JP4942621B2 - インピーダンス測定装置、及び検出方法 - Google Patents
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Description
本発明は、インピーダンス測定装置、及び検出方法に関する。
従来、ブリッジ回路と、ブリッジ回路における２つの入力端に接続される電源と、ブリッジ回路における２つの出力端に接続され、ブリッジ回路を構成する素子のインピーダンスを検出する検出器とを備えるインピーダンス測定装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特許文献１に記載の圧力測定装置は、センサ駆動部（電源）にて圧力センサ部（ブリッジ回路）における入力端間に電圧を印加して、出力端間の電位差を電圧計（検出器）で検出している。これにより、圧力測定装置は、圧力センサ部を構成する抵抗（素子）のインピーダンスを検出して圧力を測定している。
ここで、出力端間の電位差は小さいので、検出器では、例えば、入力インピーダンスの高い差動増幅回路などを用いて出力端間の電位差を検出するのが一般的である。
特許文献１に記載の圧力測定装置は、センサ駆動部（電源）にて圧力センサ部（ブリッジ回路）における入力端間に電圧を印加して、出力端間の電位差を電圧計（検出器）で検出している。これにより、圧力測定装置は、圧力センサ部を構成する抵抗（素子）のインピーダンスを検出して圧力を測定している。
ここで、出力端間の電位差は小さいので、検出器では、例えば、入力インピーダンスの高い差動増幅回路などを用いて出力端間の電位差を検出するのが一般的である。
しかしながら、検出器は、入力インピーダンスが高くなると、ノイズの影響を受けやすくなる。また、出力端間の電位差を検出する検出器では、原理的にノイズの影響を受けやすい。したがって、インピーダンス測定装置の測定精度が低下するという問題がある。
本発明の目的は、ノイズの影響を受けにくく、測定精度を向上させることができるインピーダンス測定装置、及び検出方法を提供することにある。
本発明のインピーダンス測定装置は、ブリッジ回路と、前記ブリッジ回路における２つの入力端に接続される電源と、前記ブリッジ回路における２つの出力端に接続され、前記ブリッジ回路を構成する素子のインピーダンスを検出する検出器とを備えるインピーダンス測定装置であって、前記電源は、前記入力端のいずれか一方に正弦波信号を印加する正弦波信号源と、前記入力端のいずれか他方に前記正弦波信号と同一の周波数を有する余弦波信号を印加する余弦波信号源とを備え、前記検出器は、前記出力端のいずれか一方に流れる電流を電圧に変換して出力する第１変換器と、前記出力端のいずれか他方に流れる電流を電圧に変換して出力する第２変換器と、前記第１変換器、及び前記第２変換器にて出力される信号の位相差を検出する位相差検出部とを備えることを特徴とする。
このような構成によれば、検出器は、各出力端に流れる電流を検出する第１変換器、及び第２変換器を備えるので、出力端間の電位差を検出する場合と比較して、入力インピーダンスを低くすることができ、ノイズの影響を受けにくくなる。また、検出器は、第１変換器、及び第２変換器にて出力される信号の位相差を検出する位相差検出部を備えるので、原理的にノイズの影響を受けにくい。したがって、インピーダンス測定装置は、ノイズの影響を受けにくい検出器にてブリッジ回路を構成する素子のインピーダンスを検出することができるので、測定精度を向上させることができる。
本発明では、前記第１変換器、及び前記第２変換器と、前記位相差検出部との間には、前記正弦波信号、及び前記余弦波信号を通過させる帯域通過フィルタが設けられていることが好ましい。
このような構成によれば、第１変換器、及び第２変換器にて出力される信号における位相方向のノイズを低減させることができるので、検出器は、更にノイズの影響を受けにくくなる。したがって、インピーダンス測定装置の測定精度を更に向上させることができる。
