JP4848102B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する交直変換器と、コイルからなり交直変換器からの直流電力が供給される直流負荷とを備えて構成される電源装置に係り、特にコイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図れるようにした電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、電源装置の一つとして、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する交直変換器と、コイルからなり交直変換器からの直流電力が供給される直流負荷とを備えて構成される電源装置が用いられてきている。
【０００３】
なお、ここでは、この種の電源装置として、医療・物理学研究等に用いられる加速器用の電磁石電源装置を例に挙げて説明する。
【０００４】
この電磁石電源装置は、高エネルギーの陽子ビームを生成するために、電磁石コイルを高精度で励磁する必要がある。
【０００５】
このため、電源装置の仕様としては、定格直流電流Ｉoに対して、電流リプルＩｒの正規化値（△Ｉｒ／Ｉo）は、１０-4〜１０-6オーダ以下、追従性△Ｉｆの正規化値（△Ｉｆ／Ｉo）は、１０-3〜１０-4オーダ以下の高精度制御が求められる。
【０００６】
図１６はこの種の従来の電源装置の構成例を示す回路図、図１７は同電源装置の動作を説明するための波形図である。
【０００７】
図１６に示すように、電源装置は、交流電源１からの交流電力を直流電力に変換する交直変換器２と、コイルからなり前記交直変換器からの直流電力が供給される直流負荷である電磁石コイル４と、交直変換器２と電磁石コイル４との間に接続されたフィルタ３とから構成されている。
【０００８】
ここで、交直変換器２は、自己消弧形素子、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎsｉsｔｏｒ）により構成され、当該ＩＧＢＴをオン／オフ制御することにより、電磁石コイル４へ直流電力（負荷電流）を供給する。
【０００９】
フィルタ３は、交直変換器２からの出力に含まれるリプルを低減するために用いられる受動型のフィルタである。
【００１０】
このフィルタ３は、一般に、リアクトル、コンデンサ、抵抗による２次のローパスフィルタで構成される。
【００１１】
電磁石コイル４は、本電源装置の直流負荷であり、コイル４ａとコイル４ａの内部抵抗４ｂとからなる。
【００１２】
このコイル４ａとしては、インダクタンス値が数十ｍＨ〜数Ｈの大きいコイルが使用される。
【００１３】
一方、電流基準発生回路１１は、電磁石コイル４を励磁する直流電流パターンを生成する。
【００１４】
この電流基準発生回路１１からの出力が、図１７に示す直流電流指令値Ｉｄ*となる。
【００１５】
この直流電流指令値Ｉｄ*と、直流電流検出器５により得られた直流電流値Ｉｄとの差をとることによって、直流電流偏差△Ｉ（△Ｉ＝Ｉｄ*−Ｉｄ）が求められる。
【００１６】
前述した直流電流リプル・追従性は、この直流電流偏差△Ｉによって定義される。
【００１７】
図１７に示すように、直流電流パターン（直流電流指令値Ｉｄ*）は、１パターンの電流波形が、４つの部分（▲１▼フラットボトム、▲２▼加速、▲３▼フラットトップ、▲４▼減速）に分けられ、このパターンの繰り返しとなる。
【００１８】
直流電流定格値（フラットトップの電流値）をＩoとした場合、直流電流リプルは、フラット部分（▲１▼フラットボトム、▲３▼フラットトップ）の直流電流偏差△Ｉに含まれる電流リプルＩｒの正規化値（△Ｉｒ／Ｉo）で表わされる。
【００１９】
また、追従性は、ランプ状の部分（▲２▼加速）の直流電流偏差△Ｉｆの正規化値（△Ｉｆ／Ｉo）で表わされる。
【００２０】
図１６において、前述の直流電流偏差△Ｉから、電流制御器１２では、直流電流の制御量が得られる。
【００２１】
この直流電流の制御量に合わせ、ゲート制御器１３を介して、交直変換器２内のＩＧＢＴにオン／オフ制御信号が与えられる。
【００２２】
以上に述べたように、電磁石電源装置は、電流リプル１０-4〜１０-6オーダ以下、追従性１０-3〜１０-4オーダ以下の高精度制御が求められることから、交直変換器２における高速なスイッチング制御や、リプル低減のためフィルタ３の設置が必要となる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の電源装置では、交直変換器２に高速なスイッチング制御を求めると、主電流を高速にスイッチングするため、スイッチング損失の増加が課題となる。
【００２４】
そこで、スイッチング周波数に制限を設けた場合には、交直変換器２を多重化して、見かけ上の高速なスイッチングを可能とする方法はあるが、電源装置の大型化が課題となる。
【００２５】
一方、主回路のフィルタ３に、直流電流リプルの低減を委ねた場合には、フィルタ３の時定数が大きくなり、パターン運転における追従性が損なわれることになる。
【００２６】
本発明の目的は、コイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図ることが可能な電源装置を提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するための電源装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する交直変換器と、コイルからなり前記交直変換器からの直流電力が供給される直流負荷と、前記直流負荷と並列に接続されたスイッチを含む可変インピーダンス要素と、前記可変インピーダンス要素を所望のインピーダンス値とする指令値を与える指令値発生手段と、前記可変インピーダンス要素のインピーダンス値を、前記指令値発生手段からの指令値となるように前記スイッチを制御する制御手段とを備えている。
【００２８】
従って、本発明の電源装置においては、以上のような手段を講じることにより、直流負荷のインピーダンスと可変インピーダンス要素のインピーダンスによる分流比を利用し、想定された直流電流リプル量や電流偏差量を指令値として、可変インピーダンス要素のインピーダンス値を調整し、直流負荷よりも可変インピーダンス要素に直流電流リプル分や直流電流偏差分を多く分流することにより、直流負荷に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることができる。
また、可変インピーダンス要素には、直流負荷に流す主電流と比較して少量の直流電流リプル分や電流偏差分を補償する電流を流せばよい。
このため、主電流を補償する装置と比較して、スイッチング損失の低減を図ることができる。
さらに、主電源である交直変換器を高速にスイッチング制御する必要がなくなり、交直変換器の損失が低減できるだけでなく、交直変換器の冷却機器も小型化することができる。
このため、スイッチング損失の低減や装置の小型化を図ることができる。
一方、可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子とスイッチとを並列接続して、インピーダンス素子に流れる電流をオン／オフするスイッチの導通期間で調整することにより、見かけ上（平均値で）可変インピーダンス要素として動作させて、より大きなリプル電流を吸収することが可能となる。
このため、より一層の直流負荷に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることができる。
また、可変インピーダンス要素を構成するスイッチやインピーダンス素子には、主電流と比較して少量の直流電流リプル分や電流偏差分を補償する電流を流せばよい。
このため、スイッチング損失の低減や装置の小型化を図ることができる。
さらに、スイッチで構成が可能であるため、汎用性が高く、例えば高耐圧スイッチであるＩＥＧＴの使用による高電圧化やＰＷＭによるゲート制御回路を簡素に実現することができる。
【００５３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００５４】
（第１の実施の形態）
図１は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す回路図であり、図１６と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００５５】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１に示すように、前記図１６におけるフィルタ３を省略し、これに代えて新たに、直流負荷である電磁石コイル４と並列に、可変インピーダンス要素である可変抵抗器６を接続している。
【００５６】
さらに、新たに、指令値発生手段である補償電流基準発生回路１１'、および制御手段であるゲート制御器１３’を備えた構成としている。
【００５７】
なお、交直変換器２の制御回路部分は、前記図１６における電流基準発生回路１１、電流制御器１２、およびゲート制御器１３と同一であるので、ここではその図示を省略している。
【００５８】
可変抵抗器６は、本例では、トランジスタ６ａで構成しており、このトランジスタ６ａは、そのゲート電圧がアナログ的に連続制御され、能動領域（線形領域）での動作特性を利用して、可変抵抗として用いられる。
【００５９】
補償電流基準発生回路１１'は、可変インピーダンス要素を所望のインピーダンス値とする指令値、すなわちトランジスタ６ａを所望の抵抗値とする指令値を発生する。
【００６０】
ゲート制御器１３’は、可変インピーダンス要素のインピーダンス値、すなわち可変抵抗器６の抵抗値（トランジスタ６ａの抵抗値）を、補償電流基準発生回路１１'からの指令値となるように制御する。
【００６１】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【００６２】
図１において、補償電流基準発生回路１１'では、トランジスタ６ａを所望の抵抗値とする指令値を発生する。
【００６３】
ゲート制御器１３では、補償電流基準発生回路１１'からの指令値となるように、トランジスタ６ａのベース電流を制御して、トランジスタ６ａの抵抗値を可変する。
【００６４】
交直変換器２からの直流電流出力は、電磁石コイル４のインピーダンスとトランジスタ６ａのインピーダンス（抵抗値）との比により分流される。
【００６５】
この結果、電磁石コイル４に所望の電流が流れ、不要な電流をトランジスタ６ａに流すことが可能となる。
【００６６】
図２は、図１における動作原理を説明するための等価回路図である。
【００６７】
図２において、交流電源１と交直変換装置２の等価回路は、直流電流分を流す電流源とリプル電流を発生するノイズ源とで表わすことができる。
【００６８】
電流源は、直流負荷である電磁石コイル４への所望の直流電流Ｉoと、制御誤差や検出誤差に起因する直流電流偏差分△Ｉoを流す。
【００６９】
ノイズ源は、交直変換器２のスイッチング動作や回路不平衡等に起因するリプル電流Ｉｒｉｐを発生する。
【００７０】
直流負荷（Ｌ、ｒ）である電磁石コイル４の電流をＩｄとした場合、Ｉｄは、可変抵抗Ｒとの分流比から、下記の（１）式に示すようになる。
【００７１】
【数１】
【００７２】
ここで、ω＝２πｆ（ｆ:周波数）
