JP4797699B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置に関する。

従来より、スイッチング電源装置として種々のタイプのものが提案され、実用に供されている。その多くは、電力変換トランスの入力巻線に接続されたスイッチ回路のスイッチング動作により直流入力電圧をスイッチングし、スイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出す方式である。このようなスイッチ回路のスイッチング動作に伴い、出力巻線に現れる電圧は、整流回路によって整流された後、平滑回路によって直流に変換されて出力される。

この種のスイッチング電源装置では、一定の出力電圧を維持可能な入力電圧範囲の広範化が望まれている。そこで例えば特許文献１では、２つのスイッチング素子（スイッチング回路）に対応してトランスの１次側に同一巻数の巻線を２つ設け、入力電圧の大きさに応じてこれら２つの１次側巻線同士を直列または並列に接続するようにしたスイッチング電源装置が提案されている。

特開平１１−１３６９３９号公報

上記特許文献１の技術によれば、入力電圧の大きさに応じてトランスの１次側巻線と２次側巻線との巻数比を切り換えることができ、一定の出力電圧を維持可能な入力電圧範囲が広範になると考えられる。

しなしながらこのスイッチング電源装置では、巻線同士の接続状態としては直列接続状態および並列接続状態の２状態しかないので、変換可能な電圧範囲を十分に広げるのが困難であった。

また、このスイッチング電源装置では、２つの１次側巻線同士を並列接続している場合、並列動作する２つのスイッチング回路同士の制御タイミング（スイッチング素子同士のオン・オフ動作のタイミング）が素子間の製造ばらつき等によりわずかにでもずれると、それらのスイッチング回路間のインピーダンスの差異に起因して過大なサージ電流が流れてしまうという問題があった。過大なサージ電流が発生すると、スイッチング素子等を破壊するおそれがある。また、現実的には制御タイミングを完全に一致させるのは困難である。よって、結果的に電流容量の大きい素子を用いなければならず、電流容量が大きくなるにつれて素子が大型化する傾向にあることから、装置全体を小型化するのが困難であった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、変換可能な電圧範囲をより広げることが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

また、本発明の第２の目的は、サージ電流の発生を抑えつつ変換可能な電圧範囲の広範化を実現するスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明の第１のスイッチング電源装置は、第１および第２の端子対を備え、この第１の端子対側の第１の直流電圧と第２の端子対側の第２の直流電圧との間の電圧変換を行うものであって、第１の端子対側に配置された互いに巻数の等しい複数の第１の巻線と、第２の端子対側に配置された第２の巻線とを有するトランスと、第１の端子対側に複数の第１の巻線にそれぞれ対応して設けられ、各々が４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ型の複数の第１の回路と、これら複数の第１の回路と複数の第１の回路にそれぞれ対応する第１の巻線とから構成される複数の電流経路同士が互いに並列接続状態、直列接続状態または直列と並列との混合接続状態となるように接続切換を行う接続切換手段とを備え、入力された第１の直流電圧を電圧変換して第２の直流電圧を出力する場合（上記複数の第１の回路がそれぞれインバータ回路として機能する場合）において、上記接続切換手段が、第１の直流電圧が大きくなるのに従って、並列接続状態、上記混合接続状態および直列接続状態の順に接続切換の設定を行うようにしたものである。
本発明の第２のスイッチング電源装置は、第１および第２の端子対を備え、この第１の端子対側の第１の直流電圧と第２の端子対側の第２の直流電圧との間の電圧変換を行うものであって、第１の端子対側に配置された互いに巻数の等しい複数の第１の巻線と、第２の端子対側に配置された第２の巻線とを有するトランスと、第１の端子対側に複数の第１の巻線にそれぞれ対応して設けられ、各々が４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ型の複数の第１の回路と、これら複数の第１の回路と複数の第１の回路にそれぞれ対応する第１の巻線とから構成される複数の電流経路同士が互いに並列接続状態、直列接続状態または直列と並列との混合接続状態となるように接続切換を行う接続切換手段とを備え、入力された第２の直流電圧を電圧変換して第１の直流電圧を出力する場合（上記複数の第１の回路がそれぞれ整流回路として機能する場合）において、上記接続切換手段が、第２の直流電圧が大きくなるのに従って、直列接続状態、上記混合接続状態および並列接続状態の順に接続切換の設定を行うようにしたものである。

本発明の第１および第２のスイッチング電源装置では、上記複数の第１の回路がそれぞれインバータ回路または整流回路として機能し、トランスの変圧作用によって、第１の端子対側の第１の直流電圧と第２の端子対側の第２の直流電圧との間で電圧変換がなされる。また、接続切換手段によって、上記複数の電流経路同士が互いに並列接続状態、直列接続状態または直列と並列との混合接続状態となるように接続切換がなされる。ここで、トランスの複数の第１の巻線が、それぞれ複数の第１の回路に対応すると共に互いに巻数が等しいことから、第１の巻線と第２の巻線との巻数比は、並列接続状態、上記混合接続状態および直列接続状態の順に大きくなる。
また、本発明の第１のスイッチング電源装置では、第１の直流電圧が大きくなるのに従って第１の巻線と第２の巻線との巻数比も大きくなるため、一定の出力電圧（第２の直流電圧）を維持可能な入力電圧（第１の直流電圧）の範囲が、従来と比べて広くなる。
また、本発明の第２のスイッチング電源装置では、第２の直流電圧が大きくなるのに従って第１の巻線と第２の巻線との巻数比が小さくなるため、一定の出力電圧（第１の直流電圧）を維持可能な入力電圧（第２の直流電圧）の範囲が、従来と比べて広くなる。

本発明の第１および第２のスイッチング電源装置では、上記接続切換手段を、複数の接続切換素子と、上記第１の直流電圧または第２の直流電圧を検出する電圧検出回路と、この電圧検出回路により検出された第１または第２の直流電圧の大きさに応じて上記複数の接続切換素子のオン・オフ状態をそれぞれ制御する第１の制御部とから構成することが可能である。

本発明の第１および第２のスイッチング電源装置では、上記接続切換手段が、第１または第２の直流電圧と所定の複数のしきい値電圧との間で値の大小をそれぞれ比較してその比較結果に基づいて接続切換を行うようにしてもよく、第１または第２の直流電圧の大きさに応じて並列接続状態のデューティ比、混合接続状態のデューティ比および直列接続状態のデューティ比のうちの少なくとも２つが変化するように接続切換を行うようにしてもよい。後者の場合、第１または第２の直流電圧の大きさに応じて各接続状態のデューティ比が変化するため、これらの値が急激に変化することはない（連続的に変化する）。なお、上記接続切換手段が、第１の直流電圧が大きくなるのに従って第１の巻線と第２の巻線との巻数比が連続的に増加すると共に第２の直流電圧が大きくなるのに従って上記巻数比が連続的に減少するように、各接続状態のデューティ比を変化させるようにしてもよい。

本発明の第１のスイッチング電源装置では、入力された第２の直流電圧を電圧変換して第１の直流電圧を出力する場合に、上記接続切換手段が、この第１の直流電圧が所定の目標電圧値となるように接続切換を行ってもよい。このように構成した場合、一定の入力電圧（第２の直流電圧）から変換可能な出力電圧（第１の直流電圧）の範囲が、従来と比べて広くなる。

この場合には、上記接続切換手段を、複数の接続切換素子と、上記目標電圧値の大きさに応じてこれら複数の接続切換素子のオン・オフ状態をそれぞれ制御する第２の制御部とから構成することが可能である。また、上記接続切換手段が、この目標電圧値が大きくなるのに従って、並列接続状態、上記混合接続状態および直列接続状態の順に接続切換の設定を行うのが好ましい。このように構成した場合、出力電圧（第１の直流電圧）の目標電圧値が大きくなるのにしたがって、第１の巻線と第２の巻線との巻数比も大きくなる。

本発明の第１および第２のスイッチング電源装置では、４つの第１の回路を備え、これらに対応する４つの電流経路同士の接続状態として、４並列接続状態、２直列と２並列との混合接続状態および４直列接続状態を有するように構成可能である。また、６つの第１の回路を備え、これらに対応する６つの電流経路同士の接続状態として、６並列接続状態、２直列と３並列との混合接続状態、３直列と２並列との混合接続状態および６直列接続状態を有するように構成可能である。なお、これらの場合のように第１の回路の個数をＮ（４以上の自然数）とした場合には、このＮの約数が３つ以上存在するようにするのが好ましい。そのように構成した場合、Ｎの約数の数が増えるのに応じて、電流経路同士が取り得る接続状態の数も増加する。

本発明の第１および第２のスイッチング電源装置では、上記４つのスイッチング素子が、複数の電流経路同士の接続状態によらずに常にオン・オフを行うオン・オフスイッチングモードで動作するようにしてもよく、これら複数の電流経路同士の接続状態に応じて、上記オン・オフスイッチングモードまたは常にオン状態を保つ常時オンモードで動作するようにしてもよい。なお、前者のように構成した場合、後者のように構成した場合と比べ、４つのスイッチング素子に対する制御がより簡単になる。

本発明の第１および第２のスイッチング電源装置では、上記第２の端子対側に、センタタップ型またはプッシュプル型の第２の回路を備えるようにしてもよく、また、フルブリッジ型の第２の回路を備えるようにしてもよい。なお、センタタップ型の第２の回路の場合にはこの回路が整流回路として機能する一方、プッシュプル第２の回路の場合にはこの回路がインバータ回路として機能する。また、フルブリッジ型の第２の回路の場合には、この回路が整流回路またはインバータ回路として機能する。

本発明の第３のスイッチング電源装置は、第１および第２の端子対を備え、この第１の端子対側の第１の直流電圧と第２の端子対側の第２の直流電圧との間の電圧変換を行うものであって、第１の端子対側に配置された互いに巻数の等しい複数の第１の巻線と、第２の端子対側に配置された第２の巻線とを有するトランスと、第１の端子対側に複数の第１の巻線にそれぞれ対応して設けられ、各々が４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ型の複数の回路と、これら複数の回路同士をそれぞれ同期させて駆動する駆動回路と、上記複数の回路にそれぞれ対応して設けられた複数のインダクタと、上記複数の回路とこれら複数の回路にそれぞれ対応する第１の巻線とから構成される複数の電流経路同士が互いに並列接続状態または直列接続状態となるように接続切換を行う接続切換手段とを備え、入力された第１の直流電圧を電圧変換して第２の直流電圧を出力する場合（上記複数の第１の回路がそれぞれインバータ回路として機能する場合）において、上記接続切換手段が、第１の直流電圧が大きくなるのに従って、並列接続状態、上記混合接続状態および直列接続状態の順に接続切換の設定を行うようにしたものである。
本発明の第４のスイッチング電源装置は、第１および第２の端子対を備え、この第１の端子対側の第１の直流電圧と第２の端子対側の第２の直流電圧との間の電圧変換を行うものであって、第１の端子対側に配置された互いに巻数の等しい複数の第１の巻線と、第２の端子対側に配置された第２の巻線とを有するトランスと、第１の端子対側に複数の第１の巻線にそれぞれ対応して設けられ、各々が４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ型の複数の回路と、これら複数の回路同士をそれぞれ同期させて駆動する駆動回路と、上記複数の回路にそれぞれ対応して設けられた複数のインダクタと、上記複数の回路とこれら複数の回路にそれぞれ対応する第１の巻線とから構成される複数の電流経路同士が互いに並列接続状態または直列接続状態となるように接続切換を行う接続切換手段とを備え、入力された第２の直流電圧を電圧変換して第１の直流電圧を出力する場合（上記複数の第１の回路がそれぞれ整流回路として機能する場合）において、上記接続切換手段が、第２の直流電圧が大きくなるのに従って、直列接続状態、上記混合接続状態および並列接続状態の順に接続切換の設定を行うようにしたものである。

本発明の第３および第４のスイッチング電源装置では、互いに同期動作する複数の回路同士がそれぞれインバータ回路または整流回路として機能し、トランスの変圧作用によって、第１の端子対側の第１の直流電圧と第２の端子対側の第２の直流電圧との間で電圧変換がなされる。また、接続切換手段によって、上記複数の電流経路同士が互いに並列接続状態または直列接続状態となるように接続切換がなされる。ここで、トランスの複数の第１の巻線が、それぞれ上記複数の回路に対応すると共に互いに巻数が等しいことから、上記複数の電流経路が互いに直列接続状態となる場合、互いに並列接続状態となる場合と比べ、第１の巻線と第２の巻線との巻数比が大きくなる。また、複数のスイッチング回路にそれぞれ対応して複数のインダクタが設けられているため、これらのインダクタによる電流の大きさを維持しようとする作用により、回路内の電流の変化が緩やかになる。
また、本発明の第３のスイッチング電源装置では、第１の直流電圧が大きくなるのに従って第１の巻線と第２の巻線との巻数比も大きくなるため、一定の出力電圧（第２の直流電圧）を維持可能な入力電圧（第１の直流電圧）の範囲が、従来と比べて広くなる。
また、本発明の第４のスイッチング電源装置では、第２の直流電圧が大きくなるのに従って第１の巻線と第２の巻線との巻数比が小さくなるため、一定の出力電圧（第１の直流電圧）を維持可能な入力電圧（第２の直流電圧）の範囲が、従来と比べて広くなる。

本発明の第１および第２のスイッチング電源装置によれば、複数の第１の回路にそれぞれ対応させて互いに巻数の等しい複数の第１の巻線を有するトランスを設け、接続切換手段によって、複数の電流経路同士を互いに並列接続状態、直列接続状態または直列と並列との混合接続状態とするようにしたので、第１の巻線と第２の巻線との巻数比を、並列接続状態、混合接続状態および直列接続状態の順に大きくすることができ、従来と比べて変換可能な電圧範囲をより広げることが可能となる。

また、本発明の第３および第４のスイッチング電源装置によれば、互いに同期動作する複数の回路にそれぞれ対応させて互いに巻数の等しい複数の第１の巻線を有するトランスと複数のインダクタとを設け、接続切換手段によって、複数の電流経路同士を互いに並列接続状態または直列接続状態とするようにしたので、直列接続状態の場合に並列接続状態の場合よりも１次側巻線と２次側巻線との巻数比を大きくすると共に回路内の電流変化を緩やかにすることができる。よって、トランスの巻数比を切り換えると共に上記回路同士のタイミングのずれに対する許容度を大きくすることができ、サージ電流の発生を抑えつつ変換可能な電圧範囲の広範化を実現することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、高圧バッテリ５１から入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される直流高圧電圧ＶＨに基づいて直流低圧電圧ＶＬを生成し、これを入出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力して低圧バッテリ５２へ供給する順方向動作と、逆にこの低圧バッテリ５２から入出力端子Ｔ３，Ｔ４間に印加される直流低圧電圧ＶＬに基づいて直流高圧電圧ＶＨを生成し、これを入出力端子Ｔ１，Ｔ２から出力して高圧バッテリ５１へ供給する逆方向動作とを行うことが可能な双方向型のスイッチング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）である。

