JP4796828B2 - 光伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、光信号を受信する光受信装置およびそれを含む光伝送システムに関する。

メディアコンバータを用いたシステムまたはＧ−ＰＯＮ（Gigabit Passive Optical Network；ギガビット受動光ネットワーク）システム等の光伝送システムでは、送受信される信号が完全なＰＣＭ（パルス符号変調）信号（“０”または“１”）のデータストリームからなる。このような光伝送システムにおける光受信装置は、広帯域および低雑音特性を有することが望ましい。そこで、広い受光電力ダイナミックレンジを有する光受信装置には、低雑音特性および高い増倍率を有するアバランシェフォトダイオード（Avalanche Photo Diode；以下、ＡＰＤと呼ぶ）が用いられる（例えば特許文献１参照）。

図１８は従来のデジタル光伝送システムにおける光受信装置の例を示すブロック図である。図１８の光受信装置はデジタルＰＣＭ（パルス符号変調）ベースバンドシステムの終端装置として用いられる。

図１８の光受信装置７は、ＡＰＤ７１、インピーダンス整合回路７２、増幅器７３，７４、可変減衰回路７５、分配器７６、検波回路７７、自動利得制御回路（以下、ＡＧＣ回路と呼ぶ）７８および高圧制御回路７９により構成される。

ＡＰＤ７１には、高圧制御回路７９により逆バイアス電圧が印加される。ＡＰＤ７１がデジタル変調された光信号を受信すると、ＡＰＤ７１に高周波の光電流が流れる。インピーダンス整合回路７２はＡＰＤ７１および増幅器７３のインピーダンス整合を行う。増幅器７３は、インピーダンス整合回路７２から出力される高周波信号を増幅する。

可変減衰回路７５は、増幅器７３から出力される高周波信号のレベルを制御する。増幅器７４は、可変減衰回路７５から出力される高周波信号を増幅する。分配器７６は、増幅器７４から出力される高周波信号ＲＦを出力端子ＮＯおよび検波回路７７に分配する。

検波回路７７は、高周波信号ＲＦを検波する。検波回路７７の出力信号は、制御電圧としてＡＧＣ回路７８に与えられる。ＡＧＣ回路７８は、制御電圧に基づいて可変減衰回路７５の利得を制御するとともに高圧制御回路７９の出力電圧を制御する。それにより、ＡＰＤ７１の増倍率が制御される。このようにして、出力端子ＮＯから出力される高周波信号ＲＦのレベルが一定に制御される。

出力端子ＮＯから出力される高周波信号ＲＦは、後段のクロックリカバリー回路およびデジタル処理系に与えられる。

アクセスネットワークシステムにおいて、従来ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）ケーブル、ケーブルテレビ用の同軸ケーブル、電話線用のＩＳＤＮ（総合サービスデジタル網）ケーブルまたはＡＤＳＬ（非対称デジタル加入者線）ケーブル等により構築された端末網が光ファイバで置き換えられる動きが加速している。このような光伝送システムに用いられる光終端装置では、低価格化、小型化および低消費電力化が望まれている。

一方、アナログ放送から地上波デジタル放送への移行により、伝送システムにおける極めて厳しい歪特性の要求が緩和される。また、ＦＴＴＨ（Fiber to the Home）サービスの映像配信においても、歪特性の要求が緩和される。

しかしながら、アナログ放送からデジタル放送に完全に移行したとしても、アナログ変調方式が用いられるため、ある程度の良好な歪特性は絶対条件として必要である。このことは、アナログ信号およびデジタル信号が混在するシステムにおいても、同様に良好な歪特性が要求される。

ＡＭ（振幅変調）方式またはＱＡＭ（直交振幅変調）方式の多波信号を受信する映像配信システムの光受信装置では、歪が致命的な問題となるため、受光素子としては歪特性の良好なＰＩＮフォトダイオード（以下、ＰＤと呼ぶ）が用いられ、直線性に劣るＡＰＤは用いられない。

図１９は従来のアナログ光伝送システムにおける光受信装置の第１の例を示すブロック図、図２０は従来のアナログ光伝送システムにおける光受信装置の第２の例を示すブロック図である。図１９および図２０の光受信装置は、例えばアナログ変調ＳＣＭ（映像配信）システムの光終端装置として用いられる。

図１９の光受信装置５は、ＰＤ５１、インピーダンス整合回路５２、増幅器５３，５４、可変減衰回路５５、分配器５６、ＤＣ／ＤＣ（直流／直流）コンバータ５７、帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦと呼ぶ）５８、検波回路５９および自動利得制御回路（以下、ＡＧＣ回路と呼ぶ）６０により構成される。各増幅器５３，５４はＧａＡｓまたはＳｉ−Ｇｅからなり、可変減衰回路５５は３〜４個のＰＩＮダイオードまたはＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を含む。

ＰＤ５１がアナログ変調された高周波の光信号を受信すると、ＰＤ５１に高周波の光電流が流れる。インピーダンス整合回路５２はＰＤ５１および増幅器５３のインピーダンス整合を行う。増幅器５３は、インピーダンス整合回路５２から出力される高周波の光電流を増幅するとともに電圧に変換する。それにより、増幅器５３から高周波信号が出力される。可変減衰回路５５は、増幅器５３から出力される高周波信号のレベルを制御する。増幅器５４は、可変減衰回路５５から出力される高周波信号を増幅する。分配器５６は、増幅器５４から出力される高周波信号ＲＦを出力端子ＮＯに与えるとともにＢＰＦ５８に分配する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ５７は、ＲＦ（高周波）ケーブルに重畳されてきた外部からの直流電圧を本光受信装置が必要とする直流電圧Ｖｃｃに変換する。直流電圧Ｖｃｃは、ＰＤ５１に逆バイアス電圧として印加されたり、各回路に印加される。

一方、ＢＰＦ５８は、高周波信号ＲＦの所定帯域の周波数成分を通過させる。検波回路５９は、ＢＰＦ５８を通過した周波数成分（パイロット信号；通常は、４０〜７０ＭＨｚの間で決められる）を検波する。検波回路５９の出力信号は、制御電圧としてＡＧＣ回路６０に与えられる。ＡＧＣ回路６０は、制御電圧に基づいて可変減衰回路５５の利得を制御する。

このようにして、出力端子ＮＯから出力される高周波信号ＲＦのレベルが一定にフィードバック制御される。

図２０の光受信装置６が図１９の光受信装置５と異なるのは、図１９の分配器５６、ＢＰＦ５８および検波回路５９が設けられず、光電流検出回路６１が設けられる点である。

図２０の光受信装置６において、ＰＤ５１、インピーダンス整合回路５２、増幅器５３、可変減衰回路５５およびＤＣ／ＤＣコンバータ５７の動作は、図１９の光受信装置５のそれぞれ対応する部分の動作と同様である。

増幅器５４は、可変減衰回路５５から出力される高周波信号を増幅する。増幅器５４から出力される高周波信号ＲＦは出力端子ＮＯに与えられる。

光電流検出回路６１は、ＰＤ５１に流れる高周波の光電流を検出し、光電流に応じた制御電圧をＡＧＣ回路６０に与える。ＡＧＣ回路６０は、制御電圧に基づいて可変減衰回路５５の利得を制御する。

