CN110677079B - 一种永磁同步电机速度控制模式扰动观测器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，属于伺服控制领域。本发明包括高阶低通滤波器、重复性观测器，所述重复性观测器包括重复性控制器、等效扰动计算模块，所述重复性控制器包括依次连接的时域转角度域单元、迭代更新内存单元和角度域转时域单元。本发明的有益效果为：调试方法比重复性控制明确方便，稳定性更有保障；可观测更广频率范围的扰动。

Description

一种永磁同步电机速度控制模式扰动观测器

技术领域

本发明涉及一种扰动观测器，尤其涉及一种永磁同步电机速度控制模式扰动观测器。

背景技术

永磁同步电机速度控制模式下，会面临诸多扰动，这些扰动可以等效为转矩扰动，且可分为两类，暨与电机转子位置呈周期性的扰动和与电机转子位置呈非周期性扰动。其中，前者占大部分并有诸多成因，如永磁电机本体的齿槽效应，电机磁通非正弦分布，变频器产生的电流谐波，电机和负载之间的连结不完美，甚至是用于控制的电流采样存在偏置或者电流传感器校正有偏差。后者多源于系统的不确定性，如电机参数的波动，速度还参考指令的突变，和负载的突变。因此所占比重发生时间都不确定。

对于永磁同步电机速度模式下的转矩扰动问题，主要涉及两大类的研究领域。一是，重复性控制或者迭代学习控制(二者机理相同，都基于内模原理)，二是扰动观测器，进而扩展到包含扰动观测器机理的自抗扰控制器等研究。两个研究方向根本的不同点在于，重复性控制需要知道扰动的周期性，而自抗扰控制器善于解决具有不确定性的扰动的观测问题。两种思路自成一派，各有优点。

重复性控制主要的优点有：

一，重复性控制的设计对系统参数和信息的依赖较小，只需要扰动的周期就可以设计了。很多更传统的补偿方法还依赖于系统的自识别，需要提前测量。

二，重复性控制可以同时补偿多个频率的扰动，而其他传统方法多针对单个或有限的扰动，若需补偿多个频率的扰动，需多个控制器，增加了系统的复杂性。

三，重复性控制拥有自学习扰动幅值的功能，适应性更强。

四，随着基于角度的重复性控制的提出，重复性控制器对于电机变速运行(暨扰动变频率)的适应问题得到了解决。

五，随着基于角度的重复性控制和无差拍高带宽电流环的结合，最大化了可补偿的扰动频率。同时得益于无差拍电流环延迟固定的特点，重复性控制对不同频率的补偿效果得到了保障，稳定性也更容易保证。

扰动观测器和自抗扰控制器的优点主要有：

一，无需知道扰动的信息，只需要知道其有界。

二，不需要学习时间，可以立即产生效用。

设计调试参数方便。满足控制理论中的分离原理，暨扰动观测器的设计和反馈控制器可以独立设计。

相应地，重复性控制和扰动观测器两种方法仍存在着各自的问题和难点。

重复性控制的遗留问题是，虽然基于角度的重复性控制已被提出，但其参数的调试方法仍不明确。再者是重复性控制需要一定的学习时间，如果不确定的扰动较大，重复性控制器可能会错误地补偿这些不确定的扰动。

扰动观测器的参数调试虽然明确方便，但参数的选定需要权衡实际应用中的噪音水平。扰动观测器中常常包含一个用于滤除噪声的低通滤波器，而且由于扰动干扰器延迟短，一般使用的低通滤波器的阶数也很低(滤波特性曲线不如高阶滤波器陡峭)。因此，只有当噪音和有用信号频率分明时，才能保证该低通滤波器能最大程度保留有用信号，滤除噪音。如果噪音和有用信号频率接近或者重叠，观测器的性能就会下降。对于扰动观测器，抗噪性和快速响应是矛盾的要求，因此观测器的设计为了保证可靠性往往包含有一些对最佳性能的妥协。