このスイッチング電源装置は、高圧バッテリ５１側（高圧側）の高圧ラインＬ１Ｈおよび低圧ラインＬ１Ｌの間に設けられた平滑コンデンサＣＨ、４つのスイッチング回路１１〜１４、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３および４つのインダクタＬｒ１〜Ｌｒ４と、高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄおよび低圧バッテリ５２側（低圧側）の巻線３２Ａ，３２Ｂを有するトランス３と、低圧側に設けられたスイッチング回路４、インダクタＬｃｈおよび平滑コンデンサＣＬと、直流高圧電圧ＶＨを検出する電圧検出回路６１と、直流低圧電圧ＶＬを検出する電圧検出回路６２と、スイッチング回路１１〜１４および接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の動作をそれぞれ制御するための制御部７とを備えている。

平滑コンデンサＣＨは、直流高圧電圧ＶＨを平滑化するためのものである。

スイッチング回路１１は、４つのスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４と、これらスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４に対してそれぞれ並列接続されたダイオードＤ１１〜Ｄ１４とを有しており、フルブリッジ型の回路構成となっている。具体的には、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２の一端同士が互いに接続点Ｐ５で接続されると共に、スイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４の一端同士が互いに接続点Ｐ９で接続されている。また、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１３の他端同士が接続切換スイッチＳ５１を介して接続点Ｐ３（Ｐ２１）で互いに接続されると共に、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１４の他端同士が接続切換スイッチＳ６１を介して接続点Ｐ４（Ｐ２２）で互いに接続され、これら他端同士はそれぞれ入出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続されている。

また、スイッチング回路１２も同様に、４つのスイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４と、これらスイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４に対してそれぞれ並列接続されたダイオードＤ２１〜Ｄ２４とを有しており、フルブリッジ型の回路構成となっている。具体的には、スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２の一端同士が互いに接続点Ｐ１０で接続されると共に、スイッチング素子Ｓ２３，Ｓ２４の一端同士が互いに接続点Ｐ１１で接続されている。また、スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２３の他端同士がそれぞれ接続切換スイッチＳ５１，Ｓ５２を介して接続点Ｐ２１（Ｐ２３）で互いに接続されると共に、スイッチング素子Ｓ２２，Ｓ２４の他端同士がそれぞれ接続切換スイッチＳ６１，Ｓ６２を介して接続点Ｐ２２（Ｐ２４）で互いに接続され、これら他端同士はそれぞれ入出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続されている。

また、スイッチング回路１３も同様に、４つのスイッチング素子Ｓ３１〜Ｓ３４と、これらスイッチング素子Ｓ３１〜Ｓ３４に対してそれぞれ並列接続されたダイオードＤ３１〜Ｄ３４とを有しており、フルブリッジ型の回路構成となっている。具体的には、スイッチング素子Ｓ３１，Ｓ３２の一端同士が互いに接続点Ｐ１２で接続されると共に、スイッチング素子Ｓ３３，Ｓ３４の一端同士が互いに接続点Ｐ１３で接続されている。また、スイッチング素子Ｓ３１，Ｓ３３の他端同士がそれぞれ接続切換スイッチＳ５２，Ｓ５３を介して接続点Ｐ２３（Ｐ２５）で互いに接続されると共に、スイッチング素子Ｓ３２，Ｓ３４の他端同士がそれぞれ接続切換スイッチＳ６２，Ｓ６３を介して接続点Ｐ２４（Ｐ２６）で互いに接続され、これら他端同士はそれぞれ入出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続されている。

また、スイッチング回路１４も同様に、４つのスイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ４４と、これらスイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ４４に対してそれぞれ並列接続されたダイオードＤ４１〜Ｄ４４とを有しており、フルブリッジ型の回路構成となっている。具体的には、スイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２の一端同士が互いに接続点Ｐ１４で接続されると共に、スイッチング素子Ｓ４３，Ｓ４４の一端同士が互いに接続点Ｐ８で接続されている。また、スイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４３の他端同士が接続切換スイッチＳ５３を介して接続点Ｐ２５（Ｐ６）で互いに接続されると共に、スイッチング素子Ｓ４２，Ｓ４４の他端同士が接続切換スイッチＳ６３を介して接続点Ｐ２６（Ｐ７）で互いに接続され、これら他端同士はそれぞれ入出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続されている。

スイッチング回路１１〜１４，２１〜２４，３１〜３４，４１〜４４はこのような構成により、制御部７から供給される駆動信号（駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４）に応じて、後述するように、順方向動作時にはフルブリッジ型のインバータ回路として機能する一方、逆方向動作時にはフルブリッジ型の整流回路として機能するようになっている。

なお、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４は、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子から構成される。また、これらスイッチ素子としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、上記ダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４，Ｄ３１〜Ｄ３４，Ｄ４１〜Ｓ４４をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生ダイオードから構成することが可能である。また、このように構成した場合、スイッチ素子とは別個にダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４，Ｄ３１〜Ｄ３４，Ｄ４１〜Ｄ４４を設ける必要がなくなり、回路構成を簡素化することができる。また、このようにダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４，Ｄ３１〜Ｄ３４，Ｄ４１〜Ｄ４４をそれぞれＭＯＳ―ＦＥＴの寄生ダイオードから構成するようにした場合、これらＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードが導通する期間と同期して、ＭＯＳ−ＦＥＴ自身もオン状態とすることが好ましい。より少ない電圧降下で整流することができるからである。

接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３はそれぞれ、接続点Ｐ１５，Ｐ２１間、接続点Ｐ１７，Ｐ２３間および接続点Ｐ１９，Ｐ２５間に配置されている。また、接続切換スイッチＳ６１〜Ｓ６３はそれぞれ、接続点Ｐ１６，Ｐ２２間、接続点Ｐ１８，Ｐ２４間および接続点Ｐ２０，Ｐ２６間に配置されている。これら接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３も、制御部７から供給される駆動信号（駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３）によってそのオン・オフ状態が制御されるようになっており、これにより詳細は後述するが、スイッチング回路１１〜１４における電流経路同士の接続を切り換えるようになっている。なお、これら接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３も、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチ素子から構成される。

インダクタＬｒ１は、一端が接続点Ｐ５に接続されると共に他端がトランス３の巻線３１Ａを介して接続点Ｐ９に接続され、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４から構成されるブリッジ回路（スイッチング回路１１）にＨブリッジ接続されている。また、インダクタＬｒ２は、一端が接続点Ｐ１１に接続されると共に他端がトランス３の巻線３１Ｂを介して接続点Ｐ１０に接続され、スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４から構成されるブリッジ回路（スイッチング回路１２）にＨブリッジ接続されている。また、インダクタＬｒ３は、一端が接続点Ｐ１２に接続されると共に他端がトランス３の巻線３１Ｃを介して接続点Ｐ１３に接続され、スイッチング素子Ｓ３１〜Ｓ３４から構成されるブリッジ回路（スイッチング回路１３）にＨブリッジ接続されている。また、インダクタＬｒ４は、一端が接続点Ｐ８に接続されると共に他端がトランス３の巻線３１Ｄを介して接続点Ｐ１４に接続され、スイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ４４から構成されるブリッジ回路（スイッチング回路１４）にＨブリッジ接続されている。

トランス３は、スイッチング回路１１〜１４にそれぞれ対応して設けられると共に互いに巻数の等しい４つの高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄと、２つの低圧側の巻線３２Ａ，３２Ｂとを有している。このうち、高圧側の巻線３１Ａは、一端がインダクタＬｒ１の他端に接続されると共に他端が接続点Ｐ９に接続され、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４から構成されるブリッジ回路（スイッチング回路１１）にＨブリッジ接続されている。また、巻線３１Ｂは、一端が接続点Ｐ１０に接続されると共に他端がインダクタＬｒ２の他端に接続され、スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４から構成されるブリッジ回路（スイッチング回路１２）にＨブリッジ接続されている。また、巻線３１Ｃは、一端がインダクタＬｒ３の他端に接続されると共に他端が接続点Ｐ１３に接続され、スイッチング素子Ｓ３１〜Ｓ３４から構成されるブリッジ回路（スイッチング回路１３）にＨブリッジ接続されている。また、巻線３１Ｄは、一端が接続点Ｐ１４に接続されると共に他端がインダクタＬｒ４の他端に接続され、スイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ４４から構成されるブリッジ回路（スイッチング回路１４）にＨブリッジ接続されている。一方、低圧側の巻線３２Ａ，３２Ｂの一端同士はセンタタップＣＴで互いに接続され、このセンタタップＣＴは、低圧側の高圧ラインＬ２Ｈ上をインダクタＬｃｈを介して入出力端子Ｔ３に導かれている。このような構成によりトランス３は、スイッチング回路１１〜１４または後述するスイッチング回路４によって生成された入力交流電圧を降圧し、巻線３２Ａ，３２Ｂの各端部または巻線３１Ａ〜３１Ｄの端部から、互いに１８０度位相が異なる出力交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の降圧または昇圧の度合いは、巻線３１Ａ〜３１Ｄと巻線３２Ａ，３２Ｂとの巻数比によって定まる。

スイッチング回路４は、２つのスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ２０と、これらスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ２０に対してそれぞれ並列接続されたダイオードＤ１０，Ｄ２０とを有しており、プッシュプル型の回路構成となっている。ダイオードＤ１０，Ｄ２０について具体的にみると、ダイオードＤ１０のカソードはトランス３の巻線３２Ａの他端に接続され、ダイオードＤ２０のカソードはトランス３の巻線３２Ｂの他端に接続されている。また、これらダイオードＤ１０，Ｄ２０のアノード同士は互いに接続され、低圧側の低圧ラインＬ２Ｌに接続されている。つまり、このスイッチング回路４のダイオードＤ１０，Ｄ２０は、センタタップ型のアノードコモン接続の構成となっている。このような構成によりスイッチング回路４は、後述するように、順方向動作時にはセンタタップ型の整流回路として機能する一方、逆方向動作時にはプッシュプル型のインバータ回路として機能するようになっている。

なお、スイッチング素子Ｓ１０，Ｓ２０も、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチ素子から構成される。また、これらスイッチ素子としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、上記ダイオードＤ１０，Ｄ２０をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生ダイオードから構成することが可能である。そのように構成した場合も、スイッチ素子とは別個にダイオードＤ１０，Ｄ２０を設ける必要がなくなり、回路構成を簡素化することができる。また、このようにダイオードＤ１０，Ｄ２０をそれぞれＭＯＳ―ＦＥＴの寄生ダイオードから構成するようにした場合、これらＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードが導通する期間と同期して、ＭＯＳ−ＦＥＴ自身もオン状態とすることが好ましい。より少ない電圧降下で整流することができるからである。

インダクタＬｃｈは、高圧ラインＬ２Ｈに挿入配置されており、一端はセンタタップＣＴに接続され、他端は入出力端子Ｔ３に接続されている。また、平滑コンデンサＣＬは、高圧ラインＬ２Ｈ（具体的には、インダクタＬｃｈの他端）と低圧ラインＬ２Ｌとの間に設けられ、低圧ラインＬ２Ｌの端部には、入出力端子Ｔ４が設けられている。このような構成によりインダクタＬｃｈは、後述するように順方向動作時にチョークコイルとして機能し、平滑コンデンサＣＬと共に平滑回路を構成することで、スイッチング回路４で整流された直流電圧を平滑化して直流低圧電圧ＶＬを生成し、これを入出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリ５２に給電するようになっている。

電圧検出回路６１は、高圧側の高圧ラインＬ１Ｈ上の接続点Ｐ１と低圧ラインＬ１Ｌ上の接続点Ｐ２との間に挿入配置されると共に、制御部７に接続されている。電圧検出回路６１はこのような構成により、直流高圧電圧ＶＨを検出すると共にこの直流高圧電圧ＶＨの大きさに対応する電圧を制御部７へ出力するようになっている。なお、この電圧検出回路６１の具体的な回路構成としては、例えば、接続点Ｐ１と接続点Ｐ２との間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって、直流高圧電圧ＶＨを検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

電圧検出回路６２は、低圧側の高圧ラインＬ２Ｈ上の接続点（具体的には、インダクタＬｃｈの他端と入出力端子Ｔ３との間の接続点）と、制御部７との間に挿入配置されている。電圧検出回路６２はこのような構成により、直流低圧電圧ＶＬを検出すると共にこの直流低圧電圧ＶＬの大きさに対応する電圧を制御部７へ出力するようになっている。なお、この電圧検出回路６２の具体的な回路構成としては、上記した電圧検出回路６１の場合と同様に、例えば上記した高圧ラインＬ２Ｈ上の接続点と接地との間に配置された分圧抵抗（図示せず）よって、直流低圧電圧ＶＬを検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

ここで、図２および図３を参照して、制御部７について詳細に説明する。図２は、制御部７の回路構成を表したものであり、図３は、制御部７による電流経路の接続切換制御の詳細を表したものである。

図２に示したように、制御部７は、発振回路７１と、演算回路７２と、比較器Ｃｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ２と、差動増幅器（エラーアンプ）Ａｍｐ１と、比較器Ｃｏｍｐ１の基準電源Ｒｅｆ１と、差動増幅器Ａｍｐ１の基準電源Ｒｅｆ２と、抵抗器Ｒ１とを有している。比較器Ｃｏｍｐ１の正極入力端子は電圧検出回路６１の出力端子に接続され、負極入力端子は基準電源Ｒｅｆ１の一端に接続され、出力端子は接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３に接続されている。差動増幅器Ａｍｐ１の正極入力端子は基準電源Ｒｅｆ２の一端に接続され、負極入力端子は電圧検出回路６２の出力端子に接続され、出力端子は比較器Ｃｏｍｐ２の負極入力端子に接続されている。比較器Ｃｏｍｐ２の正極入力端子は発振器７１の出力端子に接続され、出力端子は演算回路７２の入力端子に接続されている。演算回路７２の５つの出力端子はそれぞれ、スイッチング回路１１〜１４，４に接続されている。抵抗器Ｒ１は差動増幅器Ａｍｐ１の負極入力端子と出力端子との間に配置され、基準電源Ｒｅｆ１，Ｒｅｆ２の他端はそれぞれ接地されている。

