JP4810653B2 - 無線通信システム及び方法 - Google Patents

Description

本発明は無線通信システムに関し、より詳しくは様々な変調手法を使用する無線通信システムに関するものである。

よく知られている変調手法は、簡単さ及び帯域幅効率の点でガウス最小シフト・キーイング（ＧＭＳＫ）である。ＧＭＳＫ信号を発生するためのよく知られている手法は、変調が周波数合成器内で直接実行される「直接変調」である。
米国特許第４６２８５０７号

しかしながら、直接変調の一つの欠点は、アナログ回路における変動及び周波数合成器を異なる周波数に同調させる作用により、変調指数及びフィルタ帯域幅についての適切な制御を維持することが困難なことである。理想に近い最小シフト・キーイング（ＭＳＫ）変調指数を（例えば、ディジタル信号処理装置においてベースバンド変調を生成することによって）維持することのできる送信器を設計することは、その結果としてコスト、複雑さ及び電力消費を増大させる。従って、変調指数に左右されない性能を持つ復調器が望まれている。

一実施形態では、本発明は、被変調信号を送信する第１の装置と被変調信号を受信する第２の装置を含むことのできる通信システムを提供する。第２の装置は、第１の復調器と、第２の復調器と、エラー検出モジュールとを含むことができる。第１の復調器は、被変調信号を受信し、第１の復調出力を生成し、且つ第１の復調手法を実施することができる。第２の復調器は、被変調信号を受信し、第２の復調出力を生成し、且つ第１の復調手法とは異なる第２の復調手法を実施することができる。エラー検出モジュールは、第１の復調出力及び第２の復調出力に基づいてビット・エラー検出を実行することができる。

別の実施形態では、本発明は、無線周波数により情報を転送する方法を提供する。本方法は、情報をディジタル信号へ変換する段階と、パケット化プロトコルを使用してディジタル信号を変調して、被変調信号を生成する段階と、被変調信号を無線で伝送する段階とを含むことができる。本方法はまた、被変調信号を受信する段階と、被変調信号を復調して復調信号を生成する段階と、エラー検出アルゴリズムを実施する段階とを含むこともできる。

更に別の実施形態では、本発明は、送信された信号の受信時に変調信号パラメータの推定を実行する方法を提供する。本方法は、送信された信号を復調して、複数のビットを持つディジタル信号を生成する段階と、複数のビットをアレイ(array) に記憶する段階と、アレイが第１のパターンのビット又は第２のパターンのビットを含んでいるかどうか判定する段階と、アレイが第１のパターンのビット又は第２のパターンのビットを含んでいる場合に変調信号パラメータの推定を実行する段階とを含むことができる。

また別の実施形態では、本発明は、通信システム内の等化器の出力を改変する方法を提供する。本方法は、入力信号を受信する段階と、入力信号の第１の時間間隔中に第１の出力値を決定する段階と、第１の時間間隔中に決定された第１の出力値に部分的に基づいて、入力信号の第２の時間間隔中に第２の出力値を決定する段階とを含むことができる。第２の時間間隔は、第１の時間間隔の前に置くことができる。

また更に別の実施形態では、本発明は、被変調信号の搬送波オフセットを推定する方法を提供する。本方法は、第１の時間間隔中は第１の入力値を持ち且つ第２の時間間隔中は第２の入力値を持つ入力信号を受信する段階と、入力信号の第１の推定パラメータを受ける段階と、入力信号の第２の推定パラメータを受ける段階とを含むことができる。本方法はまた、第２の時間間隔中に推定信号を算出する段階と、入力信号の第２の入力値を推定信号と組み合わせて、エラー信号を生成する段階と、エラー信号に部分的に基づいて第２の時間間隔中に搬送波オフセットを決定する段階とを含むことができる。推定信号は、入力信号の第２の時間間隔中の第２の入力値の実質的にノイズの無い推定値であってよく、また、推定信号は、入力信号の第１の入力値、第１の推定パラメータ及び第２の推定パラメータに部分的に基づいたものであってよい。

本発明の特徴及び利点は、当業者には、以下の説明、特許請求の範囲及び図面から明らかであろう。

本発明の実施形態を詳しく説明する前に、本発明はその用途が以下の説明に記載され且つ図面に示されている構成の詳細及び構成要素の配置に制限されないことを理解されたい。本発明は他の実施形態も可能であり、また様々な方法で実用化又は実施することが可能である。また、本書で用いる表現及び用語は説明のためのものであり、限定するものと見なすべきでないことも理解されたい。「含む」、「有する」、「持つ」などの用語及びそれらの変形は、その後に列挙される項目、等価なもの、並びに追加の項目を包含することを意味するものである。用語「取付け」、「接続」及び「結合」は広義に用いられ、また直接的及び間接的な取付け、接続及び結合を包含する。更に、「接続」及び「結合」は、物理的又は機械的な接続及び結合に制限されない。

