ステップＳ１６０）。具体的には、タイミング制御部１４は、サンプリングクロックＣＬ２が励磁クロックＣＬ１の開始時点からΔｔだけ遅れて開始されるようにクロック生成部１２を制御する。

タイミングの初期化後、タイミング制御部１４は、変更処理を行う（ステップＳ１６５）。具体的には、タイミング制御部１４は、ステップＳ１１０、Ｓ１２５においてサンプリングのタイミングの変更をΔｔだけ遅らせるのではなく、Δｔだけ早くなるようにサンプリングタイミングの変更方法を変更する。

次に、タイミング制御部１４が行うサンプリングのタイミングの設定について、図１４Ａから図１４Ｄに示す具体例を用いて説明する。

本具体例では、設定範囲ＳＲを０ｍＡ〜１０ｍＡとしている。つまり、電流検出装置１０は、サンプリングする励磁電流Ｉａの範囲を−１０ｍＡ〜１０ｍＡとして、励磁クロックＣＬ１の１周期ごとに、サンプリングのタイミングをΔｔずつ遅延させて、励磁電流Ｉａの測定を６回行う（図１４Ａ参照）。具体的には、電流検出装置１０は、１回目の励磁クロックの周期の時点ｔ２１、時点ｔ３１のそれぞれで検出電圧Ｖｄを取得して、１回目の励磁電流Ｉａの値を算出する（図１４Ｂ参照）。次に、２回目の励磁クロックの周期で、時点ｔ２１、時点ｔ３１のそれぞれよりΔｔだけ遅れた時点ｔ２２、ｔ３２で、検出電圧Ｖｄを取得して、２回目の励磁電流Ｉａの値を算出する（図１４Ｃ参照）。以降、励磁クロックＣＬ１の１周期ごとに、励磁電流Ｉａの算出ポイントをΔｔずつ遅延させて、励磁電流Ｉａの値を算出する。図１４Ａでは、３回目の励磁電流Ｉａの値は、時点ｔ２３、ｔ３３のそれぞれの検出電圧Ｖｄから、４回目の励磁電流値Ｉａの値は、時点ｔ２４、ｔ３４のそれぞれの検出電圧Ｖｄから、それぞれ算出される。さらに、５回目の励磁電流Ｉａの値は、時点ｔ２５、ｔ３５のそれぞれの検出電圧Ｖｄから、６回目の励磁電流Ｉａの値は、時点ｔ２６、ｔ３６のそれぞれの検出電圧Ｖｄから、それぞれ算出される。

図１４Ｄは、励磁電流の差分値の変化を表す図である。図１４Ｄの横軸に記載する組（ｍ−１、ｍ）は、（ｍ−１）回目の励磁電流Ｉａの値と、ｍ回目の励磁電流Ｉａの値の組み合わせを表す。なお、ｍは２以上６以下の整数である。そして、縦軸の励磁電流差分は、組（ｍ−１、ｍ）における励磁電流値の差分、つまりは、（ｍ−１）回目の励磁電流Ｉａの値と、ｍ回目の励磁電流Ｉａの値との差分を表す。また、組（１、２）で算出された励磁電流値の差分は、上述したΔＬに相当する値となっている。図１４Ｄに示す例では、組（３、４）の励磁電流差分が、励磁電流差分のうち最小の励磁電流差分（最小差分値）であって、ΔＬよりも小さい値となっている。そのため、上述した図１３のステップＳ１４５の判断条件が真となる。電流検出装置１０は、ステップＳ１５０の比較処理により、組（２、３）の励磁電流差分の値と、組（４、５）の励磁電流差分の値とを比較する。この場合、組（２、３）の励磁電流差分の値の方が、組（４、５）の励磁電流差分の値よりも小さい。そのため、電流検出装置１０は、ステップＳ１５５の設定処理により、３回目に励磁電流を計測したタイミングを、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングとして設定する。