比較器Ｃｏｍｐ１は、しきい値電圧Ｖth11やしきい値電圧Ｖth12の電位に対応する基準電源Ｒｅｆ１からの基準電位Ｖ１と、電圧検出回路６１から出力される直流高圧電圧ＶＨに対応する電圧の電位とを比較し、その比較結果に基づいて接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３をそれぞれ出力するものである。具体的には、直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth11よりも高い場合には、駆動信号ＳＧ５１，ＳＧ５３，ＳＧ６１，ＳＧ６３は「Ｌ」レベルとなる一方、逆に直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth11よりも低い場合には、駆動信号ＳＧ５１，ＳＧ５３，ＳＧ６１，ＳＧ６３は「Ｈ」レベルとなる。また、直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth12よりも高い場合には、駆動信号ＳＧ５２，ＳＧ６２は「Ｌ」レベルとなる一方、逆に直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth12よりも低い場合には、駆動信号ＳＧ５２，ＳＧ６２は「Ｈ」レベルとなる。

差動増幅器Ａｍｐ１は、基準電源Ｒｅｆ２からの基準電位Ｖ２と、電圧検出回路６２から出力される直流低圧電圧ＶＬに対応する電圧の電位との電位差を増幅して出力するものである。

比較器Ｃｏｍｐ２は、発振回路７１から出力されるパルス電圧ＰＬＳ１の電位と、差動増幅器Ａｍｐ１からの出力電圧の電位とを比較し、その比較結果に基づいてスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４の駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４のもととなるパルス電圧を出力するものである。具体的には、差動増幅器Ａｍｐ１からの出力電圧がパルス電圧ＰＬＳ１よりも高い場合には出力は「Ｌ」レベルとなる一方、逆に差動増幅器Ａｍｐ１からの出力電圧がパルス電圧ＰＬＳ１よりも低い場合には直流入力出力は「Ｈ」レベルとなる。

演算回路７２は、比較器Ｃｏｍｐ２から出力されるパルス電圧の信号に対して論理演算を行い、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４の駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４を出力するものである。また、この演算回路７２は、スイッチング素子Ｓ１０，Ｓ２０の駆動信号ＳＧ１０，ＳＧ２０も出力するようになっている。

制御部７はこのような構成により、スイッチング回路１１内のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４、スイッチング回路１２内のスイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４、スイッチング回路１３内のスイッチング素子Ｓ３１〜Ｓ３４、スイッチング回路１４内のスイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ４４およびスイッチング回路４内のスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ２０の動作をそれぞれ制御するようになっている。具体的には、順方向動作時には、駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４によってスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４をオン・オフ制御し、直流低圧電圧ＶＬを安定化させる（一定に保つ）ようになっている。より具体的には、電圧検出回路６２によって検出された直流低圧電圧ＶＬが高くなると、制御部７から出力される駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４のデューティ比が小さくなり、逆に検出された直流低圧電圧ＶＬが低くなると、駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４のデューティ比が大きくなり、直流低圧電圧ＶＬが一定に保たれるようになっている。なお、この制御部７が、スイッチング回路１１〜１４内のダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４，Ｄ３１〜Ｄ３４，Ｄ４１〜Ｄ４４やスイッチング回路４内のダイオードＤ１０，Ｄ２０の導通期間にそれぞれ同期してスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４やスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ２０がオン状態となるように制御した場合（同期整流）には、これらＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４，Ｄ３１〜Ｄ３４，Ｄ４１〜Ｄ４４，Ｄ１０，Ｄ２０での電力損失を低減することができる。

また、この制御部７は、順方向動作時には、電圧検出回路６１から出力される直流高圧電圧ＶＨに応じた電圧の大きさ（入力電圧の大きさ）に従って、駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３によって接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の動作をそれぞれ制御し、スイッチング回路１１と巻線３１Ａとを通る電流経路（第１の電流経路）と、スイッチング回路１２と巻線３１Ｂとを通る電流経路（第２の電流経路）と、スイッチング回路１３と巻線３１Ｃとを通る電流経路（第３の電流経路）と、スイッチング回路１４と巻線３１Ｄとを通る電流経路（第４の電流経路）との接続状態を切り換える一方、逆方向動作時には、出力電圧である直流高圧電圧ＶＨが所定の目標電圧値となるように、この目標電圧値の大きさに応じて、順方向動作時と同様の接続状態の切換を行うようになっている。

具体的には、図３に示したように、まず、順方向動作時には電圧検出回路６１によって検出された直流高圧電圧ＶＨ（逆方向動作時には直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値が）が所定のしきい値電圧Ｖth11（逆方向動作時は所定のしきい値電圧Ｖth21とする）よりも低い場合には、制御部７は、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３がそれぞれオン状態となるように制御する。すると、上記第１〜第４の電流経路が互いに並列接続状態（４並列接続状態）となる。また、検出された直流高圧電圧ＶＨ（逆方向動作時には直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値）がしきい値電圧Ｖth11（逆方向動作時はしきい値電圧Ｖth21）以上かつ所定のしきい値電圧Ｖth12（逆方向動作時は所定のしきい値電圧Ｖth22とする）未満の場合には、制御部７は、接続切換スイッチＳ５１，Ｓ６１，Ｓ５３，Ｓ６３がそれぞれオフ状態となるように制御する。すると、第１の電流経路および第２の電流経路、ならびに第３の電流経路および第４の電流経路がそれぞれ直列接続状態となり、これらの直列接続同士が互いに並列接続状態となる。すなわち、これら第１〜第４の電流経路が、互いに直列と並列との混合接続状態（２直列２並列接続状態）となる。さらに、検出された直流高圧電圧ＶＨ（逆方向動作時には直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値）がしきい値電圧Ｖth12（逆方向動作時はしきい値電圧Ｖth22）以上の場合には、制御部７は、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３がいずれもオフ状態となるように制御する。すると、第１〜第４の電流経路が互いに直列接続状態（４直列接続状態）となる。ここで、トランス３における巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比（ｎｐ／ｎｓ）を、４並列接続状態、２直列２並列状態、および４直列接続状態で比較すると、４直列接続状態（巻数比＝４ｎ）では４並列接続状態（巻数比＝ｎ）と比べて４倍の大きさとなり、２直列２並列接続状態（巻数比＝２ｎ）では４並列接続状態と比べて２倍の大きさとなっている。なお、この制御部７による接続切換制御の詳細については、後述する。

ここで、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４、スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４、スイッチング素子Ｓ３１〜Ｓ３４およびスイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ４４が、それぞれ本発明における「４つのスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング回路１１〜１４が本発明における「複数の第１の回路」および「複数の回路」の一具体例に対応する。また、巻線３１Ａ〜３１Ｄが本発明における「第１の巻線」の一具体例に対応し、巻線３２Ａ，３２Ｂが本発明における「第２の巻線」の一具体例に対応する。また、制御部７が、本発明における「駆動回路」、「第１の制御部」および「第２の制御部」の一具体例に対応する。また、インダクタＬｒ１〜Ｌｒ４が本発明における「複数のインダクタ」の一具体例に対応する。また、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３が本発明における「複数の接続切換素子」の一具体例に対応し、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３、電圧検出回路６１，６２、および制御部７が、本発明における「接続切換手段」の一具体例に対応する。また、入出力端子Ｔ１，Ｔ２が本発明における「第１の端子対」の一具体例に対応し、入出力端子Ｔ３，Ｔ４が本発明における「第２の端子対」の一具体例に対応する。また、直流高圧電圧ＶＨが本発明における「第１の直流電圧」の一具体例に対応し、直流低圧電圧ＶＬが本発明における「第２の直流電圧」の一具体例に対応する。

次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作について説明する。まず、スイッチング電源装置の基本動作を、順方向動作および逆方向動作に分けて説明する。

まず、順方向動作（直流高圧電圧ＶＨから直流低圧電圧ＶＬへの降圧動作）時には、スイッチング回路１１〜１４内のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４は、それぞれ制御部７からの駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４によってオン・オフ動作し、インバータ回路として機能する一方、スイッチング回路４内のスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ２０は、駆動信号ＳＧ１０，ＳＧ２０によってオフ状態となり、整流回路として機能する。また、インダクタＬｃｈはチョークコイルとして機能する。なお、前述した同期整流の場合には、スイッチング素子Ｓ１０，Ｓ２０もオン・オフ動作することになる。

よって、この順方向動作時には、以下のような基本動作となる。まず、高圧バッテリ５１から入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に直流高圧電圧ＶＨが印加され、インバータ回路として機能するスイッチング回路１１〜１４によって、入力交流電圧が生成される。

次に、この入力交流電圧がトランス３の巻線３１Ａ〜３１Ｄに入力すると変圧（この場合、降圧）され、巻線３２Ａ，３２Ｂから出力交流電圧が出力される。そしてこの出力交流電圧が、整流回路として機能するスイッチング回路４内のダイオードＤ１０，Ｄ２０によって整流され、チョークコイルとして機能するインダクタＬｃｈと平滑コンデンサＣＬとによって平滑化されることで、入出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流低圧電圧ＶＬとして出力され、低圧バッテリ５２に給電される。

一方、逆方向動作（直流低圧電圧ＶＬから直流高圧電圧ＶＨへの昇圧動作）時には、逆にスイッチング回路１１〜１４内のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４は、駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４によってオフ状態となり、整流回路として機能する一方、スイッチング回路４内のスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ２０は、駆動信号ＳＧ１０，ＳＧ２０によってオン・オフ動作し、インバータ回路として機能する。また、インダクタＬｃｈは昇圧用インダクタとして機能する。なお、前述した同期整流の場合には、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４もオン・オフ動作することになる。

よって、この逆方向動作時には、以下のような基本動作となる。まず、低圧バッテリ５２から入出力端子Ｔ３，Ｔ４間に直流低圧電圧ＶＬが印加され、昇圧用インダクタとして機能するインダクタＬｃｈおよびインバータ回路として機能するスイッチング回路４によって、入力交流電圧が生成される。

次に、この入力交流電圧がトランス３の巻線３２Ａ，３２Ｂにそれぞれ入力すると変圧（この場合、昇圧）され、巻線３１Ａ〜３１Ｄから出力交流電圧が出力される。そしてこの出力交流電圧が、整流回路として機能するスイッチング回路１１〜１４内のダイオードＤ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４，Ｄ３１〜Ｄ３４，Ｄ４１〜Ｄ４４によって整流され、入出力端子Ｔ１，Ｔ２から直流高圧電圧ＶＨとして出力され、高圧バッテリ５１に給電される。

このようにして、本実施の形態のスイッチング電源装置において、順方向動作および逆方向動作がなされるようになっている。

次に、図３〜図２０を参照して、本発明の主な特徴である電流経路の接続切換動作を、順方向動作および逆方向動作に分けて詳細に説明する。

＜順方向動作時の接続切換動作＞
まず、図４〜図１３を参照して、順方向動作時の電流経路の接続切換動作について説明する。

図４〜図９はそれぞれ、本実施の形態のスイッチング電源装置における順方向時の動作状態を表したものである。このうち、図４，図５は、前述の第１〜第４の電流経路が互いに４並列接続状態にある場合を、図６，図７は、これらが互いに２直列２並列接続状態にある場合を、図８，図９は、これらが互いに４直列接続状態にある場合を、それぞれ表している。また、図１０は、これら４並列接続状態、２直列２並列接続状態、および４直列接続状態における、順方向動作時の直流高圧電圧ＶＨとデューティ比（駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，駆動信号ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４におけるオン・デューティ比）との関係を表したものである。

まず、図４，図５に示した４並列接続状態は、例えば図１０に示したように、電圧検出回路６１によって検出された直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth11よりも低い場合である。この場合、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜６３がそれぞれオン状態となるように設定され（図３参照）、スイッチング回路１１〜１４同士は互いに独立した並列動作を行う。

具体的には、図４に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、スイッチング素子Ｓ１１、インダクタＬｒ１、巻線３１Ａ、スイッチング素子Ｓ１４および接続切換スイッチＳ６１を通る電流経路Ｉｐ１１（第１の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ５１、スイッチング素子Ｓ２１、巻線３１Ｂ、インダクタＬｒ２、スイッチング素子Ｓ２４および接続切換スイッチＳ６２を通る電流経路Ｉｐ１２（第２の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ５２、スイッチング素子Ｓ３１、インダクタＬｒ３、巻線３１Ｃ、スイッチング素子Ｓ３４および接続切換スイッチＳ６３を通る電流経路Ｉｐ１３（第３の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ５３、スイッチング素子Ｓ４１、巻線３１Ｄ、インダクタＬｒ４およびスイッチング素子Ｓ４４を通る電流経路Ｉｐ１４（第４の電流経路に対応）とが、それぞれ並列接続状態となる。

また、図５に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ５１、スイッチング素子Ｓ１３、巻線３１Ａ、インダクタＬｒ１およびスイッチング素子Ｓ１２を通る電流経路Ｉｐ２１（第１の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ５２、スイッチング素子Ｓ２３、インダクタＬｒ２、巻線３１Ｂ、スイッチング素子Ｓ２２および接続切換スイッチＳ６１を通る電流経路Ｉｐ２２（第２の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ５３、スイッチング素子Ｓ３３、巻線３１Ｃ、インダクタＬｒ３、スイッチング素子Ｓ３２および接続切換スイッチＳ６２を通る電流経路Ｉｐ２３（第３の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、スイッチング素子Ｓ４３、インダクタＬｒ４、巻線３１Ｄ、スイッチング素子Ｓ４２および接続切換スイッチＳ６３を通る電流経路Ｉｐ２４（第４の電流経路に対応）とが、それぞれ並列接続状態となる。

ここで、トランス３内の４つの高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄは、それぞれ４つのスイッチング回路１１〜１４に対応すると共に互いに巻数が等しいことから、この４並列接続状態における高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと低圧側の巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比は、そのまま（ｎｐ／ｎｓ）（＝ｎとする）となる（図３参照）。

また、図６，図７に示した２直列２並列接続状態は、例えば図１０に示したように、電圧検出回路６１によって検出された直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth11以上でしきい値電圧Ｖth12よりも低い場合である。この場合、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１，Ｓ６１，Ｓ５３，Ｓ６３がそれぞれオフ状態となるように設定される一方、接続切換スイッチＳ５２，Ｓ６２がそれぞれオン状態となるように設定され（図３参照）、スイッチング回路１１，１２とスイッチング回路１３，１４とが互いに独立した並列動作を行う。