更に、本発明の実施形態がハードウエア及び電子部品又はモジュールの両方を含んでおり、これらは、考察のために、あたかも大部分の構成要素がハードウエアでのみ具現化されているかのように図示し記述することができることを理解されたい。しかしながら、当業者には、本書の詳細な説明を読むことにより、本発明の少なくとも１つの実施形態において、本発明の電子的な面がソフトウエアで具現化できることが認められよう。従って、本発明を具現化するために、複数のハードウエア及びソフトウエアに基づいた装置、並びに複数の異なる構造的構成要素を利用できることに注意されたい。また、以下に続く段落で説明するように、図面に示した特定の機械的構成は本発明の実施形態を例証するためのものであり、他の代替の機械的構成も可能である。

図１は、本発明の一実施形態による通信システム２０を例示する。通信システム２０は送信器２５及び受信器２８を含んでいる。受信器２８は受信器フロントエンド３０及びベースバンド受信器３５を含むことができる。送信器２５はデータ源４０からペイロード・データ（例えば、送信すべきデータ）を受け取る。送信器２５はペイロード・データを変調手法（例えば、最小シフト・キーイング（ＭＳＫ）変調、ガウス最小シフト・キーイング（ＧＭＳＫ）変調、周波数シフト・キーイング（ＦＳＫ）変調、差分周波数シフト・キーイング（差分ＦＳＫ）変調、又はガウス周波数シフト・キーイング（ＧＦＳＫ）変調）により変調して、その被変調信号を受信器２８へ送信する。

一実施形態では、送信器２５はパケット化(packetized)プロトコル又はパケット指向プロトコルに従ってペイロード・データを符号化することができ、且つＧＦＳＫ変調を使用してその結果のビット・ストリームを変調して、被変調信号ｓ(t) を生成することができる。模範的な一実施例では、送信器２５はＥＣＧデータを取得し、ＥＣＧデータはフィルタリングして、ほぼ１２０サンプル／秒のレートで受信器２８へ伝送することができる。送信器２５は、１２５パケット／秒を指定するプロトコルでほぼ１０Ｋｂｐｓのレートでデータを送り出す。各パケットのデータは、送信器２５によって取得された１２０Ｈｚのサンプルの１つを含むことができる。この結果として、１２５パケット／秒のうちの１２０パケットのみが、取得されたＥＣＧデータを含むことになり、残りのパケットは何らデータを含まないことになる。模範的な一実施例では、残りの５個のパケットは何らデータを含んでいず、「空白パケット」と呼ばれる。空白パケットは固有の識別子を持つことができ、時間的に一緒にグループ化することができ、また周期的にすることができる。

一実施形態では、パケット化プロトコルは、毎秒当りの送信すべきデータを１２０個のパケットに編成し、第１のデータ・パケットに「データ・パケット０（ＤＰ０）」のラベルを付け、最後のデータ・パケットを「データ・パケット１１９（ＤＰ１１９）」のラベルを付ける。データ・パケットＤＰ０とＤＰ１１９との間にあるデータ・パケットには対応的にラベルを付ける。データ・パケットＤＰ０〜ＤＰ１１９は逐次的で連続した順序で配列される。一連の５個の空白のデータ・パケット「空白パケット０（ＢＰ０）」は被変調信号ｓ(t) 内の最後のデータ・パケットＤＰ１１９の後に配置される。５個の空白のデータ・パケットＢＰ０〜ＢＰ４のバーストが毎秒１回生じる。他の実施形態では、データ・パケット及び／又は空白パケットの全体の数は第１の実施形態の場合とは異なり、及び／又はパケット化プロトコルはデータを異なるパターンのデータ・パケット及び空白パケットに編成することができる。

一実施形態では、受信器２８は第１の空白パケットＢＰ０を受け取ることができ、また次のグループの空白パケットまでの期間を推定することができる。一般的に云えば、受信器にパイプライン遅延（それらの値は一定である必要はない）があるので、期間又は所要の間隔についての推定値が、その間隔についての或る特定の知識とは対照的に、考慮される。推定された期間が経過した後、受信器２８は入来する信号の復調を停止して、システム計算を実行、例えば、適用可能である場合に全てのアンテナ電界を切り換えて、各電界について信号電力を推定すること等を実行することができる。実施形態によっては、パケット化プロトコルにより受信器２８は並列の復調器を使用してエラー検出及び訂正方法を実施することができる（これについては、後で詳しく説明する）。

図１に示されているように、被変調信号ｓ(t) は伝送チャンネル４５を介して送信することができ、伝送チャンネル４５では信号ｓ(t) は減衰すると共に、付加的なノイズによって劣化する。一実施形態では、受信器フロントエンド３０は、この減衰し劣化した被変調信号（これは、受信信号ｒ(t) と表される）を受信することができ、この受信信号ｒ(t) を増幅することができる。一実施形態では、受信信号ｒ(t) を増幅した後、この信号ｒ(t) を周波数逓降変換して、ベースバンドの同相及び直角位相成分を生成する。これらのベースバンド成分はビット・ストリームに同期してディジタル化しサンプリングし直して、時間的に離散した複素ベースバンド信号ｒ[i] を生成する。

