JP4914979B2 - モータ制御装置およびモータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、産業機器などの高速モーション制御において、モータと負荷との間で機械共振が発生する状況下で、モータへの外乱抑圧制御を制御するモータ制御装置およびモータ制御方法に関する。

近年、例えばベルト駆動などのモータと機械系とを組み合わせた高速モーション制御において、モータと負荷との間の機械共振が問題となっている。機械共振は二慣性共振系として近似されることが知られており、こうした近似化モデルに基づく種々の制御手法が提案されている。その一つとして、状態フィードバックによる制御手法が、例えば特許文献１などに開示されている。

ここで、前記二慣性共振系の近似化モデルを、図５に基づき説明する。同図において、１は目標となるトルク電流指令値Ｉ^cmdを入力として回転駆動するモータであり、このモータ１は等価的に、電流−トルク変換手段２により前記トルク電流指令値Ｉ^cmdにトルク定数Ｋ_ｔを乗算してトルク値に変換したものと、後述する機械共振振動によるねじりトルクτ_reac／Ｒ_ｇとの偏差が、減算器３により算出されて、実際の出力トルク値となり、この出力トルク値をトルク−速度変換手段４で変換したものが、モータ１の回転するモータ軸における（角）速度応答値ω_Ｍとなる。なお、速度応答値ω_Ｍは、図５に示すトルク−速度変換手段４内の項と、前記減算器３からの出力トルク値を乗算することで算出できる。ここで、モータ１の慣性モーメントであり、また、Ｄ_Ｍはモータ１の粘性摩擦であり、ｓはラプラス演算子である。

一方、１１は前記モータ１の回転駆動力を機械的に受ける負荷である。この負荷１１は等価的に、慣性変動や摩擦などを包括的に含む負荷トルクとしての外乱トルクτ_disと、後述する機械共振振動によるねじりトルクτ_reacとの偏差が、減算器１３により算出され、実際の出力トルク値として発生し、この出力トルク値をトルク−速度変換手段１４で変換したものが、負荷１１の（角）速度応答値ω_Ｌとなる。なお、速度応答値ω_Ｍは、図５に示すトルク−速度変換手段１４内の項と、前記減算器１３からの出力トルク値を乗算することで算出できる。ここで、Ｊ_Ｌは負荷１１の慣性モーメントであり、また、Ｄ_Ｌは負荷１１の粘性摩擦である。

モータ１と負荷１１との間の機械共振成分は、モータ１および負荷１１の速度差により生じるねじり角θ_ｓと、振動に依存するばね定数Ｋ_ｓとの積により算出されるねじりトルクτ_reacとして、図５のようにモデル化することができる。ここでは、モータ１の速度応答値ω_Ｍを、ギア比逆変換手段２１におけるギア比Ｒ_ｇの逆数で乗算して得た値と、負荷１１の速度応答値ω_Ｍとの偏差を減算器２２で算出し、この減算器２２からの値を積分器２３で積分したものが、ねじり角θ_ｓとなる。そして、モータ１と負荷１１との間に機械共振が生じているシステムでは、ねじり角θ_ｓを角度−トルク変換手段２４のばね定数Ｋ_ｓで乗算したねじりトルクτ_reacが、前記負荷１１の減算器１３に加わり、またこのねじりトルクをギア比逆変換手段２５におけるギア比Ｒ_ｇの逆数で乗算した値τ_reac／Ｒ_ｇが、モータ１の減算器３に加わることになる。

一般的に、図５で示すような二慣性共振系の制御は、モータ１の位置および速度を用いて行われる。トルク電流（トルク電流指令値Ｉ^cmd）を入力とし，モータ軸の速度（速度応答値ω_Ｍ）を出力とする伝達関数Ｐ_Ｍ（ｓ）は次の式で与えられる。

数５に示す伝達関数Ｐ_Ｍ（s）の分母および分子多項式には、振動的な特性が含まれており、その振動周波数はそれぞれ共振周波数，反共振周波数と呼ばれている。このため、二慣性共振系の制御においては、共振，反共振に対する振動特性の改善が必要となる。

振動特性の改善には、上述したようにシステムの極を任意に設計できる状態フィードバックなどが用いられる。状態フィードバック制御を行なう際には、状態変数を知る必要があり、状態オブザーバを用いて、状態変数の推定を行っている。しかし、慣性などのパラメータに変動を生じた場合、状態変数の推定値やゲインにずれが生じ、所望の制御が行なえない。また、外乱オブザーバを用いた制御の様に、外乱抑圧応答を積極的にあげることができないなどの欠点があった。
特開平１０−１８０６６３号公報

このように、従来の二慣性共振系の制御では、負荷１１側に位置センサ又は速度センサが無いことを条件に、状態オブザーバで状態変数を推定し、その推定値を用いて状態フィードバックを行うなどが一般的であった。しかしながら、負荷１１側の高精度な位置決め制御を求めるときには、負荷１１側に位置センサ又は速度センサを装着して、負荷１１側の位置をモータ制御装置にフィードバックする。その場合は、状態オブザーバを使わずに状態フィードバックを行うことができる。しかしながら、状態フィードバックには、負荷１１側に印加された外乱トルクは含まれていないので、外乱トルクが印加されたときの外乱抑圧性能と制振制御は、満足な性能を実現できていなかった。