具体的には、図６に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、スイッチング素子Ｓ１１、インダクタＬｒ１および巻線３１Ａを通る電流経路（第１の電流経路に対応）と、巻線３１Ｂ、インダクタＬｒ２、スイッチング素子Ｓ２４および接続切換スイッチＳ６２を通る電流経路（第２の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ１３およびスイッチング素子Ｓ２１を通る電流経路とスイッチング素子Ｓ１４およびダイオードＤ２２を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。また、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ５２、スイッチング素子Ｓ３１、インダクタＬｒ３および巻線３１Ｃを通る電流経路（第３の電流経路に対応）と、巻線３１Ｄ、インダクタＬｒ４およびスイッチング素子Ｓ４４を通る電流経路（第４の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ３３およびスイッチング素子Ｓ４１を通る電流経路とスイッチング素子Ｓ３４およびダイオードＤ４２を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。すなわち、平滑コンデンサＣＨ、スイッチング素子Ｓ１１、インダクタＬｒ１、巻線３１Ａ、スイッチング素子Ｓ１４およびダイオードＤ２２（またはダイオードＤ１３およびスイッチング素子Ｓ２１）、巻線３１Ｂ、インダクタＬｒ２、スイッチング素子Ｓ２４ならびに接続切換スイッチＳ６２を通る電流経路Ｉｓｐ１１と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ５２、スイッチング素子Ｓ３１、インダクタＬｒ３、巻線３１Ｃ、スイッチング素子Ｓ３４およびダイオードＤ４２（またはダイオードＤ３３およびスイッチング素子Ｓ４１）、巻線３１Ｄ、インダクタＬｒ４ならびにスイッチング素子Ｓ４４を通る電流経路Ｉｓｐ１２とが形成される。

また、図７に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ５２、スイッチング素子Ｓ２３、インダクタＬｒ２および巻線３１Ｂを通る電流経路（第２の電流経路に対応）と、巻線３１Ａ、インダクタＬｒ１およびスイッチング素子Ｓ１２を通る電流経路（第１の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ２１およびスイッチング素子Ｓ１３を通る電流経路とスイッチング素子Ｓ２２およびダイオードＤ１４を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。また、平滑コンデンサＣＨ、スイッチング素子Ｓ４３、インダクタＬｒ４および巻線３１Ｄを通る電流経路（第４の電流経路に対応）と、巻線３１Ｃ、インダクタＬｒ３、スイッチング素子Ｓ３２および接続切換スイッチＳ６２を通る電流経路（第３の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ４１およびスイッチング素子Ｓ３３を通る電流経路とスイッチング素子Ｓ４２およびダイオードＤ３４を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。すなわち、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ５２、スイッチング素子Ｓ２３、インダクタＬｒ２、巻線３１Ｂ、スイッチング素子Ｓ２２およびダイオードＤ１４（またはダイオードＤ２１およびスイッチング素子Ｓ１３）、巻線３１Ａ、インダクタＬｒ１ならびにスイッチング素子Ｓ１２を通る電流経路Ｉｓｐ２１と、平滑コンデンサＣＨ、スイッチング素子Ｓ４３、インダクタＬｒ４、巻線３１Ｄ、スイッチング素子Ｓ４２およびダイオードＤ３４（またはダイオードＤ４１およびスイッチング素子Ｓ３３）、巻線３１Ｃ、インダクタＬｒ３、スイッチング素子Ｓ３２ならびに接続切換スイッチＳ６２を通る電流経路Ｉｓｐ２２とが形成される。

ここで、前述のようにトランス３の巻線３１Ａ〜３１Ｄはそれぞれ４つのスイッチング回路１１〜１４に対応すると共に互いに巻数が等しいことから、この２直列２並列接続状態における高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと低圧側の巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比は、２×（ｎｐ／ｎｓ）＝２ｎとなる（図３参照）。すなわち、この２直列２並列接続状態における巻数比は、４並列接続状態の場合（巻数比＝ｎ）と比べ、２倍の大きさとなる。

また、図８，図９に示した４直列接続状態は、例えば図１０に示したように、電圧検出回路６１によって検出された直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth12以上の場合である。この場合、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３がそれぞれオフ状態となるように設定され（図３参照）、スイッチング回路１１〜１４同士が互いに結合した直列動作を行う。

具体的には、図８に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、スイッチング素子Ｓ１１、インダクタＬｒ１および巻線３１Ａを通る電流経路（第１の電流経路に対応）と、巻線３１ＢおよびインダクタＬｒ２を通る電流経路（第２の電流経路に対応）と、インダクタＬｒ３および巻線３１Ｃを通る電流経路（第３の電流経路に対応）と、巻線３１Ｄ、インダクタＬｒ４およびスイッチング素子Ｓ４４を通る電流経路（第４の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ１３およびスイッチング素子Ｓ２１を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ１４およびダイオードＤ２２を通る電流経路と、ダイオードＤ２３およびスイッチング素子Ｓ３１を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ２４およびダイオードＤ３２を通る電流経路と、ダイオードＤ３３およびスイッチング素子Ｓ４１を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ３４およびダイオードＤ４２を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。すなわち、平滑コンデンサＣＨ、スイッチング素子Ｓ１１、インダクタＬｒ１、巻線３１Ａ、スイッチング素子Ｓ１４およびダイオードＤ２２（またはダイオードＤ１３およびスイッチング素子Ｓ２１）、巻線３１Ｂ、インダクタＬｒ２、スイッチング素子Ｓ２４およびダイオードＤ３２（またはダイオードＤ２３およびスイッチング素子Ｓ３１）、インダクタＬｒ３、巻線３１Ｃ、スイッチング素子Ｓ３４およびダイオードＤ４２（またはダイオードＤ３３およびスイッチング素子Ｓ４１）、巻線３１Ｄ、インダクタＬｒ４ならびにスイッチング素子Ｓ４４を通る電流経路Ｉｓ１が形成される。

また、図９に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、スイッチング素子Ｓ４３、インダクタＬｒ４および巻線３１Ｄを通る電流経路（第４の電流経路に対応）と、巻線３１ＣおよびインダクタＬｒ３を通る電流経路（第３の電流経路に対応）と、インダクタＬｒ２および巻線３１Ｂを通る電流経路（第２の電流経路に対応）と、巻線３１Ａ、インダクタＬｒ１およびスイッチング素子Ｓ１２を通る電流経路（第１の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ４１およびスイッチング素子Ｓ３３を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ４２およびダイオードＤ３４を通る電流経路と、ダイオードＤ３１およびスイッチング素子Ｓ２３を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ３２およびダイオードＤ２４を通る電流経路と、ダイオードＤ２１およびスイッチング素子Ｓ１３を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ２２およびダイオードＤ１４を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。すなわち、平滑コンデンサＣＨ、スイッチング素子Ｓ４３、インダクタＬｒ４、巻線３１Ｄ、スイッチング素子Ｓ４２およびダイオードＤ３４（またはダイオードＤ４１およびスイッチング素子Ｓ３３）、巻線３１Ｃ、インダクタＬｒ３、スイッチング素子Ｓ３２およびダイオードＤ２４（またはダイオードＤ３１およびスイッチング素子Ｓ２３）、インダクタＬｒ２、巻線３１Ｂ、スイッチング素子Ｓ２２およびダイオードＤ１４（またはダイオードＤ２１およびスイッチング素子Ｓ１３）、巻線３１Ａ、インダクタＬｒ１ならびにスイッチング素子Ｓ１２を通る電流経路Ｉｓ２が形成される。

ここで、前述のようにトランス３の巻線３１Ａ〜３１Ｄはそれぞれ４つのスイッチング回路１１〜１４に対応すると共に互いに巻数が等しいことから、この４直列接続状態における高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと低圧側の巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比は、４×（ｎｐ／ｎｓ）＝４ｎとなる（図３参照）。すなわち、この４直列接続状態における巻数比は、４並列接続状態の場合（巻数比＝ｎ）と比べ、４倍の大きさとなる。

このようにして、例えば図１０のグラフＧ１に示したように、４並列接続状態よりも２直列２並列接続状態のほうが、そして２直列２並列接続状態よりも４直列接続状態のほうが、入力電圧である直流高圧電圧ＶＨが高くなった場合に駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４のオン・デューティ比を高く維持することができ、このような接続切換制御を行うことにより、一定の出力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）を維持可能な入力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）の範囲が広くなる（電圧Ｖmin1から電圧Ｖmax11までの入力電圧範囲ＶＨ11から、電圧Ｖmin1から電圧Ｖmax12までの入力電圧範囲ＶＨ12へと広範化する）。

次に、図１１〜図１３を参照して、本実施の形態のスイッチング電源装置および従来のスイッチング電源装置（比較例）において、順方向動作時における回路中のサージ電流発生の有無に関して比較しつつ説明する。

ここで、図１１は、比較例に係るスイッチング電源装置の構成を表したものである。具体的には、図１に示した本実施の形態のスイッチング電源装置から、インダクタＬｒ１〜Ｌｒ４を除いたものである。また、図１２，図１３はそれぞれ、比較例および本実施の形態係るスイッチング電源装置において、トランス３の１次側巻線３１Ａ〜３１Ｄを流れる電流のタイミング波形を表したものであり、（Ａ）は接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３を、（Ｂ）は高圧側の巻線３１Ａ，３１Ｃを流れる電流Ｉ３１Ａ，Ｉ３１Ｃを、（Ｃ）は高圧側の巻線３１Ｂ，３１Ｄを流れる電流Ｉ３１Ｂ，Ｉ３１Ｄを、それぞれ表している。なお、電流Ｉ３１Ａ〜Ｉ３１Ｄについてはそれぞれ、図１１に示した矢印の方向を正の方向としている。

まず、図１２に示した比較例では、駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３が「Ｈ」レベルのとき、すなわち接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３がそれぞれオン状態となって４並列接続状態となっている場合（タイミングｔ１０１以前の状態）に、電流Ｉ３１Ａ〜Ｉ３１Ｄの電流波形に、符号Ｇ１１〜Ｇ１３，Ｇ２１〜Ｇ２３で示したようなサージ波形が生じていることが分かる。このサージ電流波形は、駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４間のタイミングのずれ、すなわち互いに同期動作するスイッチング回路１０１〜１０４間の動作タイミングのずれに起因したものである。これらのタイミングが完全に同期していればサージ波形は生じないのであるが、実際上、配線の寄生抵抗や寄生容量などが存在するため、困難である。ここで、この比較例では、上記したようにインダクタＬｒ１〜Ｌｒ４が設けられていないため、そのような動作タイミングのずれに対する許容度が小さく、わずかなずれによっても、このようなサージ電流が発生してしまっている。

これに対して、図１３に示した本実施の形態では、タイミングｔ１以前の４並列接続状態の場合でも、電流Ｉ３１Ａ〜Ｉ３１Ｄの電流波形に、サージ波形は生じていない。これは、本実施の形態のスイッチング電源装置では、上記のように２つのスイッチング回路１１〜１４にそれぞれ対応して４つのインダクタＬｒ１〜Ｌｒ４が設けられているため、これらのインダクタによる電流の大きさを維持しようとする作用により、回路内の電流の変化が緩やかとなり、その結果、動作タイミングのずれに対する許容度が大きくなるからである。このようにして、インダクタＬｒ１〜Ｌｒ４が設けられている本実施の形態では、これらが設けられていない比較例（従来）と比べ、互いに並列動作するスイッチング回路１１〜１４間のタイミングのずれに対する許容度が大きくなり、サージ電流の発生が回避される。

＜逆方向動作時の接続切換動作＞
次に、図１４〜図２０を参照して、逆方向動作時の電流経路の接続切換動作について説明する。

図１４〜図１９はそれぞれ、本実施の形態のスイッチング電源装置における逆方向時の動作状態を表したものである。このうち、図１４，図１５は、前述の第１〜第４の電流経路が互いに４並列接続状態にある場合を、図１６，図１７は、これらが互いに２直列２並列接続状態にある場合を、図１８，図１９は、これらが互いに４直列接続状態にある場合を、それぞれ表している。また、図２０は、これら４並列接続状態、２直列２並列接続状態、および４直列接続状態における、逆方向動作時の直流高圧電圧ＶＨとデューティ比（駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，駆動信号ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４におけるオン・デューティ比）との関係を表したものである。

まず、図１４，図１５に示した４並列接続状態は、例えば図２０に示したように、直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値がしきい値電圧Ｖth21よりも低い場合である。この場合、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜６３がそれぞれオン状態となるように設定され、スイッチング回路１１〜１４同士は互いに独立した並列動作を行う。

具体的には、図１４に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、ダイオードＤ１２、インダクタＬｒ１、巻線３１Ａ、ダイオードＤ１３および接続切換スイッチＳ５１を通る電流経路Ｉｐ３１（第１の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ６１、ダイオードＤ２２、巻線３１Ｂ、インダクタＬｒ２、ダイオードＤ２３および接続切換スイッチＳ５２を通る電流経路Ｉｐ３２（第２の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ６２、ダイオードＤ３２、インダクタＬｒ３、巻線３１Ｃ、ダイオードＤ３３および接続切換スイッチＳ５３を通る電流経路Ｉｐ３３（第３の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ６３、ダイオードＤ４２、巻線３１Ｄ、インダクタＬｒ４およびダイオードＤ４３を通る電流経路Ｉｐ３４（第４の電流経路に対応）とが、それぞれ並列接続状態となる。

また、図１５に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ６１、ダイオードＤ１４、巻線３１Ａ、インダクタＬｒ１およびダイオードＤ１１を通る電流経路Ｉｐ４１（第１の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ６２、ダイオードＤ２４、インダクタＬｒ２、巻線３１Ｂ、ダイオードＤ２１および接続切換スイッチＳ５１を通る電流経路Ｉｐ４２（第２の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ６３、ダイオードＤ３４、巻線３１Ｃ、インダクタＬｒ３、ダイオードＤ３１および接続切換スイッチＳ５２を通る電流経路Ｉｐ４３（第３の電流経路に対応）と、平滑コンデンサＣＨ、ダイオードＤ４４、インダクタＬｒ４、巻線３１Ｄ、ダイオードＤ４１および接続切換スイッチＳ５３を通る電流経路Ｉｐ４４（第４の電流経路に対応）とが、それぞれ並列接続状態となる。

ここで、順方向動作時と同様に、トランス３の巻線３１Ａ〜３１Ｄはそれぞれ４つのスイッチング回路１１〜１４に対応すると共に互いに巻数が等しいことから、この４並列接続状態における高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと低圧側の巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比は、そのまま（ｎｐ／ｎｓ）（＝ｎとする）となる。

また、図１６，図１７に示した２直列２並列接続状態は、例えば図２０に示したように、直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値がしきい値電圧Ｖth21以上でしきい値電圧Ｖth22よりも低い場合である。この場合、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１，Ｓ６１，Ｓ５３，Ｓ６３がそれぞれオフ状態となるように設定される一方、接続切換スイッチＳ５２，Ｓ６２がそれぞれオン状態となるように設定され、スイッチング回路１１，１２とスイッチング回路１３，１４とが互いに独立した並列動作を行う。