図１に示されているように、受信器フロントエンド３０はベースバンド信号ｒ[i] をベースバンド受信器３５へ出力することができる。ベースバンド受信器３５はベースバンド信号ｒ[i] を復調して、出力ペイロード・データ４２を生成することができる。実施形態によっては、ベースバンド受信器３５は出力ペイロード・データ４２を生成するために様々な多数の復調手法を実行することができ、出力ペイロード・データ４２は、データ源４０から取得されて、送信器２５によって送信されたペイロード・データとすることができる。

通信システム２０は、例えば、遠隔測定システム、携帯電話システム、衛星通信などのような、多数の無線通信用途及びシステムに使用することができる。一実施形態では、図２に示されているように、通信システム２０は遠隔測定システム５０内に含まれる。遠隔測定システム５０は、歩行可能患者６０から患者データを取得して監視する遠隔測定装置６５を含む。この実施形態では、ペイロード・データは、患者から取得したデータである。遠隔測定装置６５は、取得した患者データを信号処理装置７０及び／又は遠隔測定モニタ７５へ転送することができる。

図２に示されているように、遠隔測定装置６５はデータ取得モジュール（ＤＡＣ）８０及び送信器８５を含むことができる。送信器８５は、図１に関して前に述べた送信器２５によって用いられている様々な変調手法を用いることができる。実施形態によっては、データ取得モジュール８０は、ＥＣＧ信号及び／又は血圧信号のような入力患者データを受け取って処理する。実施形態によっては、データ取得モジュール８０は、入力患者データを調整して、送信器８５によって信号処理装置７０へ伝送される所望の信号又は読取り可能な出力を生成する。他の実施形態では、送信器８５は、データ取得モジュール８０によって取得された入力患者データを調整し、該データを変調して（図１において述べたような）被変調信号ｓ(t) を生成する。送信器８５は、伝送チャンネル４５を介して被変調信号ｓ(t) を送信することができる。一実施形態では、送信器８５はＧＦＳＫ変調手法を使用し、伝送チャンネル４５はほぼ５６０ＭＨｚ〜ほぼ６１４ＭＨｚの周波数範囲で動作する。実施形態によっては、伝送チャンネル４５は、例えば、ほぼ４２０ＭＨｚ〜ほぼ４７４ＭＨｚの周波数範囲及び／又はほぼ１９０ＭＨｚ〜ほぼ２２０ＭＨｚの範囲のような、追加の又は代替の周波数範囲で動作する。伝送チャンネル４５はまた、様々な国際規制によって指定された周波数範囲で動作することができる。

図２に示されているように、信号処理装置７０は受信器９０及びソフトウエア・モジュール９５を含んでいる。受信器９０は、図１に図示し説明した受信器２８の代替実施形態である。ソフトウエア・モジュール９５は、（図１において述べたような）受信信号ｒ(t) を調整するための必要な命令を供給すると共に、信号処理装置７０のための任意の付加的な機能を実行することができる。実施形態によっては、ソフトウエア・モジュール９５は、ベースバンド受信器３５に関して前に述べたように受信信号ｒ(t) を復調及び／又は処理するために同様な復調手法及び／又は機能を供給する。

図３は送信器２５及び／又は送信器８５の一実施形態を例示する。データ源４０から取得されたペイロード・データは符号化器１２０に通すことができる。データはパケット指向プロトコルに従って符号化することができ、この場合、各パケットはエラー訂正コード（ＥＣＣ）を取り入れている。その結果のビット・ストリームは時間的に連続した矩形波形ｂ(t) ∈｛±１｝として出力することができる。波形ｂ(t) はフィルタ１２５（例えば、ガウス・フィルタ）によって濾波することができ、また利得モジュール１３０（例えば、増幅器又はフィルタ）によって利得を受けることができる。利得モジュール１３０によって与えられる利得は、その結果の変調波形ｘ(t) の変調指数ｈを決定する。一実施形態では、利得モジュール１３０の利得は非ＭＳＫ変調指数ｈ（すなわち、ほぼ０．６の変調指数ｈ）を生成するように選択される。

変調器１４０は波形ｘ(t) を受け取って、被変調信号ｓ(t) を出力する。変調器１４０はコンバイナ１３５及び発振器１４２を含んでいる。波形ｘ(t) は、コンバイナ１３５で、中心周波数ω_c を持つ搬送波信号の周波数を変調するために使用することができる。コンバイナ１３５の出力は瞬時周波数ω(t) であり、これは発振器１４２に通すことができる。ＦＭ送信器２５は任意の適当なハードウエア及び／又はソフトウエア部品を含むことができる。