不少已有技术同时使用了重复性控制器和扰动观测器，虽然可以实现周期性和非周期性的扰动的抑制，但系统的复杂性也增加了，两个控制器都需要调试。

发明内容

为解决现有技术中的问题，本发明提供一种永磁同步电机速度控制模式扰动观测器。

本发明包括高阶低通滤波器、重复性观测器，所述重复性观测器包括重复性控制器、等效扰动计算模块，所述重复性控制器包括依次连接的时域转角度域单元、迭代更新内存单元和角度域转时域单元，其中，

含有速度反馈ω_m量化误差产生的噪声分别与高阶低通滤波器输入端、重复性控制器内的时域转角度域单元第一输入端相连，所述高阶低通滤波器输出端与等效扰动计算模块输入端相连，所述等效扰动计算模块输出端与时域转角度域单元第二输入端相连，所述角度域转时域单元输出端输出观测出的转矩扰动

本发明作进一步改进，还包括一阶低通滤波器，所述一阶低通滤波器输入端和含有速度反馈ω_m量化误差产生的噪声相连，输出端分别与角度域转时域单元输入端和速度环反馈控制器输入端相连。

本发明作进一步改进，角度域转时域单元根据当前最新的位置反馈，及当前速度，预测第i+1个采样周期的位置，所述当前速度为所述一阶低通滤波器滤波后的速度以最小化速度计算的时延。

本发明作进一步改进，所述重复性控制器还包括观测值修正模块，所述观测值修正模块的输入端分别与所述迭代更新内存单元输出端和时域转角度域单元输出端相连，所述观测值修正模块的输出端与迭代更新内存单元输入端相连。

本发明作进一步改进，所述重复性观测器还包括对观测出的转矩扰动

去均值的负载分离模块，所述负载分离模块的输入端分别与角度域转时域单元输出端和等效扰动计算模块输出端相连，所述负载分离模块输出端为重复性观测器输出端。

本发明作进一步改进，所述负载分离的方法包括如下步骤：

S1：开始，判断等效扰动计算模块输出的等效扰动

与前一时刻相比是否突变，如果是，执行步骤S2，如果否，直接执行步骤S4；

S2：记录下发生突变时对应迭代更新内存数组data中的第几个数，记录数组data平均值；

S3：判断是否再次经过这个发生过突变的位置，如果是，更新数组data平均值，然后执行步骤S4，如果否，直接执行步骤S4；

S4：重复性控制器输出的观测出的转矩扰动

减去数组data平均值，作为重复性观测器的输出，结束。

本发明作进一步改进，所述等效扰动

的计算公式为：

其中，ω_m为速度反馈，u为电流环的输入值，G₁(Z)为电流环传递函数，Z^-F为定时长的信号延迟。

本发明作进一步改进，如果当前在第i个采样周期，角度域转时域单元中，公式(1)得到的是F个周期之前等效扰动d(i-F)，时域转角度域单元中把转子的位置分成N段，这N段的分界处称为N个分段位置(i.e.2πj/N,j∈[0,N-1])，时域转角度域单元的计算需要根据d(i-F)和同时间的转子位置θm(i-F)，通过一阶拉格朗日插值计算出最近分段位置的扰动，如果i-F时刻的转子位置位于分段位置的第k1段，则：

定义

表示转子位置刚好是2πk₁/N时的等效扰动，其计算公式如(3)-(5)：

正转时，

反转且k₁≠N-1时，

反转且k₁＝N-1时，

本发明作进一步改进，定义迭代更新内存单元中的内存为一个长度为N的数组data，则该数组的更新公式如下：

正转时，

反转且k₁≠N-1时，

反转且k₁＝N-1时，

其中，data{k₁}表示该数组中的第k₁+1个值，L是传统重复性控制器的观测器增益。

本发明作进一步改进，所述角度域转时域单元预测的第i+1个采样周期的位置为

那么这个预测位置对应的位置分段k₂计算公式为：

然后，

计算公式公式为：

若k₂≠N-1,

若k₂＝N-1,

与现有技术相比，本发明的有益效果是：简单，只有一个参数需要调试，且参数调试方法明确；方便直接加在常用的基于比例积分控制器的速度环中，且不会影响速度环的稳定性；在兼顾简单性的同时保证对系统不确定性的鲁棒性；具有学习能力，能在线学习扰动的幅值。