具体的には、図１６に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、ダイオードＤ１２、インダクタＬｒ１および巻線３１Ａを通る電流経路（第１の電流経路に対応）と、巻線３１Ｂ、インダクタＬｒ２、ダイオードＤ２３および接続切換スイッチＳ５２を通る電流経路（第２の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ１３およびスイッチング素子Ｓ２１を通る電流経路とスイッチング素子Ｓ１４およびダイオードＤ２２を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。また、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ６２、ダイオードＤ３２、インダクタＬｒ３および巻線３１Ｃを通る電流経路（第３の電流経路に対応）と、巻線３１Ｄ、インダクタＬｒ４およびダイオードＤ４３を通る電流経路（第４の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ３３およびスイッチング素子Ｓ４１を通る電流経路とスイッチング素子Ｓ３４およびダイオードＤ４２を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。すなわち、平滑コンデンサＣＨ、ダイオードＤ１２、インダクタＬｒ１、巻線３１Ａ、スイッチング素子Ｓ１４およびダイオードＤ２２（またはダイオードＤ１３およびスイッチング素子Ｓ２１）、巻線３１Ｂ、インダクタＬｒ２、ダイオードＤ２３ならびに接続切換スイッチＳ５２を通る電流経路Ｉｓｐ３１と、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ６２、ダイオードＤ３２、インダクタＬｒ３、巻線３１Ｃ、スイッチング素子Ｓ３４およびダイオードＤ４２（またはダイオードＤ３３およびスイッチング素子Ｓ４１）、巻線３１Ｄ、インダクタＬｒ４ならびにダイオードＤ４３を通る電流経路Ｉｓｐ３２とが形成される。

また、図１７に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ６２、ダイオードＤ２４、インダクタＬｒ２および巻線３１Ｂを通る電流経路（第２の電流経路に対応）と、巻線３１Ａ、インダクタＬｒ１およびダイオードＤ１１を通る電流経路（第１の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ２１およびスイッチング素子Ｓ１３を通る電流経路とスイッチング素子Ｓ２２およびダイオードＤ１４を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。また、平滑コンデンサＣＨ、ダイオードＤ４４、インダクタＬｒ４および巻線３１Ｄを通る電流経路（第４の電流経路に対応）と、巻線３１Ｃ、インダクタＬｒ３、ダイオードＤ３１および接続切換スイッチＳ５２を通る電流経路（第３の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ４１およびスイッチング素子Ｓ３３を通る電流経路とスイッチング素子Ｓ４２およびダイオードＤ３４を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。すなわち、平滑コンデンサＣＨ、接続切換スイッチＳ６２、ダイオードＤ２４、インダクタＬｒ２、巻線３１Ｂ、スイッチング素子Ｓ２２およびダイオードＤ１４（またはダイオードＤ２１およびスイッチング素子Ｓ１３）、巻線３１Ａ、インダクタＬｒ１ならびにダイオードＤ１１を通る電流経路Ｉｓｐ４１と、平滑コンデンサＣＨ、ダイオードＤ４４、インダクタＬｒ４、巻線３１Ｄ、スイッチング素子Ｓ４２およびダイオードＤ３４（またはダイオードＤ４１およびスイッチング素子Ｓ３３）、巻線３１Ｃ、インダクタＬｒ３、ダイオードＤ３１ならびに接続切換スイッチＳ５２を通る電流経路Ｉｓｐ４２とが形成される。

ここで、順方向動作時と同様に、トランス３の巻線３１Ａ〜３１Ｄはそれぞれ４つのスイッチング回路１１〜１４に対応すると共に互いに巻数が等しいことから、この２直列２並列接続状態における高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと低圧側の巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比は、２×（ｎｐ／ｎｓ）＝２ｎとなる。すなわち、この２直列２並列接続状態における巻数比は、４並列接続状態の場合（巻数比＝ｎ）と比べ、２倍の大きさとなる。

また、図１８，図１９に示した４直列接続状態は、例えば図２０に示したように、直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値がしきい値電圧Ｖth22以上の場合である。この場合、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３がそれぞれオフ状態となるように設定され、スイッチング回路１１〜１４同士が互いに結合した直列動作を行う。

具体的には、図１８に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、ダイオードＤ１２、インダクタＬｒ１および巻線３１Ａを通る電流経路（第１の電流経路に対応）と、巻線３１ＢおよびインダクタＬｒ２を通る電流経路（第２の電流経路に対応）と、インダクタＬｒ３および巻線３１Ｃを通る電流経路（第３の電流経路に対応）と、巻線３１Ｄ、インダクタＬｒ４およびダイオードＤ４３を通る電流経路（第４の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ１３およびスイッチング素子Ｓ２１を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ１４およびダイオードＤ２２を通る電流経路と、ダイオードＤ２３およびスイッチング素子Ｓ３１を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ２４およびダイオードＤ３２を通る電流経路と、ダイオードＤ３３およびスイッチング素子Ｓ４１を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ３４およびダイオードＤ４２を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。すなわち、平滑コンデンサＣＨ、ダイオードＤ１２、インダクタＬｒ１、巻線３１Ａ、スイッチング素子Ｓ１４およびダイオードＤ２２（またはダイオードＤ１３およびスイッチング素子Ｓ２１）、巻線３１Ｂ、インダクタＬｒ２、スイッチング素子Ｓ２４およびダイオードＤ３２（またはダイオードＤ２３およびスイッチング素子Ｓ３１）、インダクタＬｒ３、巻線３１Ｃ、スイッチング素子Ｓ３４およびダイオードＤ４２（またはダイオードＤ３３およびスイッチング素子Ｓ４１）、巻線３１Ｄ、インダクタＬｒ４ならびにダイオードＤ４３を通る電流経路Ｉｓ３が形成される。

また、図１９に示した動作状態では、平滑コンデンサＣＨ、ダイオードＤ４４、インダクタＬｒ４および巻線３１Ｄを通る電流経路（第４の電流経路に対応）と、巻線３１ＣおよびインダクタＬｒ３を通る電流経路（第３の電流経路に対応）と、インダクタＬｒ２および巻線３１Ｂを通る電流経路（第２の電流経路に対応）と、巻線３１Ａ、インダクタＬｒ１およびダイオードＤ１１を通る電流経路（第１の電流経路に対応）とが、ダイオードＤ４１およびスイッチング素子Ｓ３３を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ４２およびダイオードＤ３４を通る電流経路と、ダイオードＤ３１およびスイッチング素子Ｓ２３を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ３２およびダイオードＤ２４を通る電流経路と、ダイオードＤ２１およびスイッチング素子Ｓ１３を通る電流経路と、スイッチング素子Ｓ２２およびダイオードＤ１４を通る電流経路とによって結合され、互いに直列接続状態となる。すなわち、平滑コンデンサＣＨ、ダイオードＤ４４、インダクタＬｒ４、巻線３１Ｄ、スイッチング素子Ｓ４２およびダイオードＤ３４（またはダイオードＤ４１およびスイッチング素子Ｓ３３）、巻線３１Ｃ、インダクタＬｒ３、スイッチング素子Ｓ３２およびダイオードＤ２４（またはダイオードＤ３１およびスイッチング素子Ｓ２３）、インダクタＬｒ２、巻線３１Ｂ、スイッチング素子Ｓ２２およびダイオードＤ１４（またはダイオードＤ２１およびスイッチング素子Ｓ１３）、巻線３１Ａ、インダクタＬｒ１ならびにダイオードＤ１１を通る電流経路Ｉｓ４が形成される。

ここで、順方向動作時と同様に、トランス３の巻線３１Ａ〜３１Ｄはそれぞれ４つのスイッチング回路１１〜１４に対応すると共に互いに巻数が等しいことから、この４直列接続状態における高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと低圧側の巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比は、４×（ｎｐ／ｎｓ）＝４ｎとなる。すなわち、この４直列接続状態における巻数比は、４並列接続状態の場合（巻数比＝ｎ）と比べ、４倍の大きさとなる。

このようにして、例えば図２０のグラフＧ２に示したように逆方向動作時においても、４並列接続状態よりも２直列２並列接続状態のほうが、そして２直列２並列接続状態よりも４直列接続状態のほうが、出力電圧である直流高圧電圧ＶＨを高く設定した場合にも駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４のオン・デューティ比を低く維持することができ、このような接続切換制御を行うことにより、一定の入力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）から生成可能な出力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）の範囲が広くなる（電圧Ｖmin2から電圧Ｖmax21までの出力電圧範囲ＶＨ21から、電圧Ｖmin2から電圧Ｖmax22までの出力電圧範囲ＶＨ22へと広範化する）。

以上のように、本実施の形態では、互いに同期動作する４つのスイッチング回路１１〜１４にそれぞれ対応させて互いに巻数の等しい４つの高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄを有するトランス３と４つのインダクタＬｒ１〜Ｌｒ４とを設け、電圧検出回路６１、制御部７および接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３によって、順方向動作時には入力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）、逆方向動作時には出力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）の目標電圧値に応じて、４つの電流経路同士を互いに４並列接続、４直列接続または直列と並列との混合接続（２直列２並列接続）させるようにしたので、巻線３１Ａ〜３１Ｄと巻線３２Ａ，３２Ｂとの巻数比を、４並列接続、２直列２並列接続および４直列接続の順に大きくすることができ、直列接続と並列接続との間でのみ切換可能な従来と比べ、変換可能な電圧範囲（順方向動作時における入力電圧範囲、および逆方向動作時における出力電圧範囲）をより広げることが可能となる。

また、インダクタＬｒ１〜Ｌｒ４の作用により、回路内の電流変化を緩やかにすることができる。よって、スイッチング回路１１〜１４同士のタイミングのずれに対する許容度を大きくすることができ、サージ電流の発生を抑えつつ変換可能な電圧範囲の広範化を実現することが可能となる。

また、サージ電流の発生を抑制することにより、回路内の各素子での損失を低減し、装置の効率を向上させることも可能となる。また、損失を低減することにより、素子での発熱を抑制することも可能となる。また、サージ電流の発生を抑制することにより、耐圧の低い素子を使用することでき、部品コストを低減すると共に、装置全体の小型化を図ることも可能となる。

さらに、接続状態によらず、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４が常にスイッチング動作（オン・オフ動作）を行っているため、例えば図２１，図２２に示した場合（順方向動作時の４直列接続状態に対応）や、図２３，図２４に示した場合（順方向動作時における２直列２並列接続状態に対応）と比べ、制御部７によるスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４の制御を、より簡単にすることができる。すなわち、これらのスイッチング素子を、接続状態に応じて常にオン・オフを行うオン・オフスイッチングモードと、常にオン状態またはオフ状態を保つ動作モード（常時オンモード／常時オフモード）との間で動作切換する必要がなくなり、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の制御だけで、並列接続状態と直列接続状態との接続切換を行うことが可能となる。

なお、本実施の形態では、スイッチング回路１１，１２内の各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４において、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１４間またはスイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３間、ならびにスイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２４間またはスイッチング素子Ｓ２２，Ｓ２３間で、互いに同期してオン・オフ動作を行う場合について説明したが、これらのスイッチング素子が互いに位相シフト動作（位相差φ、デッドタイムＴｄ）するようにしてもよい。このように構成した場合、インダクタＬｒ１，Ｌｒ２とコンデンサＣ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１〜Ｃ２４とがＬＣ共振回路を構成し、共振動作を行うようになる。よって、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４がそれぞれいわゆるＺＶＳ（Zero Volt Switching；ゼロボルト・スイッチング）動作をするようになり、本実施の形態における効果に加え、これらのスイッチング素子における短絡損失を抑制し、装置の効率をより向上させることが可能となる。

[第２の実施の形態]
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。上記第１の実施の形態のスイッチング電源装置では、４つのスイッチング回路１１〜１４と、これらにそれぞれ対応したトランス３における４つの高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｄおよび４つのインダクタＬｒ１〜Ｌｒ４と、それぞれ３つずつの接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３とが設けられていたが、本実施の形態のスイッチング電源装置は、６つのスイッチング回路１１〜１６と、これらにそれぞれ対応したトランス３における６つの高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｆおよび６つのインダクタＬｒ１〜Ｌｒ６と、それぞれ５つずつの接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５５，Ｓ６１〜Ｓ６５とを備えたものである。なお、その他の構成は、図１に示した構成と同様である。

図２５は、本実施の形態における制御部７による電流経路の接続切換制御の詳細を表したものである。この図において、図３に示したものと同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

本実施の形態の接続切換制御では、まず、順方向動作時には電圧検出回路６１によって検出された直流高圧電圧ＶＨ（逆方向動作時には直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値が）が所定のしきい値電圧Ｖth31（逆方向動作時は所定のしきい値電圧Ｖth41とする）よりも低い場合には、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５５，Ｓ６１〜Ｓ６５がそれぞれオン状態となる。すると、６つのスイッチング回路１１〜１６および６つの高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｆにそれぞれ対応する６つの電流経路（第１〜第６の電流経路）が互いに並列接続状態（６並列接続状態）となる。

また、検出された直流高圧電圧ＶＨ（逆方向動作時には直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値）がしきい値電圧Ｖth31（逆方向動作時はしきい値電圧Ｖth41）以上かつ所定のしきい値電圧Ｖth32（逆方向動作時は所定のしきい値電圧Ｖth42とする）未満の場合には、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１，Ｓ６１，Ｓ５３，Ｓ６３，Ｓ５５，Ｓ６５がそれぞれオフ状態となる一方、接続切換スイッチＳ５２，Ｓ６２，Ｓ５４，Ｓ６４がそれぞれオン状態となる。すると、第１の電流経路および第２の電流経路、第３の電流経路および第４の電流経路、ならびに第５の電流経路および第６の電流経路がそれぞれ直列接続状態となり、これらの直列接続同士が互いに並列接続状態となる。すなわち、これら第１〜第６の電流経路が、互いに直列と並列との混合接続状態（２直列３並列接続状態）となる。

また、検出された直流高圧電圧ＶＨ（逆方向動作時には直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値）がしきい値電圧Ｖth32（逆方向動作時はしきい値電圧Ｖth42）以上かつ所定のしきい値電圧Ｖth33（逆方向動作時は所定のしきい値電圧Ｖth43とする）未満の場合には、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５３，Ｓ６３がそれぞれオン状態となる一方、接続切換スイッチＳ５１，Ｓ６１，Ｓ５２，Ｓ６２，Ｓ５４，Ｓ６４，Ｓ５５，Ｓ６５がそれぞれオフ状態となる。すると、第１〜第３の電流経路および第４〜第６の電流経路がそれぞれ直列接続状態となり、これらの直列接続同士が互いに並列接続状態となる。すなわち、これら第１〜第６の電流経路が、互いに直列と並列との混合接続状態（３直列２並列接続状態）となる。