図４はベースバンド受信器３５の一実施形態を例示する。ベースバンド受信器３５は、第１の復調手法を使用する第１の復調器２０５と、第１の復調手法とは異なる第２の復調手法を使用する第２の復調器２１０とを含むことができる。図４に示されているように、第１の復調器２０５はＦＳＫ復調手法を使用し、また第２の復調器２１０はオフセット直角位相シフト・キーイング（ＯＱＰＳＫ）復調手法を使用する。第２の復調器２１０は任意の適当なハードウエア及び／又はソフトウエア部品を含むことができる。他の実施形態では、ベースバンド受信器３５は、例示した実施形態よりも多数の復調器を含むことができ、また例示した実施形態で図示し説明したもの以外の復調手法を含むことができる。

受信器フロントエンド３０は、時間的に離散した複素信号ｒ[i] を、第１及び第２の復調器２０５及び２１０による復調のためにベースバンド受信器３５へ出力することができる。フロントエンド受信器３０から入力されたとき、第１の復調器２０５（すなわち、ＦＳＫ復調器）は、位相モジュール２３５（すなわち、arg(.)）を使用して各ビット間隔にわたって時間的に離散した複素ベースバンド信号ｒ[i] から瞬時観測位相θ[i] を抽出することができる。観測位相変分(increment) φ[i] は、観測位相θ[i-1] をサンプル遅延（例えば、１サンプル遅延２４０）を介してコンバイナ２４５へ通すことによって、瞬時位相θ[i] の第１の差として算出することができる。コンバイナ２４５では、（１サンプル遅延２４０だけ遅延した）瞬時位相θ[i] がその後の瞬時位相θ[i] から減算される。その結果の観測位相変分φ[i] は第２のコンバイナ２５０に通すことができ、第２のコンバイナ２５０では、観測位相変分φ[i] を（受信器２８が同調する中心周波数に対する送信器２５の一定の搬送波周波数オフセットによる）予測位相変分又は修正位相Ψ[i] と組み合わせることができる。第２のコンバイナ２５０は修正済み位相変分φ’[i] を生成することができる。図４に示されているように、修正位相Ψ[i] を観測位相変分φ[i] から減算することにより修正済み位相変分φ’[i] を求めることができる。

図４に示されているように、修正済み位相変分φ’[i] は様々な信号パラメータ推定モジュール（例えば、搬送波オフセット推定モジュール２５５、変調指数推定モジュール２５６及び帯域幅・ビット持続期間推定モジュール２５８）で使用することができる。各時間的段階又は時間間隔毎に、修正済み位相変分φ’[i] は等化器２６０へ向かうことができる。等化器２６０は、一実施形態によれば図５に示されるような適応非線形等化器とすることができる。等化器２６０は修正済み位相変分φ’[i] に適用されて、均等化(equalized) 又は差分(differential)ＦＳＫ決定統計値(decision statistic)ｙ[i] を得ることができる。適応等化器２６０は、均等化決定統計値ｙ[i] を生じるために様々な信号パラメータを受け取ることができる。適応等化器２６０は、入来する修正済み位相変分φ’[i] 、推定フィルタ帯域幅・ビット持続期間パラメータＢＴ[i] 及び推定変調指数パラメータｈ[i] に基づいて、その出力を生じることができる。決定モジュール２７０が、等化器２６０によって決定された均等化決定統計値ｙ[i] に決定規則（例えば、シグナム関数）を適用して、最終ビット・ストリームｂ_fsk[i] ∈｛±１｝ を生じることができる。変調指数推定モジュール２５６が変調指数ｈの推定値を供給することができ、また帯域幅・ビット持続期間推定モジュール２５８がフィルタ帯域幅ＢＴの推定値を供給することができる。実施形態によっては、搬送波オフセット推定モジュール２５５、変調指数推定モジュール２５６及び帯域幅・ビット持続期間推定モジュール２５８は受信器２８及び９０によって内部的に使用することができ、またシステム診断の目的のために使用することができる。推定モジュール２５５、２５６及び２５８によって得られた推定値は、傾向を示し、報告し、及び／又は所定の期間にわたって表示することができる。範囲外のパラメータ又は推定値は不良として表示してよく、また送信器２５の分析を開始させて、送信器２５のハードウエア・エラーを突き止めるようにしてもよい。

図５は、適応非線形等化器２６０の一実施形態を例示する。等化器２６０は、ＧＦＳＫ差分位相格子(trellis) の知識を使用してエラーの確率を低減するために前のビット決定ｂ_fsk [i-1] に基づいて修正済み位相変分φ’[i] をシフトすることができる。図６Ａに示されている無均等化(unequalized) 修正済み位相変分φ’アイ・パターンから明らかなように、均等化が無い場合、送信器２５が第１のパターンのビットｂ_fsk [i,i+1,i+2] ＝[1 -1 1]又は第２のパターンのビットｂ_fsk [i,i+1,i+2] ＝[-1 1 -1] のいずれか一方を送信するときにビットエラーが生じ易い。第１のパターンのビット及び第２のパターンのビットは図６Ａに示されているように最小のアイ開口を生じさせる。