上記（１）式にて、直流電流分（ｆ＝０Ｈｚ）とリプル電流（ｆ＞０Ｈｚ）とを分離すると、下記の（２）式に示すようになる。
【００７３】
【数２】
【００７４】
上記）（２）式において、リプル電流に着目すると、直流負荷の電流Ｉｄ（ｆ）は、下記の（３）式で表わすことができる。
【００７５】
ここで、ｒは、コイルの内部インピーダンスであることから、ωＬ>>ｒとする。
【００７６】
【数３】
【００７７】
例えば、周波数５０Ｈｚ成分のリプル電流について、直流負荷（Ｌ、ｒ）である電磁石コイル４と可変抵抗器６の分流比を１：１０と設定した場合、可変抵抗器６の値Ｒは、Ｒ＝２π×５０Ｈｚ×Ｌ／１０となる。
【００７８】
この値を上記（３）式に当てはめると、下記の（４）式に示すようになる。
【００７９】
【数４】
【００８０】
上記（４）式より、直流負荷である電磁石コイル４に流れる各周波数成分のリプル電流の割合は、下記の表１に示すような結果となり、リプル電流の低減効果を確認することができる。
【００８１】
【表１】
【００８２】
一方、上記（２）式において、直流電流分に着目すると、直流負荷である電磁石コイル４の電流Ｉｄoは、下記の（５）式で表わすことができる。
【００８３】
【数５】
【００８４】
ここで、上記（５）式を変形して、可変抵抗器６の値Ｒを△Ｉo／Ｉo＝ｒ／Ｒ、すなわち、Ｒ＝ｒ／（△Ｉo／Ｉo）に設定すれば、下記の（６）式に示すように、直流電流偏差分△Ｉoを取り去り、直流負荷である電磁石コイル４の電流Ｉｄoは、所望の直流電流Ｉoとすることが可能となる。
【００８５】
【数６】
ただし、△Ｉo＞０とする。
【００８６】
以上により、直流電流に含まれるリプル電流分や直流電流偏差分を、直流負荷である電磁石コイル４から可変抵抗器６に分流し、直流負荷である電磁石コイル４に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることができる。
【００８７】
また、可変抵抗器６には、直流負荷である電磁石コイル４に流す主電流と比較して、少量の直流電流リプル分や直流電流偏差分を補償する電流を流せばよいため、主電流を補償する装置と比較して、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【００８８】
さらに、主電源である交直変換器２を高速にスイッチング制御がする必要がなくなり、交直変換器２のスイッチング損失が低減できるだけでなく、交直変換器２の冷却機器も小型化できるため、損失の低減や装置の小型化を図ることができる。
【００８９】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、コイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図ることが可能となる。
【００９０】
（第２の実施の形態）
図３は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００９１】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図３に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素である可変抵抗器６を、ＩＥＧＴスイッチ６ａ'と抵抗器６ｂとを直列接続して構成している。
【００９２】
ＩＥＧＴスイッチ６ａ'は、オン（導通）／オフ（開放）するスイッチである。
【００９３】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【００９４】
図３において、ＩＥＧＴスイッチ６ａ'をオンした場合、可変抵抗器６は、抵抗器６ｂの抵抗値となる。
【００９５】
一方、ＩＥＧＴスイッチ６ａ'をオフした場合、可変抵抗器６は、抵抗器６ｂが開放されて、抵抗値は無限大の状態を得ることができる。
【００９６】
ゲート制御器１３’では、補償電流基準発生回路１１'からの指令値により、例えばＰＷＭ（パルス幅変調）により、ＩＥＧＴスイッチ６ａ'の導通期間（Ｔｏｎ）を制御して、抵抗器６ｂの抵抗値を最小値とした可変抵抗器６を得ることができる。
【００９７】
以上により、オン／オフするＩＥＧＴスイッチ６ａ'により、可変抵抗器６を実現し、直流負荷である電磁石コイル４に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることができる。
【００９８】
また、可変抵抗器６を構成するＩＥＧＴスイッチ６ａ'や抵抗器６ｂには、主電流と比較して少量の電流を流せばよいため、スイッチング損失の低減や装置の小型化を図ることができる。
【００９９】
さらに、スイッチで構成が可能であるため、汎用性が高く、例えば高耐圧スイッチであるＩＥＧＴの使用による高電圧化やＰＷＭによるゲート制御器１３’を簡素に実現することができる。
【０１００】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、コイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図ることが可能となる。
【０１０１】
また、汎用性が高く、例えば高耐圧スイッチであるＩＥＧＴの使用による高電圧化やＰＷＭによるゲート制御器１３を簡素に実現することが可能となる。
【０１０２】
（第３の実施の形態）
図４は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す回路図であり、図３と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０３】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図４に示すように、前記図３における交直変換器２と可変インピーダンス要素である可変抵抗器６との間に、受動型のフィルタ３を接続した構成としている。
【０１０４】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置においては、フィルタ３は、外形、コストの点から、フィルタ３の時定数が大きくならないように設定され、比較的高い次数の周波数成分にある電流リプルを低減する。
【０１０５】
一方、可変抵抗器６は、フィルタ３で低減できない比較的低い次数の周波数の電流リプルを低減するように、抵抗値を設定する。
【０１０６】
以上により、低減対象とする電流リプルの周波数領域を可変抵抗器６とフィルタ３とで分担することにより、可変抵抗器６は、低減対象とする電流リプルの周波数領域が絞られる。
このため、抵抗値（インピーダンス）の設定が容易となり、直流負荷に流れる直流電流のリプル低減の向上を図ることができる。
【０１０７】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、コイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、より一層直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図ることが可能となる。
【０１０８】
（第４の実施の形態）
図５は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０９】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図５に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとを並列接続して構成している。
【０１１０】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１１１】
なお、図１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１１２】
図５において、スイッチ７ａがオン状態の時の等価インピーダンスは０、スイッチ７ａがオフ状態の時の等価インピーダンスは、インピーダンス素子７ｂのインピーダンス値Ｚ0となる。
【０１１３】
すなわち、等価インピーダンスを０とＺ0の間で制御することができる。
【０１１４】
従って、小さな等価インピーダンスを実現することができるため、より大きなリプル電流を吸収することができる。
【０１１５】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、より大きなリプル電流を吸収することができ、より一層の直流負荷である電磁石コイル４に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることが可能となる。
【０１１６】
（第５の実施の形態）
図６は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１１７】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図６に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとを並列接続し、かつ当該並列回路を複数ｎ個（本例では、ｎ＝４個）直列接続して構成している。
【０１１８】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１１９】
なお、図５と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１２０】
図６において、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとの並列回路を４個直列接続した場合には、等価インピーダンスを０と４Ｚ0の間で制御することができるため、より滑らかにインピーダンスを制御することが可能となり、前記第４の実施の形態の場合に比較して、より一層リプル電流の吸収効果を高めることができる。
【０１２１】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、さらにより大きなリプル電流を吸収することができ、さらにより一層の直流負荷である電磁石コイル４に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることが可能となる。
【０１２２】
（第６の実施の形態）
図７は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１２３】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図７に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとを並列接続し、かつ当該並列回路を複数ｎ個（本例では、ｎ＝４個）直列接続して構成し、さらに当該４個の並列回路を任意にグループ分けし、当該各グループ毎にインピーダンス素子７ｂの値をＺ1，Ｚ2，Ｚ3，Ｚ4というように、互いに異ならせた（重みを付けた）構成としている。
【０１２４】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１２５】
なお、図６と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１２６】