さらに、検出された直流高圧電圧ＶＨ（逆方向動作時には直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値）がしきい値電圧Ｖth33（逆方向動作時はしきい値電圧Ｖth43）以上の場合には、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５５，Ｓ６１〜Ｓ６５がいずれもオフ状態となる。すると、第１〜第６の電流経路が互いに直列接続状態（６直列接続状態）となる。

このような構成により本実施の形態のスイッチング電源装置では、トランス３における巻線３１Ａ〜３１Ｆの巻数ｎｐと巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比（ｎｐ／ｎｓ）が、６並列接続状態、２直列３並列状態、３直列２並列状態および６直列接続状態で比較すると、６直列接続状態（巻数比＝６ｎ）では６並列接続状態（巻数比＝ｎ）と比べて６倍の大きさとなる。また、３直列２並列接続状態（巻数比＝３ｎ）では６並列接続状態と比べて３倍の大きさとなり、２直列３並列接続状態（巻数比＝２ｎ）では６並列接続状態と比べて２倍の大きさとなる。

よって、例えば図２６のグラフＧ３に示したように順方向動作時には、６並列接続状態よりも２直列３並列接続状態のほうが、また２直列３並列接続状態よりも３直列２並列接続状態のほうが、そして３直列２並列接続状態よりも６直列接続状態のほうが、入力電圧である直流高圧電圧ＶＨが高くなった場合に駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４，ＳＧ５１〜ＳＧ５４，ＳＧ６１〜ＳＧ６４のオン・デューティ比を高く維持することができ、このような接続切換制御を行うことにより、一定の出力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）を維持可能な入力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）の範囲が、より広くなる（電圧Ｖmin3から電圧Ｖmax31までの入力電圧範囲ＶＨ31から、電圧Ｖmin3から電圧Ｖmax32までの入力電圧範囲ＶＨ32へと広範化する）。

また、例えば図２７のグラフＧ４に示したように逆方向動作時においても、６並列接続状態よりも２直列３並列接続状態のほうが、また２直列３並列接続状態よりも３直列２並列接続状態のほうが、そして３直列２並列接続状態よりも６直列接続状態のほうが、出力電圧である直流高圧電圧ＶＨを高く設定した場合にも駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４，ＳＧ５１〜ＳＧ５４，ＳＧ６１〜ＳＧ６４のオン・デューティ比を低く維持することができ、このような接続切換制御を行うことにより、一定の入力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）から生成可能な出力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）の範囲が、より広くなる（電圧Ｖmin4から電圧Ｖmax41までの出力電圧範囲ＶＨ41から、電圧Ｖmin4から電圧Ｖmax42までの出力電圧範囲ＶＨ42へと広範化する）。

以上のように本実施の形態では、６つのスイッチング回路１１〜１６と、これらにそれぞれ対応した６つの高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｆおよび６つのインダクタＬｒ１〜Ｌｒ６と、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５５，Ｓ６１〜Ｓ６５とを設けるようにしたので、巻線３１Ａ〜３１Ｆと巻線３２Ａ，３２Ｂとの巻数比を、６並列接続、２直列３並列接続、３直列２並列接続および６直列接続の４つの接続状態順に大きくすることができ、３つの接続状態順（４並列接続、２直列２並列接続および４直列接続）に大きくすることが可能な第１の実施の形態と比べ、変換可能な電圧範囲をより広げることが可能となる。

なお、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様にしてインダクタＬｒ１〜Ｌｒ６の作用により、回路内の電流変化を緩やかにすることができる。よって、スイッチング回路１１〜１６同士のタイミングのずれに対する許容度を大きくすることができ、サージ電流の発生を抑えつつ変換可能な電圧範囲の広範化を実現することも可能である。

[第３の実施の形態]
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。本実施の形態のスイッチング電源装置は、奇数である５つのスイッチング回路１１〜１５と、これらにそれぞれ対応したトランス３における５つの高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｅおよび５つのインダクタＬｒ１〜Ｌｒ５と、それぞれ４つずつの接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５４，Ｓ６１〜Ｓ６４とを備えたものである。なお、その他の構成は、図１に示した構成と同様である。

図２８は、本実施の形態における制御部７による電流経路の接続切換制御の詳細を表したものである。この図において、図３に示したものと同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

本実施の形態の接続切換制御では、まず、順方向動作時には電圧検出回路６１によって検出された直流高圧電圧ＶＨ（逆方向動作時には直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値が）が所定のしきい値電圧Ｖth5（逆方向動作時は所定のしきい値電圧Ｖth6とする）よりも低い場合には、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５４，Ｓ６１〜Ｓ６４がそれぞれオン状態となる。すると、５つのスイッチング回路１１〜１５および５つの高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｅにそれぞれ対応する５つの電流経路（第１〜第５の電流経路）が互いに並列接続状態（５並列接続状態）となる。

一方、検出された直流高圧電圧ＶＨ（逆方向動作時には直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値）がしきい値電圧Ｖth5（逆方向動作時はしきい値電圧Ｖth6）以上の場合には、制御部７によって、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５４，Ｓ６１〜Ｓ６４がいずれもオフ状態となる。すると、第１〜第５の電流経路が互いに直列接続状態（５直列接続状態）となる。

このような構成により本実施の形態のスイッチング電源装置では、トランス３における巻線３１Ａ〜３１Ｅの巻数ｎｐと巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比（ｎｐ／ｎｓ）が、５並列接続状態および５直列接続状態で比較すると、５直列接続状態（巻数比＝５ｎ）では、５並列接続状態（巻数比＝ｎ）と比べて５倍の大きさとなる。

よって、例えば図２９のグラフＧ５に示したように順方向動作時には、５並列接続状態よりも５直列接続状態のほうが、入力電圧である直流高圧電圧ＶＨが高くなった場合に駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４，ＳＧ５１〜ＳＧ５４のオン・デューティ比を高く維持することができ、このような接続切換制御を行うことにより、一定の出力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）を維持可能な入力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）の範囲が広くなる（電圧Ｖmin5から電圧Ｖmax51までの入力電圧範囲ＶＨ51から、電圧Ｖmin5から電圧Ｖmax52までの入力電圧範囲ＶＨ52へと広範化する）。

また、例えば図３０のグラフＧ６に示したように逆方向動作時においても、５並列接続状態よりも５直列接続状態のほうが、出力電圧である直流高圧電圧ＶＨを高く設定した場合にも駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４，ＳＧ５１〜ＳＧ５４のオン・デューティ比を低く維持することができ、このような接続切換制御を行うことにより、一定の入力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）から生成可能な出力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）の範囲が広くなる（電圧Ｖmin6から電圧Ｖmax61までの出力電圧範囲ＶＨ61から、電圧Ｖmin6から電圧Ｖmax62までの出力電圧範囲ＶＨ62へと広範化する）。

以上のようにして、本実施の形態においても、５つのスイッチング回路１１〜１５と、これらにそれぞれ対応した５つの高圧側の巻線３１Ａ〜３１Ｅおよび５つのインダクタＬｒ１〜Ｌｒ５と、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５４，Ｓ６１〜Ｓ６４とを設けるようにしたので、第１および第２の実施の形態と同様にしてインダクタＬｒ１〜Ｌｒ５の作用により、回路内の電流変化を緩やかにすることができる。よって、スイッチング回路１１〜１５同士のタイミングのずれに対する許容度を大きくすることができ、サージ電流の発生を抑えつつ変換可能な電圧範囲の広範化を実現することが可能となる。

[第４の実施の形態]
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。本実施の形態のスイッチング電源装置は上記第１〜第３の実施の形態と比べてさらにスイッチング回路等の個数を増やした場合に相当し、２４個のスイッチング回路と、これらにそれぞれ対応したトランス３における２４個の高圧側の巻線および２４個のインダクタＬｒ１〜Ｌｒ２４と、それぞれ２３個ずつの接続切換スイッチとを備えたものである。なお、その他の構成は、図１に示した構成と同様である。

図３１は、本実施の形態における制御部７による電流経路の接続切換制御の詳細を表したものである。この図において、図２に示したものと同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

本実施の形態の接続切換制御では、順方向動作時には電圧検出回路６１によって検出された直流高圧電圧ＶＨ（逆方向動作時には直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値が）が高くなるのに従って、制御部７による接続切換スイッチのオン・オフ制御によって、２４個のスイッチング回路および２４個の高圧側の巻線にそれぞれ対応する２４個の電流経路（第１〜第２４の電流経路）の接続状態が、図３１に示したように切り替わる。

すなわち、検出された直流高圧電圧ＶＨ（または直流高圧電圧ＶＨの目標電圧値）が高くなるのに従って、これらの接続状態が、２４並列接続状態、２直列１２並列接続状態、３直列８並列接続状態、４直列６並列接続状態、６直列４並列接続状態、８直列３並列接続状態、１２直列２並列接続状態および１２直列接続状態の順に切り替わる。

このような構成により本実施の形態のスイッチング電源装置では、トランス３における高圧側の巻線の巻数ｎｐと低圧側の巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比（ｎｐ／ｎｓ）が、２４並列接続状態から２４直列接続状態への順に、巻数比＝ｎ，２ｎ，３ｎ，４ｎ，６ｎ，８ｎ，１２ｎ，２４ｎとなり、２４直列接続状態では２４並列接続状態と比べ２４倍もの大きさとなる。

よって、順方向動作時には、一定の出力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）を維持可能な入力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）の範囲が、さらに広くなる。また、逆方向動作時には、一定の入力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）から生成可能な出力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）の範囲が、さらに広くなる。

以上のように本実施の形態では、２４個のスイッチング回路と、これらにそれぞれ対応した２４個の高圧側の巻線および２４個のインダクタＬｒ１〜Ｌｒ２４と、それぞれ２３個ずつの接続切換スイッチとを設けるようにしたので、高圧側の巻線と低圧側の巻線３２Ａ，３２Ｂとの巻数比を、２４並列接続状態、２直列１２並列接続状態、３直列８並列接続状態、４直列６並列接続状態、６直列４並列接続状態、８直列３並列接続状態、１２直列２並列接続状態および１２直列接続状態の８つの接続状態順に大きくすることができ、３つの接続状態順（４並列接続、２直列２並列接続および４直列接続）に大きくすることが可能な第１の実施の形態、ならびに４つの接続状態順（６並列接続、２直列３並列接続、３直列２並列接続および６直列接続）に大きくすることが可能な第２の実施の形態と比べ、変換可能な電圧範囲をさらに広げることが可能となる。

[第５の実施の形態]
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。本実施の形態のスイッチング電源装置は、第１の実施の形態のスイッチング電源装置において、制御部７の代わりに制御部７０を設けるようにしたものである。

図３２は、本実施の形態に係る制御部７０の構成を表すものである。この図において、図２に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。この制御部７０は、第１の実施の形態における制御部７において、さらに基準電源Ｒｅｆ３、発振回路７３、差動増幅器Ａｍｐ２、抵抗器Ｒ２、比較器Ｃｏｍｐ３および演算回路７４を設けるようにしたものである。

比較器Ｃｏｍｐ１の正極入力端子は、基準電源Ｒｅｆ１の代わりに基準電源Ｒｅｆ３の一端に接続されている。差動増幅器Ａｍｐ２の正極入力端子は基準電源Ｒｅｆ２の一端に接続され、負極入力端子は電圧検出回路６２の出力端子に接続され、出力端子は比較器Ｃｏｍｐ３の負極入力端子に接続されている。ただし、差動増幅器Ａｍｐ２の負極入力端子へ供給される電圧は、例えば電圧検出回路６２内の分圧抵抗からの取り出し位置等の違いにより、差動増幅器Ａｍｐ１の負極入力端子へ供給される電圧よりもわずかに高くなるように設定されている。また、比較器Ｃｏｍｐ３の正極入力端子は発振器７３の出力端子に接続され、出力端子は演算回路７４の入力端子に接続されている。演算回路７４の２つの入力端子は、この比較器Ｃｏｍｐ３の出力端子と、比較器Ｃｏｍｐ１の出力端子とに接続されている。抵抗器Ｒ２は差動増幅器Ａｍｐ２の負極入力端子と出力端子との間に配置されている。

本実施の形態の比較器Ｃｏｍｐ１は、後述する電圧ＶthHまたは電圧ＶthLの電位に対応する基準電源Ｒｅｆ３からの基準電位Ｖ３と、電圧検出回路６１から出力される直流高圧電圧ＶＨに対応する電圧の電位とを比較し、その比較結果を演算回路７４へ出力するものである。具体的には、直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthHよりも高い場合には、駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３は「Ｌ」レベルとなる一方、逆に直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthLよりも低い場合には、駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３は「Ｈ」レベルとなる。

差動増幅器Ａｍｐ２は、差動増幅器Ａｍｐ１と同様に、基準電源Ｒｅｆ２からの基準電位Ｖ２と、電圧検出回路６２から出力される直流低圧電圧ＶＬに対応する電圧の電位との電位差を増幅して出力するものである。

比較器Ｃｏｍｐ３は、発振回路７３から出力されるパルス電圧ＰＬＳ２の電位と、差動増幅器Ａｍｐ２からの出力電圧の電位とを比較し、その比較結果に基づいて接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３のもととなるパルス電圧を出力するものである。具体的には、差動増幅器Ａｍｐ２からの出力電圧がパルス電圧ＰＬＳ２よりも高い場合には出力は「Ｌ」レベルとなる一方、逆に差動増幅器Ａｍｐ２からの出力電圧がパルス電圧ＰＬＳ２よりも低い場合には直流入力出力は「Ｈ」レベルとなる。

演算回路７４は、比較器Ｃｏｍｐ１からの出力信号（「Ｈ」または「Ｌ」）および比較器Ｃｏｍｐ３からの出力信号（パルス電圧の信号）に基づいて論理演算を行い、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３を出力するものである。

ここで図３３を参照して、順方向動作時おける制御部７０による接続切換動作について詳細に説明する。図３３は、順方向動作時の入力電圧である直流高圧電圧ＶＨの大きさに応じた、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４および接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の動作状態、前述の第１〜第４の電流経路の接続状態、ならびにトランス３における巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比（ｎｐ／ｎｓ）をそれぞれ表したものである。

まず、直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthHよりも高い場合（ＶＨ≧ＶthH）には、第１の実施の形態と同様に、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４がそれぞれ直流高圧電圧ＶＨの大きさに応じてデューティ比が変動するＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）動作を行うように、演算回路７２が駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４をそれぞれ出力する。また、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３がいずれもオフ状態となり、第１〜第４の電流経路が互いに４直列接続状態となるように、演算回路７４が駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３をそれぞれ出力する。なお、この場合は４直列接続状態であることから、巻数比は４ｎとなる。