このようにして、出力端子ＮＯから出力される高周波信号ＲＦのレベルが一定にフィードフォワード制御される。
特開２００３−１０１３５６号公報

しかしながら、上記の光受信装置５，６では、低歪特性を有する増幅器５３，５４が用いられるので、比較的大電力が消費される。

また、光受信装置５，６は、ＰＤ５１、増幅器５３，５４、ならびに電源系および制御系を構成する低周波ＩＣ（集積回路）から構成される。この場合、光受信装置５，６の総合消費電力が３〜５Ｗの場合、専有面積は５０〜１００ｃｍ² 程度の規模となる。

さらに、光受信装置５，６では、消費電力および回路規模から各構成要素をある程度の放熱効果を有するように配置しなければならない。そのため、大きな面積が必要となる。

また、デジタル光受信装置で用いられるＡＰＤは、増倍率が印加電圧に比例しない特性を有する。上記のように、アナログ光受信装置には良好な歪特性が要求されるので、上記の従来のアナログ光受信装置５，６のＰＤ５１に代えてＡＰＤを用いることは困難である。

本発明の目的は、歪補償を容易に行うことができるとともに、小型化および低消費電力化が可能な光受信装置および光伝送システムを提供することである。

（１）第１の発明に係る光受信装置は、光信号を受けるアバランシェフォトダイオードと、アバランシェフォトダイオードに一定の逆バイアス電圧を印加する電圧印加回路と、アバランシェフォトダイオードに流れる電流が供給され、可変抵抗値を有する負荷素子と、負荷素子の一端に電気的に接続される出力端子と、アバランシェフォトダイオードに流れる電流を検出し、検出された電流に基づいて出力端子の出力電力が一定になるように負荷素子の抵抗値を制御する制御回路とを備えたものである。

本発明に係る光受信装置においては、電圧印加回路によりアバランシェフォトダイオードに一定の逆バイアス電圧が印加される。アバランシェフォトダイオードが光信号を受けると、そのアバランシェフォトダイオードに光電流が流れる。アバランシェフォトダイオードに流れる電流は可変抵抗値を有する負荷素子に供給される。それにより、負荷素子の一端に電気的に接続される出力端子の電圧は光信号の変化にしたがって変化する。

また、制御回路によりアバランシェフォトダイオードに流れる電流が検出され、検出された電流に基づいて出力端子の出力電力が一定になるように負荷素子の抵抗値が制御される。このようにして、光受信装置において自動利得制御が行われる。

この場合、アバランシェフォトダイオードには一定の逆バイアス電圧が印加されているので、アバランシェフォトダイオードの平均の増倍率が一定となる。それにより、アバランシェフォトダイオードにおける印加電圧と増倍率との非直線性が一定となる。したがって、アバランシェフォトダイオードの非直線性に起因する出力信号の歪を容易に補償することが可能となる。

また、光電変換および自動利得制御を少ない構成要素で行うことができるので、光受信装置の小型化が可能となる。さらに、低歪特性を有する複数の増幅器が不要となるので、低消費電力化が可能となる。

（２）負荷素子は電流の増加にしたがって抵抗値が減少する特性を有する可変抵抗素子を含み、制御回路は、アバランシェフォトダイオードに流れる電流を検出し、検出された電流の変化に応じて変化する電流を可変抵抗素子に供給してもよい。

この場合、受光電力が増加することによりアバランシェフォトダイオードに流れる光電流が増加すると、制御回路は可変抵抗素子に供給する電流を増加させる。それにより、可変抵抗素子の一端に接続される出力端子の電圧が低下する。逆に、受光電力が減少することによりアバランシェフォトダイオードに流れる光電流が減少すると、制御回路は可変抵抗素子に供給する電流を減少させる。それにより、可変抵抗素子の一端に接続される出力端子の電圧が上昇する。このようにして、出力端子の平均電圧が一定に保たれる。その結果、受光電力が変化しても、出力電力が一定に保たれる。

（３）可変抵抗素子はＰＩＮダイオードまたは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、制御回路は、アバランシェフォトダイオードに流れる電流を検出し、検出された電流の変化に応じて変化する電流をＰＩＮダイオードまたは電界効果トランジスタに供給してもよい。

ＰＩＮダイオードまたは電界効果トランジスタは、電流の増加にしたがって抵抗値が減少する特性を有する。したがって、受光電力が増加することによりアバランシェフォトダイオードに流れる光電流が増加すると、制御回路はＰＩＮダイオードまたは電界効果トランジスタに供給する電流を増加させる。それにより、ＰＩＮダイオードまたは電界効果トランジスタの一端に接続される出力端子の電圧が低下する。逆に、受光電力が減少することによりアバランシェフォトダイオードに流れる光電流が減少すると、制御回路はＰＩＮダイオードまたは電界効果トランジスタに供給する電流を減少させる。それにより、ＰＩＮダイオードまたは電界効果トランジスタの一端に接続される出力端子の電圧が上昇する。このようにして、出力端子の平均電圧が一定に保たれる。その結果、受光電力が変化しても、出力電力が一定に保たれる。

（４）アバランシェフォトダイオードは、増倍率が印加電圧に比例しない非直線性を有し、光受信装置は、アバランシェフォトダイオードの非直線性を補償することにより出力端子の出力信号の歪を補償する歪補償回路をさらに備えてもよい。

この場合、アバランシェフォトダイオードには一定の逆バイアス電圧が印加されているので、アバランシェフォトダイオードの平均の増倍率が一定となる。それにより、アバランシェフォトダイオードにおける印加電圧と増倍率との非直線特性が一定となる。したがって、アバランシェフォトダイオードの非直線性に起因する出力信号の歪を歪補償回路により容易に補償することが可能となる。

（５）アバランシェフォトダイオードは、特定の電圧範囲で増倍率が印加電圧に実質的に比例する直線性を有し、電圧印加回路は、アバランシェフォトダイオードに特定の電圧範囲内の一定の逆バイアス電圧を印加してもよい。

この場合、特定の電圧範囲で増倍率が印加電圧に実質的に比例する。そのため、アバランシェフォトダイオードに特定の電圧範囲内の一定の逆バイアス電圧を印加することにより、出力信号の歪が抑制される。したがって、歪補償回路が不要となるため、光受信装置をさらに小型化することが可能となる。

（６）アバランシェフォトダイオードは超格子構造を有する増倍層を含んでもよい。

この場合、超格子構造を有する増倍層は低雑音特性を有するので、光受信装置の低雑音化が可能となる。

（７）超格子増倍層は、第１のバンドギャップを有する第１の半導体層と、第１のバンドギャップよりも大きい第２のバンドギャップを有する第２の半導体層とを交互に含み、第１および第２の半導体層の価電子帯の最上端のエネルギーレベル差が第１および第２の半導体層の伝導帯の最下端のエネルギーレベル差よりも小さく、第１および第２の半導体層の価電子帯の最上端のエネルギーレベル差が１０ｍｅＶ以下であり、電圧印加回路は、アバランシェフォトダイオードに３００ｋＶ／ｃｍ以上の電界がかかるように一定の逆バイアス電圧を印加してもよい。

この場合、超格子増倍層の価電子帯のバンド不連続性が伝導帯のバンド不連続性よりも小さくなる。それにより、電子の増倍率が正孔の増倍率に比べて大きくなる。その結果、アバランシェフォトダイオード内の増倍率が特定の電界強度の範囲で電界強度に実質的に比例する。また、第１および第２の半導体層の価電子帯の最上端のエネルギー差が１０ｍｅＶ以下であることにより３００ｋＶ／ｃｍ以上の高い電界強度の範囲で増倍率の直線性が得られる。