附图说明

图1为传统的速度环中的扰动观测器的离散结构示意图；

图2为现有技术时域的重复性观测器控制结构示意图；

图3为本发明结构示意图；

图4为负载分离方法流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。

在已知扰动的信息时，使用重复性控制比较方便简单，而在不知道扰动信息时，使用扰动观测器和自抗扰观测器的策略更可靠。对于永磁同步电机速度控制这个应用来说，由于大部分的扰动跟电机位置呈周期性，且不确定性的来源也比较明确(电气参数变化，机械参数变化，速度参考突变，负载突变)，因此，本发明把基于角度的重复性控制和传统扰动观测器结合起来，以最大化两方的优势，互补缺点。

考虑到重复性控制调试难，本发明采用扰动观测器的结构，参数的调试可以沿用扰动观测器设计中经典的极点安置法。考虑到扰动观测器容易受噪音影响，那么本发明保留重复性控制器的特性，允许观测器有学习时间，利用学习时间可以加入高阶的滤波器，保证观测的准确性。本发明把两者有机地融合到一起，以便在保留两方优点的同时，最大程度简化参数的个数便于调试。

传统的速度环中的扰动观测器的离散结构图如图1所示，其中，C(z)为速度环的反馈控制器，通常为比例积分(PI)调节器，G₁(z)是电流环的传递函数，G₂(z)是速度环受控对象，暨机械系统的传递函数，d是转矩扰动或者等效的转矩扰动,

是观测出的转矩扰动，L是观测器增益，ω_m ^ref是速度参考，ω_m是速度反馈。

在图1传统扰动观测器的基础上，本发明融入了传统重复性控制器。现有技术中时域的重复性观测器控制结构图如图2所示，其中，高阶低通滤波器可以根据噪声和有用信号的频率选取，推荐使用有限冲激响应滤波器，因为其对所有频率产生的时延一定，且和其阶数成正比。当该高阶滤波器时延是F倍采样周期时,重复性观测器的其他输入输出也应如图2进行相应补偿，其中输出的延时补偿包括在角度域转时域中。N是采样频率和扰动基频的整数比，对于其比例非整数或者变比例的情形，本发明使用了具有自适应能力的基于角度的重复性控制，如图3所示。图2中的参数N在图3中表示需要迭代更新的内存的长度，N个内存中的第i(i∈[0,N-1])个值代表电机位置为(i+1)·2π/N时的扰动转矩幅值。

具体地，如图3所示，本发明包括高阶低通滤波器、重复性观测器，所述重复性观测器包括重复性控制器、等效扰动计算模块，所述重复性控制器包括依次连接的时域转角度域单元、迭代更新内存单元和角度域转时域单元，其中，

含有速度反馈ω_m量化误差产生的噪声分别与高阶低通滤波器输入端、重复性控制器内的时域转角度域单元第一输入端相连，所述高阶低通滤波器输出端与等效扰动计算模块输入端相连，所述等效扰动计算模块输出端与时域转角度域单元第二输入端相连，所述角度

域转时域单元输出端输出观测出的转矩扰动

还包括一阶低通滤波器，所述一阶低通滤波器输入端和含有速度反馈ω_m量化误差产生的噪声相连，输出端分别与角度域转时域单元输入端和速度环反馈控制器输入端相连。

所述重复性控制器还包括观测值修正模块，所述观测值修正模块的输入端分别与所述迭代更新内存单元输出端和时域转角度域单元输出端相连，所述观测值修正模块的输出端与迭代更新内存单元输入端相连。