図７において、スイッチ７ａの投入個数により、等価インピーダンスは、０からＺ1＋Ｚ2＋……＋Ｚnの間（本例では、０からＺ1＋Ｚ2＋Ｚ3＋Ｚ4の間）で変化する。
【０１２７】
インピーダンス素子７ｂの値に重みを付けがない場合、スイッチ７ａの投入個数の変化に対する等価インピーダンスの変化率は、図８（ａ）の破線で示すように一定である。
【０１２８】
これに対して、インピーダンス素子７ｂの値に重みを付けると、等価インピーダンスの変化率を、例えばスイッチ７ａの投入個数がｎ／２（本例では、４／２＝２）付近では小さく、スイッチ７ａの投入個数が１もしくはｎ（本例では２）付近では大きく、それぞれ変化するようにすることができる。
【０１２９】
すなわち、スイッチ７ａの投入個数は、除去対象となるリプルの大きさに深い関係がある。
【０１３０】
具体的には、リプルが小さい時は、スイッチ７ａの投入個数がｎ／２（本例では、４／２＝２）付近であり、リプルが大きくなると、スイッチ７ａは全閉、もしくは全開に近くなる。
【０１３１】
以上により、リプルが大きい時には、等価インピーダンスの変化率を大きくしてリプルの除去効果を高め、リプルが小さい時には、等価インピーダンスを木目細かく制御してリプルを小さくすることができる。
【０１３２】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、リプルが大きい時にはリプルの除去効果を高め、リプルが小さい時にはリプルを小さくすることが可能となる。
【０１３３】
（第７の実施の形態）
図９は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１３４】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図７に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとを直列接続し、かつ当該直列回路を複数ｎ個（本例では、ｎ＝４個）並列接続して構成し、さらに当該４個の直列回路を任意にグループ分けし、当該各グループ毎にインピーダンス素子７ｂの値をＺ1，Ｚ2，Ｚ3，Ｚ4というように、互いに異ならせた（重みを付けた）構成としている。
【０１３５】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１３６】
なお、図１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１３７】
図９において、スイッチ７ａの投入個数により、等価インピーダンスは、無限大から１／（１／Ｚ1＋１／Ｚ2＋……＋１／Ｚn）の間（本例では、無限大から１／（１／Ｚ1＋１／Ｚ2＋１／Ｚ3＋１／Ｚ4）の間）で変化する。
【０１３８】
インピーダンス素子７ｂの値に重みを付けがない場合、スイッチ７ａの投入個数の変化に対する等価インピーダンスの変化率は、図８（ｂ）の破線で示すようにｎに反比例して変化する。
【０１３９】
これに対して、インピーダンス素子７ｂの値に重みを付けると、等価インピーダンスの変化率を、例えばスイッチ７ａの投入個数がｎ／２（本例では、４／２＝２）付近では小さく、スイッチ７ａの投入個数が１もしくはｎ（本例では２）付近では大きく、それぞれ変化するようにすることができる。
【０１４０】
すなわち、スイッチ７ａの投入個数は、除去対象となるリプルの大きさに深い関係がある。
【０１４１】
具体的には、リプルが小さい時は、スイッチ７ａの投入個数がｎ／２（本例では、４／２＝２）付近であり、リプルが大きくなると、スイッチ７ａは全閉、もしくは全開に近くなる。
【０１４２】
以上により、リプルが大きい時には、等価インピーダンスの変化率を大きくしてリプルの除去効果を高め、リプルが小さい時には、等価インピーダンスを木目細かく制御してリプルを小さくすることができる。
【０１４３】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、リプルが大きい時にはリプルの除去効果を高め、リプルが小さい時にはリプルを小さくすることが可能となる。
【０１４４】
（第８の実施の形態）
図１０は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１４５】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１０に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオンとなるような第１のスイッチ８ａおよび第２のスイッチ８ｂを互いに逆方向に直列接続し、さらに当該直列回路にインピーダンス素子７ｂを直列接続して構成している。
【０１４６】
ここで、第１のスイッチ８ａおよび第２のスイッチ８ｂとしては、例えばフリーホイールダイオードを内蔵したＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等を用いることが好ましい。
【０１４７】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１４８】
なお、図１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１４９】
一般的に、半導体スイッチは、順、逆の電圧に対して、いずれか片側しかスイッチング特性を有しない。
【０１５０】
しかしながら、電磁石電源装置においては、コイルの逆起電力によって順、逆両方の電圧が発生し、いずれの電圧に対しても等価インピーダンスを自由に制御可能であることが望ましい。
【０１５１】
この点、本実施の形態では、図１０において、順電圧が印加された時には、第１のスイッチ８ａは常にオンとなり、第２のスイッチ８ｂはゲート制御によりオン、オフ制御が可能になる。
【０１５２】
また、逆電圧が印加された時には、第２のスイッチ８ｂは常にオンとなり、第１のスイッチ８ａはゲート制御によりオン、オフ制御が可能になる。
【０１５３】
したがって、スイッチ全体としては、順電圧に対しても、逆電圧に対しても、等価インピーダンスを制御することができるようになる。
【０１５４】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、インピーダンス要素全体として、順電圧に対しても逆電圧に対しても等価インピーダンスを制御することができるため、電流を減少させる方向についてもリプルを除去することが可能となる。
【０１５５】
（第９の実施の形態）
図１１は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１５６】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１１に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオフとなるような第１のスイッチ９ａおよび第２のスイッチ９ｂを互いに逆方向に並列接続し、さらに当該並列回路にインピーダンス素子７ｂを直列接続して構成している。
【０１５７】
ここで、第１のスイッチ９ａおよび第２のスイッチ９ｂとしては、例えば逆耐圧を有するＧＴＯサイリスタや、逆阻止ダイオードを直列接続したＩＧＢＴ等を用いることが好ましい。
【０１５８】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１５９】
なお、図１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１６０】
前述したように、一般的に、半導体スイッチは、順、逆の電圧に対して、いずれか片側しかスイッチング特性を有しない。
【０１６１】
しかしながら、電磁石電源装置においては、コイルの逆起電力によって順、逆両方の電圧が発生し、いずれの電圧に対しても等価インピーダンスを自由に制御可能であることが望ましい。
【０１６２】
この点、本実施の形態では、図１１において、順電圧が印加された時には、第２のスイッチ９ｂは常にオフとなり、第１のスイッチ９ａはゲート制御によりオン、オフ制御が可能になる。
【０１６３】
また、逆電圧が印加された時には、第１のスイッチ９ａは常にオフとなり、第２のスイッチ９ｂはゲート制御によりオン、オフ制御が可能になる。
【０１６４】
したがって、スイッチ全体としては、順電圧に対しても、逆電圧に対しても、等価インピーダンスを制御することができるようになる。
【０１６５】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、インピーダンス要素全体として、順電圧に対しても逆電圧に対しても等価インピーダンスを制御することができるため、電流を減少させる方向についてもリプルを除去することが可能となる。
【０１６６】
（第１０の実施の形態）
図１２は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１６７】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１２に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオフとなるような第１のスイッチ９ａと第１のインピーダンス素子７ｂとを直列接続してなる直流回路と、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオフとなるような第２のスイッチ９ｂと第２のインピーダンス素子９ｂとを直列接続してなる直流回路とを互いに逆方向に並列接続して構成し、さらに当該第１のスイッチ９ａおよび第１のインピーダンス素子７ｂの値と、第２のスイッチ９ｂおよび第２のインピーダンス素子７ｂの値とを、通電方向に応じて互いに異ならせた構成としている。
【０１６８】
ここで、第１のスイッチ９ａおよび第２のスイッチ９ｂとしては、例えば逆耐圧を有するＧＴＯサイリスタや、逆素子ダイオードを直列接続したＩＧＢＴ等を用いることが好ましい。
【０１６９】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１７０】
なお、図１１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１７１】
図１２において、電磁石コイル４への通電電流は一方向であり、発生電圧も順電圧の方が大きい。
【０１７２】
したがって、第１のスイッチ９ａおよび第２のスイッチ９ｂに流すべき電流も、順、逆非対称である。
【０１７３】
この点、本実施の形態では、順電流を流す第１のスイッチ９ａおよび第１のインピーダンス素子７ｂと、逆電流を流す第２のスイッチ９ｂおよび第２のインピーダンス素子７ｂとを分けていることにより、それぞれに最適な性能を発揮することができる。
【０１７４】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、順電流を通電するスイッチおよびインピーダンス素子と、逆電流を通電するスイッチおよびインピーダンス素子とを分けて、それぞれに最適な性能を発揮させることが可能となる。
【０１７５】
（第１１の実施の形態）
図１３は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１７６】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１３に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、複数ｎ個（本例では、ｎ＝３個）のスイッチ７ａを直列接続して多直列化し、さらに当該直列回路にインピーダンス素子７ｂを直列接続して構成している。