等化器２６０は、各ビット時点において位相変分が全て可能であるとは限らないと云う事実を利用することができる。具体的に述べると、図６Ｂに示されているように、前のビットが正の１（＋１）であったとき、最小の大きさの正の位相変分は生じえない。同様に、図６Ｃに示されているように、前のビットが負の１（−１）であったとき、最小の大きさの負の位相変分は生じえない。従って、各ビット時点において決定統計値ｙ[i] をシフト値γだけシフトして固定の決定閾値の周りに４つの既知の可能な位相変分φを中心合わせし直すことによって、等化器２６０はアイ（目）の大きさを大きくして、エラー率を低減する。シフト値γの大きさは、伝達関数ｆ_eg(h,BT)に従って変調指数ｈ及びフィルタ帯域幅ＢＴの推定値に基づいて適合させる。

図５に例示されているように、修正済み位相変分φ’[i] はコンバイナ３０５への第１の入力である。その出力は差分ＦＳＫ決定統計値ｙ[i] であり、これはサンプリングして、１サンプル遅延のような遅延３１０へ送ることができる。等化器決定モジュール３１５が差分ＦＳＫ決定統計値ｙ[i] に対して決定規則を実施して、ビットｂ_fsk [i-1] を生成する。利得モジュール３２０が、前のビットｂ_fsk [i-1] とモジュール３２５によって算出されたシフト値の大きさγとに基づいてシフト値（すなわち、±１）を算出する。一旦算出が行われると、前のビットｂ_fsk [i-1] に部分的に基づいたシフト値が、コンバイナ３０５によって現在の修正済み位相変分φ’[i] から減算される。前に述べたように、出力は差分ＦＳＫ決定統計値ｙ[i] を生じる。

図７は、変調指数推定モジュール２５６の一実施形態を例示する。変調指数推定モジュール２５６は、完全な周波数シフト応答を生じさせるビット・パターンを検出することによって、変調指数ｈを推定することができる。一実施形態では、そのパターンは一列（Ｌ個）の連続した同じビットを含んでいる。このビット列Ｌは、ビットで表した変調器のガウス・フィルタのメモリとすることができる。原理では列Ｌは無限であるが、３ｄＢ帯域幅・ビット持続期間積ＢＴ≧０．２を持つフィルタの場合ではＬ＝５のスライド式の窓が適切な近似を与える。そのビットｂ_fsk [i] の前に存在する少なくとも一列のＬ−１個のビットがそのビットｂ_fsk [i] と同一である各々のビットｂ_fsk [i] について、窓の中心｜φ’[i-(L-1)/2] ｜における修正済み位相変分φ’の大きさを使用して、単位ラジアン／Ｔｂ（ここで、Ｔｂはビット持続期間である）を持つ周波数偏差Δｆ[i] の平滑化推定値を更新することができる。次いで、変調指数推定値

を

として算出することができる。パラメータΓ₁ が一次平滑フィルタの帯域幅を決定することができる。

図８は３ｄＢ帯域幅・ビット持続期間推定モジュール２５８の一実施形態を例示する。３ｄＢ帯域幅・ビット持続期間推定モジュール２５８は、比

関数ｆ_BT(.) を適用することによって帯域幅・ビット持続期間推定値

を求める。ここに対して伝達関数を適用することによって帯域幅・ビット持続期間推定値を求める。ここで、δ[i] は、交番するビットの列を送信しているときに生じる最小位相変分δの平滑化推定値である。最小位相変分δの推定は、平滑化推定値が｜φ’[i-(L-1)/2] ｜から更新される前に、交番するビットを含むパターン又は列Ｌが検出されることを除いて、変調指数ｈの推定と非常に類似している。

図９は、パラメータ推定（例えば、変調指数推定、３ｄＢ帯域幅・ビット持続期間推定など）を開始させるパターンを検出する方法４００のフローチャートである。ベースバンド受信器３５が（段階４０５で）ビット・ストリームｂ_fsk [i] からのＬ個のビットをアレイに記憶する。一実施形態では、ベースバンド受信器３５は（段階４０５で）ビット・ストリームｂ_fsk [i] からの第１の逐次的なＬ個のビットを記憶することができる。別の実施形態では、ベースバンド受信器は分類アルゴリズム又は規則を実行することができ、これにより（段階４０５で）入来するビットがアルゴリズムを満足させる場合はこれらのビットをアレイに記憶することができる。分類アルゴリズムは単に、前のビットと同じであるビット、及び交番しているビットを記憶するようにしてもよい。例えば、入力ビット・ストリームｂ_fsk [i-5,i-4,i-3,i-2,i-1,i] が［１１１０１０］に等しいとする。分類アルゴリズムは、ビットｂ_fsk [i-5,i-4,i-3] が同じであるので、ビットｂ_fsk [i-5,i-4,i-3] ＝［１１１］をアレイに記憶し始めることができる。分類アルゴリズムがビットｂ_fsk [i-2,i-1,i] ＝［０１０］に達したとき、アルゴリズムはビットｂ_fsk [i-5,i-4] をアレイから除去することができ、またビットｂ_fsk [i-3,i-2,i-1,i] が交番しているので、残りのビットｂ_fsk [i-3,i-2,i-1,i] ＝［１０１０］のみを記憶することができる。

