JP4863157B2 - 半導体記憶装置及び半導体記憶装置の動作方法 - Google Patents

Description

本発明は、半導体記憶装置及び半導体記憶装置の動作方法に関し、特に磁気ランダムアクセスメモリ及びその動作方法に関する。

磁気ランダムアクセスメモリ（Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ：以下、「ＭＲＡＭ」という）は、不揮発性でありながら高速動作が可能で書き換え回数が大きい等の特長を有している。そのため、既存のストレージ或いは揮発性ＲＡＭの代替メモリとして期待されている。しかし、抵抗値の変化を検出する特有の読み出し原理のため、既存デバイスとの入出力互換性を満足させるには回路的に解決すべき問題点がいくつか存在する。

例えば、一般的な高速ＳＲＡＭのアクセス時間は１０ｎｓであり、読み出し動作に与えられる時間はわずか数ｎｓである。また、高速なアクセスが可能なバーストモードが用意されているＤＲＡＭでも、読み出し動作に与えられる時間は１０ｎｓ以下が望ましい。これらの高速な揮発性ＲＡＭを不揮発性メモリであるＭＲＡＭで置き換えようとする場合、ＭＲＡＭも上記と同様の読み出し時間で動作する必要がある。

ＭＲＡＭの読み出し動作に関し、以下に述べる。一般的なＭＲＡＭのメモリセルはデータを記憶する磁気抵抗素子（Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｔｕｎｎｅｌｉｎｇ Ｊｕｎｃｔｉｏｎ：ＭＴＪ）と選択トランジスタから構成される。さらに、ＭＴＪは固定された自発磁化を有する磁性層（ピン層）と、反転可能な自発磁化を有する磁性層（フリー層）と、上記２つの磁性層に挟まれたバリア層とによって構成されている。メモリセルは、１ビットのデータをピン層の自発磁化の方向から見たフリー層の自発磁化の方向で記憶する。すなわち、ＭＴＪは、フリー層の自発磁化とピン層の自発磁化の向きとが同じである平行状態と、反対である反平行状態の２つの状態を取り得る。したがって、平行状態をデータ“０”に対応させ、反平行状態をデータ“１”に対応させることでデータを記憶することができる。ＭＴＪの抵抗値は、平行状態よりも反平行状態の方が高くなるという性質を有している。したがって、ＭＴＪの抵抗値を測定することで記憶されたデータを読み出すことができる。

以下、ＭＲＡＭの読み出し速度を制限する要因を述べる。平行状態のＭＴＪの抵抗値をＲ０、反平行状態のＭＴＪの抵抗値をＲ１とした時、一般的にＭＲ比＝（Ｒ１−Ｒ０）／Ｒ０で表される信号差（抵抗差）は通常２０〜３０％しかない。ここで、先行文献１（ＵＳＰ６，３９２，９２３）や先行文献２（Ｃ．Ａｒｎｄｔ，ｅｔ ａｌ，“Ａ １６−Ｍｂ ＭＲＡＭ Ｆｅａｔｕｒｉｎｇ Ｂｏｏｔｓｔｒａｐｐｅｄ Ｗｒｉｔｅ Ｄｒｉｖｅｒｓ”，ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ，ＶＯＬ．４０，ＮＯ．４，ＡＰＲＩＬ ２００５，ｐ９０２−９０８）に記載されているように、以下のようにしてデータの読み出しを行う。まず、事前にデータ“０”と“１”とをそれぞれプログラムされた２つ以上の参照セルを用いて実効的にＲ０とＲ１の中間の抵抗値であるＲｒｅｆを生成する。そして、Ｒｒｅｆとメモリセルの抵抗とを比較することで読み出しが行われる。すなわち、実質１０〜１５％程度の抵抗差をセンスする必要があり、読み出し速度を制限する大きな要因である。

また、ＭＴＪと直列接続される選択トランジスタのオン抵抗による影響を極力小さくするため、そのオン抵抗とＭＴＪの抵抗値とを同程度にする必要がある。そのため、ＭＴＪの抵抗値を小さくすることができず、その抵抗値が通常数１０ｋΩ〜数１００ｋΩとなり、高速な読み出し動作を制限する要因となる。例えば、２０ｋΩのＭＴＪの両端に０．４Ｖを印加して読み出し動作を行う場合、センス電流Ｉｓはわずか２０μＡである。この電流によってメモリアレイ内のビット線、メモリアレイとセンスアンプ間のメイン・ビット線等の寄生容量を充電する必要がある。この充電時間（ＭＴＪの印加電圧のセットリング）だけで１０ｎｓ程度かかってしまう。ＭＴＪの印加電圧を高くすることによりセンス電流を増加させることは可能であるが、ＭＲ比が低下し、バリア膜を破壊する恐れがあるためこれ以上の電圧を印加することは現実的ではない。

また、センスアンプもわずかなセンス電流Ｉｓの差を検出するため、その差を電圧に変換する負荷インピーダンスが大きく、高速な読み出し動作を制限する要因となる。図１は、先行文献２に記載のセンスアンプ回路の構成を示す概略回路図である。参照セルは、データ“０”を予めプログラムされたＭＴＪ（Ｒ０）を有する参照セル（メモリセル）１１２ｂと、データ“１”を予めプログラムされたＭＴＪ（Ｒ１）を有する参照セル（メモリセル）１１２ａとにより形成されいる。トランジスタＭ１及びＭ２のゲート端子にはバイアス電圧Ｖｂが印加されている。トランジスタＭ１のソース端子は、参照セル１１２ｂのビット線が接続される。トランジスタＭ２のソース端子は、選択セル１１１のビット線にデコーダ１０７を介して接続される。トランジスタＭ１及びＭ２によって、選択セル１１１のビット線及び参照セル１１２ｂのビット線は、共に電圧Ｖｃにクランプされる。トランジスタＭ３及びＭ４は、カレントミラー回路であり、参照セルを流れる参照電流Ｉｒｅｆとセンス電流Ｉｓの負荷回路である。本図では、２つのセンスアンプ回路が記載されており、トランジスタＭ１のソース端子とＭ１’のソース端子は短絡され、さらに、Ｍ１のドレイン端子とＭ１’のドレイン端子も短絡されている。これにより、参照電流Ｉｒｅｆは、データ“０”に対応するセンス電流Ｉｓ（０）と、データ“１”に対応するセンス電流Ｉｓ（１）の中間の電流値となる。トランジスタＭ３及びＭ４から構成されるカレントミラー回路は、参照電流ＩｒｅｆをトランジスタＭ４のドレイン電流として供給しようとする。実際にはトランジスタＭ４のドレイン電流はセンス電流Ｉｓが流れるため、トランジスタＭ４のドレイン電圧（センス電圧Ｖｓ）は、Ｍ３のドレイン電圧（参照電圧Ｖｒｅｆ）よりも大きく異なる電圧値を取ることになる。しかし、トランジスタＭ３とＭ４の負荷としてのインピーダンスはＭ４の方がはるかに大きく、このミスマッチによって応答が異なる。その様子を示したのが図２である。

図２は、先行文献２に記載の読出し動作に関するタイミングチャートである。（ａ）はデコード・イネーブル信号ＸＤＥＮＲ、（ｂ）はセンスイネーブル信号ＳＥ、（ｃ）はセンス電圧Ｖｓ（“１”の場合と“０”の場合）及び参照電圧Ｖｒｅｆ、（ｄ）はクランプ電圧Ｖｃ、（ｅ）は読み出し出力である。横軸は、読み出し動作の時間経過を示す。図２（ｃ）に示されるように、センス電圧Ｖｓの応答時間（ｔ０〜ｔ１）は参照電圧Ｖｒｅｆの応答時間（ｔ０〜ｔ_Ｒ）よりも長くなる。したがって、センス電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆの大小を比較する電圧比較器１２３の動作タイミング（（ｂ）ＳＥ）は、センス電圧Ｖｓが十分セットリングする時間（ｔ１）まで待つ必要がある。結果的に、記憶データを読み出すのに２０ｎｓ以上かかってしまう。

以上説明したように、ＭＲＡＭにおいて、１０ｎｓ以下の高速な読み出し動作を実現するのは容易ではない。更なる回路的工夫等により１０ｎｓ以下の高速な読み出し動作を可能とする技術が求められる。読み出しの信頼性を損ねることなく高速に記憶データを読み出すことが可能な技術が望まれる。

関連する技術として特開２００４−３９１５０号公報に、ＭＲＡＭが開示されている。このＭＲＡＭは、クロスポイントセルアレイと，第１方向に延設されている複数のワード線と，前記第１方向と異なる第２方向に延設されている複数のビット線と，前記第２方向に延設されているダミービット線と，前記複数のワード線のうちから選択ワード線を選択する第１セレクタと，前記複数のビット線のうちから選択ビット線を選択する第２セレクタと，読み出し回路とを備える。前記クロスポイントセルアレイは，反転可能な自発磁化を有し，且つ前記自発磁化の方向に応じて抵抗が異なる磁気抵抗素子を含んで構成されている複数のセルを含む。前記複数のセルは，前記自発磁化の方向に応じてデータを記憶する複数のメモリセルと，複数のダミーセルとを備える。前記複数のメモリセルのそれぞれは，前記複数のワード線のうちの一のワード線と，前記複数のビット線のうちの一のビット線との間に介設されている。前記ダミーセルのそれぞれは，前記複数のワード線のうちの一のワード線と，前記ダミービット線との間に介設されている。前記読み出し回路は，オフセット除去回路とデータ判別回路とを含む。オフセット除去回路は、前記選択ワード線と前記選択ビット線との間に電圧が印加されることによって前記選択ビット線に流れる検知電流と，前記選択ワード線と前記ダミービット線との間に電圧が印加されることによって前記ダミービット線に流れるオフセット成分電流との差に対応する電流差信号を生成する。データ判別回路は、前記電流差信号に基づいて，前記選択ワード線と前記選択ビット線との間に介設された選択セルに記憶されている記憶データを判別する。