【０１７７】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１７８】
なお、図１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１７９】
図１３において、高電圧時にスイッチ７ａを多直列化することにより、より高電圧時においても使用可能とすることができる。
【０１８０】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、より高電圧時においても使用することが可能となる。
【０１８１】
（第１２の実施の形態）
図１４は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１８２】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１４に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとを直列接続し、かつ当該直列回路を複数ｎ個直列接続して構成し、さらに当該複数個の直列回路のそれぞれに、抵抗１０ａおよびコンデンサ１０ｂからなる第１の受動型のフィルタ、または抵抗１０ａ、リアクトル１０ｃおよびコンデンサ１０ｂからなる第２の受動型のフィルタの少なくとも一方の受動型のフィルタ（本例では、両方の受動型のフィルタ）を並列接続して構成している。
【０１８３】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１８４】
なお、図６と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１８５】
図１４において、本実施の形態では、前述した第５の実施の形態の場合と同様の作用を奏することができる。
【０１８６】
また、個々の直列回路と並列に受動型フィルタが接続されることになるため、スイッチの特性のばらつきに起因する過渡過電圧を抑制して、可変インピーダンス要素の過電圧破壊を防止することができる。
【０１８７】
また、これと同時に、可変インピーダンス要素全体に対しても受動型フィルタが接続されることになるため、直流電源としてのフィルタ効果も持たせることができる。
【０１８８】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、可変インピーダンス要素の過電圧破壊を防止することができると共に、直流電源としてのフィルタ効果も持たせることが可能となる。
【０１８９】
（第１３の実施の形態）
図１５は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図５乃至図１４と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１９０】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、前述した第４乃至第１２の実施の形態のいずれかの実施の形態の電源装置において、図１５に示すように、前記図５乃至図１４における可変インピーダンス要素を構成するスイッチを半導体素子７ａ’で構成し、当該半導体素子７ａ’のゲート電圧をアナログ的に連続制御し、半導体素子７ａ’の能動領域（オンとオフの中間領域）での動作特性を利用して、可変インピーダンス要素を可変インピーダンスとして用いるようにしている。
【０１９１】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１９２】
なお、図５乃至図１４と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１９３】
図１５において、等価インピーダンスは、０とインピーダンス素子のインピーダンス値Ｚ0との間で連続的に変化するため、より滑らかにインピーダンスを制御することができる。
【０１９４】
これにより、前述した第４乃至第１２の実施の形態の場合に比較して、より一層リプル電流の吸収効果を高めることができる。
【０１９５】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、より一層リプル電流の吸収効果を高めることが可能となる。
【０１９６】
（その他の実施の形態）
尚、本発明は、上記各実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施することが可能である。
（ａ）前記第２および第３の実施の形態においては、可変抵抗器６内のスイッチにつき、１アームを１直列で構成した場合の例について示したが、本発明では、スイッチの直列数は限定されることはなく、スイッチを複数個接続して１アームを構成する場合についても、本発明を同様に実施して前述の場合と同様の作用効果を得ることができる。
【０１９７】
（ｂ）前記第３の実施の形態においては、２次のローパスフィルタを用いた場合の例について示したが、本発明ではこれに限定されることはなく、ノッチフィルタを使用する場合についても、本発明を同様に実施して前述の場合と同様の作用効果を得ることができる。
【０１９８】
（ｃ）本発明では、前記第３の実施の形態を前記第２の実施の形態に適用して構成した場合の例について示したが、本発明ではこれに限定されることはなく、前記第３の実施の形態を前記第４乃至第１３の実施の形態のいずれかの実施の形態に適用することも可能であり、この場合にも前述の場合と同様の作用効果を得ることができる。
【０１９９】
また、各実施の形態は可能な限り適宜組合わせて実施してもよく、その場合には組合わせた作用効果を得ることができる。
さらに、上記各実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより、種々の発明を抽出することができる。
例えば、実施の形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題（の少なくとも一つ）が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果（の少なくとも一つ）が得られる場合には、この構成要件が削除された構成を発明として抽出することができる。
【０２００】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電源装置によれば、直流電流に含まれる電流リプル分や直流電流偏差分を主電流より分流して補償するようにしているので、コイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図ることが可能となる。
【０２０１】
さらに、スイッチで構成が可能であるので、汎用性が高く、例えば高耐圧スイッチであるＩＥＧＴの使用による高電圧化やＰＷＭによる制御手段を簡素に実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源装置の第１の実施の形態を示す回路図。
【図２】同第１の実施の形態の電源装置における作用を説明するための等価回路図。
【図３】本発明による電源装置の第２の実施の形態を示す回路図。
【図４】本発明による電源装置の第３の実施の形態を示す回路図。
【図５】本発明による電源装置の第４の実施の形態を示す要部回路図。
【図６】本発明による電源装置の第５の実施の形態を示す要部回路図。
【図７】本発明による電源装置の第６の実施の形態を示す要部回路図。
【図８】同第６および第７の実施の形態の電源装置における作用を説明するための特性図。
【図９】本発明による電源装置の第７の実施の形態を示す要部回路図。
【図１０】本発明による電源装置の第８の実施の形態を示す要部回路図。
【図１１】本発明による電源装置の第９の実施の形態を示す要部回路図。
【図１２】本発明による電源装置の第１０の実施の形態を示す要部回路図。
【図１３】本発明による電源装置の第１１の実施の形態を示す要部回路図。
【図１４】本発明による電源装置の第１２の実施の形態を示す要部回路図。
【図１５】本発明による電源装置の第１３の実施の形態を示す要部回路図。
【図１６】従来の電源装置の構成例を示す回路図。
【図１７】従来の電源装置における作用を説明するための波形図。
【符号の説明】
１…交流電源
２…交直変換器
３…受動型のフィルタ
４…電磁石コイル
４ａ…コイル
４ｂ…内部抵抗
６…可変抵抗器
６ａ…トランジスタ
６ａ'…ＩＥＧＴスイッチ
６ｂ…抵抗器
７ａ…スイッチ
７ａ’…半導体素子
７ｂ…インピーダンス素子
８ａ…第１のスイッチ
８ｂ…第２のスイッチ
９ａ…第１のスイッチ
９ｂ…第２のスイッチ
１０ａ…抵抗
１０ｂ…コンデンサ
１０ｃ…リアクトル
１１…電流基準発生回路
１１'…補償電流基準発生回路
１２…電流制御器
１３…ゲート制御器
１３’…ゲート制御器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する交直変換器と、コイルからなり交直変換器からの直流電力が供給される直流負荷とを備えて構成される電源装置に係り、特にコイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図れるようにした電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、電源装置の一つとして、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する交直変換器と、コイルからなり交直変換器からの直流電力が供給される直流負荷とを備えて構成される電源装置が用いられてきている。
【０００３】
なお、ここでは、この種の電源装置として、医療・物理学研究等に用いられる加速器用の電磁石電源装置を例に挙げて説明する。
【０００４】
この電磁石電源装置は、高エネルギーの陽子ビームを生成するために、電磁石コイルを高精度で励磁する必要がある。
【０００５】
このため、電源装置の仕様としては、定格直流電流Ｉoに対して、電流リプルＩｒの正規化値（△Ｉｒ／Ｉo）は、１０-4〜１０-6オーダ以下、追従性△Ｉｆの正規化値（△Ｉｆ／Ｉo）は、１０-3〜１０-4オーダ以下の高精度制御が求められる。
【０００６】
図１６はこの種の従来の電源装置の構成例を示す回路図、図１７は同電源装置の動作を説明するための波形図である。
【０００７】
図１６に示すように、電源装置は、交流電源１からの交流電力を直流電力に変換する交直変換器２と、コイルからなり前記交直変換器からの直流電力が供給される直流負荷である電磁石コイル４と、交直変換器２と電磁石コイル４との間に接続されたフィルタ３とから構成されている。
【０００８】
ここで、交直変換器２は、自己消弧形素子、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎsｉsｔｏｒ）により構成され、当該ＩＧＢＴをオン／オフ制御することにより、電磁石コイル４へ直流電力（負荷電流）を供給する。
【０００９】
フィルタ３は、交直変換器２からの出力に含まれるリプルを低減するために用いられる受動型のフィルタである。
【００１０】
このフィルタ３は、一般に、リアクトル、コンデンサ、抵抗による２次のローパスフィルタで構成される。