したがって、光受信装置において高い利得でかつ低歪の出力信号を得ることができる。

（８）光受信装置は、アバランシェフォトダイオードのインピーダンスと出力端子のインピーダンスとの整合をとるインピーダンス整合回路をさらに備えてもよい。

この場合、アバランシェフォトダイオードと出力端子とのインピーダンス不整合による利得の低下が防止される。

（９）光受信装置は、太陽電池と、二次電池と、太陽電池により発生された電力で二次電池を充電する充電回路とをさらに備え、電圧印加回路は二次電池からの電力を受けてもよい。

この場合、光受信装置は低消費電力化が可能であるので、太陽電池の電力により充電される二次電池により動作することができる。したがって、無給電の光受信装置が実現される。

（１０）光信号はアナログ変調された高周波信号であってもよい。この場合、小型かつ低消費電力の光受信装置においてアナログ変調された高周波信号を受信することができるとともに、高周波信号の歪を容易に補償することができる。

（１１）第２の発明に係る光伝送システムは、光信号を送信する光送信装置と、光送信装置により送信された光信号を受信する光受信装置とを備え、光受信装置は、光信号を受けるアバランシェフォトダイオードと、アバランシェフォトダイオードに一定の逆バイアス電圧を印加する電圧印加回路と、アバランシェフォトダイオードに流れる電流が出力ノードを介して供給され、可変抵抗値を有する負荷素子と、負荷素子の一端に電気的に接続される出力端子と、アバランシェフォトダイオードに流れる電流を検出し、検出された電流に基づいて出力端子の出力電力が一定になるように負荷素子の抵抗値を制御する制御回路とを含み、アバランシェフォトダイオードは、増倍率が印加電圧に比例しない非直線性を有し、光送信装置は、電気信号を発生する信号源と、光受信装置のアバランシェフォトダイオードの非直線性に起因する歪を補償するための補償用歪成分を作成する歪成分作成部と、信号源により発生された電気信号に歪成分作成部により作成された補償用歪成分を合成する合成部と、合成部から出力される電気信号を光信号に変換する光電変換部とを含むものである。

本発明に係る光伝送システムにおいては、光送信装置により光信号が送信され、送信された光信号が光受信装置により受信される。

光受信装置においては、電圧印加回路によりアバランシェフォトダイオードに一定の逆バイアス電圧が印加される。アバランシェフォトダイオードが光信号を受けると、そのアバランシェフォトダイオードに光電流が流れる。アバランシェフォトダイオードに流れる電流は可変抵抗値を有する負荷素子に供給される。それにより、負荷素子の一端に電気的に接続される出力端子の電圧は光信号の変化にしたがって変化する。

また、制御回路によりアバランシェフォトダイオードに流れる電流が検出され、検出された電流に基づいて出力端子の出力電力が一定になるように負荷素子の抵抗値が制御される。このようにして、光受信装置において自動利得制御が行われる。

この場合、アバランシェフォトダイオードには一定の逆バイアス電圧が印加されているので、アバランシェフォトダイオードの平均の増倍率が一定となる。それにより、アバランシェフォトダイオードにおける印加電圧と増倍率との非直線性が一定となる。

一方、光送信装置においては、信号源により電気信号が発生される。光受信装置のアバランシェフォトダイオードの非直線性に起因する歪を補償するための補償用歪成分が歪成分作成部により作成される。信号源により発生された電気信号に歪成分作成部により作成された補償用歪成分が合成部により合成される。さらに、合成部から出力される電気信号が光電変換部により光信号に変換される。

したがって、光送信装置により送信される光信号が光受信装置で受信されると、光信号に合成された補償用歪成分がアバランシェフォトダイオードの非直線性に起因する歪で相殺される。その結果、出力端子に歪補償された出力信号が得られる。

また、光電変換および自動利得制御を少ない構成要素で行うことができるので、光受信装置の小型化が可能となる。さらに、低歪特性を有する複数の増幅器が不要となるので、低消費電力化が可能となる。

（１２）歪成分作成部は、信号源からの電気信号を光信号に変換する発光素子と、発光素子により得られた光信号を電気信号に変換するアバランシェフォトダイオードと、アバランシェフォトダイオードにより得られた電気信号と信号源からの電気信号との差分を補償用歪成分として出力する差分演算部とを含み、合成部は、信号源からの電気信号に差分演算部から出力される補償用歪成分を合成してもよい。

この場合、発光素子により信号源からの電気信号が光信号に変換され、その光信号がアバランシェフォトダイオードにより電気信号に変換される。この電気信号はアバランシェフォトダイオードの非直線性に起因する歪を含む。そこで、アバランシェフォトダイオードにより得られた電気信号と信号源からの電気信号との差分が差分演算部により補償用歪成分として出力される。さらに、合成部により信号源からの電気信号に補償用歪成分が合成される。

それにより、光送信装置により送信される光信号が光受信装置で受信されると、光信号に合成された補償用歪成分がアバランシェフォトダイオードの非直線性に起因する歪で相殺される。

（１３）電気信号はアナログ変調された高周波信号であってもよい。

この場合、光送信装置から補償用歪成分を含むアナログ変調された光信号が送信される。その光信号が光受信装置で受信されると、光信号に含まれる補償用歪成分がアバランシェフォトダイオードの非直線性に起因する歪で相殺される。その結果、出力端子に歪を有しないアナログ変調された高周波信号が得られる。

本発明によれば、制御回路によりアバランシェフォトダイオードに流れる電流が検出され、検出された電流に基づいて出力端子の出力電力が一定になるように負荷素子の抵抗値が制御される。このようにして、光受信装置において自動利得制御が行われる。

この場合、アバランシェフォトダイオードには一定の逆バイアス電圧が印加されているので、アバランシェフォトダイオードの平均の増倍率が一定となる。それにより、アバランシェフォトダイオードにおける印加電圧と増倍率との非直線性が一定となる。したがって、アバランシェフォトダイオードの非直線性に起因する出力信号の歪を容易に補償することが可能となる。

また、光電変換および自動利得制御を少ない構成要素で行うことができるので、光受信装置の小型化が可能となる。さらに、低歪特性を有する複数の増幅器が不要となるので、低消費電力化が可能となる。

（１）第１の実施の形態
（１−１）第１の実施の形態の光受信装置の構成
図１は本発明の第１の実施の形態に係る光受信装置の構成を示す回路図である。

図１の光受信装置１は、アバランシェフォトダイオード（以下、ＡＰＤと呼ぶ）１１、ＰＩＮダイオード１２、抵抗１３、インダクタ１４、トランス１５、固定高電圧発生回路１６および電流検出回路１７、キャパシタ１８〜２１および歪補償回路２２を含む。

抵抗１３はノードＮ１とノードＮ２との間に接続されている。ノードＮ２にＡＰＤ１１のカソードが接続され、ノードＮ３にＡＰＤ１１のアノードが接続されている。ＡＰＤ１１は、変調された光信号を受ける。ＡＰＤ１１は、例えばノンドープＩｎＧａＡｓＰの単層により形成される増倍層を有する。

ＰＩＮダイオード１２のアノードはノードＮ３に接続され、カソードは接地端子に接続されている。ＰＩＮダイオード１２は、電流に依存して抵抗が変化する特性を有する。

インダクタ１４はノードＮ３とノードＮ４との間に接続されている。このインダクタ１４は、高周波成分の通過を阻止する。キャパシタ１８はノードＮ２と接地端子との間に接続され、キャパシタ１９はノードＮ３とトランス１５の一端との間に接続され、トランス１５の他端は接地端子に接続されている。キャパシタ２０はノードＮ４と接地端子との間に接続されている。