特開２００４−２２０７５９号公報に、半導体記憶装置が開示されている。この半導体記憶装置は、磁気メモリセルと、第１及び第２のビット線と、第１のワード線と、第３のビット線と、第２のワード線とを具備する。磁気メモリセルは、それぞれトンネル磁気抵抗効果を持ち互いに逆のデータを保持する第１の磁気抵抗素子及び第２の磁気抵抗素子と少なくとも１個以上のトランスファゲートとを含み、これら第１、第２の磁気抵抗素子が両端間に直列に挿入されると共に上記少なくとも１個以上のトランスファゲートが上記第１、第２の磁気抵抗素子に直列に接続されている。第１及び第２のビット線は、前記磁気メモリセルの両端にそれぞれ接続されている。第１のワード線は、前記磁気メモリセル内に配置され、書込み用である。第３のビット線は、前記磁気メモリセルに接続され、データ読み出し用である。第２のワード線は、前記少なくとも１個以上のトランスファゲートのゲート電極に接続され、読み出し用である。

特開２００４−３１０９７１号公報に、データ読出方法、データ書込方法、及び半導体記憶装置が開示されている。このデータ読出方法は、強誘電体キャパシタの分極状態によってデータを記憶するメモリセルを有する半導体記憶装置に関する。１回目の読出パルスを上記メモリセルに印加して、記憶データに応じた第１の信号を発生させる第１の読出ステップと、上記メモリセルにハイレベル側の信号に相当する参照信号発生用データを書き込む書込ステップと、２回目の読出パルスを上記メモリセルに印加して、上記参照信号発生用データに応じた第２の信号を発生させる第２の読出ステップと、上記第２の信号に基づいて参照信号を発生させる参照信号発生ステップと、上記第１の信号と上記参照信号を比較して、上記メモリセルに記憶されていた上記記憶データを判定する判定ステップとを備える。

特開平１１−１６３８１号公報に、不揮発性半導体記憶装置が開示されている。この不揮発性半導体記憶装置は、ゲートとソースとドレイン及び電荷蓄積層を有する電気的に書き換え可能な複数のメモリセルがマトリクス状に配置されたメモリセルアレイと、前記メモリセルにデータを書き込むデータ書込手段と、前記メモリセルのデータを読み出すデータ読出手段と、前記メモリセルのデータを消去するデータ消去手段とを有する。前記メモリセルへのデータの書き込みの際、書き込み禁止される所定のメモリセルに対し、ゲートに第１の信号を印加し、ソース及びドレインの少なくともいずれかに容量結合したノードに第２の信号を印加する。前記第１の信号が前記第２の信号より遅れて立ち下がるように制御される。

特開２００３−１１５５７８号公報に、不揮発固体磁気メモリ装置、該不揮発固体磁気メモリ装置の製造方法およびマルチ・チップ・パッケージが開示されている。この不揮発固体磁気メモリ装置は、ＭＲＡＭチップとパッケージとを有する。ＭＲＡＭチップは、複数のメモリ素子を有する。複数のメモリ素子は、基板上にマトリックス状に配置された磁気抵抗素子、該磁気抵抗素子に接続されたビット線、前記磁気抵抗素子に磁界を印加するための書き込み線、および電界効果トランジスタからなる。パッケージは、前記ＭＲＡＭチップの周辺に設けられている。前記ＭＲＡＭチップを外部散乱磁界から遮蔽する磁気遮蔽構造を有することを特徴とする。

米国特許６，３９２，９２３号公報 特開２００４−３９１５０号公報 特開２００４−２２０７５９号公報 特開２００４−３１０９７１号公報 特開平１１−１６３８１号公報 特開２００３−１１５５７８号公報 Ｃ．Ａｒｎｄｔ，ｅｔ ａｌ，"Ａ １６−Ｍｂ ＭＲＡＭ Ｆｅａｔｕｒｉｎｇ Ｂｏｏｔｓｔｒａｐｐｅｄ Ｗｒｉｔｅ Ｄｒｉｖｅｒｓ"，ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ，ＶＯＬ．４０，ＮＯ．４，ＡＰＲＩＬ ２００５，ｐ９０２−９０８

本発明の目的は、読み出し動作の信頼性を損ねることなく、他の種類のメモリと同等以上の高速な読み出し動作を実行可能な半導体記憶装置及び半導体記憶装置の動作方法を提供することである。

以下に、発明を実施するための最良の形態で使用される番号・符号を用いて、課題を解決するための手段を説明する。これらの番号・符号は、特許請求の範囲の記載と発明を実施するための最良の形態との対応関係を明らかにするために括弧付きで付加されたものである。ただし、それらの番号・符号を、特許請求の範囲に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。

上記課題を解決するために、本発明の半導体記憶装置は、磁気抵抗素子を有する複数のメモリセル（１１）及び参照セル（１２）を含むメモリアレイ（２）と、複数のメモリセル（１１）のうちから選択された選択セル（１１）のデータを読み出す読み出し回路（９）とを具備する。読み出し回路（９）は、選択セル（１１）に流れるセンス電流（Ｉｓ）をセンス電圧（Ｖｓ）に変換する第１電流電圧変換部（２１）と、参照セル（１２）に流れる参照電流（Ｉｒｅｆ）を参照電圧（Ｖｒｅｆ）に変換する第２電流電圧変換部（２１）と、センス電圧（Ｖｓ）及び参照電圧（Ｖｒｅｆ）とを共に所定の時間以内に定常状態へ到達させるブースター回路（２２）と、定常状態に到達したセンス電圧（Ｖｓ）と参照電圧（Ｖｒｅｆ）の大小を比較する電圧比較部（２３）とを備える。

上記の半導体記憶装置において、読出し回路（９）は、第１電流電圧変換部（２１）の出力端子と、第２電流電圧変換部（２１）の出力端子とを電気的に開放或いは短絡するスイッチ部（Ｓ１）を更に備える。

上記の半導体記憶装置において、スイッチ部（Ｓ１）は、読み出し動作開始時（ｔ０）において短絡状態であり、センス動作開始時（ｔ１）において開放状態である。電圧比較部（２３）は、スイッチ部（Ｓ１）が開放状態になった後に動作する。

上記の半導体記憶装置において、ブースター回路（２２）は、前スイッチ部（Ｓ１）が読み出し動作開始時の短絡状態において、センス電圧（Ｖｓ）及び参照電圧（Ｖｒｅｆ）が動作点にあるか否かを調べる監視部（Ｍ１４）を有する。

上記の半導体記憶装置において、ブースター回路（２２）は、センス電圧（Ｖｓ）及び参照電圧（Ｖｒｅｆ）の少なくとも一方が動作点にないと判断した場合、第１電流電圧変換部（２１）及び第２電流電圧変換部（２１）のうちの動作点にない電圧に対応する方の負荷インピーダンスを一時的に下げるように動作する。

上記の半導体記憶装置において、参照セル（１２）は、抵抗値が第１状態である第１参照セル（１２ａ）と、抵抗値が第２状態である第２参照セル（１２ｂ）とを備える。第２電流電圧変換部（２１）は、第１参照セル（１２ａ）と第２参照セル（１２ｂ）とが同時に選択された時、第１参照セル（１２ａ）に流れる第１参照電流と、第２参照セル（１２ｂ）に流れる第２参照電流の和の１／２に対応する電圧としての参照電圧（Ｖｒｅｆ）を出力する。

上記の半導体記憶装置において、第１電流電圧変換部（２１）は、選択セル（１１）の選択ビット線（ＢＬ）を所定の電圧（Ｖｃ）にクランプする第１クランプトランジスタ（Ｍ２）と、第１クランプトランジスタ（Ｍ２）の第１ドレイン端子に接続された第１負荷トランジスタ（Ｍ４）とを備える。第１クランプトランジスタ（Ｍ２）のソース端子がデコーダ（７）を介して選択ビット線（ＢＬ）に接続される。第２電流電圧変換部（２１）は、参照セルの参照ビット線（ＢＬＲ）を所定の電圧（Ｖｃ）にクランプする第２クランプトランジスタ（Ｍ１）と、第２のクランプトランジスタ（Ｍ１）の第２ドレイン端子に接続された第２負荷トランジスタ（Ｍ３）とを備える。第２クランプトランジスタ（Ｍ１）のソース端子がデコーダ（７）を介して参照ビット線（ＢＬＲ）に接続される。第１ドレイン端子及び第２ドレイン端子の少なくとも一方にブースター回路（２２）が接続されている。