このような構成によれば、第１変換器、及び第２変換器にて出力される信号における位相方向のノイズを低減させることができるので、検出器は、更にノイズの影響を受けにくくなる。したがって、インピーダンス測定装置の測定精度を更に向上させることができる。
本発明では、前記位相差検出部は、位相検波器であることが好ましい。
このような構成によれば、位相検波器は、汎用部品であり、かつ、高精度であるので、インピーダンス測定装置の測定精度を更に向上させることができるとともに、製造コストを低減させることができる。
このような構成によれば、位相検波器は、汎用部品であり、かつ、高精度であるので、インピーダンス測定装置の測定精度を更に向上させることができるとともに、製造コストを低減させることができる。
本発明の検出方法は、ブリッジ回路と、前記ブリッジ回路における２つの入力端に接続される電源と、前記ブリッジ回路における２つの出力端に接続され、前記ブリッジ回路を構成する素子のインピーダンスを検出する検出器とを備えるインピーダンス測定装置で用いられる検出方法であって、前記電源は、前記入力端のいずれか一方に正弦波信号を印加する正弦波信号源と、前記入力端のいずれか他方に前記正弦波信号と同一の周波数を有する余弦波信号を印加する余弦波信号源とを備え、前記検出器が、前記出力端のいずれか一方に流れる電流を電圧に変換して出力する第１変換ステップと、前記出力端のいずれか他方に流れる電流を電圧に変換して出力する第２変換ステップと、前記第１変換ステップ、及び前記第２変換ステップにて出力される信号の位相差を検出する位相比較ステップとを実行することを特徴とする。
このような検出方法によれば、前述したインピーダンス測定装置の作用効果と同様の作用効果を奏することができる。
このような検出方法によれば、前述したインピーダンス測定装置の作用効果と同様の作用効果を奏することができる。
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、インピーダンス測定装置１の構成図である。
インピーダンス測定装置１は、図１に示すように、ブリッジ回路２と、電源３と、検出器４とを備える。
ブリッジ回路２は、４つの抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、抵抗Ｒ１、及び抵抗Ｒ３の中間位置、並びに抵抗Ｒ２、及び抵抗Ｒ４の中間位置に設けられた入力端２１，２２と、抵抗Ｒ１、及び抵抗Ｒ２の中間位置、並びに抵抗Ｒ３、及び抵抗Ｒ４の中間位置に設けられた出力端２３，２４とを備える。ここで、各抵抗Ｒ１〜Ｒ４のうち、３つの抵抗についてのインピーダンスは既知であり、残る１つの抵抗についてのインピーダンスは未知である。なお、本実施形態では、説明の便宜上、抵抗Ｒ１のインピーダンスを未知とし、抵抗Ｒ２〜Ｒ４のインピーダンスを既知とする。
図１は、インピーダンス測定装置１の構成図である。
インピーダンス測定装置１は、図１に示すように、ブリッジ回路２と、電源３と、検出器４とを備える。
ブリッジ回路２は、４つの抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、抵抗Ｒ１、及び抵抗Ｒ３の中間位置、並びに抵抗Ｒ２、及び抵抗Ｒ４の中間位置に設けられた入力端２１，２２と、抵抗Ｒ１、及び抵抗Ｒ２の中間位置、並びに抵抗Ｒ３、及び抵抗Ｒ４の中間位置に設けられた出力端２３，２４とを備える。ここで、各抵抗Ｒ１〜Ｒ４のうち、３つの抵抗についてのインピーダンスは既知であり、残る１つの抵抗についてのインピーダンスは未知である。なお、本実施形態では、説明の便宜上、抵抗Ｒ１のインピーダンスを未知とし、抵抗Ｒ２〜Ｒ４のインピーダンスを既知とする。
電源３は、入力端２１に接続され、正弦波信号を印加する正弦波信号源３１と、入力端２２に接続され、余弦波信号を印加する余弦波信号源３２とを備える。また、正弦波信号源３１、及び余弦波信号源３２は、それぞれ接地されている。すなわち、電源３は、ブリッジ回路２における入力端２１，２２に接続されている。