固定高電圧発生回路１６は、出力端子１６１，１６２，１６３を有する。固定高電圧発生回路１６の出力端子１６１はノードＮ４に接続され、出力端子１６２はノードＮ１に接続され、出力端子１６３はノードＮ２に接続されている。この固定高電圧発生回路１６は、ノードＮ２，Ｎ４間に一定電圧が印加されるように出力端子１６２の電圧を制御する。これにより、ＡＰＤ１１には一定の逆バイアス電圧が印加される。

電流検出回路１７は、ノードＮ１，Ｎ２間の抵抗１３に流れる電流を検出し、検出された電流に基づく電流をノードＮ４に出力する。

トランス１５の中間タップはノードＮ５に接続され、キャパシタ２１はノードＮ５と出力端子ＮＯとの間に接続されている。出力端子ＮＯから高周波信号ＲＦが出力される。

歪補償回路２２は、可変抵抗２３、歪補償ダイオード２４およびキャパシタ２５により構成される。可変抵抗２３は、バイアス電圧ＶＢを受けるバイアス端子ＮＢと歪補償ダイオード２４のアノードとの間に接続され、歪補償ダイオード２４のカソードはノードＮ５に接続されている。キャパシタ２５はバイアス端子ＮＢと接地端子との間に接続されている。歪補償ダイオード２４は、例えばショットキバリアダイオードからなる。

図１の光受信装置１では、光信号のレベルにかかわらず高周波信号ＲＦの電圧レベルを一定に制御するとともに、ＡＰＤ１１の非直線性に起因する歪特性を一定に保つことができる。それにより、歪補償回路２２によりＡＰＤ１１の非直線性に起因する高周波信号ＲＦの歪を補償することができる。なお、詳細な動作については後述する。

（１−２）ＡＰＤの特性
ここで、ＡＰＤの特性について説明する。図２はＡＰＤの両端に印加される電圧とＡＰＤの増倍率との関係を示す図である。

図２の横軸はＡＰＤの両端に印加される電圧（以下、印加電圧ＶＡと呼ぶ）を示し、縦軸はＡＰＤの増倍率Ｍを示す。

図２に示すように、ＡＰＤの増倍率Ｍは、印加電圧ＶＡが増加するにつれて非直線的に増加する。それにより、印加電圧ＶＡの変化により増倍率Ｍが変化すると、歪のレベルが変化する。

（１−３）ＡＰＤにおける歪の発生原理
図３はＡＰＤが強度変調された光信号を受けた場合の歪の発生原理を説明するための回路図である。

図３において、ＡＰＤ１０１のカソードが直流電源１０３の正極に接続され、ＡＰＤ１０１のアノードがノードＮ３０に接続されている。直流電源１０３の負極は接地端子に接続されている。抵抗１０２はノードＮ３０と接地端子との間に接続されている。ノードＮ３０はキャパシタ１０４を介して出力端子Ｎ３１に接続されている。

ＡＰＤ１０１の両端には直流電源１０３の直流電圧Ｖｄｃが逆バイアス電圧として印加される。ＡＰＤ１０１が光信号を受けないときには、ＡＰＤ１０１には電流が流れない。ＡＰＤ１０１が光信号を受けると、ＡＰＤ１１に光電流が流れる。この場合、ＡＰＤ１０１には光電流に対応する高周波電圧Ｖｒｆが発生する。それにより、ＡＰＤ１０１の両端には、高周波電圧Ｖｒｆが重畳された直流電圧Ｖｄｃ−（Ｒ・Ｉｄｃ）が印加される。ここで、Ｒは抵抗１０２の抵抗値を表し、ＩｄｃはＡＰＤ１０１および抵抗１０２に流れる直流電流を表す。その結果、ＡＰＤ１０１の増倍率Ｍが変化し、出力端子Ｎ３１の高周波信号ＲＦに現れる歪のレベルが変化する。なお、ＡＰＤ１０１の両端に印加される電圧の平均値は直流電圧Ｖｄｃ−（Ｒ・Ｉｄｃ）となる。

図４は図３の回路において正弦波に現れる歪を説明するための波形図である。図４（ａ）は光信号に対応する正弦波の高周波電圧Ｖｒｆの波形を示し、図４（ｂ）は歪を有する高周波信号ＲＦの波形を示す。

上記のように、ＡＰＤ１０１には直流電源１０３により逆バイアス電圧が印加されている。したがって、図４（ａ）の高周波電圧Ｖｒｆのレベルが高いときには、ＡＰＤ１０１に印加される電圧が低くなり、ＡＰＤ１０１の増倍率Ｍが低くなる。それにより、図４（ｂ）に示すように、高周波信号ＲＦの利得が低くなる。逆に、図４（ａ）の高周波電圧Ｖｒｆのレベルが低いときには、ＡＰＤ１０１に印加される電圧が高くなり、ＡＰＤ１０１の増倍率Ｍが高くなる。それにより、図４（ｂ）に示すように、高周波信号ＲＦの利得が高くなる。

このようにして、高周波信号ＲＦに振幅変調がかかり、図２の特性からわかるように、歪が発生する。ＡＰＤ１０１に印加される電圧が高いときの高周波電圧Ｖｒｆの影響とＡＰＤ１０１に印加される電圧が低いときの高周波電圧Ｖｒｆの影響とには大きな差があるので、ＡＰＤ１０１に印加される電圧が変化すると、高周波信号ＲＦの歪を一義的に補償することができない。逆に言えば、ＡＰＤ１０１の増倍率Ｍを一定にすることにより、高周波信号ＲＦの歪を補償することが可能になる。

（１−４）ＡＰＤの歪特性の測定
図５はＡＰＤの印加電圧と２次歪との関係の測定結果を示す図、図６はＡＰＤの印加電圧と３次歪との関係の測定結果を示す図である。図７はＡＰＤに流れる電流と２次歪との関係の測定結果を示す図、図８はＡＰＤに流れる電流と３次歪との関係の測定結果を示す図である。

図５および図６の横軸はＡＰＤの印加電圧Ｖａｐｄを示し、縦軸はそれぞれ２次歪ＩＭ２および３次歪ＩＭ３のキャリア／スプリアス比を示す。図７および図８の縦軸はＡＰＤに流れる電流Ｉａｐｄを示し、縦軸はそれぞれ２次歪ＩＭ２および３次歪ＩＭ３のキャリア／スプリアス比を示す。図５〜図８において、ＰｒはＡＰＤの受光電力を示す。

図６および図８に示すように、３次歪ＩＭ３が−６０ｄＢｃ以下でほぼ一定になる印加電圧Ｖａｐｄの範囲および電流Ｉａｐｄの範囲は大きくなっている。

これに対して、図５に示すように、２次歪ＩＭ２は印加電圧Ｖａｐｄが一定の範囲内にあるときに−６０ｄＢｃ以下になる。また、図７に示すように、受光電力ごとに２次歪ＩＭ２が−６０ｄＢｃ以下になる電流Ｉａｐｄの値が異なる。すなわち、２次歪ＩＭ２の大きさはＡＰＤに流れる電流には関係せず、印加電圧Ｖａｐｄによって決定されていることがわかる。