そこで本発明は、負荷側に印加された外乱トルクを推定し、外乱トルクを補償して所望の制御を行なうことができるモータ制御装置およびモータ制御方法を提供することにある。

モータに対する外乱を推定する外乱オブザーバは、従来から知られている。また、この外乱オブザーバを負荷側に用いることも、外乱オブザーバの構造から容易に考えられる。しかし、外乱オブザーバをモータ側と負荷側の両方に取付けて、これらの外乱オブザーバを直列に結合させ、モータ側外乱オブザーバにより得られる機械共振振動に相当するねじりトルクの推定値を、負荷側外乱オブザーバに入力して、機械共振振動と分離して負荷の外乱トルクを推定することで、モータおよび負荷を含むシステムへの外乱抑圧制御を行なうことは、従来にはない新規な独自性のある手法である。

この点に着目し、本発明のモータ制御装置は、モータの駆動力を負荷に機械的に伝達してなるモータ制御装置において、前記モータに取付けられ、このモータの外乱トルクであるねじりトルクの推定値を出力するモータ側外乱オブザーバと、前記負荷に取付けられ、前記モータ側外乱オブザーバからの推定値を入力することにより、前記ねじりトルクと分離して前記負荷の外乱トルクの推定値を出力する負荷側外乱オブザーバと、前記負荷側外乱オブザーバからの推定値を入力することにより、外乱抑制のための補償電流を算出し、この補償電流を加えた電流指令値を前記モータに出力する外乱抑制制御手段と、を備え、さらに前記モータの速度応答値を検出するモータ速度検出手段を備え、前記モータ側外乱オブザーバは、前記モータの速度応答値と、前記モータへの電流指令値とを入力して、前記ねじりトルクの推定値を算出する構成とし、また、前記負荷の速度応答値を検出する負荷速度検出手段を備え、前記負荷側外乱オブザーバは、前記負荷の速度応答値と、前記ねじりトルクの推定値とを入力して、前記負荷の外乱トルクの推定値を算出する構成とし、前記モータの速度応答値と、前記負荷の速度応答値と、これらの各速度応答値から得られる前記モータのねじり角とを入力して、前記モータおよび前記負荷の状態フィードバック制御を行なう状態フィードバック制御手段をさらに備え、さらに、前記モータのトルク定数をＫ_ｔとし、前記モータと前記負荷との間の機械共振振動によるばね定数をＫ_ｓとし、前記モータの慣性モーメントＪ_Ｍとし、前記モータの粘性摩擦をＤ_Ｍとし、前記状態フィードバック制御手段において前記モータの速度応答値に乗算されるゲインをＦ_Ｍとし、前記状態フィードバック制御手段において前記負荷の速度応答値に乗算されるゲインをＦ_ｌとし、前記モータのねじり角に乗算されるゲインをＦ_θとし、前記負荷と前記モータとのギア比をＲ_ｇとし、ラプラス演算子をｓとしたときに、前記外乱抑制制御手段は、負荷側外乱オブザーバからの推定値に、次の式で示す逆システムＴ_ｍ（ｓ）を乗算し、

（但し、ｇは次の式で表わされる二次のローパスフィルタＬＰＦ（ｓ）を通したときのカットオフ周波数である。）

前記外乱抑制のための補償電流を算出する構成としている。

また、上記の点に着目した本発明のモータ制御方法は、モータの駆動力を負荷に機械的に伝達してなるモータ制御方法において、前記モータに取付けられたモータ側外乱オブザーバにより、このモータの外乱トルクであるねじりトルクの推定値を出力し、前記負荷に取付けられた負荷側外乱オブザーバが、前記モータ側外乱オブザーバからの推定値を入力することにより、前記ねじりトルクと分離して前記負荷の外乱トルクの推定値を出力し、前記負荷側外乱オブザーバからの推定値を外乱抑制制御手段が入力することにより、外乱抑制のための補償電流を算出し、この補償電流を加えた電流指令値を前記モータに出力し、前記モータの速度応答値をモータ速度検出手段で検出し、このモータの速度応答値と、前記モータへの電流指令値とを入力して、前記モータ側外乱オブザーバが前記ねじりトルクの推定値を算出し、また、前記負荷の速度応答値を負荷速度検出手段で検出し、この負荷の速度応答値と、前記ねじりトルクの推定値とを入力して、前記負荷側外乱オブザーバが前記負荷の外乱トルクの推定値を算出し、前記モータの速度応答値と、前記負荷の速度応答値と、これらの各速度応答値から得られる前記モータのねじり角とを入力して、状態フィードバック制御手段が前記モータおよび前記負荷の状態フィードバック制御を行ない、さらに、前記モータのトルク定数をＫ_ｔとし、前記モータと前記負荷との間の機械共振振動によるばね定数をＫ_ｓとし、前記モータの慣性モーメントＪ_Ｍとし、前記モータの粘性摩擦をＤ_Ｍとし、前記状態フィードバック制御手段において前記モータの速度応答値に乗算されるゲインをＦ_Ｍとし、前記状態フィードバック制御手段において前記負荷の速度応答値に乗算されるゲインをＦ_ｌとし、前記モータのねじり角に乗算されるゲインをＦ_θとし、前記負荷と前記モータとのギア比をＲ_ｇとし、ラプラス演算子をｓとしたときに、負荷側外乱オブザーバからの推定値に、次の式で示す逆システムＴ_ｍ（ｓ）を乗算して、