また、正弦波信号源３１から出力される正弦波信号、余弦波信号源３２から出力される余弦波信号は、同一の周波数、及び振幅で出力されている。なお、以下の説明では、正弦波信号源３１から出力される正弦波信号をＶ・Ｓｉｎ（ωｔ）とし、余弦波信号源３２から出力される余弦波信号をＶ・Ｃｏｓ（ωｔ）とする。
また、正弦波信号源３１から出力される正弦波信号、余弦波信号源３２から出力される余弦波信号は、同一の周波数、及び振幅で出力されている。なお、以下の説明では、正弦波信号源３１から出力される正弦波信号をＶ・Ｓｉｎ（ωｔ）とし、余弦波信号源３２から出力される余弦波信号をＶ・Ｃｏｓ（ωｔ）とする。
検出器４は、出力端２３に接続される第１変換器４１と、出力端２４に接続される第２変換器４２と、第１変換器４１に接続されるＢＰＦ（Band Pass Filter）４３と、第２変換器４２に接続されるＢＰＦ４４と、ＢＰＦ４３、及びＢＰＦ４４に接続される位相検波器４５とを備える。
第１変換器４１は、出力端２３に流れる電流を電圧に変換して出力するものであり、オペアンプ４１１と、このオペアンプ４１１の反転入力端子（−）、及び出力端子の間に接続された抵抗Ｒａとを備える。また、オペアンプ４１１の非反転入力端子（＋）は、接地されている。
第２変換器４２は、出力端２４に流れる電流を電圧に変換して出力するものであり、オペアンプ４２１と、このオペアンプ４２１の反転入力端子（−）、及び出力端子の間に接続された抵抗Ｒｂとを備える。また、オペアンプ４２１の非反転入力端子（＋）は、接地されている。
すなわち、第１変換器４１、及び第２変換器４２は、オペアンプ４１１，４２１を用いた電流電圧変換回路を構成している。
第２変換器４２は、出力端２４に流れる電流を電圧に変換して出力するものであり、オペアンプ４２１と、このオペアンプ４２１の反転入力端子（−）、及び出力端子の間に接続された抵抗Ｒｂとを備える。また、オペアンプ４２１の非反転入力端子（＋）は、接地されている。
すなわち、第１変換器４１、及び第２変換器４２は、オペアンプ４１１，４２１を用いた電流電圧変換回路を構成している。
帯域通過フィルタとしてのＢＰＦ４３，４４は、第１変換器にて出力される信号Ｖｏｕｔ１、及び第２変換器にて出力される信号Ｖｏｕｔ２における所定の帯域の信号を通過させるものであり、中心周波数は、正弦波信号源３１から出力される正弦波信号、及び余弦波信号源３２から出力される余弦波信号の周波数とされている。
位相差検出部としての位相検波器４５は、ＢＰＦ４３、及びＢＰＦ４４にて出力される信号の位相差を検出する。すなわち、位相検波器４５は、第１変換器４１、及び第２変換器４２にて出力される信号の位相差を検出する。
位相差検出部としての位相検波器４５は、ＢＰＦ４３、及びＢＰＦ４４にて出力される信号の位相差を検出する。すなわち、位相検波器４５は、第１変換器４１、及び第２変換器４２にて出力される信号の位相差を検出する。
図２は、検出器４にて抵抗Ｒ１のインピーダンスを検出する方法を示すフローチャートである。
電源３にてブリッジ回路２における入力端２１，２２に正弦波信号Ｖ・Ｓｉｎ（ωｔ）、及び余弦波信号Ｖ・Ｃｏｓ（ωｔ）が印加されると、検出器４は、図２に示すように、以下のステップを実行する。
まず、第１変換器４１は、抵抗Ｒ１，Ｒ２を流れる電流を加算増幅して信号Ｖｏｕｔ１を出力する（ステップＳ１１：第１変換ステップ）。また同時に、第２変換器４２は、抵抗Ｒ３，Ｒ４を流れる電流を加算増幅して信号Ｖｏｕｔ２を出力する（ステップＳ１２：第２変換ステップ）。
ここで、第１変換器４１にて出力される信号Ｖｏｕｔ１、及び第２変換器４２にて出力される信号Ｖｏｕｔ２は、以下の式（１），（２）で表される。
電源３にてブリッジ回路２における入力端２１，２２に正弦波信号Ｖ・Ｓｉｎ（ωｔ）、及び余弦波信号Ｖ・Ｃｏｓ（ωｔ）が印加されると、検出器４は、図２に示すように、以下のステップを実行する。