上記の半導体記憶装置において、第１ドレイン端子と第２ドレイン端子との接続を電気的に開放或いは短絡するスイッチ部（Ｓ１）を更に具備する。第２負荷トランジスタ（Ｍ３）のゲート端子及びドレイン端子が第２ドレイン端子に接続されている。第１負荷トランジスタ（Ｍ４）のゲート端子が第２ドレイン端子に接続されている。ドレイン端子が第１ドレイン端子に接続されている。第１ドレイン端子と第２ドレイン端子は、電圧比較部（２３）の入力端子に接続されている。第１ドレイン端子にセンス電圧（Ｖｓ）が出力され、第２ドレイン端子に参照電圧（Ｖｒｅｆ）が出力される。

上記の半導体記憶装置において、スイッチ部（Ｓ１）は、読み出し動作開始時（ｔ０）において短絡状態であり、センス動作開始時（ｔ１）において開放状態である。電圧比較部（２３）は、スイッチ部（Ｓ１）が開放状態になった後に動作する。

上記の半導体記憶装置において、ブースター回路（２２）は、読み出し動作開始時（ｔ０）において、第１ドレイン端子及び第２ドレイン端子の少なくとも一方が動作点にないと判断した場合、第１ドレイン端子及び第２ドレイン端子のうちの動作点にない端子を、一時的に電源電圧及び接地電圧のうちの動作点に近づく方に接続する。

上記の半導体記憶装置において、第１電流電圧変換部（２１）は、センス電流（Ｉｓ）に対応する電流を供給する第３トランジスタ（Ｍ６）と、第３トランジスタ（Ｍ６）の第３ドレイン端子に接続された第３負荷トランジスタ（Ｍ８）とを更に備える。第２電流電圧変換部（２１）は、参照電流（Ｉｒｅｆ）に対応する電流を供給する第４トランジスタ（Ｍ５）と、第４トランジスタ（Ｍ５）の第４ドレイン端子に接続された第４負荷トランジスタ（Ｍ７）とを更に備える。第３ドレイン端子及び第４ドレイン端子は、電圧比較部（２３）の入力端子に接続される。第３ドレイン端子にセンス電圧（Ｖｓ）が出力され、第４ドレイン端子に参照電圧（Ｖｒｅｆ）が出力される。

上記の半導体記憶装置において、第３ドレイン端子と第４ドレイン端子との接続を電気的に開放或いは短絡するスイッチ部（Ｓ１）を更に具備する。スイッチ部（Ｓ１）は、読み出し動作開始時（ｔ０）において短絡状態であり、センス動作開始時（ｔ１）において開放状態である。電圧比較部（２３）は、スイッチ部（Ｓ１）が開放状態になった後に動作する。

上記の半導体記憶装置において、ブースター回路（２２）は、読み出し動作開始時（ｔ０）において、第１ドレイン端子及び第２ドレイン端子の少なくとも一方が動作点にないと判断した場合、第１ドレイン端子及び第２ドレイン端子のうちの動作点にない端子を、一時的に電源電圧及び接地電圧のうちの動作点に近づく方に接続する。

上記の半導体記憶装置において、第３ドレイン端子が、第３負荷トランジスタ（Ｍ８）のドレイン端子及び第４負荷トランジスタ（Ｍ７）のゲート端子と接続されている。第４ドレイン端子とが、第３負荷トランジスタ（Ｍ８）のゲート端子及び第４負荷トランジスタ（Ｍ７）のドレイン端子と接続されている。

上記の半導体記憶装置において、第３ドレイン端子が、第３負荷トランジスタ（Ｍ８）のドレイン端子に接続されている。第４ドレイン端子が、第３負荷トランジスタ（Ｍ８）のゲート端子、第４負荷トランジスタ（Ｍ７）のゲート端子、及びドレイン端子と接続されている。

上記課題を解決するために本発明の半導体記憶装置の動作方法は、以下のとおりである。ここで、半導体装置は、磁気抵抗素子を有する複数のメモリセル（１１）及び参照セル（１２）を含むメモリアレイ（２）と、複数のメモリセル（１１）のうちから選択された選択セル（１１）のデータを読み出す読み出し回路（９）とを具備する。読み出し回路（９）は、第１電流電圧変換部（２１）と、第２電流電圧変換部（２１）と、ブースター回路（２２）と、電圧比較部（２３）とを備える。半導体記憶装置の動作方法は、（ａ）第１電流電圧変換部（２１）が、選択セル（１１）に流れるセンス電流（Ｉｓ）をセンス電圧（Ｖｓ）に変換するステップと、（ｂ）第２電流電圧変換部（２１）が、参照セル（１２）に流れる参照電流（Ｉｒｅｆ）を参照電圧（Ｖｒｅｆ）に変換するステップと、（ｃ）ブースター回路（２２）が、センス電圧（Ｖｓ）及び参照電圧（Ｖｒｅｆ）とを共に所定の時間以内に定常状態へ到達させるステップと、（ｄ）電圧比較部（２３）が、定常状態に到達したセンス電圧（Ｖｓ）と参照電圧（Ｖｒｅｆ）の大小を比較するステップとを具備する。

上記の半導体記憶装置の動作方法において、読出し回路（９）は、第１電流電圧変換部（２１）の出力端子と第２電流電圧変換部（２１）の出力端子とを電気的に開放或いは短絡するスイッチ部（Ｓ１）を更に備える。（ｄ）ステップは、（ｄ１）スイッチ部（Ｓ１）が、読み出し動作開始時（ｔ０）における短絡状態から、センス動作開始時（ｔ１）において開放状態にするステップと、（ｄ２）電圧比較部（２３）が、スイッチ部（Ｓ１）が開放状態になった後に動作するステップとを備える。

上記の半導体記憶装置の動作方法において、（ｃ）ステップは、（ｃ１）ブースター回路（２２）が、前スイッチ部（Ｓ１）が読み出し動作開始時の短絡状態において、センス電圧（Ｖｓ）及び参照電圧（Ｖｒｅｆ）が動作点にあるか否かを調べるステップを備える。

上記の半導体記憶装置の動作方法において、（ｃ）ステップは、（ｃ２）ブースター回路（２２）が、センス電圧（Ｖｓ）及び参照電圧（Ｖｒｅｆ）の少なくとも一方が動作点にないと判断した場合、第１電流電圧変換部（２１）及び第２電流電圧変換部（２１）のうちの動作点にない電圧に対応する方の負荷インピーダンスを一時的に下げるように動作するステップを備える。

上記の半導体記憶装置の動作方法において、参照セル（１２）は、抵抗値が第１状態である第１参照セル（１２ａ）と、抵抗値が第２状態である第２参照セル（１２ｂ）とを備える。（ｂ）ステップは、（ｂ１）第２電流電圧変換部（２１）が、第１参照セル（１２ａ）と第２参照セル（１２ｂ）とが同時に選択された時、第１参照セル（１２ａ）に流れる第１参照電流と、第２参照セル（１２ｂ）に流れる第２参照電流の和の１／２に対応する電圧としての参照電圧（Ｖｒｅｆ）を出力するステップを備える。

本発明により、読み出しの信頼性を損ねることなく、高速な読み出し動作が可能なＭＲＡＭを得ることができる。

以下、本発明のＭＲＡＭの実施の形態に関して、添付図面を参照して説明する。

（第１の実施の形態）
本発明のＭＲＡＭの第１の実施の形態の構成について説明する。
図３は、本発明のＭＲＡＭの第１の実施の形態の構成を示すブロック図である。ＭＲＡＭ１は、メモリアレイ２、コントローラ３、行デコーダ４、Ｘ終端回路５、Ｙ終端回路６、列デコーダ７、書き込み電流源回路８、センスアンプ９を具備する。

メモリアレイ２は、複数のリードワード線ＲＷＬ、複数のライトワード線ＷＷＬ、複数のビット線ＢＬ、複数の参照ビット線ＢＬＲ、複数のメモリセル１１、及び複数の参照セル１２ａ、１２ｂを備える。

複数のリードワード線ＲＷＬ、及びライトワード線ＷＷＬは、Ｘ方向に延伸している。一つのリードワード線ＲＷＬ及び一つのライトワード線ＷＷＬは対となり、対ごとに互いに平行にＸ方向へ並んでいる。複数のビット線ＢＬ、及び参照ビット線ＢＬＲは、Ｙ方向に延伸している。メモリセル１１に対してはビット線ＢＬが接続し、参照セル１２ａ、１２ｂに対しては参照ビット線ＢＬＲが接続している。複数のリードワード線ＲＷＬ及びライトワード線ＷＷＬと複数のビット線ＢＬとが交叉する複数の点の各々に対応して複数のメモリセル１１が設けられている。複数のリードワード線ＲＷＬ及びライトワード線ＷＷＬと複数の参照ビット線ＢＬＲとが交叉する複数の点の各々に対応して複数の参照セル１２ａ、１２ｂが設けられている。参照セル１２ａは、データ“１”を格納している。参照セル１２ｂは、データ“０”を格納している。

コントローラ３は、入力されたコマンドに対しセンスイネーブル信号ＳＥ及びライトイネーブル信号ＷＥをそれぞれセンスアンプ９及び書き込み電流源回路８へ供給する。また、入力されたアドレスに対し、行アドレス信号ＲＡを行デコーダ４へ、列アドレス信号ＣＡを列デコーダ７へ供給する。また、読み出し動作時においてはセンス結果Ｑｏｕｔをデータピンへ出力する。書き込み動作時においてはデータ入力Ｄｉｎを書き込み電流源に供給する。