【００１１】
電磁石コイル４は、本電源装置の直流負荷であり、コイル４ａとコイル４ａの内部抵抗４ｂとからなる。
【００１２】
このコイル４ａとしては、インダクタンス値が数十ｍＨ〜数Ｈの大きいコイルが使用される。
【００１３】
一方、電流基準発生回路１１は、電磁石コイル４を励磁する直流電流パターンを生成する。
【００１４】
この電流基準発生回路１１からの出力が、図１７に示す直流電流指令値Ｉｄ*となる。
【００１５】
この直流電流指令値Ｉｄ*と、直流電流検出器５により得られた直流電流値Ｉｄとの差をとることによって、直流電流偏差△Ｉ（△Ｉ＝Ｉｄ*−Ｉｄ）が求められる。
【００１６】
前述した直流電流リプル・追従性は、この直流電流偏差△Ｉによって定義される。
【００１７】
図１７に示すように、直流電流パターン（直流電流指令値Ｉｄ*）は、１パターンの電流波形が、４つの部分（▲１▼フラットボトム、▲２▼加速、▲３▼フラットトップ、▲４▼減速）に分けられ、このパターンの繰り返しとなる。
【００１８】
直流電流定格値（フラットトップの電流値）をＩoとした場合、直流電流リプルは、フラット部分（▲１▼フラットボトム、▲３▼フラットトップ）の直流電流偏差△Ｉに含まれる電流リプルＩｒの正規化値（△Ｉｒ／Ｉo）で表わされる。
【００１９】
また、追従性は、ランプ状の部分（▲２▼加速）の直流電流偏差△Ｉｆの正規化値（△Ｉｆ／Ｉo）で表わされる。
【００２０】
図１６において、前述の直流電流偏差△Ｉから、電流制御器１２では、直流電流の制御量が得られる。
【００２１】
この直流電流の制御量に合わせ、ゲート制御器１３を介して、交直変換器２内のＩＧＢＴにオン／オフ制御信号が与えられる。
【００２２】
以上に述べたように、電磁石電源装置は、電流リプル１０-4〜１０-6オーダ以下、追従性１０-3〜１０-4オーダ以下の高精度制御が求められることから、交直変換器２における高速なスイッチング制御や、リプル低減のためフィルタ３の設置が必要となる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の電源装置では、交直変換器２に高速なスイッチング制御を求めると、主電流を高速にスイッチングするため、スイッチング損失の増加が課題となる。
【００２４】
そこで、スイッチング周波数に制限を設けた場合には、交直変換器２を多重化して、見かけ上の高速なスイッチングを可能とする方法はあるが、電源装置の大型化が課題となる。
【００２５】
一方、主回路のフィルタ３に、直流電流リプルの低減を委ねた場合には、フィルタ３の時定数が大きくなり、パターン運転における追従性が損なわれることになる。
【００２６】
本発明の目的は、コイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図ることが可能な電源装置を提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するための電源装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する交直変換器と、コイルからなり前記交直変換器からの直流電力が供給される直流負荷と、前記直流負荷と並列に接続されたスイッチを含む可変インピーダンス要素と、前記可変インピーダンス要素を所望のインピーダンス値とする指令値を与える指令値発生手段と、前記可変インピーダンス要素のインピーダンス値を、前記指令値発生手段からの指令値となるように前記スイッチを制御する制御手段とを備えている。
【００２８】
従って、本発明の電源装置においては、以上のような手段を講じることにより、直流負荷のインピーダンスと可変インピーダンス要素のインピーダンスによる分流比を利用し、想定された直流電流リプル量や電流偏差量を指令値として、可変インピーダンス要素のインピーダンス値を調整し、直流負荷よりも可変インピーダンス要素に直流電流リプル分や直流電流偏差分を多く分流することにより、直流負荷に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることができる。
また、可変インピーダンス要素には、直流負荷に流す主電流と比較して少量の直流電流リプル分や電流偏差分を補償する電流を流せばよい。
このため、主電流を補償する装置と比較して、スイッチング損失の低減を図ることができる。
さらに、主電源である交直変換器を高速にスイッチング制御する必要がなくなり、交直変換器の損失が低減できるだけでなく、交直変換器の冷却機器も小型化することができる。
このため、スイッチング損失の低減や装置の小型化を図ることができる。
一方、可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子とスイッチとを並列接続して、インピーダンス素子に流れる電流をオン／オフするスイッチの導通期間で調整することにより、見かけ上（平均値で）可変インピーダンス要素として動作させて、より大きなリプル電流を吸収することが可能となる。
このため、より一層の直流負荷に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることができる。
また、可変インピーダンス要素を構成するスイッチやインピーダンス素子には、主電流と比較して少量の直流電流リプル分や電流偏差分を補償する電流を流せばよい。
このため、スイッチング損失の低減や装置の小型化を図ることができる。
さらに、スイッチで構成が可能であるため、汎用性が高く、例えば高耐圧スイッチであるＩＥＧＴの使用による高電圧化やＰＷＭによるゲート制御回路を簡素に実現することができる。
【００５３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００５４】
（第１の実施の形態）
図１は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す回路図であり、図１６と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００５５】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１に示すように、前記図１６におけるフィルタ３を省略し、これに代えて新たに、直流負荷である電磁石コイル４と並列に、可変インピーダンス要素である可変抵抗器６を接続している。
【００５６】
さらに、新たに、指令値発生手段である補償電流基準発生回路１１'、および制御手段であるゲート制御器１３’を備えた構成としている。
【００５７】
なお、交直変換器２の制御回路部分は、前記図１６における電流基準発生回路１１、電流制御器１２、およびゲート制御器１３と同一であるので、ここではその図示を省略している。
【００５８】
可変抵抗器６は、本例では、トランジスタ６ａで構成しており、このトランジスタ６ａは、そのゲート電圧がアナログ的に連続制御され、能動領域（線形領域）での動作特性を利用して、可変抵抗として用いられる。
【００５９】
補償電流基準発生回路１１'は、可変インピーダンス要素を所望のインピーダンス値とする指令値、すなわちトランジスタ６ａを所望の抵抗値とする指令値を発生する。
【００６０】
ゲート制御器１３’は、可変インピーダンス要素のインピーダンス値、すなわち可変抵抗器６の抵抗値（トランジスタ６ａの抵抗値）を、補償電流基準発生回路１１'からの指令値となるように制御する。
【００６１】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【００６２】
図１において、補償電流基準発生回路１１'では、トランジスタ６ａを所望の抵抗値とする指令値を発生する。
【００６３】
ゲート制御器１３では、補償電流基準発生回路１１'からの指令値となるように、トランジスタ６ａのベース電流を制御して、トランジスタ６ａの抵抗値を可変する。
【００６４】
交直変換器２からの直流電流出力は、電磁石コイル４のインピーダンスとトランジスタ６ａのインピーダンス（抵抗値）との比により分流される。
【００６５】
この結果、電磁石コイル４に所望の電流が流れ、不要な電流をトランジスタ６ａに流すことが可能となる。
【００６６】
図２は、図１における動作原理を説明するための等価回路図である。
【００６７】
図２において、交流電源１と交直変換装置２の等価回路は、直流電流分を流す電流源とリプル電流を発生するノイズ源とで表わすことができる。
【００６８】
電流源は、直流負荷である電磁石コイル４への所望の直流電流Ｉoと、制御誤差や検出誤差に起因する直流電流偏差分△Ｉoを流す。
【００６９】
ノイズ源は、交直変換器２のスイッチング動作や回路不平衡等に起因するリプル電流Ｉｒｉｐを発生する。
【００７０】
直流負荷（Ｌ、ｒ）である電磁石コイル４の電流をＩｄとした場合、Ｉｄは、可変抵抗Ｒとの分流比から、下記の（１）式に示すようになる。
【００７１】
【数１】
ここで、ω＝２πｆ（ｆ:周波数）
上記（１）式にて、直流電流分（ｆ＝０Ｈｚ）とリプル電流（ｆ＞０Ｈｚ）とを分離すると、下記の（２）式に示すようになる。
【００７３】
【数２】
上記）（２）式において、リプル電流に着目すると、直流負荷の電流Ｉｄ（ｆ）は、下記の（３）式で表わすことができる。
【００７５】
ここで、ｒは、コイルの内部インピーダンスであることから、ωＬ>>ｒとする。
【００７６】
【数３】
例えば、周波数５０Ｈｚ成分のリプル電流について、直流負荷（Ｌ、ｒ）である電磁石コイル４と可変抵抗器６の分流比を１：１０と設定した場合、可変抵抗器６の値Ｒは、Ｒ＝２π×５０Ｈｚ×Ｌ／１０となる。
【００７８】
この値を上記（３）式に当てはめると、下記の（４）式に示すようになる。
【００７９】
【数４】
上記（４）式より、直流負荷である電磁石コイル４に流れる各周波数成分のリプル電流の割合は、下記の表１に示すような結果となり、リプル電流の低減効果を確認することができる。
【００８１】
【表１】
一方、上記（２）式において、直流電流分に着目すると、直流負荷である電磁石コイル４の電流Ｉｄoは、下記の（５）式で表わすことができる。
【００８３】
【数５】
ここで、上記（５）式を変形して、可変抵抗器６の値Ｒを△Ｉo／Ｉo＝ｒ／Ｒ、すなわち、Ｒ＝ｒ／（△Ｉo／Ｉo）に設定すれば、下記の（６）式に示すように、直流電流偏差分△Ｉoを取り去り、直流負荷である電磁石コイル４の電流Ｉｄoは、所望の直流電流Ｉoとすることが可能となる。
【００８５】
【数６】
【００８６】
以上により、直流電流に含まれるリプル電流分や直流電流偏差分を、直流負荷である電磁石コイル４から可変抵抗器６に分流し、直流負荷である電磁石コイル４に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることができる。
【００８７】
また、可変抵抗器６には、直流負荷である電磁石コイル４に流す主電流と比較して、少量の直流電流リプル分や直流電流偏差分を補償する電流を流せばよいため、主電流を補償する装置と比較して、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【００８８】
さらに、主電源である交直変換器２を高速にスイッチング制御がする必要がなくなり、交直変換器２のスイッチング損失が低減できるだけでなく、交直変換器２の冷却機器も小型化できるため、損失の低減や装置の小型化を図ることができる。