これらの測定結果から、ＡＰＤの両端に印加される電圧の平均である直流電圧を常に一定に保つことにより、歪のレベルをほぼ一定にすることが可能となる。ＡＰＤの印加電圧Ｖａｐｄ対増倍率Ｍの特性は理論的にも実験的にもＥＸＰカーブ（指数曲線）になることがわかっている。したがって、順方向電圧対順方向電流特性がＬＯＧカーブ（対数曲線）を有するショットキバリアダイオードを用いた歪補償回路でＡＰＤの歪特性を補償することができる。

（１−５）光受信装置１の動作
図１の光受信装置１において、上記のように、固定高電圧発生回路１６は、ノードＮ２，Ｎ４間に一定電圧が印加されるように出力端子１６２の電圧を制御する。それにより、ＡＰＤ１１の両端に一定の逆バイアス電圧が印加され、ＡＰＤ１１は定電流源として働く。

また、ＡＰＤ１１の負荷としてＰＩＮダイオード１２が接続されている。この場合、ＰＩＮダイオード１２の抵抗値に依存してノードＮ３の電圧レベルが変化する。

ＡＰＤ１１が光信号を受けると、ＡＰＤ１１に光電流が発生し、抵抗１３およびＡＰＤ１１に電流が流れる。電流検出回路１７は、抵抗１３に流れる電流を検出し、検出された電流に基づく電流をノードＮ４に出力する。

具体的には、抵抗１３およびＡＰＤ１１に流れる電流が増加すると、電流検出回路１７は、ノードＮ４を介してインダクタ１４に流れる電流を増加させる。それにより、ＰＩＮダイオード１２に流れる電流の直流成分（平均電流）のレベルが増加し、ＰＩＮダイオード１２の平均抵抗が減少する。その結果、ノードＮ３のＲＦ電圧レベル（高周波電圧レベル）も低くなる。

逆に、抵抗１３およびＡＰＤ１１に流れる電流が減少すると、電流検出回路１７は、ノードＮ４を介してインダクタ１４に流れる電流を減少させる。それにより、ＰＩＮダイオード１２に流れる電流の直流成分（平均電流）のレベルが減少し、ＰＩＮダイオード１２の平均抵抗が増加する。その結果、ノードＮ３のＲＦ電圧レベルが高くなる。

このようにして、受光電力にかかわらずノードＮ３の高周波信号のレベル（出力電力）が一定に保たれる。この場合、光信号はＡＰＤ１１により一定の増倍率Ｍで増倍されているので、歪の非直線性も一定に保たれる。

そこで、歪補償回路２２の可変抵抗２３を調整することにより歪補償ダイオード２４に流れる電流を調整する。それにより、ノードＮ３の高周波信号の歪を補償することができる。したがって、出力端子ＮＯの高周波信号ＲＦは、受光電力に依存せずに一定のレベルを有しかつ歪が抑制される。

なお、ＡＰＤ１１の両端の電圧は例えば３０〜５０Ｖであり、ＡＰＤ１１に流れる電流は例えば０．１〜０．３ｍＡである。ＰＩＮダイオード１２の両端の電圧は例えば１〜２Ｖであり、ＰＩＮダイオード１２に流れる電流は例えば１〜５ｍＡである。歪補償ダイオード２４の両端の電圧は例えば０．５〜１．０Ｖであり、歪補償ダイオード２４に流れる電流は例えば０．１〜１ｍＡである。この場合、光受信装置１で消費される電力は４〜１６０ｍＷ程度となる。受光電力のレンジを低く抑えることにより、光受信装置１で消費される電力をさらに低減することが可能である。

（１−６）光受信装置１における電圧レベル
次に、図１の光受信装置１における各部のＲＦ電圧レベルを比較例として図１９の従来の光受信装置５における各部のＲＦ電圧レベルと比較して説明する。

図９は比較例の光受信装置５における各部のＲＦ電圧レベルを示す図である。図１０は本実施の形態の光受信装置１における各部のＲＦ電圧レベルを示す図である。

なお、図９および図１０の下部に比較例および実施の形態の光受信装置１，５の主要部の構成要素が示される。図９および図１０の光受信装置では、出力端子ＮＯの前段側にバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと呼ぶ）６１，２９がそれぞれ挿入されている。

光伝送システムにおいて、４０〜１００チャネルＳＣＭ（副搬送波多重；Sub Carrier Multiplexing）信号を伝送する場合を考える。歪特性およびＣＮＲ（搬送波対雑音比；Carrier to Noise Ratio）特性から、受光電力のレンジを０〜−７ｄＢｍ程度とし、１波当たりの変調波の割合を２．５〜４．０％程度とする。

一方、受信側で要求される高周波信号の１波当たりの電圧レベル（例えば家庭内ＳＴＢ（セットトップボックス）に入力される高周波信号に要求される電圧レベル）は６５〜８０ｄＢμＶである。

図９に示すように、比較例の光受信装置５では、前段の増幅器５３の利得は１２ｄＢであり、可変減衰回路５５での損失は最小３ｄＢであり、後段の増幅器５４の利得は１２ｄＢである。したがって、比較例の光受信装置５の総合利得は２１ｄＢ程度である。

図１０に示すように、本実施の形態の光受信装置１において、図９の光受信装置５と同等の出力レベルを得る場合、ＡＰＤ１１に必要な増倍率Ｍは１０〜１２に過ぎない。可変負荷回路として機能するＰＩＮダイオード１２での損失およびＢＰＦ２９での損失を考慮してもＡＰＤ１１を２０〜３０の増倍率Ｍで動作させることにより十分な増倍機能を得ることができる。

したがって、本実施の形態の光受信装置１では、比較例の光受信装置５における増幅器５３，５４および分配器５６を必要とすることなく、十分な増倍機能を実現することができる。

（１−７）光受信装置１における歪補償の効果
図１１は光受信装置１において歪補償回路２２による歪補償前の２次歪の測定結果を示す図、図１２は光受信装置１において歪補償回路２２による歪補償後の２次歪の測定結果を示す図である。図１１の横軸は周波数を示し、縦軸は電力を示す。

図１１および図１２には、搬送波ＣＲおよび複合２次歪（ＣＳＯ）ＩＭ２が示されている。測定条件としては、受光電力を−５ｄＢｍとし、ＡＰＤ１１の印加電圧を５０Ｖとした。歪補償回路２２による歪補償前のキャリア／スプリアス比は−４４ｄＢｃとなった。これに対して、歪補償回路２２による歪補償後のキャリア／スプリアス比は−５４ｄＢｃに改善された。

（１−８）第１の実施の形態の効果
本実施の形態に係る光受信装置１においては、受光電力が増加することによりＡＰＤ１１に流れる光電流が増加すると、電流検出回路１７はＰＩＮダイオード１２に供給する電流を増加させる。それにより、ノードＮ３の電圧が低下する。逆に、受光電力が減少することによりＡＰＤ１１に流れる光電流が減少すると、電流検出回路１７はＰＩＮダイオード１２に供給する電流を減少させる。それにより、ノードＮ３の電圧が上昇する。このようにして、ノードＮ３の平均電圧が一定に保たれる。その結果、受光電力が変化しても、出力電力が一定に保たれる。

この場合、固定高電圧発生回路１６によりＡＰＤ１１に一定の逆バイアス電圧が印加されているので、ＡＰＤ１１の平均の増倍率が一定となる。それにより、ＡＰＤ１１における印加電圧と増倍率との非直線性が一定となる。したがって、ＡＰＤ１１の非直線性に起因する高周波信号の歪を歪補償回路２２により容易に補償することが可能となる。