行デコーダ４は、読み出し動作時において、入力された行アドレス信号ＲＡに対応するリードワード線ＲＷＬを、複数のリードワード線ＲＷＬのうちから選択リードワード線ＲＷＬとして選択する。それにより、選択リードワード線ＲＷＬに沿って存在するメモリセル１１及び参照セル１２ａ、１２ｂの各々の選択トランジスタがオンとなる。書き込み動作時において、行レコーダ４は、入力された行アドレス信号ＲＡに対応するライトワード線ＷＷＬを、複数のライトワード線ＷＷＬのうちから選択ライトワード線ＷＷＬとして選択する。それにより、選択ライトワード線ＷＷＬに沿って存在するメモリセル１１及び参照セル１２ａ、１２ｂの各々の選択トランジスタがオンとなる。Ｘ終端回路５は、複数のリードワード線ＲＷＬ及び複数のライトワード線ＷＷＬを終端する。

列デコーダ７は、入力された列アドレス信号ＣＡに対応するビット線ＢＬを、複数のビット線ＢＬのうちから選択ビット線ＢＬとして選択する。読み出し動作時においては、それと共に参照ビット線ＢＬＲを選択する。本実施例のように、センスアンプ９内に複数のセンスアンプ２４（後述）が用意されている場合、複数のセンスアンプ２４に対応するように、同時に複数の選択ビット線ＢＬが選択される。同時に選択された複数の選択ビット線ＢＬの各々は、列デコーダ７を介して、複数のメインビット線ＲＭＢＬのいずれかに接続する。複数のメインビット線ＲＭＢＬ各々は、複数のセンスアンプ２４のいずれかに対応して設けられている。すなわち、複数の選択ビット線ＢＬは、対応するセンスアンプ２４へ接続される。参照ビット線ＢＬＲは、列デコーダ７及びメイン参照ビット線ＲＭＢＬＲを介してセンスアンプ９へ接続する。Ｙ終端回路６は、複数のビット線ＢＬ及び複数の参照ビット線ＢＬＲを終端する。

読み出し動作時においては、行デコーダ４と列デコーダ７により、選択リードワード線ＲＷＬと複数の選択ビット線ＢＬとの交点に対応する複数のメモリセル１１が複数の選択セル１１として選択される。選択リードワード線ＲＷＬと参照ビット線ＢＬＲの交点に対応する参照セル１２ａ、１２ｂが選択参照セルとして選択される。本実施の形態において、データ“１”を予めプログラムされた参照セル１２ａと、データ“０”を予めプログラムされた参照セル１２ｂとを利用しているため、２個の選択参照セル１２ａ、１２ｂが同時に選択される。そして、複数の選択セル１１の各々は、選択ビット線ＢＬ、列デコーダ７及びメインビット線ＲＭＢＬをこの順に介して対応するセンスアンプ２４と接続される。同様に、２個の選択参照セル１２ａ、１２ｂは参照ビット線ＢＬＲ、列デコーダ７及びメイン参照ビット線ＲＭＢＬＲをこの順に介して全てのセンスアンプ２４と接続される。

センスアンプ９は、選択ビット線ＢＬ及びメインビット線ＲＭＢＬを介して供給されるセンス電流Ｉｓと、参照ビット線ＢＬＲ及びメイン参照ビット線ＲＭＢＬＲを介して供給される参照電流Ｉｒｅｆとに基づいて、選択セルのデータを読み出す。そして、読み出したデータをセンス結果Ｑｏｕｔとしてコントローラ３へ出力する。

書き込み電流源回路８は、書き込み動作時に、ライトイネーブル信号ＷＥと入力データＤｉｎとに基づいて、書き込み電流を選択セル１１へ供給する。

図４は、本発明のＭＲＡＭの第１の実施の形態におけるセンスアンプの構成を示すブロック図である。センスアンプ９は、電流−電圧変換回路２１、ブースター回路２２、電圧比較回路２３及びデータバッファ２５とを含む。電流−電圧変換回路２１は、メインビット線ＲＭＢＬ及びメイン参照ビット線ＲＭＢＬＲのいずれかに接続されている。メインビット線ＲＭＢＬに接続されている場合、センス電流Ｉｓをセンス電圧Ｖｓに変換する。メイン参照ビット線ＲＭＢＬＲに接続されている場合、参照電流Ｉｒｅｆを参照電圧Ｖｒｅｆに変換する。ブースター回路２２は、センス電圧Ｖｓ及び参照電圧Ｖｒｅｆの応答を高速にする回路である。電圧比較回路２３は、センス電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆの大小を比較し、その比較結果をセンス結果Ｑとしてデータバッファ２５へ出力する。ただし、メインビット線ＲＭＢＬごとに設けられた電流−電圧変換回路２１、ブースター回路２２、及び電圧比較回路２３は、センスアンプ２４を構成する。メイン参照ビット線ＲＭＢＬＲごとに設けられた電流−電圧変換回路２１、及びブースター回路２２の出力が参照電圧として各センスアンプ２４の電圧比較回路２３へ供給される。

ここでは、メインビット線ＲＭＢＬとして、ｉ番（ｉは０以上の整数）及び（ｉ＋１）番のメインビット線ＲＭＢＬ［ｉ］及び［ｉ＋１］を示している。メインビット線ＲＭＢＬ［ｉ］及びＲＭＢＬ［ｉ＋１］に接続された電流−電圧変換回路２１は、センス電流Ｉｓをそれぞれセンス電圧Ｖｓ［ｉ］及びＶｓ［ｉ＋１］に変換している。メインビット線ＲＭＢＬ［ｉ］及びＲＭＢＬ［ｉ＋１］に接続されたセンスアンプ２４は、それぞれ出力Ｑ［ｉ］及びＱ［ｉ＋１］を出力している。

図５は、本発明のＭＲＡＭの第１の実施の形態におけるセンスアンプの構成を示す回路図である。図５に示すセンスアンプ９は、選択セル用の２つのセンスアンプ２４（電流−電圧変換回路２１、ブースター回路２２、及び電圧比較回路２３）、及び参照セル用の電流−電圧変換回路２１及びブースター回路２２を含む。ただし、ここでは、ブースター回路２２は、共用されている。

参照セル１２ｂ用の電流−電圧変換回路２１は、トランジスタＭ１及びＭ３を有する。トランジスタＭ３は、例えば、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子とドレイン端子をノードＮ１にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ１は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を列デコーダ７を介してメイン参照ビット線ＲＭＢＬＲに、ゲート端子をバイアス電圧Ｖｂを印加する回路に、ドレイン端子をノードＮ１にそれぞれ接続されている。ブースター回路２２は、ノードＮ１を介してトランジスタＭ３のゲート端子に接続されている。

一方、選択セル１１用のセンスアンプ２４（参照セル１２ｂ側）の電流−電圧変換回路２１はトランジスタＭ２及びＭ４を有する。トランジスタＭ４は、例えば、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子をトランジスタＭ３のゲート端子に、ドレイン端子をノードＮ２にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ２は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を列デコーダ７を介してメインビット線ＲＭＢＬに、ゲート端子をバイアス電圧Ｖｂを印加する回路に、ドレイン端子をノードＮ２にそれぞれ接続されている。ノードＮ１とノードＮ２との間には、トランジスタＭ３のドレイン端子とトランジスタＭ４のドレイン端子とを短絡することができるスィッチＳ１が設けられている。このスィッチＳ１は、ＣＭＯＳスィッチ（トランスファーゲート）で構成される。ブースター回路２２は、ノードＮ１を介してトランジスタＭ４のゲート端子に接続されている。電圧比較回路２３は、ノードＮ１とノードＮ２とに接続されている。

同様に、参照セル１２ａ用の電流−電圧変換回路２１は、トランジスタＭ１’及びＭ３’を有する。トランジスタＭ３’は、例えば、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子とドレイン端子をノードＮ１’にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ１’は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を列デコーダ７を介してメイン参照ビット線ＲＭＢＬＲに、ゲート端子をバイアス電圧Ｖｂを印加する回路に、ドレイン端子をノードＮ１’にそれぞれ接続されている。ブースター回路２２は、ノードＮ１’を介してトランジスタＭ３’のゲート端子に接続されている。

一方、選択セル１１用のセンスアンプ２４（参照セル１２ａ側）の電流−電圧変換回路２１はトランジスタＭ２’及びＭ４’を有する。トランジスタＭ４’は、例えば、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子をトランジスタＭ３’のゲート端子に、ドレイン端子をノードＮ２’にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ２’は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を列デコーダ７を介してメインビット線ＲＭＢＬに、ゲート端子をバイアス電圧Ｖｂを印加する回路に、ドレイン端子をノードＮ２’にそれぞれ接続されている。ノードＮ１’とノードＮ２’との間には、トランジスタＭ３’のドレイン端子とトランジスタＭ４’のドレイン端子とを短絡することができるスィッチＳ１が設けられている。このスィッチＳ１は、ＣＭＯＳスィッチ（トランスファーゲート）で構成される。ブースター回路２２は、ノードＮ１’を介してトランジスタＭ４’のゲート端子に接続されている。電圧比較回路２３は、ノードＮ１’とノードＮ２’とに接続されている。