所述重复性观测器还包括对观测出的转矩扰动

去均值的负载分离模块，所述负载分离模块的输入端分别与角度域转时域单元输出端和等效扰动计算模块输出端相连，所述负载分离模块输出端为重复性观测器输出端。

在实际运用中，反馈速度ω_m由位置测量的微分算得，所以计算出的含有ω_m量化误差产生的噪声需要滤除。作为本发明的一个优选实施例，定义图3中的

为等效扰动，且认为图中高阶低通滤波理想，即通带频率的信号通过滤波器后信号幅值不变，所述等效扰动

的计算公式为：

其中，ω_m为速度反馈，u为电流环的输入值，G₁(Z)为电流环传递函数，Z^-F为定时长的信号延迟。

如果当前在第i个采样周期，角度域转时域单元中，公式(1)得到的是F个周期之前等效扰动d(i-F)，时域转角度域单元中把转子的位置分成N段，这N段的分界处称为N个分段位置(i.e.2πj/N,j∈[0,N-1])，时域转角度域单元的计算需要根据d(i-F)和同时间的转子位置θm(i-F)，通过一阶拉格朗日插值计算出最近分段位置的扰动，如果i-F时刻的转子位置位于分段位置的第k1段，则：

定义

表示转子位置刚好是2πk₁/N时的等效扰动，其计算公式如(3)-(5)：

正转时，

反转且k₁≠N-1时，

反转且k₁＝N-1时，

定义迭代更新内存单元中的内存为一个长度为N的数组data，则该数组的更新公式如下：

正转时，

反转且k₁≠N-1时，

反转且k₁＝N-1时，

其中，data{k₁}表示该数组中的第k₁+1个值，L是传统重复性控制器的观测器增益。不难看出，数列data中的N个值即是观测器观测到的N个分段位置的扰动，扰动对于位置呈周期性。

最后一步，所述角度域转时域单元的作用是预测下一个采样周期，即第i+1个采样周期的扰动

为此，本发明首先要根据当前最新的位置反馈，及当前速度，预测第i+1个采样周期的位置。当前速度的计算不同于加高阶低通滤波器来滤除位置信号微分中量化误差的做法，本发明选用一阶低通滤波器以最小化速度计算的时延，此速度算法也常用于速度环，所以角度域转时域中无需额外计算该速度，取用速度环中得到的速度ω_m(i)即可。如果预测的第i+1个采样周期的位置为

T_s为采样周期，那么这个预测位置对应的位置分段k₂计算公式为：

然后，

计算公式公式为：

若k₂≠N-1,

若k₂＝N-1,

与现有技术相比，本发明把传统扰动观测器中的一阶低通滤波器除开观测值修正环节的部分替换成了基于角度的重复性控制，在测量信号进入观测器之前加入了高阶低通滤波器，并加入了新的负载分离模块以分离观测的扰动中的固定负载部分。

如图4所示，本发明负载分离的方法包括如下步骤：

S1：开始，判断等效扰动计算模块输出的等效扰动

与前一时刻相比是否突变，如果是，执行步骤S2，如果否，直接执行步骤S4；

S2：记录下发生突变时对应迭代更新内存数组data中的第几个数，记录数组data平均值；

S3：判断是否再次经过这个发生过突变的位置，如果是，更新数组data平均值，然后执行步骤S4，如果否，直接执行步骤S4；

S4：重复性控制器输出的观测出的转矩扰动

减去数组data平均值，作为重复性观测器的输出，结束。

本发明充分利用了确定扰动的周期性，提出了一种结合了基于角度的重复性控制和传统扰动观测器的新型扰动观测器。该观测器主要有如下特点：

一，简单，只有一个参数需要调试，且参数调试方法明确。

二，方便直接加在常用的基于比例积分控制器的速度环中，且不会影响速度环的稳定性。

三，在兼顾简单性的同时保证对系统不确定性的鲁棒性。

四，具有学习能力，能在线学习扰动的幅值。

发明中，为充分利用比例积分控制器对不确定性的高鲁棒性，通过创新的负载分离算法实现了当速度参考指令突变和负载突变时，比例积分控制器和重复性观测器的分工，暨用比例积分控制器来负责跟踪突变的速度参考，和负责在变负载时保持速度，而重复性观测器只用于除负载之外的扰动的观测和补偿。