また、光電変換および自動利得制御を少ない構成要素で行うことができるので、光受信装置１の小型化が可能となる。さらに、低歪特性を有する複数の増幅器が不要となるので、低消費電力化が可能となる。

（２）第２の実施の形態
以下、本発明の第２の実施の形態に係る光受信装置について説明する。第２の実施の形態が第１の実施の形態と異なるのは次の点である。

第２の実施の形態に係る光受信装置では、図１の歪補償回路２２が設けられず、ＡＰＤ１１の代わりに以下に説明する図１３の構造を有する超格子ＡＰＤが用いられる。

（２−１）ＡＰＤの構造
図１３は第２の実施の形態に係る光受信装置に用いられる超格子ＡＰＤの構造を示す模式的断面図である。

図１３の超格子ＡＰＤ１１ａにおいて、ｎ⁺−ＩｎＰ基板５０１上に、厚さ１００ｎｍのｎ⁺−ＩｎＰバッファ層５０２および厚さ４００ｎｍのノンドープＩｎ_0.52Ａｌ_0.48Ａｓ／Ｉｎ_0.8Ｇａ_0.2Ａｓ_0.6Ｐ_0.4超格子増倍層５０３が順に形成されている。超格子増倍層５０３上に、不純物密度８×１０¹⁷ｃｍ^-3で厚さ１６ｎｍのｐ−ＩｎＰ層（シートドープ層）５０４、不純物密度２×１０¹⁵ｃｍ^-3で厚さ１μｍのｐ−Ｉｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓ光吸収層５０５、および不純物密度２×１０¹⁷ｃｍ^-3で厚さ５０ｎｍのｐ⁺−Ｉｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓ層５０６が順に形成されている。ｐ⁺−Ｉｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓ層５０６上に、不純物密度１×１０¹⁸ｃｍ^-3で厚さ１００ｎｍのｐ−ＩｎＰ窓層５０７、および不純物密度１×１０¹⁸ｃｍ^-3で厚さ１００ｎｍのｐ⁺−Ｉｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓコンタクト層５０８が順に形成されている。

コンタクト層５０８上にＡｕＺｎＮｉ電極５０９が形成され、ｎ⁺−ＩｎＰ基板５０１上にＡｕＧｅＮｉ電極５１０が形成されている。

このような構成において、ｎ⁺−ＩｎＰ基板５０１側から超格子ＡＰＤ１１ａに入射した光はｐ−Ｉｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓ光吸収層５０５で吸収され、電子と正孔との対が生成される。

電子はＡｕＺｎＮｉ電極５０９とＡｕＧｅＮｉ電極５１０との間に印加された逆バイアス電圧により超格子増倍層５０３に向かって走行し、その超格子増倍層５０３に注入される。

超格子増倍層５０３の膜厚は正孔のイオン化率が無視できるほど小さいので、超格子増倍層５０３に注入された電子は増倍雑音を増加させることなく純粋な電子の注入による増倍が実現される。

図１３では、説明を簡単にするためにメサ型構造のＡＰＤ１１ａが示されているが、プレーナ構造のＡＰＤを用いてもよい。プレーナ構造のＡＰＤの周辺部には拡散によるガードリングが設けられる。それにより、ＡＰＤの信頼性が向上する。

なお、ＡＰＤ１１ａのノンドープＩｎ_0.52Ａｌ_0.48Ａｓ／Ｉｎ_0.8Ｇａ_0.2Ａｓ_0.6Ｐ_0.4超格子増倍層５０３の代わりにノンドープＩｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓ／Ｉｎ_0.8Ｇａ_0.2Ａｓ_0.6Ｐ_0.4超格子増倍層を用いてもよい。

（２−２）超格子ＡＰＤのエネルギーバンドおよび特性
図１４（ａ）は一般的な超格子ＡＰＤ（第１の超格子ＡＰＤ）のエネルギーバンド図であり、図１４（ｂ）は第２の実施の形態で用いられる超格子ＡＰＤ（第２の超格子ＡＰＤ）のエネルギーバンド図である。

また、図１５は図１４（ａ）の一般的な超格子ＡＰＤ（第１の超格子ＡＰＤ）および第２の実施の形態で用いられる超格子ＡＰＤ（第２の超格子ＡＰＤ）の特性を示す図である。図１５の横軸は超格子ＡＰＤにかかる電界Ｅを示し、縦軸は超格子ＡＰＤの増倍率Ｍを指数目盛で示す。

以下、図１４（ａ）の超格子ＡＰＤを第１の超格子ＡＰＤと呼び、図１４（ｂ）の超格子ＡＰＤを第２の超格子ＡＰＤと呼ぶ。第１の超格子ＡＰＤにおいては図１３の超格子増倍層はノンドープＩｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓ／Ｉｎ_0.8 Ｇａ_0.2 Ａｓ_0.4 Ｐ_0.6 で構成される。

図１４（ａ）の第１の超格子ＡＰＤでは、ＩｎＧａＡｓＰとＩｎＰとの超格子により増倍層が形成される。ＩｎＧａＡｓＰの伝導帯ＥｃのエネルギーレベルがＥｃ１で示され、ＩｎＰの伝導帯ＥｃのエネルギーレベルがＥｃ２で示されている。また、ＩｎＧａＡｓＰの価電子帯ＥｖのエネルギーレベルがＥｖ１で示され、ＩｎＰの価電子帯ＥｖのエネルギーレベルがＥｖ２で示されている。

第１の超格子ＡＰＤでは、伝導帯Ｅｃおよび価電子帯Ｅｖのいずれにも大きなバンド不連続（｜Ｅｃ１−Ｅｃ２｜および｜Ｅｖ１−Ｅｖ２｜）が形成されている。その結果、電子と正孔とがほぼ同じ比率で増幅されることになり、図１５に示すように、増倍率Ｍはｅｘｐ（ｅｘｐ（−１０⁶／Ｅ））で増加する。

一方、図１４（ｂ）の第２の超格子ＡＰＤでは、ＩｎＧａＡｓＰとＩｎＡｌＡｓとの超格子により増倍層が形成される。ＩｎＧａＡｓＰの伝導帯ＥｃのエネルギーレベルがＥｃ３で示され、ＩｎＡｌＡｓの伝導帯ＥｃのエネルギーレベルがＥｃ４で示されている。また、ＩｎＧａＡｓＰの価電子帯ＥｖのエネルギーレベルがＥｖ３で示され、ＩｎＡｌＡｓの価電子帯ＥｖのエネルギーレベルがＥｖ４で示されている。

第２の超格子ＡＰＤでは、ＩｎＧａＡｓＰとＩｎＡｌＡｓとの超格子により増倍層が形成されるので、伝導帯Ｅｃのバンド不連続（｜Ｅｃ３−Ｅｃ４｜）が大きく、価電子帯Ｅｖのバンド不連続（｜Ｅｖ３−Ｅｖ４｜）は小さくなっている。それにより、正孔はほとんど増倍されずに電子のみが増倍されることになる。

一般に、ＡＰＤの増倍雑音は、増倍層に用いられる半導体に固有の値である電子のイオン化率αと正孔のイオン化率βとの比が１から離れるほど小さくなる。図１４の第１および第２の超格子ＡＰＤでは、イオン化率の比α／βまたはβ／αを大きくする目的で増倍層に超格子構造が用いられている。特に、ＩｎＰ基板と格子整合したＩｎ_0.52Ａｌ_0.48Ａｓ／Ｉｎ_0.8Ｇａ_0.2Ａｓ_0.6Ｐ_0.4層は、伝導帯の不連続が大きいのに対し、価電子帯の不連続は０であるので、電子のイオン化率αが大きくなり、低雑音化に有効である。