一旦（段階４０５で）Ｌ個のビットがアレイに記憶されると、（段階４１０で）ベースバンド受信器３５はＬ個のビットが同じであるか判定することができる。Ｌ個のビットが同じである場合、（段階４１５で）変調指数推定モジュール２５６が図７に示し且つ図７について前に説明したように変調指数推定を実行する。一旦（段階４１５で）変調指数推定モジュール２５６が変調指数推定を実行すると、（段階４２０で）ベースバンド受信器３５はアレイをクリア（消去）し、ベースバンド受信器は段階４０５へ戻る。

（段階４１０で）Ｌ個のビットが同じでない場合、ベースバンド受信器３５はＬ個のビットが交番しているかどうか判定することができる。Ｌ個のビットが交番している場合は、（段階４３０で）３ｄＢ帯域幅・ビット持続期間推定モジュール２５８が図８に示し且つ図７について前に説明したように３ｄＢ帯域幅・ビット持続期間推定を実行する。一旦（段階４３０で）３ｄＢ帯域幅・ビット持続期間推定モジュール２５８が帯域幅推定を実行すると、（段階４２０で）ベースバンド受信器３５はアレイをクリアし、ベースバンド受信器は段階４０５へ戻る。

一実施形態では、（段階４２５で）Ｌ個のビットが交番していない場合、ベースバンド受信器３５は（破線で示すように）段階４０５へ戻る。受信器３５で分類アルゴリズムを実施する場合、ベースバンド受信器は段階４０５へ戻る。

別の実施形態では、（段階４４０で）ベースバンド受信器３５は指数[i] を増数することができる。（段階４４５で）ベースバンド受信器３５はまた、最も新しいビットｂ_fsk [i] をアレイに記憶しながら、最も新しくないビットｂ_fsk [i-L] をアレイからクリアすることができる。（段階４１０で）ベースバンド受信器３５は、Ｌ個のビットが同じであるかどうかアレイを分析する。

別の実施形態では、ベースバンド受信器３５は、Ｌ個のビットが同じであるかどうか判定する前に、Ｌ個のビットが交番しているかどうか判定することができる。ベースバンド受信器３５はまた、追加のパターン又は異なるパターンについてアレイを分析することができ、また追加の又は異なるパラメータの推定を実行することができる。実施形態によっては、方法４００はもはや入来するビットがないときに終了する。

上記の説明は特定の順序で図９に示されている処理段階について行っているが、特許請求の範囲は如何なる特定の順序に限定されるものではないことを理解されたい。上述の処理段階は様々な異なる順序で実行することができ、本発明の範囲内に入るものである。

図１０は搬送波オフセット推定又は修正モジュール２５５の一実施形態を例示する。モジュール２５５の決定指向推定ループが、搬送波オフセット修正のために用いられる予測位相変分Ψ[i] を生成することができる。遅延Ｄを持つＧＭＳＫ差分位相再構成モジュー
ル５０５とその後の利得モジュール５１０（例えば、利得

を持つ増幅器）とは、復調されたビットｂ_fsk [i] に少なくとも部分的に基づいて、期待されるノイズ無しの修正済み位相変分

を再構成するために使用することができる。コンバイナ５１５において、期待されるノイズ無しの修正済み位相変分

が適切に遅延させた修正済み位相変分φ’[i-D] から減算されて、エラー信号ε[i] を生成することができる。コンバイナ５１５より前に、修正済み位相変分φ’をｎサンプル遅延５２０に通すことができる。ｎサンプル遅延５２０は、ＧＭＳＫ差分位相再構成モジュール５０５の遅延にほぼ一致する遅延Ｄを持つことができる。コンバイナ５３０において、以前の予測位相変分Ψ[i-1] をエラー信号ε[i] によって修正することができる。コンバイナ５３０の結果は、パラメータΓ₃ によって設定された帯域幅を持つ一次フィルタ５４０を使用して、平滑化することができる。

ＧＭＳＫ差分位相再構成モジュール５０５の１つの目的は、有限の窓の復調されたビットに基づいた所与の帯域幅によるＧＭＳＫ変調のために期待されるようなノイズ無しの修正済み位相変分Ψ[i] を再生成することである。ＧＭＳＫ差分位相再構成モジュール５０５の１つの取り得る実施例は、帯域幅ＢＴの関数として決定される各エントリを持つルックアップ・テーブルである。代替例として、群遅延Ｄ＝（Ｌ−１）／２を持つ対称線形遅延線フィルタ又は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを使用して、理想的なノイズ無しの修正済み位相変分