【００８９】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、コイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図ることが可能となる。
【００９０】
（第２の実施の形態）
図３は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００９１】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図３に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素である可変抵抗器６を、ＩＥＧＴスイッチ６ａ'と抵抗器６ｂとを直列接続して構成している。
【００９２】
ＩＥＧＴスイッチ６ａ'は、オン（導通）／オフ（開放）するスイッチである。
【００９３】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【００９４】
図３において、ＩＥＧＴスイッチ６ａ'をオンした場合、可変抵抗器６は、抵抗器６ｂの抵抗値となる。
【００９５】
一方、ＩＥＧＴスイッチ６ａ'をオフした場合、可変抵抗器６は、抵抗器６ｂが開放されて、抵抗値は無限大の状態を得ることができる。
【００９６】
ゲート制御器１３’では、補償電流基準発生回路１１'からの指令値により、例えばＰＷＭ（パルス幅変調）により、ＩＥＧＴスイッチ６ａ'の導通期間（Ｔｏｎ）を制御して、抵抗器６ｂの抵抗値を最小値とした可変抵抗器６を得ることができる。
【００９７】
以上により、オン／オフするＩＥＧＴスイッチ６ａ'により、可変抵抗器６を実現し、直流負荷である電磁石コイル４に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることができる。
【００９８】
また、可変抵抗器６を構成するＩＥＧＴスイッチ６ａ'や抵抗器６ｂには、主電流と比較して少量の電流を流せばよいため、スイッチング損失の低減や装置の小型化を図ることができる。
【００９９】
さらに、スイッチで構成が可能であるため、汎用性が高く、例えば高耐圧スイッチであるＩＥＧＴの使用による高電圧化やＰＷＭによるゲート制御器１３’を簡素に実現することができる。
【０１００】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、コイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図ることが可能となる。
【０１０１】
また、汎用性が高く、例えば高耐圧スイッチであるＩＥＧＴの使用による高電圧化やＰＷＭによるゲート制御器１３を簡素に実現することが可能となる。
【０１０２】
（第３の実施の形態）
図４は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す回路図であり、図３と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０３】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図４に示すように、前記図３における交直変換器２と可変インピーダンス要素である可変抵抗器６との間に、受動型のフィルタ３を接続した構成としている。
【０１０４】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置においては、フィルタ３は、外形、コストの点から、フィルタ３の時定数が大きくならないように設定され、比較的高い次数の周波数成分にある電流リプルを低減する。
【０１０５】
一方、可変抵抗器６は、フィルタ３で低減できない比較的低い次数の周波数の電流リプルを低減するように、抵抗値を設定する。
【０１０６】
以上により、低減対象とする電流リプルの周波数領域を可変抵抗器６とフィルタ３とで分担することにより、可変抵抗器６は、低減対象とする電流リプルの周波数領域が絞られる。
このため、抵抗値（インピーダンス）の設定が容易となり、直流負荷に流れる直流電流のリプル低減の向上を図ることができる。
【０１０７】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、コイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、より一層直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図ることが可能となる。
【０１０８】
（第４の実施の形態）
図５は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０９】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図５に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとを並列接続して構成している。
【０１１０】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１１１】
なお、図１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１１２】
図５において、スイッチ７ａがオン状態の時の等価インピーダンスは０、スイッチ７ａがオフ状態の時の等価インピーダンスは、インピーダンス素子７ｂのインピーダンス値Ｚ0となる。
【０１１３】
すなわち、等価インピーダンスを０とＺ0の間で制御することができる。
【０１１４】
従って、小さな等価インピーダンスを実現することができるため、より大きなリプル電流を吸収することができる。
【０１１５】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、より大きなリプル電流を吸収することができ、より一層の直流負荷である電磁石コイル４に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることが可能となる。
【０１１６】
（第５の実施の形態）
図６は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１１７】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図６に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとを並列接続し、かつ当該並列回路を複数ｎ個（本例では、ｎ＝４個）直列接続して構成している。
【０１１８】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１１９】
なお、図５と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１２０】
図６において、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとの並列回路を４個直列接続した場合には、等価インピーダンスを０と４Ｚ0の間で制御することができるため、より滑らかにインピーダンスを制御することが可能となり、前記第４の実施の形態の場合に比較して、より一層リプル電流の吸収効果を高めることができる。
【０１２１】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、さらにより大きなリプル電流を吸収することができ、さらにより一層の直流負荷である電磁石コイル４に流れる直流電流のリプル低減と追従性の向上を図ることが可能となる。
【０１２２】
（第６の実施の形態）
図７は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１２３】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図７に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとを並列接続し、かつ当該並列回路を複数ｎ個（本例では、ｎ＝４個）直列接続して構成し、さらに当該４個の並列回路を任意にグループ分けし、当該各グループ毎にインピーダンス素子７ｂの値をＺ1，Ｚ2，Ｚ3，Ｚ4というように、互いに異ならせた（重みを付けた）構成としている。
【０１２４】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１２５】
なお、図６と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１２６】
図７において、スイッチ７ａの投入個数により、等価インピーダンスは、０からＺ1＋Ｚ2＋……＋Ｚnの間（本例では、０からＺ1＋Ｚ2＋Ｚ3＋Ｚ4の間）で変化する。
【０１２７】
インピーダンス素子７ｂの値に重みを付けがない場合、スイッチ７ａの投入個数の変化に対する等価インピーダンスの変化率は、図８（ａ）の破線で示すように一定である。
【０１２８】
これに対して、インピーダンス素子７ｂの値に重みを付けると、等価インピーダンスの変化率を、例えばスイッチ７ａの投入個数がｎ／２（本例では、４／２＝２）付近では小さく、スイッチ７ａの投入個数が１もしくはｎ（本例では２）付近では大きく、それぞれ変化するようにすることができる。
【０１２９】
すなわち、スイッチ７ａの投入個数は、除去対象となるリプルの大きさに深い関係がある。
【０１３０】
具体的には、リプルが小さい時は、スイッチ７ａの投入個数がｎ／２（本例では、４／２＝２）付近であり、リプルが大きくなると、スイッチ７ａは全閉、もしくは全開に近くなる。
【０１３１】
以上により、リプルが大きい時には、等価インピーダンスの変化率を大きくしてリプルの除去効果を高め、リプルが小さい時には、等価インピーダンスを木目細かく制御してリプルを小さくすることができる。
【０１３２】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、リプルが大きい時にはリプルの除去効果を高め、リプルが小さい時にはリプルを小さくすることが可能となる。
【０１３３】
（第７の実施の形態）
図９は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１３４】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図７に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとを直列接続し、かつ当該直列回路を複数ｎ個（本例では、ｎ＝４個）並列接続して構成し、さらに当該４個の直列回路を任意にグループ分けし、当該各グループ毎にインピーダンス素子７ｂの値をＺ1，Ｚ2，Ｚ3，Ｚ4というように、互いに異ならせた（重みを付けた）構成としている。
【０１３５】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１３６】
なお、図１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１３７】
図９において、スイッチ７ａの投入個数により、等価インピーダンスは、無限大から１／（１／Ｚ1＋１／Ｚ2＋……＋１／Ｚn）の間（本例では、無限大から１／（１／Ｚ1＋１／Ｚ2＋１／Ｚ3＋１／Ｚ4）の間）で変化する。