（但し、ｇは次の式で表わされる二次のローパスフィルタＬＰＦ（ｓ）を通したときのカットオフ周波数である。）

前記外乱抑制制御手段が前記外乱抑制のための補償電流を算出する。

上記請求項１の装置および請求項２の方法によれば、モータ側外乱オブザーバにより得られる機械共振振動に相当するねじりトルクの推定値を、このモータ側外乱オブザーバと直列的に結合した負荷側外乱オブザーバに入力すると、機械共振振動と分離して負荷の外乱トルクを推定することができる。この負荷の外乱トルクの推定値を利用して、モータへの電流指令値を補償することで、外乱トルクを補償した所望の制御を行なうことが可能になる。

さらに、モータ速度検出手段でモータの速度応答値を検出すれば、この速度応答値とモータへの電流指令値とを利用して、モータ側外乱オブザーバがねじりトルクの推定値を正しく算出できる。

その上、負荷速度検出手段で負荷の速度応答値を検出すれば、この負荷応答値と、モータ側外乱オブザーバで算出されたねじりトルクの推定値とを利用して、負荷の外乱トルクの推定値を正しく算出できる。

さらに加えて、モータ速度検出手段からのモータの速度応答値と、負荷速度検出手段からの負荷の速度応答値を、状態オブザーバ等を用いることなく知ることができ、これらの各速度応答値から得たモータのねじり角を共に利用して、容易に状態フィードバック制御を行なうことができる。

その上、負荷の位置振動を効果的に抑制することができる。

以下、添付図面に基づいて、本発明における好適な実施例を詳細に説明する。図１は、本実施例で適用するモータ制御装置のブロック構成図であり、ここでは前記図５における二慣性共振系の近似化モデルで表わされるプラント３１のモータ１および負荷１１を、例えばコンピュータなどの制御装置３２で制御する構成となっている。

プラント３１の詳細は、前記図５で説明した通りであり、ここでは改めて説明しない。但し、便宜的には、モータ１の速度応答値ω_Ｍを積分器３３で積分（１／ｓ）した値が、モータ１の位置応答値θ_Ｍとして示され、負荷１１の速度応答値ω_Ｌを積分器３４で積分（１／ｓ）したものが、負荷１１の位置応答値θ_Ｌとして示されている。

また、このプラント３１には、モータ１の速度応答値ω_Ｍを検出するモータ速度検出手段３５と、負荷１１の速度応答値ω_Ｌを検出する負荷速度検出手段３６と、負荷１１の位置応答値θ_Ｌを検出する負荷位置検出手段３７が設けられる。これらの各検出手段３５〜３７は、周知のエンコーダなどで構成でき、また速度を積分したものが位置であるという関係から、負荷速度検出手段３６と負荷位置検出手段３７とを共通のセンサ（検出器）で構成してもよい。

制御装置３２は、従来から知られている速度ＰＩ制御系を含む位置・速度フィードバック制御部４１と、機械共振振動を抑制する状態フィードバック制御部４２の他に、状態フィードバック制御部４２よりも高速で且つ低コストな機械共振振動抑制手段として、モータ１へのトルク電流指令値Ｉ^cmdと、前記モータ速度検出手段３５で検出した速度応答値ω_Ｍを入力とすることで、このモータ１への外乱トルクであるねじりトルクτ_reac／Ｒ_ｇを推定する第１外乱オブザーバ４３と、この第１外乱オブザーバ４３で得たねじりトルクの推定値τ_reac／Ｒ_ｇを、負荷１１とのギア比Ｒ_ｇに応じた推定値＾τ_reac（以下、図や数式以外では、この推定値をあらわす「＾」を、対応する記号の前に併記する）に逆変換するギア比変換手段４４と、負荷１１の速度応答値ω_Ｌおよびギア比変換手段４４で得たねじりトルク推定値＾τ_reacを入力とすることで、負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ_disを算出する第２外乱オブザーバ４５と、第２外乱オブザーバ４５で得た外乱トルクの推定値＾τ_disを入力することにより、外乱トルクを高速で抑制するための補償電流Ｉ_cmpを算出する補償電流算出手段４６と、前記位置・速度フィードバック制御部４１で得た電流参照値Ｉ_refに、補償電流算出手段４６で得た補償電流Ｉ_cmpを加え、さらに状態フィードバック制御部４２で得た補償値を減算して、前記モータ１への電流指令値Ｉ_cmdを算出する演算器４７と、を備えている。