トランジスタＭ１及びＭ２のゲート端子にはバイアス電圧Ｖｂが印加されている。トランジスタＭ１のソース端子の電圧すなわちメイン参照ビット線ＲＭＢＬＲの電圧と、トランジスタＭ２のソース端子の電圧すなわちメインビット線ＲＭＢＬの電圧とは、共に電圧Ｖｃにクランプされる。トランジスタＭ３及びＭ４は、カレントミラー回路であり、それぞれ参照電流Ｉｒｅｆとセンス電流Ｉｓの負荷となっている。トランジスタＭ１’、Ｍ２’Ｍ３’及びＭ４’についても、トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３及びＭ４と同様である。

トランジスタＭ１のソース端子とトランジスタＭ１’のソース端子とは短絡されている。さらに、トランジスタＭ１のドレイン端子とトランジスタＭ１’のドレイン端子とは短絡されている。これにより、参照電流Ｉｒｅｆは、データ“０”の参照セル１２ｂに対応するセンス電流Ｉｓ（０）とデータ“１”の参照セル１２ａに対応するセンス電流Ｉｓ（１）との中間の電流値となる。トランジスタＭ３のドレイン端子には、参照電流Ｉｒｅｆに対応した参照電圧Ｖｒｅｆが得られ、トランジスタＭ４のドレイン端子には、センス電流Ｉｓに対応したセンス電圧Ｖｓが得られる。同様に、ランジスタＭ３’のドレイン端子には、参照電流Ｉｒｅｆに対応した参照電圧Ｖｒｅｆが得られ、トランジスタＭ４’のドレイン端子には、センス電流Ｉｓに対応したセンス電圧Ｖｓが得られる。

ブースター回路２２は、デコード・イネーブル信号ＸＤＥＮＲに基づいて、センス電圧Ｖｓ及び参照電圧Ｖｒｅｆの応答を改善し、高速に動作点に設定する。その出力端子（トランジスタＭ１１のドレイン端子）は、トランジスタＭ３とＭ４のゲート端子、及び、トランジスタＭ３’とＭ４’のゲート端子にそれぞれ接続されている。ブースター回路２２は、トランジスタＭ１１〜Ｍ１５、及び２つのインバータ、高抵抗素子を備える。トランジスタＭ１１、Ｍ１４は、例えばＰＭＯＳトランジスタであり、トランジスタＭ１２、Ｍ１３、Ｍ１５は、例えばＮＭＯＳトランジスタである。デコード・イネーブル信号ＸＤＥＮＲを出力する回路（図示されず）は、トランジスタＭ１１及びＭ１２のゲート端子に、及び、インバータを介してトランジスタＭ１５のゲート端子にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ１５のソース端子は接地に、ドレイン端子は高抵抗素子の一端、トランジスタＭ１４のドレイン端子、及びインバータを介してトランジスタＭ１３のゲート端子にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ１１〜Ｍ１３は、電源と接地との間で、この順に直列に接続されている。トランジスタＭ１１のソース端子は電源に接続されている。トランジスタＭ１３のソース端子は、接地に接続されている。高抵抗素子の他端は接地に接続されている。トランジスタＭ１４は、ソース端子が電源にゲートがトランジスタＭ１１のドレイン端子（トランジスタＭ１２のドレイン端子）に接続されている。トランジスタＭ１３のゲート端子に入力される信号をブースト電圧オン信号Ｖｂｓｔ＿ｏｎともいう。

次に、本発明のＭＲＡＭの第１の実施の形態の動作について説明する。図６は、本発明のＭＲＡＭの第１の実施の形態における読出し動作に関するタイミングチャートである。（ａ）はデコード・イネーブル信号ＸＤＥＮＲ、（ｂ）はセンスイネーブル信号／ＳＥ１（ただし、“／”は、否定を示す）、（ｃ）はセンスイネーブル信号ＳＥ２、（ｄ）はブースト電圧オン信号Ｖｂｓｔ＿ｏｎ、（ｅ）はセンス電圧Ｖｓ（“１”の場合と“０”の場合）及び参照電圧Ｖｒｅｆ、（ｆ）はクランプ電圧Ｖｃ、（ｇ）は読み出し出力である。横軸は、読み出し動作の時間経過を示す。

時刻ｔ０までのスタンバイ時において、デコード・イネーブル信号ＸＤＥＮＲがＬレベルであり、全てのリードワード線ＲＷＬ及びビット線ＢＬは非選択の状態である。従って、メモリセル１１とセンスアンプ９は非接続の状態、すなわちトランジスタＭ１及びＭ２のソース端子はフローティング状態である。それにより、センス電流Ｉｓ及び参照電流Ｉｒｅｆは流れない。また、センス・イネーブル信号／ＳＥ１がＨレベルであり、スィッチＳ１はオンの状態である。ブースター回路２２のトランジスタＭ１１がオン、トランジスタＭ１２がオフ、トランジスタＭ１５がオン、トランジスタＭ１３がオン（Ｖｂｓｔ＿ｏｎがＨレベル）の状態である。したがって、トランジスタＭ４のドレイン端子電圧（センス電圧Ｖｓ）及びトランジスタＭ３のドレイン端子電圧（参照電圧Ｖｒｅｆ）は共に電源電圧Ｖｄｄにプルアップされた状態である。また、センス・イネーブル信号ＳＥ２はＬレベルであり、電圧比較回路２３は動作しない。

時刻ｔ０では、デコード・イネーブル信号ＸＤＥＮＲがＨレベルとなる。行デコーダ４及び列デコーダ７は、それぞれ入力されたアドレス信号ＲＡに対応するリードワード線ＲＷＬ、及び、アドレス信号ＣＡに対応するビット線ＢＬと参照ビット線ＢＬＲを選択する。すなわち、選択セル１１及び参照セル１２ａ、１２ｂはセンスアンプ９と電気的に接続される。この時、トランジスタＭ１及びＭ２のソース電圧は、クランプ電圧Ｖｃ≒（Ｖｂ−Ｖｔｈ）なる電圧にクランプされる。選択セル１１及び参照セル１２ａ、１２ｂには、それぞれセンス電流Ｉｓ及び参照電流Ｉｒｅｆが供給される。センス・イネーブル信号／ＳＥ１はまだＨレベルであり、スィッチＳ１はオンの状態である。ブースター回路２２のトランジスタＭ１１はオフ、トランジスタＭ１２がオンとなり、トランジスタＭ１３はオンのままである。すなわち、トランジスタＭ４のドレイン端子及びトランジスタＭ３のドレイン端子は、トランジスタＭ１２、Ｍ１３を介して接地されることになる。したがって、センス電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆは共に急峻に立ち下がり始める。センス電流Ｉｓ及び参照電流Ｉｒｅｆの負荷、すなわちトランジスタＭ３及びＭ４のインピーダンスは低い状態であり、メモリアレイ２内の選択ビット線ＢＬ（参照ビット線ＢＬＲ）やメインビット線ＲＭＢＬ（ＲＭＢＬＲ）の寄生容量をセンス電流Ｉｓ（参照電流Ｉｒｅｆ）よりも過渡的に大きな電流で充電することが可能である。

時刻ｔ０＋Δｔにおいて、センス電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆが共に動作点に近い中間電位になると、ブースター回路２２のトランジスタＭ１４がオンとなり、トランジスタＭ１３のゲート端子Ｖｂｓｔ＿ｏｎがＬレベルとなる。それにより、トランジスタＭ１３はオフの状態となり、電流−電圧変換回路２１とブースター回路２２とは電気的に切断される。以上の動作により、センス電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆは、わずか１ｎｓ程度の時間で、ほぼ動作点に近い電圧（中間電位）に高速設定される。

センス・イネーブル信号／ＳＥ１がＨレベルである時刻ｔ０’までは、スィッチＳ１はオンのままである。この時、トランジスタＭ３及びＭ４の負荷としてのインピーダンスは同じであり、比較的低い。よって、センス電圧Ｖｓ及び参照電圧Ｖｒｅｆ共に比較的高速に動作点まで正確に設定されていく。センス電流Ｉｓ及び参照電流Ｉｒｅｆも高速に定常状態の電流値、すなわち、Ｉｓ＝Ｖｃ／Ｒｓ、Ｉｒｅｆ＝Ｖｃ／Ｒｒｅｆとなる。

時刻ｔ０’に達すると、センス・イネーブル信号／ＳＥ１はＬレベルとなり、スィッチＳ１はオフの状態となる。トランジスタＭ３及びＭ４はカレントミラー回路である。したがって、トランジスタＭ４のドレイン電流がＩｒｅｆと等しい電流値になるように、トランジスタＭ４のゲート端子にゲート電圧（＝Ｖｒｅｆ）が印加される。トランジスタＭ４のドレイン電流はセンス電流Ｉｓと等しいため、トランジスタＭ４のドレイン端子電圧であるセンス電圧Ｖｓは、ＩｓとＩｒｅｆのわずかな電流差によって決定される。つまり、データ“０”を読み出す場合はＩｓ＞Ｉｒｅｆであるので、Ｖｓ＜Ｖｒｅｆとなる。データ“１”を読み出す場合にはＩｓ＜Ｉｒｅｆであるので、Ｖｓ＞Ｖｒｅｆとなる。

時刻ｔ１に達すると、センス・イネーブル信号ＳＥ２がＨレベルとなる。この時、電圧比較回路２３はセンス電圧Ｖｓと参照電圧Ｖｒｅｆの大小を比較する動作を行う。そして、電圧比較回路２３の動作結果、すなわちセンス結果Ｑが出力端子に出力される。