また、直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthLよりも低い場合（ＶthL＞ＶＨ）にも、第１の実施の形態と同様に、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４がそれぞれ直流高圧電圧ＶＨの大きさに応じてデューティ比が変動するＰＷＭ動作を行うように、演算回路７２が駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４をそれぞれ出力する。また、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３がいずれもオン状態となり、第１〜第４の電流経路が互いに４並列接続状態となるように、演算回路７４が駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３をそれぞれ出力する。なお、この場合は４並列接続状態であることから、巻数比はｎとなる。

一方、直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthHと電圧ＶthMとの間にある場合（ＶthH＞ＶＨ≧ＶthM）には、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４がそれぞれ直流高圧電圧ＶＨの大きさによらずデューティ比が一定のＰＷＭ動作を行うように、演算回路７２が駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４をそれぞれ出力する。また、演算回路７４が、接続切換スイッチＳ５１，Ｓ５３，Ｓ６１，Ｓ６３がそれぞれオフ状態となるように駆動信号ＳＧ５１，ＳＧ５３，ＳＧ６１，ＳＧ６３をそれぞれ出力する一方、接続切換スイッチＳ５２，Ｓ６２がそれぞれ直流高圧電圧ＶＨの大きさに応じてデューティ比が変動するＰＷＭ動作を行うように、駆動信号ＳＧ５２，ＳＧ６２をそれぞれ出力する。したがって、直流高圧電圧ＶＨがこの電圧範囲にある場合、接続切換スイッチＳ５２，Ｓ６２がオン状態・オフ状態のいずれであるかによって、第１〜第４の電流経路の接続状態が４直列と２直列２並列との間で時間的に変動し、これにより巻数比も４ｎ〜２ｎの間で連続的に変化することになる。

また、直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthMと電圧ＶthLとの間にある場合（ＶthM＞ＶＨ≧ＶthL）には、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４がそれぞれ直流高圧電圧ＶＨの大きさによらずデューティ比が一定のＰＷＭ動作を行うように、演算回路７２が駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４をそれぞれ出力する。また、演算回路７４が、接続切換スイッチＳ５２，Ｓ６２がそれぞれオン状態となるように駆動信号ＳＧ５２，ＳＧ６２をそれぞれ出力する一方、接続切換スイッチＳ５１，Ｓ５３，Ｓ６１，Ｓ６３がそれぞれ直流高圧電圧ＶＨの大きさに応じてデューティ比が変動するＰＷＭ動作を行うように、駆動信号ＳＧ５１，ＳＧ５３，ＳＧ６１，ＳＧ６３をそれぞれ出力する。したがって、直流高圧電圧ＶＨがこの電圧範囲にある場合、接続切換スイッチＳ５１，Ｓ５３，Ｓ６１，Ｓ６３がオン状態・オフ状態のいずれであるかによって、第１〜第４の電流経路の接続状態が２直列２並列と４並列の間で時間的に変動し、これにより巻数比も２ｎ〜ｎの間で連続的に変化することになる。

このような構成により制御部７０は、制御部７と同様に、電圧検出回路６２から出力される直流低圧電圧ＶＬに応じた電圧に基づいて駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４を生成し、これによってスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４をオン・オフ制御することにより、直流低圧電圧ＶＬを安定化させる（一定に保つ）ようになっている。

また、電圧検出回路６１から出力される直流高圧電圧ＶＨに応じた電圧の大きさ、および電圧検出回路６２から出力される直流低圧電圧ＶＬに応じた電圧の大きさに基づいて駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３を生成し、これによって接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の動作を制御することにより、スイッチング回路１１と巻線３１Ａとを通る電流経路（第１の電流経路）、スイッチング回路１２と巻線３１Ｂとを通る電流経路（第２の電流経路）、スイッチング回路１３と巻線３１Ｃとを通る電流経路（第３の電流経路）、およびスイッチング回路１４と巻線３１Ｄとを通る電流経路（第４の電流経路）の接続状態を切り換えるようになっている。具体的には、第１〜第４の電流経路が互いに４直列接続された４直列接続状態のデューティ比、互いに２直列２並列接続された２直列２並列接続状態、および互いに４並列接続された４並列接続状態のデューティ比をそれぞれ変化させることにより、トランス３における巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比（ｎｐ／ｎｓ）を連続的に変化させるようになっている。

次に、図３４〜図３８を参照して、本実施の形態のスイッチング電源装置（図３２に示した制御部７０を有する）と、第１の実施の形態のスイッチング電源装置（比較例；図２に示した制御部７を有する）とにおいて、順方向動作時に入力電圧である直流高圧電圧ＶＨが変化する際の接続切換制御に関して比較しつつ説明する。

ここで、図３４，図３５は、比較例に係る接続切換制御のタイミング波形を表したものであり、図３４は直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth12よりも大きい場合からこれよりも小さくなるまでのタイミング波形を、図３５は直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth11よりも大きい場合からこれよりも小さくなるまでのタイミング波形を、それぞれ表している。一方、図３６，図３７は、本実施の形態に係る接続切換制御のタイミング波形を表したものであり、図３６は直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthHよりも大きい場合から電圧ＶthMまで低下する際のタイミング波形を、図３７は直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthMから電圧ＶthLよりも小さくなるまでのタイミング波形を、それぞれ表している。具体的には、これら図３４〜図３７では、（Ａ）は直流高圧電圧ＶＨを、（Ｂ）は駆動信号ＳＧｍ１，ＳＧｍ３（ｍ＝１〜４）を、（Ｃ）は駆動信号ＳＧｍ２，ＳＧｍ４（ｍ＝１〜４）を、（Ｄ）は駆動信号ＳＧ５１，ＳＧ６１を、（Ｅ）は駆動信号ＳＧ５２，ＳＧ６２を、（Ｆ）は駆動信号ＳＧ５３，ＳＧ６３を、（Ｇ）はセンタタップＣＴでの電位ＶCTを、（Ｈ）は直流低圧電圧ＶＬを、それぞれ表している。また、図３８は、本実施の形態の制御部７０による入力電圧とデューティ比および接続状態との関係を表したものであり、比較例（第１の実施の形態）における図１０に対応するものである。なお、図３４〜図３７において、４直列接続状態を「４ｓ」と表し、２直列２並列接続状態を「２ｓ２ｐ」と表し、４並列接続状態を「４ｐ」と表している。

まず、図３４に示した比較例では、直流高圧電圧ＶＨ（（Ａ））がしきい値電圧Ｖth12よりも高いとき（タイミングｔ１２０〜ｔ１２１）には、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３はオフ状態となり（（Ｄ）〜（Ｆ））、第１〜第４の電流経路が互いに４直列接続状態となる一方、直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth12よりも低くなると（タイミングｔ１２１以降）、駆動信号ＳＧ５２，ＳＧ６２がオン状態となり（（Ｅ））、第１〜第４の電流経路が互いに２直列２並列接続状態となる。つまり、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３はそれぞれ、直流高圧電圧ＶＨが所定のしきい値電圧Ｖth12よりも高いか否かにより、制御部７によってそのオン・オフ状態が切り替わるような制御がなされる。

また、図３５に示した比較例では、直流高圧電圧ＶＨ（（Ａ））がしきい値電圧Ｖth11よりも高いとき（タイミングｔ１２３〜ｔ１２４）には、駆動信号ＳＧ５１，ＳＧ５３，ＳＧ６１，ＳＧ６３がオフ状態であると共に駆動信号ＳＧ５２，ＳＧ６３がオン状態であり（（Ｄ）〜（Ｆ））、第１〜第４の電流経路が互いに２直列２並列接続状態である一方、直流高圧電圧ＶＨがしきい値電圧Ｖth11よりも低くなると（タイミングｔ１２４以降）、駆動信号ＳＧ５１，ＳＧ５３，ＳＧ６１，ＳＧ６３もオン状態となり（（Ｄ），（Ｆ））、第１〜第４の電流経路が互いに４並列接続状態となる。つまりこの場合も、接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３はそれぞれ、直流高圧電圧ＶＨが所定のしきい値電圧Ｖth11よりも高いか否かにより、制御部７によってそのオン・オフ状態が切り替わるような制御がなされる。

そしてスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４の駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４（（Ｂ），（Ｃ））は、直流高圧電圧ＶＨが変化することによって直流低圧電圧ＶＬも変動してしまうのを回避するため、制御部７によってそれらのデューティ比が変化するように制御がなされ、直流低圧電圧ＶＬ（（Ｈ））が一定に保たれるようになっている。

しかしながら、例えばタイミングｔ１２１において４直列接続状態から２直列２並列接続状態へと切り替わる際や、タイミングｔ１２４において２直列２並列接続状態から４並列接続状態へと切り替わる際に、それぞれ符号Ｇ４，Ｇ５で示したように、直流低圧電圧ＶＬにオーバーシュートが生じ、タイミングｔ１２１〜ｔ１２２，ｔ１２４〜ｔ１２５の期間では一定に保たれなくなっている。これは、接続状態がタイミングｔ１２１，ｔ１２４において急激に切り替わるため、制御部７内の差動増幅器Ａｍｐ１（エラーアンプ）の応答速度が追いつかず、センタ図中のタップ電圧ＶCT（（Ｇ））において矢印で示したように、駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４のデューティ比が急激に変化すること（図１０に示したしきい値電圧Ｖth11，Ｖth12における急激な変化）ができないからである。このようにして比較例では、タイミングｔ１２１〜ｔ１２２，ｔ１２４〜ｔ１２５においてわずかながら駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４のデューティ比が大きくなるため、直流低圧電圧ＶＬにオーバーシュートが生じてしまうこととなる。

これに対して本実施の形態では、図３６に示したように直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthHと電圧ＶthMとの間で変化する場合には、前述のように、直流低圧電圧ＶＬの大きさ（つまり間接的に直流高圧電圧ＶＨの大きさ）に応じて接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の動作を制御し、４直列接続状態および２直列２並列接続状態のデューティ比をそれぞれ変化させることにより、トランス３における巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比（ｎｐ／ｎｓ）を連続的に変化させるようになっている。

また、図３７に示したように直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthMと電圧ＶthLとの間で変化する場合にも、直流低圧電圧ＶＬの大きさ（間接的に直流高圧電圧ＶＨの大きさ）に応じて接続切換スイッチＳ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３の動作を制御し、２直列２並列接続状態および４並列接続状態のデューティ比をそれぞれ変化させることにより、トランス３における巻数比（ｎｐ／ｎｓ）を連続的に変化させるようになっている。

さらに、差動増幅器Ａｍｐ２の負極入力端子へ供給される電圧が差動増幅器Ａｍｐ１の負極入力端子へ供給される電圧よりもわずかに高くなるように設定されているため、駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４（図３６，図３７の（Ｂ），（Ｃ））のデューティ比は一定となっている。よって、センタタップ電圧ＶCTの電圧波形は図３６（Ｇ），図３７（Ｇ）でそれぞれ示したようになり、その積分値（面積）が常に一定となることから、直流低圧電圧ＶＬ（（Ｈ））にはオーバーシュートは生じず、常に一定に保たれるようになっている。

このようにして本実施の形態のスイッチング電源装置では、例えば図３８中の符号Ｇ６に示したように、直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthHと電圧ＶthLとの間では、駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４のデューティ比は一定となる一方、図中の符号Ｇ７，Ｇ８でそれぞれ示したように、駆動信号ＳＧ５２，ＳＧ６２のデューティ比および駆動信号ＳＧ５１，ＳＧ５３，ＳＧ６１，ＳＧ６３のデューティ比は連続的に変化する。

なお、図３６，図３７では直流高圧電圧ＶＨが電圧ＶthHと電圧ＶthLとの間で変化する場合について示したが、直流高圧電圧ＶＨがＶthH以上やＶthL以下の場合には、例えば図３８に示したように、駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４のデューティ比も一定の変化量で変位することになる。

以上のように、本実施の形態では、直流高圧電圧ＶＨの大きさに応じて４並列接続状態、２直列２並列接続状態および４直列接続状態のデューティ比をそれぞれ変化させるようにしたので、これらの値を連続的に変化させることができ、急激な変化を回避することができる。よって、スイッチング装置内に応答速度が遅い素子（例えば、前述のエラーアンプなど）があるような場合であっても、トランス３における巻線３１Ａ〜３１Ｄの巻数ｎｐと巻線３２Ａ，３２Ｂの巻数ｎｓとの巻数比（ｎｐ／ｎｓ）を連続的に変化（増加または減少）させることができ、各素子の応答速度によらずに直流低圧電圧ＶＬを安定化させることが可能となる。

なお、本実施の形態では、駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３のデューティ比が変化する場合と駆動信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４のデューティ比が変化する場合とを、直流高圧電圧ＶＨの範囲で分けた場合で説明したが、両者のデューティ比とも変化させるようにしてもよい。

また、本実施の形態では、制御部７０による切換制御は、図３６，図３７に示したようなセンタタップ電圧ＶCTの電圧波形には限られず、例えば図３６に対応するものとして図３９や図４０に示したようなものでもよい。これらのように構成した場合でも、本実施の形態と同様の効果を得ることが可能である。ただし、スイッチング回路１１〜１４が前述した位相シフト動作をする場合には、図３６，図３７に示した電圧波形においてゼロ・ボルトスイッチング動作を行うことができるため、この場合にすることが好ましい。

また、本実施の形態では、制御部７０内に比較器Ｃｏｍｐ１および基準電源Ｒｅｆ３を設けたが、直流高圧電圧ＶＨを電圧ＶthHと電圧ＶthLとの間で変化させるような場合にはこれらを設けず、演算回路７４が比較器Ｃｏｍｐ３からの出力信号のみに基づいて駆動信号ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３を生成するようにしてもよい。

また、本実施の形態では、直流高圧電圧ＶＨから直流低圧電圧ＶＬを生成する順方向動作について説明したが、直流低圧電圧ＶＬから直流高圧電圧ＶＨを生成する逆方向動作の場合も、順方向動作の場合と同様の作用により同様の効果を得ることが可能である。

さらに、本実施の形態で説明したような制御部７０による切換制御は、本発明の他の実施の形態に適用することも可能であり、同様の効果を得ることができる。

以上、第１〜第５の実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されず、種々の変形が可能である。

例えば上記実施の形態では、高圧側のスイッチング回路の個数が４個，６個，５個，２４個の場合で説明したが、このスイッチング回路の個数はこれらの場合には限られない。ただし、このスイッチング回路の個数をＮ個（４以上の自然数）とすると、このＮの約数が３つ以上存在するように、Ｎの値を設定するのが好ましい。このようにＮの約数が３つ以上存在する場合、電流経路同士の接続状態が３つ以上存在、すなわちＮ個の並列接続状態とＮ個の直列接続状態とに加え、直列と並列との混合接続状態を設けることができ、変換可能な電圧範囲を広げることができるからである。よって本発明では、このＮの約数の数ができるだけ多くなるように設定するのが望ましい。