位置・速度フィードバック制御部４１は、前記負荷速度検出手段３６からの負荷１１の速度応答値ω_Ｌと、負荷位置検出手段３７からの負荷１１の位置応答値θ_Ｌを利用して、モータ１の位置応答値θ_Ｍが位置参照値θ_refに従うように、モータ１への電流参照値Ｉ_refを制御するものである。具体的には、位置参照値θ_refと負荷１１の位置応答値θ_Ｌとの偏差を算出する減算器５１と、減算器５１の算出結果にゲインＫ_ＰＰを乗算する位置−速度変換手段５２と、位置−速度変換手段５２で得た速度の参照値と負荷１１の速度応答値ω_Ｌとの偏差を算出する減算器５３と、減算器５３の算出結果に速度ＰＩ制御系のゲインＰＩ（ｓ）を乗算して電流参照値Ｉ_refを算出する速度−電流変換手段５４と、により位置・速度フィードバック制御部４１を構成する。

また、状態フィードバック制御部４２は、前記モータ速度検出手段３５からのモータ１の速度応答値ω_ＭにゲインＦ_ｍを乗算した値と、前記負荷速度検出手段３６からの負荷１１の速度応答値ω_ＬにゲインＦ_ｌを乗算した値とを加算器５６で加算し、さらにこの加算器５６で加算した値と、各速度応答値ω_Ｍ，ω_Ｌを基に算出できるモータ１のねじり角θ_ｓにゲインＦ_θを乗算した値とを、別な加算器５７で加算して得た補償値を、前記演算器４７に出力するようになっている。

図２は、第１外乱オブザーバ４３の内部構造を示したものである。ここでは便宜上、モータ１のトルク−速度変換手段４’は粘性摩擦Ｄ_Ｍがないものとして考えている。第１外乱オブザーバ４３は、モータ１への操作量であるトルク電流指令値Ｉ^cmdを入力すると共に、モータ速度検出手段３５からのモータ１の速度応答値ω_Ｍを入力し、これらの各値からモータ１への外乱トルクであるねじりトルクの推定値＾τ_reac／Ｒ_ｇを算出して出力する速度情報型の外乱オブザーバで構成される。因みに、ここではモータ１と負荷１１とのギア比Ｒ_ｇを考慮して、第１外乱オブザーバ４３で得たねじりトルクの推定値＾τ_reac／Ｒ_ｇに、ギア比変換手段４４によるギア比Ｒ_ｇを乗算した値を、最終的なねじりトルクの推定値＾τ_reacとして第２外乱オブザーバ４５に出力しているが、ギア比Ｒ_ｇが１であれば、ギア比変換手段４４や、前述したギア比逆変換手段２１，２５は不要になる。

第１外乱オブザーバ４３は、上述した速度情報型の他に、トルク電流指令値Ｉ^cmdと、モータ位置検出手段（図示せず）で検出したモータ１の位置応答値とに基づいて、ねじりトルクの推定値＾τ_reac／Ｒ_ｇを算出する位置情報型の外乱オブザーバで構成してもよい。これらの型の外乱オブザーバは、内部構成が簡単であるという利点がある。また、多少内部構成が複雑になるが、加速度と位置を統合した加速度・位置統合型の外乱オブザーバを、第１外乱オブザーバ４３として用いてもよい。

図２に示すように、第１外乱オブザーバ４３は、前記モータ１と等価的な逆モデルが組み込まれ、前記トルク電流指令値Ｉ^cmdにトルク定数のノミナル（公称）値を乗算することで、トルク（力）単位の信号に変換し、この変換した信号と、モータ速度検出手段３５で得たモータ１の速度応答値ω_Ｍを微分して得た値との比較信号を生成する逆モデル部６１と、この逆モデル部６１での微分の際にカットオフ周波数ｇ_ｄを設定することにより形成され、前記逆モデル部６１からノイズを除去した低周波帯域の成分の比較信号を取り出し、これをねじりトルクの推定値＾τ_reac／Ｒ_ｇとして出力するローパスフィルタ６２と、により構成される。なお、図中Ｊ_Ｍｎは、モータ１の慣性モーメントのノミナル値であり、ｇ_ｄは第１外乱オブザーバ４３のカットオフ周波数である。

図３は、第２外乱オブザーバ４５の内部構造を示したものである。ここでは便宜上、負荷１１のトルク−速度変換手段１４’は粘性摩擦Ｄ_Ｌがないものとして考えている。第２外乱オブザーバ４５は、前記ギア比変換手段４４で得たねじりトルクの推定値＾τ_reacを入力すると共に、負荷速度検出手段３６からの負荷１１の速度応答値ω_Ｌを入力し、これらの各値から負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ_disを算出して出力する。