まず、第１変換器４１は、抵抗Ｒ１，Ｒ２を流れる電流を加算増幅して信号Ｖｏｕｔ１を出力する（ステップＳ１１：第１変換ステップ）。また同時に、第２変換器４２は、抵抗Ｒ３，Ｒ４を流れる電流を加算増幅して信号Ｖｏｕｔ２を出力する（ステップＳ１２：第２変換ステップ）。
ここで、第１変換器４１にて出力される信号Ｖｏｕｔ１、及び第２変換器４２にて出力される信号Ｖｏｕｔ２は、以下の式（１），（２）で表される。
また、図３は、第１変換器４１にて出力される信号Ｖｏｕｔ１のベクトル図である。
前述した式（１）において、Ｖ＝１とすると、第１変換器４１にて出力される信号Ｖｏｕｔ１は、図３に示すように、正弦波成分−Ｓｉｎ（ωｔ）、及び余弦波成分−Ｃｏｓ（ωｔ）の合成波で表され、位相θ１は、以下の式（３）で表される。また、図示は省略するが、第２変換器４２にて出力される信号Ｖｏｕｔ２の位相θ２は、以下の式（４）で表される。
前述した式（１）において、Ｖ＝１とすると、第１変換器４１にて出力される信号Ｖｏｕｔ１は、図３に示すように、正弦波成分−Ｓｉｎ（ωｔ）、及び余弦波成分−Ｃｏｓ（ωｔ）の合成波で表され、位相θ１は、以下の式（３）で表される。また、図示は省略するが、第２変換器４２にて出力される信号Ｖｏｕｔ２の位相θ２は、以下の式（４）で表される。
第１変換ステップＳ１１、及び第２変換ステップＳ１２にて信号Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２が出力されると、位相検波器４５は、信号Ｖｏｕｔ１、及び信号Ｖｏｕｔ２の位相差を検出する（ステップＳ２：位相差検出ステップ）。
位相差検出ステップＳ２にて信号Ｖｏｕｔ１、及び信号Ｖｏｕｔ２の位相差が検出されると、検出器４は、抵抗Ｒ１のインピーダンスを検出する（ステップＳ３：インピーダンス検出ステップ）。
位相差検出ステップＳ２にて信号Ｖｏｕｔ１、及び信号Ｖｏｕｔ２の位相差が検出されると、検出器４は、抵抗Ｒ１のインピーダンスを検出する（ステップＳ３：インピーダンス検出ステップ）。
具体的に、インピーダンス検出ステップＳ３では、以下の原理で抵抗Ｒ１のインピーダンスを検出する。
まず、抵抗Ｒ３，Ｒ４のインピーダンスは既知であるので、検出器４は、式（４）に基づいて、信号Ｖｏｕｔ２の位相θ２を検出する。そして、検出された位相θ２と、位相検波器４５にて検出される信号Ｖｏｕｔ１、及び信号Ｖｏｕｔ２の位相差とに基づいて、信号Ｖｏｕｔ１の位相θ１を検出する。さらに、抵抗Ｒ２のインピーダンスは既知であるので、検出器４は、検出された位相θ１と、式（３）とに基づいて、抵抗Ｒ１のインピーダンスを検出する。
まず、抵抗Ｒ３，Ｒ４のインピーダンスは既知であるので、検出器４は、式（４）に基づいて、信号Ｖｏｕｔ２の位相θ２を検出する。そして、検出された位相θ２と、位相検波器４５にて検出される信号Ｖｏｕｔ１、及び信号Ｖｏｕｔ２の位相差とに基づいて、信号Ｖｏｕｔ１の位相θ１を検出する。さらに、抵抗Ｒ２のインピーダンスは既知であるので、検出器４は、検出された位相θ１と、式（３）とに基づいて、抵抗Ｒ１のインピーダンスを検出する。
本実施形態に係るインピーダンス測定装置１によれば、次のような効果がある。
（１）検出器４は、各出力端２３，２４に流れる電流を検出する第１変換器４１、及び第２変換器４２を備えるので、出力端２３，２４間の電位差を検出する場合と比較して、入力インピーダンスを低くすることができ、ノイズの影響を受けにくくなる。また、検出器４は、第１変換器４１、及び第２変換器４２にて出力される信号Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２の位相差を検出する位相検波器４５を備えるので、原理的にノイズの影響を受けにくい。したがって、インピーダンス測定装置１は、ノイズの影響を受けにくい検出器４にて抵抗Ｒ１のインピーダンスを検出することができるので、測定精度を向上させることができる。