を近似するようにしてもよい。例えば、Ｌ＝３であり且つ次の式

及び ｘ₁ ＝ｘ₃
に従って選択された係数［ｘ₁ ｘ₂ ｘ₃ ］を持つＦＩＲフィルタはＢＴ≧０．２について良好に動作する。

図４に示されているように、ベースバンド受信器３５は第１の復調器２０５及び第２の復調器２１０を含んでいる。第１の復調器２０５はＦＳＫ復調手法を使用することができ、また第２の復調器２１０はＯＱＰＳＫ復調手法を使用することができる。（ＯＱＰＳＫ復調手法を使用する）第２の復調器２１０の出力は、その後、ＯＱＰＳＫ復調処理中に生じる固有の差分復号を補正するために符号化器６０５によって差分符号化することができる。ビット・エラーが何ら生じないとき、差分符号化器６０５からの出力ビット・ストリームｂ_OQPSK [i] は、（ＦＳＫ復調手法を使用する）第１の復調器２０５の出力ビット・ストリームｂ_fsk [i] と実質的に一致する。

一実施形態では、システム２０は、第１及び第２の復調器２０５及び２１０（図４に示す）のような並列の復調器とエラーを検出するためのエラー検出モジュール６２０（図４に示す）とを利用する受信器２８を含むことができる。実施形態によっては、エラー検出モジュール６２０は、パケット化プロトコルを用いて送信器２５によって符号化されたデータ・パケット内のエラー訂正コード（ＥＣＣ）を使用してエラーを検出することができる。実施形態によっては、エラー検出モジュール６２０は出力ペイロード・データ４２を出力することができる。

図１１はエラー検出モジュール６２０の一実施形態を例示する。エラー検出モジュール６２０は、２つの交番する復調器ビット・ストリームｂ_OQPSK [i] 及びｂ_fsk [i] を使用すると共に、復調器ビット・ストリームｂ_OQPSK [i] 及びｂ_fsk [i] が一致しないときに正しいビット・ストリームを選択するための規則又はアルゴリズムを使用することができる。

図１１に示されているように、エラー検出モジュール６２０は、各データ・パケットに含まれているＥＣＣに依存するエラー復号及びエラー検出アルゴリズムを含むことができる。エラー検出モジュール６２０はパケットを復号し、またパケットが「良好（すなわち、何らエラーが検出されていない）」、「障害回復済み（すなわち、ビット・エラーが検出されたが訂正されている）」又は「不良（すなわち、ビット・エラーが検出されて訂正されていない）」かどうか決定するために、復号されたパケット内のＥＣＣに依存することができる。

実施形態によっては、（並列の復調器２０５及び２１０、並びにエラー検出モジュール６２０）を利用する受信器２８の性能は、周波数偏差に比較的敏感でないようにすることができ、これは変調指数ｈの適切な制御を維持するために復号器内のアナログ回路にかかる負担を軽減することができる。例えば、送信器２５における非ＭＳＫ公称変調指数ｈ（例えば、０．６の変調指数ｈ）の選択は、変調指数ｈの分布を非対称な受信器性能曲線の平坦な領域へ向かってバイアスして占有帯域幅内での増加をほんの僅かにすることによって、通信システム２０の最悪の場合のシステム性能を改善する。

本発明の様々な特徴及び利点は特許請求の範囲の欄に記載されている。

本発明を具体化する通信システムの概要図である。 図１の通信システムを含む遠隔測定システムの概要図である。 図１の通信システムに含まれる送信器の概要図である。 図１の通信システムに含まれるベースバンド受信器の概要図である。 図４の受信器に含まれる適応非線形等化器の概要図である。 無均等化差分ＧＭＳＫ決定統計値の一例のフル・アイ・ダイアグラムである。 無均等化差分ＧＭＳＫ決定統計値の一例のハーフ・アイ・ダイアグラムである。 無均等化差分ＧＭＳＫ決定統計値の一例のハーフ・アイ・ダイアグラムである。 図１の通信システムに含まれる変調指数推定モジュールの概要図である。 図１の通信システムに含まれる３ｄＢ帯域幅・ビット持続期間積推定モジュールの概要図である。 本発明の一実施形態によるパラメータ推定を開始させるビット・パターンを検出する方法のフローチャートである。 図１の通信システムに含まれる搬送波オフセット推定モジュールの概要図である。 図１の通信システムに含まれるエラー検出モジュールの概要図である。

符号の説明

２０ 通信システム
２８ 受信器
５０ 遠隔測定システム
６０ 歩行可能患者
８０ データ取得モジュール（ＤＡＣ）
１３０ 利得モジュール
１３５ コンバイナ
１４０ 変調器
２０５ 復調器
２３５ 位相モジュール
２４０ １サンプル遅延
２４５ コンバイナ
２５０ コンバイナ
４００ パラメータ推定を開始させるパターンを検出する方法
６０５ 符号化器

Claims (9)