図１５に示すように、第２の超格子ＡＰＤでは、電界Ｅに対する増倍率Ｍの特性曲線が途中でＳ字状に変化している。特性曲線の傾きを微分係数として表すと、傾きが増加から減少に転換する点が存在する。この点付近で良好な直線性が存在することが考えられる。

本発明者の検討によると、ＩｎＡｌＡｓ／ＩｎＧａＡｓＰからなる超格子増倍層を用いた場合、正孔の増倍率Ｍを１．２以下にすることにより、電界Ｅが３００ｋＶ／ｃｍ以上の領域で増倍率Ｍが電界Ｅに比例することがわかった。図１５においては、増倍率Ｍが電界Ｅに比例する領域（直線領域）を点線で示す。なお、図１５では、縦軸が指数目盛で表されているので、直線領域が湾曲しているが、縦軸の値を増倍率Ｍに比例する目盛で表した場合に点線の領域が直線状になる。また、価電子帯Ｅｖのバンド不連続を１０ｍｅＶ以下にすることにより、正孔の増倍率Ｍを１．２以下にすることができることがわかった。

このように、第２の超格子ＡＰＤでは、電界Ｅが３００ｋＶ／ｃｍ以上の領域で増倍率Ｍが電界Ｅに比例し、１０以上の増倍率Ｍが得られる。すなわち、大きな増倍率Ｍが得られる領域で増倍率Ｍが電界Ｅと比例する。したがって、第２の超格子ＡＰＤに直線領域内の一定電圧を印加することにより、アナログ変調された光信号に対して高い増倍率Ｍでかつ低歪の受光特性が得られる。その結果、図１の歪補償回路２２が不要となる。

（２−３）第２の実施の形態の効果
第２の実施の形態に係る光受信装置では、図１のＡＰＤ１１の代わりに超格子ＡＰＤ１１ａが用いられることにより、図１の歪補償回路２２が不要となる。それにより、少ない部品点数でアナログ変調された光信号に対して高い増倍率Ｍかつ低歪の受光特性が得られる。

ノンドープＩｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓ／Ｉｎ_0.8 Ｇａ_0.2 Ａｓ_0.6 Ｐ_0.4 超格子増倍層を用いた場合も、格子歪の効果により価電子帯Ｅｖのバンド不連続が１０ｍｅＶ以下になることから、同様な効果が得られることがわかった。なお、実施の形態に用いた構造および各層の組成は、本発明の思想に基づくものであればこれに限定されるものでない。

（３）第３の実施の形態
以下、本発明の第３の実施の形態に係る光伝送システムについて説明する。第３の実施の形態の光伝送システムは、光送信装置および光受信装置により構成される。

第３の実施の形態に係る光伝送システムでは、光受信装置は図１の歪補償回路２２が設けられず、光送信装置に歪付与機能（プリディストーション）が設けられる。第３の実施の形態における光受信装置の構成は、歪補償回路２２が設けられない点を除いて図１の光受信装置１の構成と同様である。

（３−１）光送信装置の構成および動作
図１６は第３の実施の形態に係る光伝送システムにおける光送信装置の構成を示すブロック図である。

図１６の光送信装置３は、分配器３１、増幅器３２，３３，３４、キャパシタ３５、レーザダイオード３６、ＡＰＤ３７、レーザダイオード３８、位相制御回路３９，４０、利得制御回路４１，４２、減算器４３，４４および光ファイバ４５，４６により構成される。

ＡＰＤ３７のカソードはバイアス端子Ｎｂに接続され、アノードは増幅器３３に接続されている。バイアス端子Ｎｂには逆バイアス電圧Ｖａが印加される。バイアス端子Ｎｂと接地端子との間にキャパシタ３５が接続されている。ＡＰＤ３７は図１の光受信装置１のＡＰＤ１１と同等の特性を有する。

分配器３１には高周波信号ＲＦｉｎが入力される。分配器３１は、高周波信号ＲＦｉｎを増幅器３２および位相制御回路３９，４０に分配する。増幅器３２は、分配器３１から与えられた高周波信号を増幅する。レーザダイオード３６は、増幅器３２により増幅された高周波信号を光信号に変換し、光信号を光ファイバ４５に入射させる。光ファイバ４５は光信号をＡＰＤ３７に出射する。それにより、ＡＰＤ３７に高周波の光電流が流れる。ＡＰＤ３７に流れる光電流は、増幅器３３により増幅されるとともに電圧に変換される。増幅器３３から出力される高周波信号は、図１の光受信装置１のノードＮ３の高周波電圧と同様に歪を有する。

一方、位相制御回路３９は、分配器３１から与えられた高周波信号の位相を制御する。利得制御回路４１は、位相制御回路３９から出力される高周波信号の利得を制御する。減算器４３は、増幅器３３から出力される歪を有する高周波信号と利得制御回路４１から出力される高周波信号との減算を行う。それにより、歪成分が抽出される。

位相制御回路４０は、分配器３１から与えられた高周波信号の位相を制御する。利得制御回路４２は、位相制御回路４０から出力される高周波信号の利得を制御する。減算器４４は、減算器４３から出力される歪成分と利得制御回路４２から出力される高周波信号との減算を行う。それにより、高周波信号に歪成分と逆極性の歪成分（以下、逆歪成分と呼ぶ）が合成される。

増幅器３４は、減算器４４から出力される逆歪成分を有する高周波信号を増幅する。レーザダイオード３８は、逆歪成分を有する高周波信号を光信号に変換し、光信号を光ファイバ４６に入射させる。光ファイバ４６は光信号ＯＰＴを光受信装置のＡＰＤ１１に出射する。この光信号ＯＰＴは逆歪成分を有する。

光受信装置のＡＰＤ１１が光信号ＯＰＴを受信すると、ＡＰＤ１１に光電流が流れる。この光電流にはＡＰＤ１１の非直線性に起因する歪が発生する。この場合、光信号ＯＰＴが逆歪成分を有するので、光電流の逆歪成分がＡＰＤ１１の非直線性に起因する歪により相殺される。その結果、図１の出力端子ＮＯから出力される高周波信号ＲＦは歪を有さない。

（３−２）第３の実施の形態の効果
第３の実施の形態に係る光伝送システムでは、光送信装置３において光信号に逆歪成分を合成することにより光受信装置のＡＰＤ１１の非直線性に起因する歪により逆歪成分が相殺される。それにより、光受信装置において図１の歪補償回路２２が不要となる。したがって、少ない部品点数でアナログ変調された光信号に対して高い増倍率Ｍかつ低歪の受光特性が得られる。

特に、ＦＴＴＨ（Fiber to the Home)システムでは、基本的に１つの光送信装置３が用いられるので、送信側で容易に上記の歪補償を行うことができる。

（４）第４の実施の形態
以下、本発明の第４の実施の形態に係る光受信装置について説明する。第４の実施の形態が第１の実施の形態と異なるのは次の点である。

（４−１）光受信装置の構成および動作
図１７は本発明の第４の実施の形態に係る光受信装置の構成を示す回路図である。

図１７の光受信装置１ａが図１の光受信装置１と異なるのは、二次電池２６、充電回路２７および太陽電池２８がさらに設けられている点である。太陽電池２８は、光を電力に変換する。充電回路２７は太陽電池２８により得られる電力で二次電池２６を充電する。二次電池２６により固定高電圧発生回路１６が駆動される。