该发明可以方便的在DSP/FPGA平台中实现，不涉及复杂运算，对运算能力要求不高，需要一定的存储空间。算法基于伺服电机应用常备的电流传感器反馈和位置传感器反馈信号，无需添加其他传感器。该发明可用于工业伺服驱动器速度控制模式，第一次运行时需要将电机控制在低速运行一段学习时间。完成学习阶段之后，该控制器可自适应变速，变负载的运行场合，且在电气参数和机械参数合理波动的情况下仍有效。

本发明提出的重复性观测器主要有以下几个好处：

一、调试方法比重复性控制明确方便，稳定性更有保障。

经过公式推导后可发现，把传统扰动观测器部分换成基于角度的重复性控制，并增加观测值修正环节后，新的观测器结构频率响应特性与重复性控制相同。因此，新的重复性观测器的调试可以延用传统扰动观测器调低通滤波器增益的方法，而又可达到重复性控制器的效果。且满足分离原理，新的重复性观测器可以和反馈控制器C(z)分开调试，稳定性容易满足。

二、滤波通带比传统扰动观测器宽，可观测更广频率范围的扰动。

由于重复性控制器的性质决定了其允许有学习时间，使得选用滤波特性曲线更陡峭的高阶低通滤波器成为了可能。可最大程度保留通带的带宽，最大程度拓展了新的重复性观测器可以抑制的谐波范围。传统扰动观测器中的低通滤波器即负责滤波又要保证快速性，才造成了参数选取上需要妥协和权衡。而新的重复性观测器，滤波器只负责滤波，降低了滤波器设计的难度。

三、与常用的比例积分控制器相互配合，保证在负载阶跃时的扰动抑制效果。

当负载转矩阶跃突变的时候，要求控制器可以快速响应，提高对系统的输入u，保持速度跟踪效果。一方面，由于重复性观测器学习阶段的延迟，不能满足快速相应的要求。另一方面，常用的比例积分控制器作为反馈控制器C(z)使用就可以满足要求。所以，为了实现重复性观测器和C(z)的分工，重复性观测器只负责周期性波动的扰动的补偿，而C(z)负责需要快速相应的突发负载阶跃，本发明创造性地提出了负载分离算法。

四、结构简单，所需调节的参数少。

新重复性观测器需要调试的参数只有一个，既增益L。其他参数可根据系统模型参数设置，或者根据定义计算得到。高阶低通滤波器的阶数和通带可根据噪声频率灵活选取。

五、面对多种常见不确定性仍可靠。

仿真和实验证明，本发明在以下状况下有相当的可靠性，这些情况也是永磁同步电机速度环控制可以预知的几种常见的不确定性来源：

1、电机电气参数的波动，并不直接影响本发明的效果，而是直接影响电流环G₁(z)的幅值和相位响应。其中，幅值响应的变化并不影响本发明的效果，因为本发明会自行迭代出每个频率波动的幅值，而相位响应如果过大则会影响补偿的效果。为最大化可抵消扰动的频率范围，电流环应选择高带宽的电流环，如无差拍电流环或模型预测控制环。有研究表明，在电气参数运行中正常变化的范围内，无差拍电流环的相位响应几乎不变。因此，本发明对正常变化范围内的电气参数变化可靠。

2、机械参数波动，会直接影响观测到的观测到的扰动幅值偏小或偏大。偏大并不影响本发明的性能，甚至会因为本发明对扰动的观测更敏感而性能增强。但是偏小的情况会造成观测不到扰动，造成性能变差。但是通过实验，在机械参数在正常运行变化范围内也几乎不会对性能造成影响。

3、速度参考指令突变。速度参考指令的变化并不对扰动的计算产生影响。所以可以实现速度暂态的平稳过渡。

4、负载突变。由于负载分离算法的使用，可实现负载暂态的扰动补偿。

以上所述之具体实施方式为本发明的较佳实施方式，并非以此限定本发明的具体实施范围，本发明的范围包括并不限于本具体实施方式，凡依照本发明所作的等效变化均在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，其特征在于：包括高阶低通滤波器、重复性观测器，所述重复性观测器包括重复性控制器、等效扰动计算模块，所述重复性控制器包括依次连接的时域转角度域单元、迭代更新内存单元和角度域转时域单元，其中，含有速度反馈ω_m量化误差产生的噪声分别与高阶低通滤波器输入端、重复性控制器内的时域转角度域单元第一输入端相连，所述高阶低通滤波器输出端与等效扰动计算模块输入端相连，所述等效扰动计算模块输出端与时域转角度域单元第二输入端相连，所述角度域转时域单元输出端输出观测出的转矩扰动