図３に示すように、第２外乱オブザーバ４５は、前記負荷１１と等価的な逆モデルが組み込まれ、前記ねじりトルクの推定値＾τ_reacと、負荷速度検出手段３６で得た負荷１１の速度応答値ω_Ｌを微分して得た値との比較信号を生成する逆モデル部７１と、この逆モデル部７１での微分の際にカットオフ周波数ｇ_ｄを設定することにより形成され、前記逆モデル部７１からノイズを除去した低周波帯域の成分の比較信号を取り出し、これを負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ_disとして出力するローパスフィルタ７２と、により構成される。なお、図中Ｊ_Ｌｎは、負荷１１の慣性モーメントのノミナル値であり、ｇ_ｄは第２外乱オブザーバ４５のカットオフ周波数である。

そして、上記実施例の構成では、負荷１１にそれぞれ取付けた負荷速度検出手段３６からの速度応答値ω_Ｌと、負荷位置検出手段３７からの位置応答値θ_Ｌとを用いて、モータ１の位置応答値θ_Ｍが所望の位置参照値θ_refに従うように、位置・速度フィードバック制御部４１がモータ１への電流参照値Ｉ_refを調整する。それと共に、状態フィードバック制御部４２は、前記負荷速度検出手段３６からの負荷１１の速度応答値ω_Ｌの他に、モータ速度検出手段３５からのモータ１の速度応答値ω_Ｍと、これらの速度応答値ω_Ｍ，ω_Ｌを基に算出できるモータ１のねじり角θ_ｓとを利用して、負荷１１の速度応答値ω_Ｌが機械共振振動なく追従できるような補償値を、演算器４７に出力する。このように、モータ１側に取付けたモータ速度検出手段３５だけでなく、負荷１１に取付けた負荷速度検出手段３６によって、状態フィードバック制御部４２は、モータ１および負荷１１の位置応答値θ_Ｍ，θ_Ｌ並びに速度応答値ω_Ｍ，ω_Ｌや、モータ１と負荷１１との間のねじり角θ_ｓを、既存の状態オブザーバなどを用いずに知ることができ、容易に状態フィードバック制御を行なえる。

また、トルク電流指令値Ｉ^cmdから負荷１１の速度応答値ω_Ｌまでの伝達関数Ｐ_Ｌ（ｓ）は次の式で与えられる。

上記数１０の式は、前述した数５の式と比較して、分子多項式が簡略になっていることが注目される。そのため反共振の影響を抑えて、制御を行なうことが可能になる。

ところで、制御装置３２としての最終的な目標は、プラント３１のモータ１ではなく負荷１１を高速且つ正確に制御させることにあるので、必然的に負荷速度検出手段３６や負荷位置検出手段３７は、モータ速度検出手段３５よりも分解能の高い高価なものが使用される。このとき、状態フィードバック制御部４２の制御特性は、上述した分解能の違いによる影響を受けて、分解能の低いモータ速度検出手段３５の特性に依存してしまう。

一方、本実施例では、上記位置・速度フィードバック制御部４１や状態フィードバック制御部４２の他に、直列に結合した２つの第１および第２外乱オブザーバ４３，４５による外乱抑圧制御を実現している。第１外乱オブザーバ４３は、モータ速度検出手段３５で検出した速度応答値ω_Ｍを入力とし、また第２外乱オブザーバ４５は、負荷速度検出手段３６で検出した負荷１１の速度応答値ω_Ｌを入力としているが、これらの外乱オブザーバ４３，４５はそれぞれ別々に制御を行なっているので、最終的な補償電流Ｉ_cmpを算出する上で、モータ速度検出手段３５と負荷速度検出手段３６との分解能の違いによる影響は発生せず、より安価なセンサ構成とすることができる。

図１に示すシステムでは、先ず、モータ１へのトルク電流指令値Ｉ^cmdと、モータ速度検出手段３５で検出した速度応答値ω_Ｍとを、第１外乱オブザーバ４３に入力し、モータ１への外乱トルク、すなわち角度−トルク変換手段２４のばね定数Ｋ_ｓとねじり角θ_ｓとの積（Ｋ_ｓθ_ｓ）を、ギア比Ｒ_ｇで除算したねじりトルクτ_reac／Ｒ_ｇを、第１外乱オブザーバ４３で推定する。次に、この第１外乱オブザーバ４３で得た値＾τ_reac／Ｒ_ｇから、別な第２外乱オブザーバ４５に入力するねじりトルクの推定値＾τ_reacをギア比変換手段４４で算出し、第２外乱オブザーバ４５は、このねじりトルクの推定値＾τ_reacと、負荷速度検出手段３６で検出した負荷１１の速度応答値ω_Ｌとを入力として、負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ_disを算出する。

ここで、慣性変動などが生じた場合、第２外乱オブザーバ４５により推定した外乱トルク＾τ_disには、実際の外乱トルクτ_disの値に対して誤差が生じる。この誤差をパラメータの変動による外乱トルクと考えると、推定した外乱トルク＾τ_disを用いてパラメータ変動に対する補償を行なうことができる。補償電流算出手段４６は、こうした外乱トルクの補償を行なうために、外乱トルクの推定値＾τ_disを用いて補償電流Ｉ_cmpを算出する。