【０１３８】
インピーダンス素子７ｂの値に重みを付けがない場合、スイッチ７ａの投入個数の変化に対する等価インピーダンスの変化率は、図８（ｂ）の破線で示すようにｎに反比例して変化する。
【０１３９】
これに対して、インピーダンス素子７ｂの値に重みを付けると、等価インピーダンスの変化率を、例えばスイッチ７ａの投入個数がｎ／２（本例では、４／２＝２）付近では小さく、スイッチ７ａの投入個数が１もしくはｎ（本例では２）付近では大きく、それぞれ変化するようにすることができる。
【０１４０】
すなわち、スイッチ７ａの投入個数は、除去対象となるリプルの大きさに深い関係がある。
【０１４１】
具体的には、リプルが小さい時は、スイッチ７ａの投入個数がｎ／２（本例では、４／２＝２）付近であり、リプルが大きくなると、スイッチ７ａは全閉、もしくは全開に近くなる。
【０１４２】
以上により、リプルが大きい時には、等価インピーダンスの変化率を大きくしてリプルの除去効果を高め、リプルが小さい時には、等価インピーダンスを木目細かく制御してリプルを小さくすることができる。
【０１４３】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、リプルが大きい時にはリプルの除去効果を高め、リプルが小さい時にはリプルを小さくすることが可能となる。
【０１４４】
（第８の実施の形態）
図１０は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１４５】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１０に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオンとなるような第１のスイッチ８ａおよび第２のスイッチ８ｂを互いに逆方向に直列接続し、さらに当該直列回路にインピーダンス素子７ｂを直列接続して構成している。
【０１４６】
ここで、第１のスイッチ８ａおよび第２のスイッチ８ｂとしては、例えばフリーホイールダイオードを内蔵したＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等を用いることが好ましい。
【０１４７】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１４８】
なお、図１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１４９】
一般的に、半導体スイッチは、順、逆の電圧に対して、いずれか片側しかスイッチング特性を有しない。
【０１５０】
しかしながら、電磁石電源装置においては、コイルの逆起電力によって順、逆両方の電圧が発生し、いずれの電圧に対しても等価インピーダンスを自由に制御可能であることが望ましい。
【０１５１】
この点、本実施の形態では、図１０において、順電圧が印加された時には、第１のスイッチ８ａは常にオンとなり、第２のスイッチ８ｂはゲート制御によりオン、オフ制御が可能になる。
【０１５２】
また、逆電圧が印加された時には、第２のスイッチ８ｂは常にオンとなり、第１のスイッチ８ａはゲート制御によりオン、オフ制御が可能になる。
【０１５３】
したがって、スイッチ全体としては、順電圧に対しても、逆電圧に対しても、等価インピーダンスを制御することができるようになる。
【０１５４】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、インピーダンス要素全体として、順電圧に対しても逆電圧に対しても等価インピーダンスを制御することができるため、電流を減少させる方向についてもリプルを除去することが可能となる。
【０１５５】
（第９の実施の形態）
図１１は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１５６】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１１に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオフとなるような第１のスイッチ９ａおよび第２のスイッチ９ｂを互いに逆方向に並列接続し、さらに当該並列回路にインピーダンス素子７ｂを直列接続して構成している。
【０１５７】
ここで、第１のスイッチ９ａおよび第２のスイッチ９ｂとしては、例えば逆耐圧を有するＧＴＯサイリスタや、逆阻止ダイオードを直列接続したＩＧＢＴ等を用いることが好ましい。
【０１５８】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１５９】
なお、図１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１６０】
前述したように、一般的に、半導体スイッチは、順、逆の電圧に対して、いずれか片側しかスイッチング特性を有しない。
【０１６１】
しかしながら、電磁石電源装置においては、コイルの逆起電力によって順、逆両方の電圧が発生し、いずれの電圧に対しても等価インピーダンスを自由に制御可能であることが望ましい。
【０１６２】
この点、本実施の形態では、図１１において、順電圧が印加された時には、第２のスイッチ９ｂは常にオフとなり、第１のスイッチ９ａはゲート制御によりオン、オフ制御が可能になる。
【０１６３】
また、逆電圧が印加された時には、第１のスイッチ９ａは常にオフとなり、第２のスイッチ９ｂはゲート制御によりオン、オフ制御が可能になる。
【０１６４】
したがって、スイッチ全体としては、順電圧に対しても、逆電圧に対しても、等価インピーダンスを制御することができるようになる。
【０１６５】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、インピーダンス要素全体として、順電圧に対しても逆電圧に対しても等価インピーダンスを制御することができるため、電流を減少させる方向についてもリプルを除去することが可能となる。
【０１６６】
（第１０の実施の形態）
図１２は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１６７】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１２に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオフとなるような第１のスイッチ９ａと第１のインピーダンス素子７ｂとを直列接続してなる直流回路と、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオフとなるような第２のスイッチ９ｂと第２のインピーダンス素子９ｂとを直列接続してなる直流回路とを互いに逆方向に並列接続して構成し、さらに当該第１のスイッチ９ａおよび第１のインピーダンス素子７ｂの値と、第２のスイッチ９ｂおよび第２のインピーダンス素子７ｂの値とを、通電方向に応じて互いに異ならせた構成としている。
【０１６８】
ここで、第１のスイッチ９ａおよび第２のスイッチ９ｂとしては、例えば逆耐圧を有するＧＴＯサイリスタや、逆素子ダイオードを直列接続したＩＧＢＴ等を用いることが好ましい。
【０１６９】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１７０】
なお、図１１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１７１】
図１２において、電磁石コイル４への通電電流は一方向であり、発生電圧も順電圧の方が大きい。
【０１７２】
したがって、第１のスイッチ９ａおよび第２のスイッチ９ｂに流すべき電流も、順、逆非対称である。
【０１７３】
この点、本実施の形態では、順電流を流す第１のスイッチ９ａおよび第１のインピーダンス素子７ｂと、逆電流を流す第２のスイッチ９ｂおよび第２のインピーダンス素子７ｂとを分けていることにより、それぞれに最適な性能を発揮することができる。
【０１７４】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、順電流を通電するスイッチおよびインピーダンス素子と、逆電流を通電するスイッチおよびインピーダンス素子とを分けて、それぞれに最適な性能を発揮させることが可能となる。
【０１７５】
（第１１の実施の形態）
図１３は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１７６】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１３に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、複数ｎ個（本例では、ｎ＝３個）のスイッチ７ａを直列接続して多直列化し、さらに当該直列回路にインピーダンス素子７ｂを直列接続して構成している。
【０１７７】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１７８】
なお、図１と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１７９】
図１３において、高電圧時にスイッチ７ａを多直列化することにより、より高電圧時においても使用可能とすることができる。
【０１８０】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、より高電圧時においても使用することが可能となる。
【０１８１】
（第１２の実施の形態）
図１４は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１８２】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、図１４に示すように、前記図１における可変インピーダンス要素を、インピーダンス素子７ｂとスイッチ７ａとを直列接続し、かつ当該直列回路を複数ｎ個直列接続して構成し、さらに当該複数個の直列回路のそれぞれに、抵抗１０ａおよびコンデンサ１０ｂからなる第１の受動型のフィルタ、または抵抗１０ａ、リアクトル１０ｃおよびコンデンサ１０ｂからなる第２の受動型のフィルタの少なくとも一方の受動型のフィルタ（本例では、両方の受動型のフィルタ）を並列接続して構成している。
【０１８３】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１８４】
なお、図６と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１８５】
図１４において、本実施の形態では、前述した第５の実施の形態の場合と同様の作用を奏することができる。
【０１８６】
また、個々の直列回路と並列に受動型フィルタが接続されることになるため、スイッチの特性のばらつきに起因する過渡過電圧を抑制して、可変インピーダンス要素の過電圧破壊を防止することができる。
【０１８７】
また、これと同時に、可変インピーダンス要素全体に対しても受動型フィルタが接続されることになるため、直流電源としてのフィルタ効果も持たせることができる。