所述迭代更新内存单元中的内存为一个特定长度的数组data，所述迭代更新内存单元用于对所述内存中的数组data进行迭代更新。

2.根据权利要求1所述的永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，其特征在于：还包括一阶低通滤波器，所述一阶低通滤波器输入端和含有速度反馈ω_m量化误差产生的噪声相连，输出端分别与角度域转时域单元输入端和速度环反馈控制器输入端相连。

3.根据权利要求2所述的永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，其特征在于：角度域转时域单元根据当前最新的位置反馈，及当前速度，预测第i+1个采样周期的位置，所述当前速度为所述一阶低通滤波器滤波后的速度以最小化速度计算的时延。

4.根据权利要求2所述的永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，其特征在于：所述重复性控制器还包括观测值修正模块，所述观测值修正模块的输入端分别与所述迭代更新内存单元输出端和时域转角度域单元输出端相连，所述观测值修正模块的输出端与迭代更新内存单元输入端相连。

5.根据权利要求4所述的永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，其特征在于：所述重复性观测器还包括对观测出的转矩扰动

去均值的负载分离模块，所述负载分离模块的输入端分别与角度域转时域单元输出端和等效扰动计算模块输出端相连，所述负载分离模块输出端为重复性观测器输出端。

6.根据权利要求5所述的永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，其特征在于：所述负载分离的方法包括如下步骤：

S1：开始，判断等效扰动计算模块输出的等效扰动

与前一时刻相比是否突变，如果是，执行步骤S2，如果否，直接执行步骤S4；

S2：记录下发生突变时对应迭代更新内存数组data中的第几个数，记录数组data平均值；

S3：判断是否再次经过这个发生过突变的位置，如果是，更新数组data平均值，然后执行步骤S4，如果否，直接执行步骤S4；

S4：重复性控制器输出的观测出的转矩扰动

减去数组data平均值，作为重复性观测器的输出，结束。

7.根据权利要求6所述的永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，其特征在于：所述等效扰动

的计算公式为：

其中，ω_m为速度反馈，u为电流环的输入值，G₁(Z)为电流环传递函数，Z^-F为定时长的信号延迟。

8.根据权利要求7所述的永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，其特征在于：如果当前在第i个采样周期，角度域转时域单元中，公式(1)得到的是F个周期之前等效扰动d(i-F)，时域转角度域单元中把转子的位置分成N段，这N段的分界处称为N个分段位置(i.e.2πj/N，j∈[0，N-1])，时域转角度域单元的计算需要根据d(i-F)和同时间的转子位置θm(i-F)，通过一阶拉格朗日插值计算出最近分段位置的扰动，如果i-F时刻的转子位置位于分段位置的第k1段，则：

定义

表示转子位置刚好是2πk₁/N时的等效扰动，其计算公式如(3)-(5)：

正转时，

反转且k₁≠N-1时，

反转且k₁＝N-1时，

9.根据权利要求8所述的永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，其特征在于：定义迭代更新内存单元中的内存为一个长度为N的数组data，则该数组的更新公式如下：

正转时，

反转且k₁≠N-1时，

反转且k₁＝N-1时，

其中，data{k₁}表示该数组中的第k₁+1个值，L是传统重复性控制器的观测器增益。

10.根据权利要求9所述的永磁同步电机速度控制模式扰动观测器，其特征在于：所述角度域转时域单元预测的第i+1个采样周期的位置为

那么这个预测位置对应的位置分段k₂计算公式为：

然后，

计算公式为：

若k₂≠N-1，

若k₂＝N-1，

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