ここで、補償電流Ｉ_cmpから実際の外乱トルクτ_disの値までの伝達関数を求め、その逆システムＴ_ｍ（ｓ）を次の式のように導出する。前記補償電流算出手段４６は、この逆システムＴ_ｍ（ｓ）に第２外乱オブザーバ４５からの推定した外乱トルク＾τ_disを乗算し、補償電流Ｉ_cmpを算出している。

なお、上記数１１の式には微分項が存在するので、これを次の数１２の式で表わされる二次のローパスフィルタＬＰＳ（ｓ）を通し、最終的に数１３に示す逆システムＴ_ｍ（ｓ）を得る。但し、ここでのｇは、ローパスフィルタＬＰＳ（ｓ）のカットオフ周波数である。

逆システムＴ_ｍ（ｓ）は、他にも種々導出できるが、特に図１のシステム構成では、負荷１１の位置振動を効果的に抑制するために、上記数１３の式に示す逆システムＴ_ｍ（ｓ）を利用して、補償電流算出手段４６が補償電流Ｉ_cmpを算出するのが好ましい。

こうして得られた補償電流Ｉ_cmpは、演算器４７によって前記位置・速度フィードバック制御部４１で得た電流参照値Ｉ_refに加算される。演算器４７は、この加算した値から、前述した状態フィードバック制御部４２で得た補償値を減算して得た電流指令値Ｉ_cmdをモータ１に出力し、これにより制御装置３２は、高速な外乱抑圧制御をプラント３１に対し行なうことが可能になる。

続いて、本実施例における制御装置の有効性を確認すべく、シミュレーションを行なった結果の一例を、図４のグラフに基づき説明する。ここでは、慣性変動が生じた場合のシミュレーションを行なっており、共振周波数が１０Ｈｚのプラントを対象とし、制御装置３２で位置指令（位置参照値θ_ref）が与えられてから０．１sec（秒）後に、慣性を２００パーセントにステップ状に変化させた。また、位置・速度フィードバック制御部４１における速度ＰＩ制御系のゲインと、状態フィードバック制御部４２のゲインは、何れも極配置法により決定した。

図４は、モータ１への電流指令値Ｉ_cmdに補償電流Ｉ_cmpを加えた場合（実線）と、補償電流Ｉ_cmpを加えなかった場合（破線）について、それぞれの位置応答のシミュレーション結果を示している。同図からも明らかなように、本実施例で提案した補償電流Ｉ_cmpで、モータ１への電流指令値Ｉ_cmdを補償した場合には、従来のような補償を行なわない場合に比べて、負荷１１の位置振動が抑制され、良好な結果が得られていることが確認できる。

以上のように本実施例では、モータ１の駆動力を負荷１１に機械的に伝達してなるモータ制御装置において、モータ１に取付けられ、このモータ１の外乱トルクであるねじりトルクの推定値＾τ_reacを出力するモータ側外乱オブザーバとしての第１外乱オブザーバ４３およびギア比変換手段４４と、負荷１１に取付けられ、ギア比変換手段４４からの推定値＾τ_reacを入力することにより、ねじりトルクと分離して負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ_disを出力する負荷側外乱オブザーバとしての第２外乱オブザーバ４５と、この外乱トルクの推定値＾τ_disを入力することにより、外乱抑制のための補償電流Ｉ_cmpを算出し、この補償電流Ｉ_cmpを反映した電流指令値Ｉ_cmdをモータ１に出力する外乱抑制制御手段としての補償電流算出手段４６および演算器４７と、を備え、さらにモータ１の速度応答値ω _Ｍ を検出するモータ速度検出手段３５を備え、その上負荷１１の速度応答値ω _Ｌ を検出する負荷速度検出手段３６を備え、さらにモータ１の速度応答値ω _Ｍ と、負荷１１の速度応答値ω _Ｌ と、これらの各速度応答値ω _Ｍ ，ω _Ｌ から得られるモータ１のねじり角θ _ｓ とを入力してモータ１および負荷１１の状態フィードバック制御を行なう状態フィードバック制御部４２を備え、モータ１のトルク定数をＫ _ｔ とし、モータ１と負荷１１との間の機械共振振動によるばね定数をＫ _ｓ とし、モータ１の慣性モーメントＪ _Ｍ とし、モータ１の粘性摩擦をＤ _Ｍ とし、状態フィードバック制御部４２においてモータ１の速度応答値ω _Ｍ に乗算されるゲインをＦ _Ｍ とし、状態フィードバック制御部４２において負荷１１の速度応答値ω _Ｌ に乗算されるゲインをＦ _ｌ とし、モータ１のねじり角θ _ｓ に乗算されるゲインをＦ _θ とし、負荷１１とモータ１とのギア比をＲ _ｇ とし、ラプラス演算子をｓとしたときに、補償電流算出手段４６は、第２外乱オブザーバ４５からの負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ _dis に、上記数１３の式で示す逆システムＴ _ｍ （ｓ）を乗算し、外乱抑制のための補償電流Ｉ _cmp を算出している。