本実施形態における励磁電流差分の算出により、励磁電流の時間微分を算出している。また、本実施形態では、各タイミングで計測された励磁電流の絶対値のそれぞれは、設定範囲ＳＲ内である。つまり、サンプリングのタイミングと設定されるタイミングは、励磁電流の絶対値が予め定められた設定値以下であり、かつ励磁電流の絶対値に対する時間微分した値が最小となるタイミングとなっている。

以上説明したように、本実施形態の電流検出装置１０のタイミング制御部１４は、以下のように検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングを設定することが好ましい。タイミング制御部１４は、励磁電流の絶対値が予め定められた設定値以下であり、かつ励磁電流の絶対値に対する時間微分した値が最小となるタイミングを、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングとして設定する。

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、追加部品を用いることなく、サンプリングのタイミングの制御ができる。

また、タイミング制御部１４は、以下のように動作することが好ましい。タイミング制御部１４は、励磁クロックＣＬ１の所定の周波数で表される励磁周期において出現する２回のサンプリングのタイミングを、励磁周期ごとに変化させる。タイミング制御部１４は、励磁周期ごとに、当該励磁周期で出現する２回のサンプリングのタイミングでサンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づいて励磁電流を算出する。タイミング制御部１４は、励磁周期ごとに算出された励磁電流と、当該励磁電流が算出された一の励磁周期の直前の励磁周期または直後の励磁周期で算出された励磁電流との差分を算出する。タイミング制御部１４は、算出した各差分から変曲点が出現するタイミングを特定し、特定したタイミングを、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングとして設定する。

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、変換回路１３から出力される検出電圧Ｖｄに基づいて、サンプリングのタイミングを設定するので、より正確なサンプリングのタイミングで電流検出を行うことができる。また、電流検出装置１０は、サンプリングタイミングを設定する際に新たな部品は必要としない。そのため、電流検出装置１０は、新たな部品を追加することなくサンプリングタイミングの制御を行うことができる。

ここで、タイミング制御部１４は、自装置の電源投入時に、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングの設定を行うことが好ましい。

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、電源が投入された直後であっても適切なサンプリングタイミングで電流検出を行うことができる。

（変形例）
以上、実施形態１から実施形態３に基づいて本発明について説明したが、本発明は上述した実施形態に限られない。例えば、以下のような変形例が考えられる。

（１）上記実施形態３では、励磁電流の変曲点となるタイミングの検出および設定は、例えば電流検出装置１０に電源が投入されたタイミングで行われるとしたが、これに限定されない。電流検出装置１０は、サンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づく励磁電流の変化量が所定値以上である場合に、励磁電流の変曲点となるタイミングの検出および設定を行ってもよい。

この場合における電流検出装置１０の動作について、図１５に示す流れ図を用いて説明する。

電流検出装置１０のタイミング制御部１４は、サンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づく励磁電流の変化量が所定値以上であるか否かを判断する（ステップＳ２００）。具体的には、タイミング制御部１４は、今回サンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づく励磁電流と、前回サンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づく励磁電流との差分が、所定値以上であるか否かを判断する。

変化量が所定値以上である判断する場合（ステップＳ２００における「Ｙｅｓ」）、タイミング制御部１４は、タイミング設定処理を行う（ステップＳ２０５）。タイミング設定処理は、図１３に示すステップＳ１０５〜ステップＳ１６５と同様であるので、ここでの説明は省略する。

以上説明したように、本変形例の電流検出装置１０のタイミング制御部１４は、以下のように動作することが好ましい。タイミング制御部１４は、設定したタイミングでサンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づく励磁電流の変化量が所定値以上である場合に、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングの設定を再度行う。

この構成によると、本変形例の電流検出装置１０は、電流検出の動作中であっても、温度変化に応じた適切なタイミングで電流検出を行うことができる。なぜなら、励磁電流が所定値以上変化することは、温度が変化しているとみなすことができるからである。