時刻ｔ２において、デコード・イネーブル信号ＸＤＥＮＲ及びセンス・イネーブル信号ＳＥ２がＬレベル、センス・イネーブル信号／ＳＥ１がＨレベルになる。これにより、ＭＲＡＭは、時刻ｔ０までのスタンバイ時と同様の状態に戻る。

以上説明した本発明の第１の実施の形態によるセンスアンプ９は、従来のセンスアンプよりも格段に読み出し速度を高速化することが可能である。特に、電流−電圧変換回路２１に付加したブースター回路２２及びスィッチＳ１によって高速な読み出し動作を可能としている。このブースター回路２２は、読み出し動作開始時におけるセンス電流Ｉｓ及び参照電流Ｉｒｅｆの負荷インピーダンスを非常に小さい値に下げる。スィッチＳ１は、トランジスタＭ３のドレイン端子及びトランジスタＭ４のドレイン端子における負荷インピーダンスの整合をとることにより、センス電圧Ｖｓは参照電圧Ｖｒｅｆと同じ速度で動作点にセットリングされる。つまり、センス電圧Ｖｓ及び参照電圧Ｖｒｅｆは共に、わずか数ｎｓで動作点に設定することが可能となる。この結果、読み出し動作が開始され、電圧比較回路２３がセンス結果を出力するまでの読み出し時間ｔＲＥＡＤは１０ｎｓ以下にすることが可能となる。これは、従来例として示したセンスアンプの読み出し時間よりも２倍以上も高速である。

（第２の実施の形態）
本発明のＭＲＡＭの第２の実施の形態の構成について説明する。
図３に示す本発明のＭＲＡＭの第２の実施の形態の構成については第１の実施の形態と同様であるからその説明を省略する。図４に示す本発明のＭＲＡＭの第２の実施の形態におけるセンスアンプの構成については、第１の実施の形態と同様であるからその説明を省略する。

図７は、本発明のＭＲＡＭの第２の実施の形態におけるセンスアンプの詳細な構成を示す回路図である。図７に示すセンスアンプ９は、選択セル用の２つのセンスアンプ２４（電流−電圧変換回路２１、ブースター回路２２、及び電圧比較回路２３）、及び参照セル用の電流−電圧変換回路２１及びブースター回路２２を含む。ただし、ここでは、ブースター回路２２は、個別に設けられている。

本実施の形態では、図７に示したセンスアンプ２４において、電流−電圧変換回路２１の回路構成が第１の実施の形態と異なる。詳細は後述する。また、ブースター回路２２において、高抵抗素子が、ゲート端子を接地に接続したノンドープ・トランジスタＭ１６を用いている点で第１の実施の形態と異なる。

参照セル１２ｂ側の電流−電圧変換回路２１は、トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ５、Ｍ７及びＭ９を有する。トランジスタＭ３は、例えば、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子とドレイン端子をノードＮ１にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ５は、例えばＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子をトランジスタＭ３のゲート端子に、ドレイン端子をノードＮ３にぞれそれ接続されている。すなわち、トランジスタＭ３とＭ５は、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＭ１は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を列デコーダ７を介してメイン参照ビット線ＲＭＢＬＲに、ゲート端子をバイアス電圧Ｖｂを印加する回路に、ドレイン端子をノードＮ１にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ７は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を接地に、ドレイン端子をノードＮ３に、ゲート端子をノードＮ２にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ９は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を接地に、ゲート端子及びドレイン端子をノードＮ３にそれぞれ接続されている。ブースター回路２２は、ノードＮ１を介してトランジスタＭ３のゲート端子（トランジスタＭ１とＭ３のドレイン端子、ノードＮ１）に接続されている。

一方、選択セル１１用のセンスアンプ２４（参照セル１２ｂ側）の電流−電圧変換回路２１はトランジスタＭ２、Ｍ４、Ｍ６、Ｍ８及びＭ１０を有する。トランジスタＭ４は、例えば、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子とドレイン端子をノードＮ４にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ６は、例えばＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子をトランジスタＭ４のゲート端子に、ドレイン端子をノードＮ２にぞれそれ接続されている。すなわち、トランジスタＭ４とＭ６は、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＭ２は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を列デコーダ７を介してメインビット線ＲＭＢＬに、ゲート端子をバイアス電圧Ｖｂを印加する回路に、ドレイン端子をノードＮ４にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ８は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を接地に、ドレイン端子をノードＮ２に、ゲート端子をノードＮ３にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ１０は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を接地に、ゲート端子及びドレイン端子をノードＮ２にそれぞれ接続されている。ブースター回路２２は、トランジスタＭ４とＭ６のゲート端子（トランジスタＭ４とＭ２のドレイン端子、ノードＮ４）へ接続されている。電圧比較回路２３は、ノードＮ２とノードＮ３とに接続されている。

同様に、参照セル１２ａ側の電流−電圧変換回路２１は、トランジスタＭ１’、Ｍ３’、Ｍ５’、Ｍ７’及びＭ９’を有する。トランジスタＭ３’は、例えば、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子とドレイン端子をノードＮ１’にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ５’は、例えばＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子をトランジスタＭ３’のゲート端子に、ドレイン端子をノードＮ３’にぞれそれ接続されている。すなわち、トランジスタＭ３’とＭ５’は、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＭ１’は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を列デコーダ７を介してメイン参照ビット線ＲＭＢＬＲに、ゲート端子をバイアス電圧Ｖｂを印加する回路に、ドレイン端子をノードＮ１’にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ７’は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を接地に、ドレイン端子をノードＮ３’に、ゲート端子をノードＮ２’にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ９’は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を接地に、ゲート端子及びドレイン端子をノードＮ３’にそれぞれ接続されている。ブースター回路２２は、ノードＮ１’を介してトランジスタＭ３’のゲート端子（トランジスタＭ１’とＭ３’のドレイン端子、ノードＮ１’）に接続されている。

一方、選択セル１１用のセンスアンプ２４（参照セル１２ａ側）の電流−電圧変換回路２１はトランジスタＭ２’、Ｍ４’、Ｍ６’、Ｍ８’及びＭ１０’を有する。トランジスタＭ４’は、例えば、ＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子とドレイン端子をノードＮ４’にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ６’は、例えばＰＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を電源Ｖｄｄに、ゲート端子をトランジスタＭ４’のゲート端子に、ドレイン端子をノードＮ２’にぞれそれ接続されている。すなわち、トランジスタＭ４’とＭ６’は、カレントミラー回路を構成している。トランジスタＭ２’は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を列デコーダ７を介してメインビット線ＲＭＢＬに、ゲート端子をバイアス電圧Ｖｂを印加する回路に、ドレイン端子をノードＮ４’にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ８’は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を接地に、ドレイン端子をノードＮ２’に、ゲート端子をノードＮ３’にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ１０’は、例えば、ＮＭＯＳトランジスタであり、ソース端子を接地に、ゲート端子及びドレイン端子をノードＮ２’にそれぞれ接続されている。ブースター回路２２は、トランジスタＭ４’とＭ６’のゲート端子（トランジスタＭ４’とＭ２’のドレイン端子、ノードＮ４’）へ接続されている。電圧比較回路２３は、ノードＮ２’とノードＮ３’とに接続されている。

トランジスタＭ１及びＭ２のゲート端子にはバイアス電圧Ｖｂが印加され、トランジスタＭ１のソース端子の電圧すなわちメイン参照ビット線ＲＭＢＬＲの電圧と、トランジスタＭ２のソース端子の電圧すなわちメインビット線ＲＭＢＬの電圧とは共にクランプ電圧Ｖｃにクランプされる。トランジスタＭ３とＭ５はカレントミラー回路であり、参照電流Ｉｒｅｆに対応する電流値をトランジスタＭ５のドレイン電流として供給する。トランジスタＭ４とＭ６はカレントミラー回路であり、センス電流Ｉｓに対応する電流値をトランジスタＭ６のドレイン電流として供給する。トランジスタＭ７のゲート端子はトランジスタＭ８のドレイン端子に接続され、トランジスタＭ８のゲート端子はトランジスタＭ７のドレイン端子に接続されている。トランジスタＭ９のゲート端子とドレイン端子が接続され（ダイオード接続）、さらにトランジスタＭ７のドレイン端子とも接続されている。トランジスタＭ１０のゲート端子とドレイン端子が接続され（ダイオード接続）、さらにトランジスタＭ８のドレイン端子とも接続されている。トランジスタＭ７〜Ｍ１０は、Ｍ５のドレイン電流とＭ６のドレイン電流の電流差、すなわち、参照電流Ｉｒｅｆとセンス電流Ｉｓの電流差を、差動のセンス電圧Ｖｓ（ノードＮ２の電圧）、センス電圧／Ｖｓ（ノードＮ３の電圧）に増幅変換する。トランジスタＭ１’〜Ｍ１０’についても、トランジスタＭ１〜Ｍ１０と同様である。

トランジスタＭ１のソース端子とトランジスタＭ１’のソース端子とは短絡されている。さらに、トランジスタＭ１のドレイン端子とトランジスタＭ１’のドレイン端子とは短絡されている。これにより、参照電流Ｉｒｅｆは、データ“０”に対応するセンス電流Ｉｓ（０）とデータ“１”に対応するセンス電流Ｉｓ（１）との中間の電流値となる。また、トランジスタＭ５とＭ６のドレイン端子同士を短絡することができるスイッチＳ１を有している。同様に、トランジスタＭ５’とＭ６’のドレイン端子同士を短絡することができるスイッチＳ１を有している。