これにより、第１外乱オブザーバ４３とギア比変換手段４４で得られる機械共振振動に相当するねじりトルクの推定値＾τ_reacを、第１外乱オブザーバ４３と直列的に結合した第２外乱オブザーバ４５に入力すると、機械共振振動と分離して負荷１１の外乱トルクτ_disを推定することができる。この負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ_disを利用して、モータ１への電流指令値Ｉ_cmdを補償することで、外乱トルクを補償した所望の制御を行なうことが可能になり、モータ速度検出手段３５でモータ１の速度応答値ω _Ｍ を検出すれば、この速度応答値ω _Ｍ とモータ１への電流指令値Ｉ _cmd とを利用して、第１外乱オブザーバ４３がねじりトルクの推定値＾τ _reac を正しく算出でき、負荷速度検出手段３６で負荷１１の速度応答値ω _Ｌ を検出すれば、この負荷１１の速度応答値ω _Ｌ と、第２外乱オブザーバ４５で算出されたねじりトルクの推定値＾τ _reac とを利用して、負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ _dis を正しく算出でき、モータ速度検出手段３５からのモータ１の速度応答値ω _Ｍ と、負荷速度検出手段３６からの負荷１の速度応答値ω _Ｌ を、状態オブザーバ等を用いることなく知ることができ、これらの各速度応答値ω _Ｍ ，ω _Ｌ から得たモータのねじり角θ _ｓ を共に利用して、容易に状態フィードバック制御を行なうことができ、負荷１１の位置振動を効果的に抑制することができる。

そしてこれは、モータ１の駆動力を負荷１１に機械的に伝達してなるモータ制御方法において、モータ１に取付けられた第１外乱オブザーバ４３およびギア比変換手段４４により、このモータ１の外乱トルクであるねじりトルクの推定値＾τ_reacを出力し、負荷１１に取付けられた第２外乱オブザーバ４５が、ギア比変換手段４４からのねじりトルクの推定値＾τ_reacを入力することにより、ねじりトルクと分離して負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ_disを出力し、第２外乱オブザーバ４５からの推定値＾τ_disを補償電流算出手段４６が入力することにより、外乱抑制のための補償電流Ｉ_cmpを算出し、演算器４７によって補償電流Ｉ_cmpを加えた電流指令値Ｉ_cmdをモータ１に出力し、モータ１の速度応答値ω _Ｍ をモータ速度検出手段３５で検出し、このモータ１の速度応答値ω _Ｍ と、モータ１への電流指令値Ｉ _cmd とを入力して、第１外乱オブザーバ４３がねじりトルクの推定値＾τ _reac を算出し、負荷１１の速度応答値ω _Ｌ を負荷速度検出手段３６で検出し、この負荷１１の速度応答値ω _Ｌ と、ねじりトルクの推定値＾τ _reac とを入力して、第２外乱オブザーバ４５が負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ _dis を算出し、モータ１の速度応答値ω _Ｍ と、負荷１１の速度応答値ω _Ｌ と、これらの各速度応答値ω _Ｍ ，ω _Ｌ から得られるモータ１のねじり角θ _ｓ とを入力して、状態フィードバック制御部４２がモータ１および負荷１１の状態フィードバック制御を行ない、モータ１のトルク定数をＫ _ｔ とし、モータ１と負荷１１との間の機械共振振動によるばね定数をＫ _ｓ とし、モータ１の慣性モーメントＪ _Ｍ とし、モータ１の粘性摩擦をＤ _Ｍ とし、状態フィードバック制御部４２においてモータ１の速度応答値ω _Ｍ に乗算されるゲインをＦ _Ｍ とし、状態フィードバック制御部４２において負荷１１の速度応答値ω _Ｌ に乗算されるゲインをＦ _ｌ とし、モータ１のねじり角θ _ｓ に乗算されるゲインをＦ _θ とし、負荷１１とモータ１とのギア比をＲ _ｇ とし、ラプラス演算子をｓとしたときに、補償電流算出手段４６は、第２外乱オブザーバ４５からの負荷１１の外乱トルクの推定値＾τ _dis に、上記数１３の式で示す逆システムＴ _ｍ （ｓ）を乗算し、外乱抑制のための補償電流Ｉ _cmp を算出することでも実現する。

なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。

高速な位置決め制御を行なう場合、負荷を高速且つ高精度で位置決め制御するだけでなく、負荷側の振動を抑圧することが期待されている。したがって、本発明は、こうした分野においても産業上の有用性がある。

本発明のモータ制御装置におけるシステムの一例を示すブロック線図である。 同上、第１外乱オブザーバのシステム構造を示すブロック線図である。 同上、第２外乱オブザーバのシステム構造を示すブロック線図である。 本発明のモータ制御方法における数値シミュレーションの応答結果を示すグラフである。 二慣性共振系の近似化モデルを示すブロック線図である。

１ モータ
１１ 負荷
３５ モータ速度検出手段
３６ 負荷速度検出手段
４２ 状態フィードバック制御部（状態フィードバック制御手段）
４３ 第１外乱オブザーバ（モータ側外乱オブザーバ）
４４ ギア比変換手段（モータ側外乱オブザーバ）
４５ 第２外乱オブザーバ（負荷側外乱オブザーバ）
４６ 補償電流算出手段（外乱抑制制御手段）
４７ 演算器（外乱抑制制御手段）