【０１８８】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、可変インピーダンス要素の過電圧破壊を防止することができると共に、直流電源としてのフィルタ効果も持たせることが可能となる。
【０１８９】
（第１３の実施の形態）
図１５は、本実施の形態による電源装置の構成例を示す要部回路図であり、図５乃至図１４と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１９０】
すなわち、本実施の形態による電源装置は、前述した第４乃至第１２の実施の形態のいずれかの実施の形態の電源装置において、図１５に示すように、前記図５乃至図１４における可変インピーダンス要素を構成するスイッチを半導体素子７ａ’で構成し、当該半導体素子７ａ’のゲート電圧をアナログ的に連続制御し、半導体素子７ａ’の能動領域（オンとオフの中間領域）での動作特性を利用して、可変インピーダンス要素を可変インピーダンスとして用いるようにしている。
【０１９１】
次に、以上のように構成した本実施の形態による電源装置の作用について説明する。
【０１９２】
なお、図５乃至図１４と同一部分の作用についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１９３】
図１５において、等価インピーダンスは、０とインピーダンス素子のインピーダンス値Ｚ0との間で連続的に変化するため、より滑らかにインピーダンスを制御することができる。
【０１９４】
これにより、前述した第４乃至第１２の実施の形態の場合に比較して、より一層リプル電流の吸収効果を高めることができる。
【０１９５】
上述したように、本実施の形態による電源装置では、より一層リプル電流の吸収効果を高めることが可能となる。
【０１９６】
（その他の実施の形態）
尚、本発明は、上記各実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施することが可能である。
（ａ）前記第２および第３の実施の形態においては、可変抵抗器６内のスイッチにつき、１アームを１直列で構成した場合の例について示したが、本発明では、スイッチの直列数は限定されることはなく、スイッチを複数個接続して１アームを構成する場合についても、本発明を同様に実施して前述の場合と同様の作用効果を得ることができる。
【０１９７】
（ｂ）前記第３の実施の形態においては、２次のローパスフィルタを用いた場合の例について示したが、本発明ではこれに限定されることはなく、ノッチフィルタを使用する場合についても、本発明を同様に実施して前述の場合と同様の作用効果を得ることができる。
【０１９８】
（ｃ）本発明では、前記第３の実施の形態を前記第２の実施の形態に適用して構成した場合の例について示したが、本発明ではこれに限定されることはなく、前記第３の実施の形態を前記第４乃至第１３の実施の形態のいずれかの実施の形態に適用することも可能であり、この場合にも前述の場合と同様の作用効果を得ることができる。
【０１９９】
また、各実施の形態は可能な限り適宜組合わせて実施してもよく、その場合には組合わせた作用効果を得ることができる。
さらに、上記各実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより、種々の発明を抽出することができる。
例えば、実施の形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題（の少なくとも一つ）が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果（の少なくとも一つ）が得られる場合には、この構成要件が削除された構成を発明として抽出することができる。
【０２００】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電源装置によれば、直流電流に含まれる電流リプル分や直流電流偏差分を主電流より分流して補償するようにしているので、コイルからなる直流負荷に対して、小型化かつ低損失化を図りつつ、直流電流のリプル低減ならびに追従性の向上を図ることが可能となる。
【０２０１】
さらに、スイッチで構成が可能であるので、汎用性が高く、例えば高耐圧スイッチであるＩＥＧＴの使用による高電圧化やＰＷＭによる制御手段を簡素に実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源装置の第１の実施の形態を示す回路図。
【図２】同第１の実施の形態の電源装置における作用を説明するための等価回路図。
【図３】本発明による電源装置の第２の実施の形態を示す回路図。
【図４】本発明による電源装置の第３の実施の形態を示す回路図。
【図５】本発明による電源装置の第４の実施の形態を示す要部回路図。
【図６】本発明による電源装置の第５の実施の形態を示す要部回路図。
【図７】本発明による電源装置の第６の実施の形態を示す要部回路図。
【図８】同第６および第７の実施の形態の電源装置における作用を説明するための特性図。
【図９】本発明による電源装置の第７の実施の形態を示す要部回路図。
【図１０】本発明による電源装置の第８の実施の形態を示す要部回路図。
【図１１】本発明による電源装置の第９の実施の形態を示す要部回路図。
【図１２】本発明による電源装置の第１０の実施の形態を示す要部回路図。
【図１３】本発明による電源装置の第１１の実施の形態を示す要部回路図。
【図１４】本発明による電源装置の第１２の実施の形態を示す要部回路図。
【図１５】本発明による電源装置の第１３の実施の形態を示す要部回路図。
【図１６】従来の電源装置の構成例を示す回路図。
【図１７】従来の電源装置における作用を説明するための波形図。
【符号の説明】
１…交流電源
２…交直変換器
３…受動型のフィルタ
４…電磁石コイル
４ａ…コイル
４ｂ…内部抵抗
６…可変抵抗器
６ａ…トランジスタ
６ａ'…ＩＥＧＴスイッチ
６ｂ…抵抗器
７ａ…スイッチ
７ａ’…半導体素子
７ｂ…インピーダンス素子
８ａ…第１のスイッチ
８ｂ…第２のスイッチ
９ａ…第１のスイッチ
９ｂ…第２のスイッチ
１０ａ…抵抗
１０ｂ…コンデンサ
１０ｃ…リアクトル
１１…電流基準発生回路
１１'…補償電流基準発生回路
１２…電流制御器
１３…ゲート制御器
１３’…ゲート制御器。
Claims (15)
- 交流電源からの交流電力を直流電力に変換する交直変換器と、
コイルからなり前記交直変換器からの直流電力が供給される直流負荷と、
前記直流負荷と並列に接続されたスイッチを含む可変インピーダンス要素と、
前記可変インピーダンス要素を所望のインピーダンス値とする指令値を与える指令値発生手段と、
前記可変インピーダンス要素のインピーダンス値を、前記指令値発生手段からの指令値となるように前記スイッチを制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする電源装置。 - 前記可変インピーダンス要素としては、インピーダンス素子とスイッチとを並列接続したこと
を特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 前記可変インピーダンス要素としては、インピーダンス素子とスイッチとを並列接続し、かつ当該並列回路を複数個直列接続して構成したこと
を特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 前記複数個の並列回路をグループ分けし、前記グループ毎に前記インピーダンス素子の値を互いに異ならせたこと
を特徴とする請求項３に記載の電源装置。 - 前記可変インピーダンス要素としては、インピーダンス素子とスイッチとを直列接続し、かつ当該直列回路を複数個並列接続して構成したこと
を特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 前記複数個の直列回路をグループ分けし、前記グループ毎に前記インピーダンス素子の値を互いに異ならせたこと
を特徴とする請求項５に記載の電源装置。 - 前記可変インピーダンス要素としては、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオンとなるような第１のスイッチおよび第２のスイッチを互いに逆方向に直列接続し、かつ当該直列回路にインピーダンス素子を直列接続して構成したこと
を特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 前記可変インピーダンス要素としては、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオフとなるような第１のスイッチおよび第２のスイッチを互いに逆方向に並列接続し、かつ当該並列回路にインピーダンス素子を直列接続して構成したこと
を特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 前記可変インピーダンス要素としては、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオフとなるような第１のスイッチと第１のインピーダンス素子とを直列接続してなる直流回路と、順方向にはオン、オフ制御可能でかつ逆方向には常にオフとなるような第２のスイッチと第２のインピーダンス素子とを直列接続してなる直流回路とを互いに逆方向に並列接続して構成し、
かつ前記第１のスイッチおよび第１のインピーダンス素子の値と、前記第２のスイッチおよび第２のインピーダンス素子の値とを、通電方向に応じて互いに異ならせたこと
を特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 前記可変インピーダンス要素としては、複数個のスイッチを直列接続し、かつ当該直列回路にインピーダンス素子を直列接続して構成したこと
を特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 前記可変インピーダンス要素としては、インピーダンス素子とスイッチとを直列接続し、かつ当該直列回路を複数個直列接続して構成したこと
を特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 前記複数個の直列回路のそれぞれに、抵抗およびコンデンサからなる第１の受動型のフィルタ、または抵抗、リアクトルおよびコンデンサからなる第２の受動型のフィルタの少なくとも一方の受動型のフィルタを並列接続して構成したこと
を特徴とする請求項１１に記載の電源装置。 - 前記スイッチを半導体素子で構成し、
前記制御手段は、前記半導体素子の能動領域での動作特性を利用して、前記半導体素子のゲート電圧をアナログ的に制御すること
を特徴とする請求項１乃至請求項１１のいずれか１項に記載の電源装置。 - 前記スイッチを半導体素子で構成し、
前記制御手段は、パルス幅変調により前記半導体素子の導通期間を制御すること
を特徴とする請求項１乃至請求項１１のいずれか１項に記載の電源装置。 - 前記交直変換器と前記可変インピーダンス要素との間に、受動型のフィルタを接続したこと
を特徴とする請求項１乃至請求項１１、請求項１３又は請求項１４のいずれか１項に記載の電源装置。
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-
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