（１）検出器４は、各出力端２３，２４に流れる電流を検出する第１変換器４１、及び第２変換器４２を備えるので、出力端２３，２４間の電位差を検出する場合と比較して、入力インピーダンスを低くすることができ、ノイズの影響を受けにくくなる。また、検出器４は、第１変換器４１、及び第２変換器４２にて出力される信号Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２の位相差を検出する位相検波器４５を備えるので、原理的にノイズの影響を受けにくい。したがって、インピーダンス測定装置１は、ノイズの影響を受けにくい検出器４にて抵抗Ｒ１のインピーダンスを検出することができるので、測定精度を向上させることができる。
（２）第１変換器４１、及び第２変換器４２と、位相検波器４５との間には、ＢＰＦ４３，４４が設けられているので、第１変換器４１、及び第２変換器４２にて出力される信号Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２における位相方向のノイズを低減させることができる。したがって、検出器４は、更にノイズの影響を受けにくくなり、インピーダンス測定装置１の測定精度を更に向上させることができる。
（３）位相差検出部として、汎用部品であり、かつ、高精度な位相検波器４５を採用しているので、インピーダンス測定装置１の測定精度を更に向上させることができるとともに、製造コストを低減させることができる。
（４）正弦波信号源３１から出力される正弦波信号、及び余弦波信号源３２から出力される余弦波信号は、同一の周波数で出力されているので、ビート信号の発生を抑制することができる。また、正弦波信号、及び余弦波信号は、同一の振幅で出力されているので、抵抗Ｒ１のインピーダンスと、位相検波器４５にて検出される位相差との線形性を良好にすることができる。
（４）正弦波信号源３１から出力される正弦波信号、及び余弦波信号源３２から出力される余弦波信号は、同一の周波数で出力されているので、ビート信号の発生を抑制することができる。また、正弦波信号、及び余弦波信号は、同一の振幅で出力されているので、抵抗Ｒ１のインピーダンスと、位相検波器４５にて検出される位相差との線形性を良好にすることができる。
〔実施形態の変形〕
なお、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。
前記実施形態では、インピーダンス測定装置１は、抵抗Ｒ１のインピーダンスを検出していたが、Ｒ１:Ｒ２とＲ３:Ｒ４との抵抗比や、インピーダンス比を検出することも出来る。また、抵抗Ｒ１〜Ｒ４に換えてインダクタンスや、キャパシタンスでブリッジ回路を構成し、インダクタンスや、キャパシタンスのインピーダンスもしくは、インピーダンス比を検出するようにしてもよい。なお、本発明におけるインピーダンス測定装置１を、歪みゲージ（抵抗）や、差動トランス（インダクタンス）や、静電容量センサ（キャパシタンス）などに用いることで、各センサの測定精度を向上させることができる。
なお、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。
前記実施形態では、インピーダンス測定装置１は、抵抗Ｒ１のインピーダンスを検出していたが、Ｒ１:Ｒ２とＲ３:Ｒ４との抵抗比や、インピーダンス比を検出することも出来る。また、抵抗Ｒ１〜Ｒ４に換えてインダクタンスや、キャパシタンスでブリッジ回路を構成し、インダクタンスや、キャパシタンスのインピーダンスもしくは、インピーダンス比を検出するようにしてもよい。なお、本発明におけるインピーダンス測定装置１を、歪みゲージ（抵抗）や、差動トランス（インダクタンス）や、静電容量センサ（キャパシタンス）などに用いることで、各センサの測定精度を向上させることができる。
前記実施形態では、検出器４は、ＢＰＦ４３，４４を備えていたが、例えば、ＬＰＦ（Low Pass Filter）や、ＨＰＦ（High Pass Filter）などを用いてもよい。要するに、正弦波信号源から出力される正弦波信号、及び余弦波信号源から出力される余弦波信号の周波数帯域を通過させるとともに、ノイズの影響を低減させることができるフィルタであればよい。また、ノイズの影響が小さい場合などには、検出器は、このようなフィルタを備えていなくてもよい。