各ブースター回路２２は、高抵抗素子がトランジスタＭ１６（ゲート端子が接地に接続されたノンドープ・トランジスタ）であること以外は、図５の場合と同様であるのでその説明を省略する。

電圧比較回路２３は、トランジスタＭ５とＭ６（Ｍ５’とＭ６’）のドレイン端子を入力端子に接続されている。センス電流Ｉｓと参照電流Ｉｒｅｆのわずかな電流差から生成されるセンス電圧Ｖｓ、／Ｖｓの大小を比較してセンス結果Ｑを出力する。

次に、本発明のＭＲＡＭの第２の実施の形態の動作について説明する。図８は、本発明のＭＲＡＭの第２の実施の形態における読出し動作に関するタイミングチャートである。（ａ）はデコード・イネーブル信号ＸＤＥＮＲ、（ｂ）はセンスイネーブル信号／ＳＥ１（ただし、“／”は、否定を示す）、（ｃ）はセンスイネーブル信号ＳＥ２、（ｄ）はブースト電圧オン信号Ｖｂｓｔ＿ｏｎ、（ｅ）はトランジスタＭ３のゲート電圧Ｖｐｒ及びトランジスタＭ４のゲート電圧Ｖｐ、（ｆ）はクランプ電圧Ｖｃ、（ｇ）はセンス電圧Ｖｓ、／Ｖｓ、（ｈ）は読み出し出力である。横軸は、読み出し動作の時間経過を示す。

時刻ｔ０までのスタンバイ時において、デコード・イネーブル信号ＸＤＥＮＲがＬレベルであり、全てのリードワード線ＲＷＬ及びビット線ＢＬは非選択の状態である。従って、メモリセル１１とセンスアンプ９は非接続の状態、すなわちトランジスタＭ１及びＭ２のソース端子はフローティング状態である。それにより、センス電流Ｉｓ及び参照電流Ｉｒｅｆは流れない。また、センス・イネーブル信号／ＳＥ１がＨレベルであり、スイッチＳ１はオンの状態である。ブースター回路２２のトランジスタＭ１１がオン、トランジスタＭ１２がオフ、トランジスタＭ１５がオン、トランジスタＭ１３がオン（Ｖｂｓｔ＿ｏｎがＨレベル）の状態である。したがって、トランジスタＭ３のゲート電圧Ｖｐｒ、及びトランジスタＭ４のゲート電圧Ｖｐは共に電源電圧Ｖｄｄにプルアップされた状態である。また、センス・イネーブル信号ＳＥ２はＬレベルであり、電圧比較回路２３は動作しない。

時刻ｔ０では、デコーダ・イネーブル信号ＸＤＥＮＲがＨレベルとなる。行デコーダ４及び列デコーダ７は、それぞれ入力されたアドレス信号ＲＡに対応するリードワード線ＲＷＬ、及び、アドレス信号ＣＡに対応するビット線ＢＬと参照ビット線ＢＬＲを選択する。すなわち、選択セル１１及び参照セル１２ａ、１２ｂはセンスアンプ９と電気的に接続される。この時、トランジスタＭ１及びＭ２のソース電圧は、クランプ電圧Ｖｃ≒（Ｖｂ−Ｖｔｈ）なる電圧にクランプされる。選択セル１１及び参照セル１２ａ、１２ｂには、それぞれセンス電流Ｉｓ及び参照電流Ｉｒｅｆが供給される。センス・イネーブル信号／ＳＥ１はまだＨレベルであり、スィッチＳ１はオンの状態である。ブースター回路２２のトランジスタＭ１１はオフ、トランジスタＭ１２がオンとなり、トランジスタＭ１３はオンのままである。すなわち、トランジスタＭ４のドレイン端子（＝ゲート端子）及びトランジスタＭ３のドレイン端子（＝ゲート端子）は、トランジスタＭ１２、Ｍ１３を介して接地されることになる。したがって、トランジスタＭ３のゲート電圧Ｖｐｒ及びトランジスタＭ４のゲート電圧Ｖｐは急峻に立ち下がり始める。センス電流Ｉｓ及び参照電流Ｉｒｅｆの負荷、すなわちトランジスタＭ３及びＭ４のインピーダンスは低い状態であり、メモリアレイ２内の選択ビット線ＢＬ（参照ビット線ＢＬＲ）やメインビット線ＲＭＢＬ（ＲＭＢＬＲ）の寄生容量をセンス電流Ｉｓ（参照電流Ｉｒｅｆ）よりも過渡的に大きな電流で充電することが可能である。

時刻ｔ０＋Δｔにおいて、トランジスタＭ３のゲート電圧Ｖｐｒ、及びトランジスタＭ４のゲート電圧Ｖｐが共に動作点に近い中間電位になると、ブースター回路２２のトランジスタＭ１４がオンとなり、トランジスタＭ１３のゲート端子Ｖｂｓｔ＿ｏｎがＬレベルとなる。それにより、トランジスタＭ１３はオフの状態となり、電流−電圧変換回路２１とブースター回路２２とは電気的に切断される。以上の動作により、トランジスタＭ３のゲート電圧Ｖｐｒ及びトランジスタＭ４のゲート電圧Ｖｐは、わずか１ｎｓ程度の時間で、ほぼ動作点に近い電圧に高速設定される。

センス・イネーブル信号／ＳＥ１がＨレベルである時刻ｔ０’までは、トランジスタＭ１及びＭ２のソース電圧はほぼＶｃにクランプされ、センス電流Ｉｓ及び参照電流Ｉｒｅｆともに定常状態となる。すなわち、トランジスタＭ３のゲート電圧Ｖｐｒ、及びトランジスタＭ４のゲート電圧Ｖｐも定常状態となる。トランジスタＭ３とＭ５はカレントミラー回路であるから、参照電流Ｉｒｅｆに対応する電流がトランジスタＭ５のドレイン電流として供給される。同様に、トランジスタＭ４とＭ６はカレントミラー回路であるから、センス電流Ｉｓに対応する電流がトランジスタＭ６のドレイン電流として供給される。スィッチＳ１はオンの状態であるから、トランジスタＭ５のドレイン端子とトランジスタＭ６のドレイン端子は短絡された状態である。よって、負荷回路（増幅回路）であるトランジスタＭ７及びＭ８のドレイン−ソース間には、共にトランジスタＭ５のドレイン電流とトランジスタＭ６のドレイン電流の和の１／２にほぼ等しい電流が流れる。すなわち、Ｍ５のドレイン電圧／Ｖｓと、Ｍ６のドレイン電圧Ｖｓはほぼ等しい電圧にプリチャージされる。

時刻ｔ０’に達すると、センス・イネーブル信号／ＳＥ１がＬレベルとなり、スイッチＳ１がオフの状態となる。よって、参照電流Ｉｒｅｆに対応する電流がトランジスタＭ７のドレイン電流として流れ、同様にセンス電流Ｉｓに対応する電流がトランジスタＭ８のドレイン電流として流れる。トランジスタＭ７とＭ８は、各々のドレイン電流の電流差をドレイン電圧／Ｖｓ、Ｖｓとして増幅変換する。例えば、データ“０”を読み出す場合、Ｉｓ＞ＩｒｅｆであるからトランジスタＭ８のドレイン電流＞トランジスタＭ７のドレイン電流となる。この時、トランジスタＭ７のゲート電圧（／Ｖｓ）は低下し、トランジスタＭ８のゲート電圧（Ｖｓ）は上昇する。つまり、Ｖｓ＞（／Ｖｓ）が得られる。同様に、データ“１”を読み出す場合、Ｉｓ＜ＩｒｅｆであるからＭ８のドレイン電流＜Ｍ７のドレイン電流となる。この時、トランジスタＭ７のゲート電圧（／Ｖｓ）は上昇し、トランジスタＭ８のゲート電圧（Ｖｓ）は低下する。つまり、Ｖｓ＜（／Ｖｓ）が得られる。トランジスタＭ９、Ｍ１０は、トランジスタＭ５、Ｍ６の定電流源性を維持するため、センス電圧Ｖｓ及び／Ｖｓの振幅を接地側へ抑制する働きを有する。

時刻ｔ１に達すると、センス・イネーブル信号ＳＥ２がＨレベルとなる。この時、電圧比較回路２３は差動出力のセンス電圧Ｖｓ及び／Ｖｓの大小を比較する動作を行う。そして、電圧比較回路２３の動作結果、すなわちセンス結果Ｑが出力端子に出力される。

時刻ｔ２において、デコード・イネーブル信号ＸＤＥＮＲ及びセンス・イネーブル信号ＳＥ２がＬレベル、センス・イネーブル信号／ＳＥ１がＨレベルになる。これにより、ＭＲＡＭは、時刻ｔ０までのスタンバイ時と同様の状態に戻る。