1. 第１のデジタル信号を変調すると共に被変調信号を送信する一台の変調器を有する第１の装置（２５）と、前記被変調信号を受信する第２の装置（２８）とを有する通信システム（２０）であって、
   前記第２の装置（２８）は、
   前記被変調信号を受信し、非最小シフト変調指数化信号を復調する第１の復調手法を実施して、第１の復調出力を生成する第１の復調器（２０５）と、
   前記第１の復調器と（２０５）と並行して動作する第２の復調器（２１０）であって、前記被変調信号を受信し、最小シフト変調指数化された信号を復調する第２の復調手法を実施して、第２の復調出力を生成する第２の復調器（２１０）と、
   前記第１の復調出力及び前記第２の復調出力に基づいてビット・エラー検出を実行するエラー検出モジュール（６２０）と、
   を備えることを特徴とする通信システム（２０）。
2. 前記第１の装置（２５）は周波数シフト・キーイング変調（ＦＳＫ）手法を実施することを特徴とする請求項１記載の通信システム（２０）。
3. 前記被変調信号はパケット化プロトコルを用いて変調されることを特徴とする請求項１記載の通信システム（２０）。
4. 前記エラー検出モジュール（６２０）は、第１の復調出力を第２の復調出力とパケット毎に比較することによってビット・エラー検出を実行することを特徴とする請求項３記載の通信システム（２０）。
5. 前記第１の復調手法は差分周波数シフト・キーイング（ＤＦＳＫ）であり、前記第２の復調手法はオフセット直角位相シフト・キーイング（ＯＱＰＳＫ）であることを特徴とする請求項２記載の通信システム（２０）。
6. 無線周波数信号によりデータを転送する方法であって、
   データを第１のディジタル信号へ変換する段階と、
   パケット化プロトコルを使用してディジタル信号を変調して、被変調信号を生成する段階と、
   被変調信号を無線で伝送する段階と、
   被変調信号を受信する段階と、
   前記被変調信号を受信し、非最小シフト変調指数化された信号を復調する第１の復調手法を実施して、第１の復調信号を生成する第１復調段階と、
   前記第１復調段階と並行に動作する第２の復調段階であって、前記被変調信号を受信し、前記第１の復調法と異なる、最小シフト変調指数化された信号を復調する第２の復調手法を実施して第２の復調信号を生成する第２の復調段階と、
   前記第１の復調信号と前記第２の復調信号とに基づいてエラー検出アルゴリズムを実行するエラー検出段階と、
   前記エラー検出アルゴリズムに基づいて、前記第１の復調信号と第２の復調信号の中から、前記第１のデジタル信号の対応する部分を最もよく表す信号を第２のデジタル信号として選択する段階と、
   前記第２のデジタル信号を、前記第１のデジタル信号に等価な信号として出力する段階、と
   を備えることを特徴とする通信方法。
7. 前記第２の復調段階は、
   送信された信号を復調して、複数のビットを持つディジタル信号を生成する段階と、
   前記複数のビットが第１のパターンのビット又は第２のパターンのビットを含んでいるかどうかを判定する段階と、
   前記複数のビットが第１のパターンのビットを含んでいる場合に、第１の変調信号パラメータの推定を実行する段階と、
   前記複数のビットが第２のパターンのビットを含んでいる場合に、第２の変調信号パラメータの推定を実行する段階と、
   を有していることを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 前記第２の復調器（２１０）は等価器（２６０）を有し、この等価器は、
   第１の時間間隔及び第２の時間間隔を含む入力信号を受信する段階であって、第１の時間間隔は第２の時間間隔より前にあり、また第１の時間間隔は第１の入力値を含んでおり、更に第２の時間間隔は第２の入力値を含んでいる、当該段階と、
   入力信号の少なくとも１つの推定パラメータを受け取る段階と、
   少なくとも１つの推定パラメータと第１の入力値とに少なくとも部分的に基づいて第１の出力値を決定する段階と、
   第１の出力値に少なくとも部分的に基づいてシフト値を算出する段階と、
   第２の入力値をシフト値だけシフトさせて、第２の時間間隔中に第２の出力値を決定する段階と、
   を有しているプログラムを実行するプログラム実行部を具備することを特徴とする請求項１に記載のシステム。
9. 前記第２の復調段階は、更に、前記被変調信号の搬送波オフセットを推定する段階を有し、
   この搬送波オフセットを推定する段階は、
   第１の時間間隔中は第１の入力値を持ち且つ第２の時間間隔中は第２の入力値を持つ入力信号を受信する段階であって、第１の時間間隔は第２の時間間隔より前にある、当該段階と、
   被変調信号の第１の推定パラメータを受ける段階と、
   被変調信号の第２の推定パラメータを受ける段階と、
   第２の時間間隔期間中に推定信号を算出する段階であって、推定信号は被変調信号の位相変分の実質的にノイズの無い推定値であり、また推定信号は第１の入力値、第１の推定パラメータ及び第２の推定パラメータに少なくとも部分的に基づいたものである、当該段階と、
   第２の入力値を推定信号と組み合わせることによって、エラー信号を生成する段階と、
   エラー信号に少なくとも部分的に基づいて第２の時間間隔中に搬送波オフセットを決定する段階と、を有していることを特徴とする請求項６に記載の方法。

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