また、上記実施の形態では、逆方向動作時には出力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）の目標電圧値に応じて接続切換を行う場合で説明したが、この逆方向動作時にも順方向動作時と同様に、電圧検出回路６２によって検出した入力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）の大きさに応じて接続切換を行うようにしてもよい。そのように構成した場合、例えば順方向動作時と同様に、一定の出力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）を維持可能な入力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）の範囲を従来と比べて広げることが可能となる。なおこの場合には、順方向動作時とは逆に、検出した直流低圧電圧ＶＬが大きくなるに従って、複数の電流経路同士を直列接続状態、直列接続と並列接続との混合接続状態、並列接続状態の順に接続切換を行い、トランスにおける１次側巻線の巻数ｎｐと２次側巻線の巻数ｎｓとの巻数比（ｎｐ／ｎｓ）を連続的に減少させるようにすればよい。

また、上記実施の形態では、逆方向動作時に出力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）の目標電圧値に応じて接続切換を行う場合で説明したが、順方向動作時にも同様に、出力電圧（直流高圧電圧ＶＬ）の目標電圧値に応じて接続切換を行うようにしてもよい。そのように構成した場合、例えば逆方向動作時と同様に、一定の入力電圧（直流低圧電圧ＶＬ）から生成可能な出力電圧（直流高圧電圧ＶＨ）の範囲が広くなる。

また、上記実施の形態では、スイッチング回路４がセンタタップ型のアノードコモン接続の回路（またはプッシュプル型の回路）により構成された場合で説明したが、例えばフルブリッジ型の回路や、カソードコモン接続の回路により構成するようにしてもよい。

また、上記実施の形態では、スイッチング電源装置が降圧型の場合で説明したが、本発明は昇圧型のスイッチング電源装置に適用することも可能である。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図１の制御部の構成を表す回路図である。 第１の実施の形態に係る接続状態を説明するための図である。 図１のスイッチング電源装置における順方向時の４並列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図４に続く順方向時の４並列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図１のスイッチング電源装置における順方向時の２直列２並列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図６に続く順方向時の２直列２並列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図１のスイッチング電源装置における順方向時の４直列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図８に続く順方向時の４直列接続状態の動作を説明するための回路図である。 第１の実施の形態における順方向動作時の入力電圧とデューティ比および接続状態との関係を表す特性図である。 比較例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 比較例に係るスイッチング電源装置の順方向動作を説明するためのタイミング波形図である。 図１のスイッチング電源装置の順方向動作を説明するためのタイミング波形図である。 図１のスイッチング電源装置における逆方向時の４並列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図１４に続く逆方向時の４並列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図１のスイッチング電源装置における逆方向時の２直列２並列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図１６に続く逆方向時の２直列２並列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図１のスイッチング電源装置における逆方向時の４直列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図１８に続く逆方向時の４直列接続状態の動作を説明するための回路図である。 第１の実施の形態における逆方向動作時の入力電圧とデューティ比および接続状態との関係を表す特性図である。 第１の実施の形態の変形例に係る順方向時の４直列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図２１に続く順方向時の４直列接続状態の動作を説明するための回路図である。 第１の実施の形態の変形例に係る順方向時の２直列２並列接続状態の動作を説明するための回路図である。 図２３に続く順方向時の２直列２並列接続状態の動作を説明するための回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係る接続状態を説明するための図である。 第２の実施の形態における順方向動作時の入力電圧とデューティ比および接続状態との関係を表す特性図である。 第２の実施の形態における逆方向動作時の入力電圧とデューティ比および接続状態との関係を表す特性図である。 本発明の第３の実施の形態に係る接続状態を説明するための図である。 第３の実施の形態における順方向動作時の入力電圧とデューティ比および接続状態との関係を表す特性図である。 第３の実施の形態における逆方向動作時の入力電圧とデューティ比および接続状態との関係を表す特性図である。 本発明の第４の実施の形態に係る接続状態を説明するための図である。 本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置における制御部の構成を表す回路図である。 図３２の制御部による接続切換動作を説明するための図である。 図２の制御部による接続切換動作を説明するためのタイミング波形図である。 図３４に続く接続切換動作を説明するためのタイミング波形図である。 図３２の制御部による接続切換動作を説明するためのタイミング波形図である。 図３６に続く接続切換動作を説明するためのタイミング波形図である。 第５の実施の形態における順方向動作時の入力電圧とデューティ比および接続状態との関係を表す特性図である。 第５の実施の形態の変形例に係る接続切換動作を説明するためのタイミング波形図である。 第５の実施の形態の変形例に係る接続切換動作を説明するためのタイミング波形図である。

符号の説明

１１〜１４，４…スイッチング回路、３…トランス、３１Ａ〜３１Ｄ…第１の巻線、３２Ａ，３２Ｂ…第２の巻線、５１…高圧バッテリ、５２…低圧バッテリ、６１，６２…電圧検出回路、７，７０…制御部、７１，７３…発振回路、７２，７４…演算回路、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４，Ｓ４１〜Ｓ４４，Ｓ１０，Ｓ２０…スイッチング素子、Ｓ５１〜Ｓ５３，Ｓ６１〜Ｓ６３…接続切換スイッチ、Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４，Ｄ３１〜Ｄ３４，Ｄ４１〜Ｄ４４，Ｄ１０，Ｄ２０…ダイオード、ＣＨ，ＣＬ…平滑コンデンサ、Ｔ１〜Ｔ４…入出力端子、Ｌ１Ｈ，Ｌ２Ｈ…高圧ライン、Ｌ１Ｌ，Ｌ２Ｌ…低圧ライン、Ｌｒ１〜Ｌｒ４，Ｌｃｈ…インダクタ、Ｐ１〜Ｐ２６…接続点、ＣＴ…センタタップ、ＶCT…センタタップ電圧、ＶＨ…直流高圧電圧、ＶＬ…直流低圧電圧、Ｃｏｍｐ１〜Ｃｏｍｐ３…比較器、Ａｍｐ１，Ａｍｐ２…差動増幅器（エラーアンプ）、Ｒｅｆ１〜Ｒｅｆ３…基準電源、Ｖ１〜Ｖ３…基準電位、Ｒ１…抵抗器、ＰＬＳ１，ＰＬＳ２…パルス電圧、Ｉｐ１１〜Ｉｐ１４，Ｉｐ２１〜Ｉｐ２４，Ｉｐ３１〜Ｉｐ３４，Ｉｐ４１〜Ｉｐ４４，Ｉｓ１〜Ｉｓ６，Ｉｓｐ１１，Ｉｓｐ１２，Ｉｓｐ２１，Ｉｓｐ２２，Ｉｓｐ３１，Ｉｓｐ３２，Ｉｓｐ４１，Ｉｓｐ４２，Ｉｓｐ５１，Ｉｓｐ５２，Ｉｓｐ６１，Ｉｓｐ６２，Ｉｘａ〜Ｉｘｄ…電流、ＳＧ１１〜ＳＧ１４，ＳＧ２１〜ＳＧ２４，ＳＧ３１〜ＳＧ３４，ＳＧ４１〜ＳＧ４４，ＳＧ１０，ＳＧ２０，ＳＧ５１〜ＳＧ５３，ＳＧ６１〜ＳＧ６３…スイッチング信号、ｔ１，ｔ２０〜ｔ３１…タイミング。

Claims (18)

1. 第１および第２の端子対を備え、この第１の端子対側の第１の直流電圧と前記第２の端子対側の第２の直流電圧との間の電圧変換を行うスイッチング電源装置であって、
   前記第１の端子対側に配置された互いに巻数の等しい複数の第１の巻線と、前記第２の端子対側に配置された第２の巻線とを有するトランスと、
   前記第１の端子対側に前記複数の第１の巻線にそれぞれ対応して設けられ、各々が４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ型の複数の第１の回路と、
   前記複数の第１の回路とこれら複数の第１の回路にそれぞれ対応する前記第１の巻線とから構成される複数の電流経路同士が互いに並列接続状態、直列接続状態または直列と並列との混合接続状態となるように接続切換を行う接続切換手段と
   を備え、
   入力された前記第１の直流電圧を電圧変換して前記第２の直流電圧を出力する場合において、
   前記接続切換手段は、前記第１の直流電圧が大きくなるのに従って、並列接続状態、前記混合接続状態および直列接続状態の順に接続切換の設定を行う
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 第１および第２の端子対を備え、この第１の端子対側の第１の直流電圧と前記第２の端子対側の第２の直流電圧との間の電圧変換を行うスイッチング電源装置であって、
   前記第１の端子対側に配置された互いに巻数の等しい複数の第１の巻線と、前記第２の端子対側に配置された第２の巻線とを有するトランスと、
   前記第１の端子対側に前記複数の第１の巻線にそれぞれ対応して設けられ、各々が４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ型の複数の第１の回路と、
   前記複数の第１の回路とこれら複数の第１の回路にそれぞれ対応する前記第１の巻線とから構成される複数の電流経路同士が互いに並列接続状態、直列接続状態または直列と並列との混合接続状態となるように接続切換を行う接続切換手段と
   を備え、
   入力された前記第２の直流電圧を電圧変換して前記第１の直流電圧を出力する場合において、
   前記接続切換手段は、前記第２の直流電圧が大きくなるのに従って、直列接続状態、前記混合接続状態および並列接続状態の順に接続切換の設定を行う
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 前記接続切換手段は、
   複数の接続切換素子と、
   前記第１の直流電圧または前記第２の直流電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記電圧検出回路により検出された第１または第２の直流電圧の大きさに応じて、前記複数の接続切換素子のオン・オフ状態をそれぞれ制御する第１の制御部とを有する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記接続切換手段は、前記第１または第２の直流電圧と所定の複数のしきい値電圧との間で値の大小をそれぞれ比較し、その比較結果に基づいて接続切換を行う
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記接続切換手段は、前記第１または第２の直流電圧の大きさに応じて、前記並列接続状態のデューティ比、前記混合接続状態のデューティ比および前記直列接続状態のデューティ比のうちの少なくとも２つが変化するように接続切換を行う
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記接続切換手段は、前記第１の直流電圧が大きくなるのに従って前記第１の巻線と前記第２の巻線との巻数比が連続的に増加するようにすると共に、前記第２の直流電圧が大きくなるのに従って前記巻数比が連続的に減少するように、各接続状態のデューティ比を変化させる
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
7. 入力された前記第２の直流電圧を電圧変換して前記第１の直流電圧を出力する場合において、
   前記接続切換手段は、前記第１の直流電圧が所定の目標電圧値となるように接続切換を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記接続切換手段は、
   複数の接続切換素子と、
   前記目標電圧値の大きさに応じて、前記複数の接続切換素子のオン・オフ状態をそれぞれ制御する第２の制御部とを有する
   ことを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記接続切換手段は、前記目標電圧値が大きくなるのに従って、並列接続状態、前記混合接続状態および直列接続状態の順に接続切換の設定を行う
   ことを特徴とする請求項７または請求項８に記載のスイッチング電源装置。
10. ４つの前記第１の回路を備え、
    ４つの前記電流経路同士の接続状態として、４並列接続状態、２直列と２並列との混合接続状態および４直列接続状態を有する
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
11. ６つの前記第１の回路を備え、
    ６つの前記電流経路同士の接続状態として、６並列接続状態、２直列と３並列との混合接続状態、３直列と２並列との混合接続状態および６直列接続状態を有する
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
12. 前記第１の回路の個数をＮ（４以上の自然数）とした場合に、このＮの約数が３つ以上存在する
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
13. 前記４つのスイッチング素子は、前記複数の電流経路同士の接続状態によらず、常にオン・オフを行うオン・オフスイッチングモードで動作する
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
14. 前記４つのスイッチング素子は、前記複数の電流経路同士の接続状態に応じて、オン・オフを行うオン・オフスイッチングモードまたは常にオン状態を保つ常時オンモードで動作する
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
15. 前記第２の端子対側に、センタタップ型またはプッシュプル型の第２の回路を備えた
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
16. 前記第２の端子対側に、フルブリッジ型の第２の回路を備えた
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
17. 第１および第２の端子対を備え、この第１の端子対側の第１の直流電圧と前記第２の端子対側の第２の直流電圧との間の電圧変換を行うスイッチング電源装置であって、
    前記第１の端子対側に配置された互いに巻数の等しい複数の第１の巻線と、前記第２の端子対側に配置された第２の巻線とを有するトランスと、
    前記第１の端子対側に前記複数の第１の巻線にそれぞれ対応して設けられ、各々が４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ型の複数の回路と、
    前記複数の回路同士をそれぞれ同期させて駆動する駆動回路と、
    前記複数の回路にそれぞれ対応して設けられた複数のインダクタと、
    前記複数の回路とこれら複数の回路にそれぞれ対応する前記第１の巻線とから構成される複数の電流経路同士が互いに並列接続状態または直列接続状態となるように接続切換を行う接続切換手段と
    を備え、
    入力された前記第１の直流電圧を電圧変換して前記第２の直流電圧を出力する場合において、
    前記接続切換手段は、前記第１の直流電圧が大きくなるのに従って、並列接続状態、前記混合接続状態および直列接続状態の順に接続切換の設定を行う
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。
18. 第１および第２の端子対を備え、この第１の端子対側の第１の直流電圧と前記第２の端子対側の第２の直流電圧との間の電圧変換を行うスイッチング電源装置であって、
    前記第１の端子対側に配置された互いに巻数の等しい複数の第１の巻線と、前記第２の端子対側に配置された第２の巻線とを有するトランスと、
    前記第１の端子対側に前記複数の第１の巻線にそれぞれ対応して設けられ、各々が４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ型の複数の回路と、
    前記複数の回路同士をそれぞれ同期させて駆動する駆動回路と、
    前記複数の回路にそれぞれ対応して設けられた複数のインダクタと、
    前記複数の回路とこれら複数の回路にそれぞれ対応する前記第１の巻線とから構成される複数の電流経路同士が互いに並列接続状態または直列接続状態となるように接続切換を行う接続切換手段と
    を備え、
    入力された前記第２の直流電圧を電圧変換して前記第１の直流電圧を出力する場合において、
    前記接続切換手段は、前記第２の直流電圧が大きくなるのに従って、直列接続状態、前記混合接続状態および並列接続状態の順に接続切換の設定を行う
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。

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