Claims (2)

1. モータの駆動力を負荷に機械的に伝達してなるモータ制御装置において、
   前記モータに取付けられ、このモータの外乱トルクであるねじりトルクの推定値を出力するモータ側外乱オブザーバと、
   前記負荷に取付けられ、前記モータ側外乱オブザーバからの推定値を入力することにより、前記ねじりトルクと分離して前記負荷の外乱トルクの推定値を出力する負荷側外乱オブザーバと、
   前記負荷側外乱オブザーバからの推定値を入力することにより、外乱抑制のための補償電流を算出し、この補償電流を加えた電流指令値を前記モータに出力する外乱抑制制御手段と、
   前記モータの速度応答値を検出するモータ速度検出手段と、
   前記負荷の速度応答値を検出する負荷速度検出手段と、
   前記モータの速度応答値と、前記負荷の速度応答値と、これらの各速度応答値から得られる前記モータのねじり角とを入力して、前記モータおよび前記負荷の状態フィードバック制御を行なう状態フィードバック制御手段と、を備え、
   前記モータ側外乱オブザーバは、前記モータの速度応答値と、前記モータへの電流指令値とを入力して、前記ねじりトルクの推定値を算出するものであり、
   前記負荷側外乱オブザーバは、前記負荷の速度応答値と、前記ねじりトルクの推定値とを入力して、前記負荷の外乱トルクの推定値を算出するものであり、
   前記モータのトルク定数をＫ _ｔ とし、前記モータと前記負荷との間の機械共振振動によるばね定数をＫ _ｓ とし、前記モータの慣性モーメントＪ _Ｍ とし、前記モータの粘性摩擦をＤ _Ｍ とし、前記状態フィードバック制御手段において前記モータの速度応答値に乗算されるゲインをＦ _Ｍ とし、前記状態フィードバック制御手段において前記負荷の速度応答値に乗算されるゲインをＦ _ｌ とし、前記モータのねじり角に乗算されるゲインをＦ _θ とし、前記負荷と前記モータとのギア比をＲ _ｇ とし、ラプラス演算子をｓとしたときに、
   前記外乱抑制制御手段は、負荷側外乱オブザーバからの推定値に、次の式で示す逆システムＴ _ｍ （ｓ）を乗算し、
   

   

   （但し、ｇは次の式で表わされる二次のローパスフィルタＬＰＦ（ｓ）を通したときのカットオフ周波数である。）
   

   

   前記外乱抑制のための補償電流を算出するものであることを特徴とするモータの制御装置。
2. モータの駆動力を負荷に機械的に伝達してなるモータ制御方法において、
   前記モータに取付けられたモータ側外乱オブザーバにより、このモータの外乱トルクであるねじりトルクの推定値を出力し、
   前記負荷に取付けられた負荷側外乱オブザーバが、前記モータ側外乱オブザーバからの推定値を入力することにより、前記ねじりトルクと分離して前記負荷の外乱トルクの推定値を出力し、
   前記負荷側外乱オブザーバからの推定値を外乱抑制制御手段が入力することにより、外乱抑制のための補償電流を算出し、この補償電流を加えた電流指令値を前記モータに出力し、
   前記モータの速度応答値をモータ速度検出手段で検出し、
   このモータの速度応答値と、前記モータへの電流指令値とを入力して、前記モータ側外乱オブザーバが前記ねじりトルクの推定値を算出し、
   前記負荷の速度応答値を負荷速度検出手段で検出し、
   この負荷の速度応答値と、前記ねじりトルクの推定値とを入力して、前記負荷側外乱オブザーバが前記負荷の外乱トルクの推定値を算出し、
   前記モータの速度応答値と、前記負荷の速度応答値と、これらの各速度応答値から得られる前記モータのねじり角とを入力して、状態フィードバック制御手段が前記モータおよび前記負荷の状態フィードバック制御を行ない、
   前記モータのトルク定数をＫ _ｔ とし、前記モータと前記負荷との間の機械共振振動によるばね定数をＫ _ｓ とし、前記モータの慣性モーメントＪ _Ｍ とし、前記モータの粘性摩擦をＤ _Ｍ とし、前記状態フィードバック制御手段において前記モータの速度応答値に乗算されるゲインをＦ _Ｍ とし、前記状態フィードバック制御手段において前記負荷の速度応答値に乗算されるゲインをＦ _ｌ とし、前記モータのねじり角に乗算されるゲインをＦ _θ とし、前記負荷と前記モータとのギア比をＲ _ｇ とし、ラプラス演算子をｓとしたときに、
   負荷側外乱オブザーバからの推定値に、次の式で示す逆システムＴ _ｍ （ｓ）を乗算して、
   

   

   （但し、ｇは次の式で表わされる二次のローパスフィルタＬＰＦ（ｓ）を通したときのカットオフ周波数である。）
   

   

   前記外乱抑制制御手段が前記外乱抑制のための補償電流を算出することを特徴とするモータの制御方法。

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