以上説明した本発明の第２の実施の形態によるセンスアンプ９は、従来のセンスアンプよりも格段に読み出し速度を高速化することが可能である。特に、電流−電圧変換回路２１に付加したブースター回路２２及びスィッチＳ１によって高速な読み出し動作を可能としている。このブースター回路２２は、読み出し動作開始時におけるセンス電流Ｉｓ及び参照電流Ｉｒｅｆの負荷インピーダンスを非常に小さい値に下げる。スィッチＳ１は、トランジスタＭ７及びＭ８のドレイン電流の整合をとる働きをし、差動出力のセンス電圧Ｖｓ及び／Ｖｓは同じ速度で動作点にセットリングされる。つまり、Ｖｓ及び／Ｖｓは共に、わずか数ｎｓで動作点に設定することが可能となる。この結果、読み出し動作が開始され、電圧比較回路２３がセンス結果を出力するまでの読み出し時間ｔＲＥＡＤは１０ｎｓ以下にすることが可能となる。さらに、トランジスタＭ７及びＭ８で形成される負荷回路は、センス電流Ｉｓと参照電流Ｉｒｅｆのわずかな電流差を互いに増幅しながらセンス電圧Ｖｓ、／Ｖｓに変換するので第１の実施の形態で示したセンスアンプよりも高速動作が可能である。

以上、本発明のＭＲＡＭ、特にそのセンスアンプ９について、図３〜図８の実施の形態を用いながら詳述した。なお、本発明は、上記各実施の形態の具体的な構成に限定されるものではなく、この発明の技術的思想を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても良い。また、上記の技術的思想に基づいて動作するものであれば本発明の範囲内であることは明確である。

例えば、第１の実施の形態で示した電流−電圧変換回路２１の負荷回路（トランジスタＭ３、Ｍ４）の構成は、図５のものに限定されない。例えば、第２の実施の形態で示した電流−電圧変換回路２１の負荷回路（トランジスタＭ７、Ｍ８）の構成は、図７のものに限定されない。

例えば、図５に示した第１の実施の形態において、２つのセンスアンプ２４が図示されているが、それ以上にセンスアンプ２４の個数を増加させても構わない。より具体的には、２個の参照セル１２ａ、１２ｂに対し、ｎ個のメモリセルの記憶情報を読み出す場合、図２の構成に加えて、トランジスタＭ２、Ｍ４から成る電流−電圧変換回路２１をｎ個に増加させ、スィッチＳ１もｎ個に増加させても良い。

例えば、図７に示した第２の実施の形態において、２つのセンスアンプ２４が図示されているが、それ以上にセンスアンプ２４の個数を増加させても構わない。より具体的には、２個の参照セル１２ａ、１２ｂに対し、ｎ個のメモリセル１１の記憶データを読み出す場合、図７の構成に加えて、トランジスタＭ２及びＭ４〜Ｍ１０で形成される電流−電圧変換回路をｎ個に増加させ、ブースター回路２２及びスィッチＳ１もｎ個に増加させても良い。

例えば、図３及び図７に示したブースター回路２２は本構成に限定されず、本発明の技術的思想に基づいて動作する回路構成であれば本発明の範囲に含まれる。

以上説明したように、本発明の磁気ランダムアクセスメモリにおいて、メモリセル１１の記憶データの読み出しに関し、読み出しの信頼性を損ねることなく、高速な読み出し動作が可能となる。

図１は、先行文献２に記載のセンスアンプ回路の構成を示す概略回路図である。 図２は、先行文献２に記載の読出し動作に関するタイミングチャートである。 図３は、本発明のＭＲＡＭの実施の形態の構成を示すブロック図である。 図４は、本発明のＭＲＡＭの実施の形態におけるセンスアンプの構成を示すブロック図である。 図５は、本発明のＭＲＡＭの第１の実施の形態におけるセンスアンプの構成を示す回路図である。 図６は、本発明のＭＲＡＭの第１の実施の形態における読出し動作に関するタイミングチャートである。 図７は、本発明のＭＲＡＭの第２の実施の形態におけるセンスアンプの詳細な構成を示す回路図である。 図８は、本発明のＭＲＡＭの第２の実施の形態における読出し動作に関するタイミングチャートである。

符号の説明

１ ＭＲＡＭ
２、１０２ メモリアレイ
３ コントローラ
４ 行デコーダ
５ Ｘ終端回路
６ Ｙ終端回路
７、１０７ 列デコーダ
８ 書き込み電流源回路
９、１０９ センスアンプ
１１、１１１ 選択セル
１２、１２ａ、１２ｂ、１１２、１１２ａ、１１２ｂ 参照セル
２１、１２１ 電流−電圧変換回路
２２ ブースター回路
２３、１２３ 電圧比較回路

Claims (9)

1. 磁気抵抗素子を有する複数のメモリセル及び参照セルを含むメモリアレイと、
   前記複数のメモリセルのうちから選択された選択セルのデータを読み出す読み出し回路と
   を具備し、
   前記読み出し回路は、
   前記選択セルに流れるセンス電流をセンス電圧に変換する第１電流電圧変換部と、
   前記参照セルに流れる参照電流を参照電圧に変換する第２電流電圧変換部と、
   前記センス電圧及び前記参照電圧とを共に所定の時間以内に定常状態へ到達させるブースター回路と、
   前記定常状態に到達した前記センス電圧と前記参照電圧の大小を比較する電圧比較部と
   を備え、
   前記第１電流電圧変換部は、
   前記選択セルの選択ビット線を所定の電圧にクランプする第１クランプトランジスタと、
   前記第１クランプトランジスタの第１ドレイン端子に接続された第１負荷トランジスタと
   を備え、
   前記第１クランプトランジスタのソース端子がデコーダを介して前記選択ビット線に接続され、
   前記第２電流電圧変換部は、
   前記参照セルの参照ビット線を所定の電圧にクランプする第２クランプトランジスタと、
   前記第２のクランプトランジスタの第２ドレイン端子に接続された第２負荷トランジスタと
   を備え、
   前記第２クランプトランジスタのソース端子が前記デコーダを介して前記参照ビット線に接続され、
   前記第１ドレイン端子及び前記第２ドレイン端子の少なくとも一方に前記ブースター回路が接続されている
   半導体記憶装置。
2. 請求項１に記載の半導体記憶装置において、
   前記第１ドレイン端子と前記第２ドレイン端子との接続を電気的に開放或いは短絡するスイッチ部を更に具備し、
   前記第２負荷トランジスタのゲート端子及びドレイン端子が前記第２ドレイン端子に接続されており、
   前記第１負荷トランジスタのゲート端子が前記第２ドレイン端子に接続され、ドレイン端子が前記第１ドレイン端子に接続されており、
   前記第１ドレイン端子と前記第２ドレイン端子は、前記電圧比較部の入力端子に接続され、
   前記第１ドレイン端子に前記センス電圧が出力され、前記第２ドレイン端子に前記参照電圧が出力される
   半導体記憶装置。
3. 請求項２に記載の半導体記憶装置において、
   前記スイッチ部は、読み出し動作開始時において短絡状態であり、センス動作開始時において開放状態であり、
   前記電圧比較部は、前記スイッチ部が開放状態になった後に動作する
   半導体記憶装置。
4. 請求項３に記載の半導体記憶装置において、
   前記ブースター回路は、前記読み出し動作開始時において、前記第１ドレイン端子及び前記第２ドレイン端子の少なくとも一方が動作点にないと判断した場合、前記第１ドレイン端子及び前記第２ドレイン端子のうちの動作点にない端子を、一時的に電源電圧及び接地電圧のうちの動作点に近づく方に接続する
   半導体記憶装置。
5. 請求項１に記載の半導体記憶装置において、
   前記第１電流電圧変換部は、
   前記センス電流に対応する電流を供給する第３トランジスタと、
   前記第３トランジスタの第３ドレイン端子に接続された第３負荷トランジスタと
   を更に備え、
   前記第２電流電圧変換部は、
   前記参照電流に対応する電流を供給する第４トランジスタと、
   前記第４トランジスタの第４ドレイン端子に接続された第４負荷トランジスタと
   を更に備え、
   前記第３ドレイン端子及び前記第４ドレイン端子は、前記電圧比較部の入力端子に接続され、
   前記第３ドレイン端子に前記センス電圧が出力され、前記第４ドレイン端子に前記参照電圧が出力される
   半導体記憶装置。
6. 請求項５に記載の半導体記憶装置において、
   前記第３ドレイン端子と前記第４ドレイン端子との接続を電気的に開放或いは短絡するスイッチ部を更に具備し、
   前記スイッチ部は、読み出し動作開始時において短絡状態であり、センス動作開始時において開放状態であり、
   前記電圧比較部は、前記スイッチ部が開放状態になった後に動作する
   半導体記憶装置。
7. 請求項６に記載の半導体記憶装置において、
   前記ブースター回路は、前記読み出し動作開始時において、前記第１ドレイン端子及び前記第２ドレイン端子の少なくとも一方が動作点にないと判断した場合、前記第１ドレイン端子及び前記第２ドレイン端子のうちの動作点にない端子を、一時的に電源電圧及び接地電圧のうちの動作点に近づく方に接続する
   半導体記憶装置。
8. 請求項５に記載の半導体記憶装置において、
   前記第３ドレイン端子が、前記第３負荷トランジスタのドレイン端子及び前記第４負荷トランジスタのゲート端子と接続されており、
   前記第４ドレイン端子とが、前記第３負荷トランジスタのゲート端子及び前記第４負荷トランジスタのドレイン端子と接続されている
   半導体記憶装置。
9. 請求項５に記載の半導体記憶装置において、
   前記第３ドレイン端子が、前記第３負荷トランジスタのドレイン端子に接続されており、
   前記第４ドレイン端子が、前記第３負荷トランジスタのゲート端子、前記第４負荷トランジスタのゲート端子、及びドレイン端子と接続されている
   半導体記憶装置。

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