（２）上記各実施形態において、磁性体コア１００の形状を環状としたが、これに限定されない。磁性体コア１００の形状は、閉磁路が形成される形状であればよい。

（３）上記実施形態および変形例を組み合わせてもよい。

Claims (10)

1. 導線に流れる被測定電流を検出する電流検出装置であって、
   所定の周波数で発振される励磁クロックと、前記所定の周波数の偶数倍の周波数で発振されるサンプリングクロックとを生成するクロック生成部と、
   前記導線が挿通される開口部を有する磁性体コアと、前記磁性体コアに巻回された励磁コイルとを有し、前記励磁クロックが発振される周期と同一周期の励磁電圧を前記励磁コイルに印加して前記励磁コイルに流れる励磁電流を生成し、生成した前記励磁電流を検出電圧に変換して出力する変換回路と、
   前記変換回路から出力される前記検出電圧を前記サンプリングクロックに基づいてサンプリングするサンプリング部と、
   前記励磁電流の変曲点に前記検出電圧をサンプリングするタイミングがくるように、前記検出電圧をサンプリングするタイミングを制御するタイミング制御部とを備える
   ことを特徴とする電流検出装置。
2. 前記サンプリングクロックの周波数は、前記所定の周波数の２倍の周波数である
   ことを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。
3. 前記タイミング制御部は、前記磁性体コアの使用温度を計測する温度センサを備え、
   前記タイミング制御部は、前記温度センサで測定された前記使用温度に応じて、前記サンプリングクロックを制御する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電流検出装置。
4. 前記タイミング制御部は、前記励磁電流の絶対値が予め定められた設定値以下であり、かつ前記励磁電流の絶対値に対する時間微分した値が最小となるタイミングを、前記検出電圧をサンプリングするタイミングとして設定する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電流検出装置。
5. 前記タイミング制御部は、
   前記励磁クロックの前記所定の周波数で表される励磁周期において出現する２回の前記サンプリングのタイミングを、前記励磁周期ごとに変化させ、
   前記励磁周期ごとに、当該励磁周期で出現する２回の前記サンプリングのタイミングでサンプリングされた前記検出電圧に基づいて前記励磁電流を算出し、
   前記励磁周期ごとに算出された前記励磁電流と、当該励磁電流が算出された一の励磁周期の直前の励磁周期または直後の励磁周期で算出された励磁電流との差分を算出し、
   算出した各差分から前記変曲点が出現するタイミングを特定し、特定したタイミングを、前記検出電圧をサンプリングするタイミングとして設定する
   ことを特徴とする請求項４に記載の電流検出装置。
6. 前記タイミング制御部は、自装置の電源投入時に、前記検出電圧をサンプリングするタイミングの設定を行う
   ことを特徴とする請求項４または請求項５に記載の電流検出装置。
7. 前記タイミング制御部は、
   設定したタイミングでサンプリングされた前記検出電圧に基づく前記励磁電流の変化量が所定値以上である場合に、前記検出電圧をサンプリングするタイミングの設定を再度行う
   ことを特徴とする請求項４乃至請求項６のいずれか一項に記載の電流検出装置。
8. 前記変換回路は、さらに、
   前記クロック生成部で生成された前記励磁クロックを増幅し、増幅後の前記励磁クロックを前記励磁コイルに出力することで、前記励磁電圧を前記励磁コイルに印加するアンプと、
   前記励磁コイルから出力される前記励磁電流を前記検出電圧に変換する検出抵抗とを備える
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の電流検出装置。
9. 前記変換回路は、さらに、
   前記励磁コイルに前記励磁電圧を印加する励磁電圧源と、
   前記所定の周波数で表される周期の１／２周期で、前記励磁コイルに流れる前記励磁電流の第１経路と第２経路とを切り換える切替部と、
   前記励磁コイルから出力される前記励磁電流を前記検出電圧に変換する検出抵抗とを備える
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の電流検出装置。
10. さらに、前記サンプリング部でサンプリングされた前記検出電圧に基づいて、漏電を検知する検波部を備える
    ことを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか一項に記載の電流検出装置。

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