前記実施形態では、位相差検出部として位相検波器４５を採用していたが、他の構成を採用してもよい。要するに、第１変換器、及び第２変換器にて出力される信号の位相差を検出することができればよい。
前記実施形態では、正弦波信号源３１から出力される正弦波信号、及び余弦波信号源３２から出力される余弦波信号は、同一の振幅で出力されていたが、同一の振幅で出力していなくてもよい。なお、この場合には、抵抗Ｒ１のインピーダンスと、位相検波器４５にて検出される位相差との線形性が悪化するという問題があるので、前記実施形態の構成が好ましい。
前記実施形態では、正弦波信号源３１から出力される正弦波信号、及び余弦波信号源３２から出力される余弦波信号は、同一の振幅で出力されていたが、同一の振幅で出力していなくてもよい。なお、この場合には、抵抗Ｒ１のインピーダンスと、位相検波器４５にて検出される位相差との線形性が悪化するという問題があるので、前記実施形態の構成が好ましい。
本発明は、インピーダンス測定装置に利用でき、特に、ブリッジ回路を用いたインピーダンス測定装置に好適に利用することができる。
１…インピーダンス測定装置、２…ブリッジ回路、３…電源、４…検出器、２１，２２…入力端、２３，２４…出力端、３１…正弦波信号源、３２…余弦波信号源、４１…第１変換器、４２…第２変換器、４３，４４…ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）、４５…位相検波器（位相差検出部）、Ｓ１１…第１変換ステップ、Ｓ１２…第２変換ステップ、Ｓ２…位相差検出ステップ。
Claims (4)
- ブリッジ回路と、前記ブリッジ回路における２つの入力端に接続される電源と、前記ブリッジ回路における２つの出力端に接続され、前記ブリッジ回路を構成する素子のインピーダンスを検出する検出器とを備えるインピーダンス測定装置であって、
前記電源は、
前記入力端のいずれか一方に正弦波信号を印加する正弦波信号源と、
前記入力端のいずれか他方に前記正弦波信号と同一の周波数を有する余弦波信号を印加する余弦波信号源とを備え、
前記検出器は、
前記出力端のいずれか一方に流れる電流を電圧に変換して出力する第１変換器と、
前記出力端のいずれか他方に流れる電流を電圧に変換して出力する第２変換器と、
前記第１変換器、及び前記第２変換器にて出力される信号の位相差を検出する位相差検出部とを備えることを特徴とするインピーダンス測定装置。 - 請求項１に記載のインピーダンス測定装置において、
前記第１変換器、及び前記第２変換器と、前記位相差検出部との間には、前記正弦波信号、及び前記余弦波信号を通過させる帯域通過フィルタが設けられていることを特徴とするインピーダンス測定装置。 - 請求項１または請求項２に記載のインピーダンス測定装置において、
前記位相差検出部は、位相検波器であることを特徴とするインピーダンス測定装置。 - ブリッジ回路と、前記ブリッジ回路における２つの入力端に接続される電源と、前記ブリッジ回路における２つの出力端に接続され、前記ブリッジ回路を構成する素子のインピーダンスを検出する検出器とを備えるインピーダンス測定装置で用いられる検出方法であって、
前記電源は、
前記入力端のいずれか一方に正弦波信号を印加する正弦波信号源と、
前記入力端のいずれか他方に前記正弦波信号と同一の周波数を有する余弦波信号を印加する余弦波信号源とを備え、
前記検出器が、
前記出力端のいずれか一方に流れる電流を電圧に変換して出力する第１変換ステップと、
前記出力端のいずれか他方に流れる電流を電圧に変換して出力する第２変換ステップと、
前記第１変換ステップ、及び前記第２変換ステップにて出力される信号の位相差を検出する位相比較ステップとを実行することを特徴とする検出方法。
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