（４−２）第４の実施の形態の効果
光受信装置１ａが必要とする電力は４ｍＷ〜１５０ｍＷと小さいので、３００ｍＷ程度の出力を有する太陽電池２８および二次電池２６を用いることにより、昼間だけの屋外充電により光受信装置１ａの夜間の駆動が十分に可能となる。

この光受信装置１ａを建物に設置する際には、光受信装置１ａを屋外に設置し、出力端子ＮＯを例えば既設のテレビアンテナ用の同軸ケーブルに接続する。それにより、屋内での端末機器の配線を変更することなく屋内の端末機器に高周波信号ＲＦを供給することが可能となる。

（５）請求項の各構成要素と実施の形態の各部との対応
以下、請求項の各構成要素と実施の形態の各部との対応の例について説明するが、本発明は下記の例に限定されない。

本実施の形態では、固定高電圧発生回路１６が電圧印加回路に相当し、ＰＩＮダイオード１２が負荷素子、可変抵抗素子またはＰＩＮダイオードに相当し、出力端子ＮＯが出力端子に相当し、電流検出回路１７が制御回路に相当する。

また、ＩｎＧａＡｓＰが第１の半導体に相当し、ＩｎＡｌＡｓが第２の半導体に相当し、超格子増倍層３２が超格子増倍層に相当する。

さらに、エネルギーレベルＥｃ３とエネルギーレベルＥｖ３との差が第１のバンドギャップに相当し、エネルギーレベルＥｃ４とエネルギーレベルＥｖ４との差が第２のバンドギャップに相当し、価電子帯Ｅｖのバンド不連続（｜Ｅｖ３−Ｅｖ４｜）が第１および第２の半導体層の価電子帯の最上端のエネルギーレベル差に相当し、伝導帯Ｅｃのバンド不連続（｜Ｅｃ３−Ｅｃ４｜）が第１および第２の半導体層の伝導帯の最下端のエネルギーレベル差に相当する。トランス１５がインピーダンス整合回路に相当する。

また、分配器３１が信号源に相当し、増幅器３２，３３、レーザダイオード３６、ＡＰＤ３７、位相制御回路３９、利得制御回路４１および減算器４３が歪成分作成部に相当し、位相制御回路４０、利得制御回路４２および減算器４４が合成部に相当し、レーザダイオード３６が発光素子に相当し、減算器４３が差分演算部に相当する。逆歪成分が補償用歪成分に相当する。

（６）他の実施の形態
上記実施の形態では、負荷素子または可変抵抗素子としてＰＩＮダイオード１２が用いられているが、これに限定されず、電流に依存して抵抗が変化する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等の他の素子を用いてもよく、あるいは制御回路により抵抗値を制御可能な他の素子を用いてもよい。

本発明は、種々の光信号を伝送する光伝送システム等に利用することができる。

本発明の第１の実施の形態に係る光受信装置の構成を示す回路図 ＡＰＤの両端に印加される電圧とＡＰＤの増倍率との関係を示す図 ＡＰＤが強度変調された光信号を受けた場合の歪の発生原理を説明するための回路図 図３の回路において正弦波に現れる歪を説明するための波形図 ＡＰＤの印加電圧と２次歪との関係の測定結果を示す図 ＡＰＤの印加電圧と３次歪との関係の測定結果を示す図 ＡＰＤに流れる電流と２次歪との関係の測定結果を示す図 ＡＰＤに流れる電流と３次歪との関係の測定結果を示す図 比較例の光受信装置における各部のＲＦ電圧レベルを示す図 本実施の形態の光受信装置における各部のＲＦ電圧レベルを示す図 光受信装置において歪補償回路による歪補償前の２次歪の測定結果を示す図 光受信装置において歪補償回路による歪補償後の２次歪の測定結果を示す図 第２の実施の形態に係る光受信装置に用いられる超格子ＡＰＤの構造を示す模式的断面図 （ａ）は一般的な超格子ＡＰＤ（第１の超格子ＡＰＤ）のエネルギーバンド図、（ｂ）は第２の実施の形態で用いられる超格子ＡＰＤ（第２の超格子ＡＰＤ）のエネルギーバンド図 図１４（ａ）の一般的な超格子ＡＰＤ（第１の超格子ＡＰＤ）および第２の実施の形態で用いられる超格子ＡＰＤ（第２の超格子ＡＰＤ）の特性を示す図 第３の実施の形態に係る光伝送システムにおける光送信装置の構成を示すブロック図 本発明の第４の実施の形態に係る光受信装置の構成を示す回路図 従来のデジタル光伝送システムにおける光受信装置の例を示すブロック図 従来のアナログ光伝送システムにおける光受信装置の第１の例を示すブロック図 従来のアナログ光伝送システムにおける光受信装置の第２の例を示すブロック図

符号の説明

１，１ａ 光受信装置
３ 光送信装置
１１，１１ａ ＡＰＤ
１２ ＰＩＮダイオード
１３ 抵抗
１４ インダクタ
１５ トランス
１６ 固定高電圧発生回路
１７ 電流検出回路
１８，１９，２０，２１ キャパシタ
２２ 歪補償回路
２３ 可変抵抗
２４ 歪補償ダイオード
２５ キャパシタ
２６ 二次電池
２７ 充電回路
２８ 太陽電池
３１ 分配器
３２，３３，３４ 増幅器
３５ キャパシタ
３６ レーザダイオード
３７ ＡＰＤ
３８ レーザダイオード
３９，４０ 位相制御回路
４１，４２ 利得制御回路
４３，４４ 減算器
４５，４６ 光ファイバ
１０１ ＡＰＤ
１０２ 抵抗
１０３ 直流電源
１０４ キャパシタ
１６１，１６２，１６３ 出力端子
５０１ ｎ⁺−ＩｎＰ基板
５０２ ｎ⁺−ＩｎＰバッファ層
５０３ ノンドープＩｎ_0.52Ａｌ_0.48Ａｓ／Ｉｎ_0.8Ｇａ_0.2Ａｓ_0.6Ｐ_0.4超格子増倍層
５０４ ｐ−ＩｎＰ層
５０５ ｐ−Ｉｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓ光吸収層
５０６ ｐ⁺−Ｉｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓ層
５０７ ｐ−ＩｎＰ窓層
５０８ ｐ⁺−Ｉｎ_0.47Ｇａ_0.53Ａｓコンタクト層
５０９ ＡｕＺｎＮｉ電極
５１０ ＡｕＧｅＮｉ電極
Ｍ 増倍率
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４，Ｎ５，Ｎ３０ ノード
Ｎ３１ 出力端子
Ｎｂ バイアス端子
ＮＢ バイアス端子
ＮＯ 出力端子
ＯＰＴ 光信号
ＲＦ 高周波信号
ＲＦｉｎ 高周波信号
Ｖａ 逆バイアス電圧
ＶＢ バイアス電圧
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｒｆ 高周波電圧

Claims (3)

1. 光信号を送信する光送信装置と、
   前記光送信装置により送信された光信号を受信する光受信装置とを備え、
   前記光受信装置は、
   光信号を受けるアバランシェフォトダイオードと、
   前記アバランシェフォトダイオードに一定の逆バイアス電圧を印加する電圧印加回路と、
   前記アバランシェフォトダイオードに流れる電流が出力ノードを介して供給され、可変抵抗値を有する負荷素子と、
   前記負荷素子の一端に電気的に接続される出力端子と、
   前記アバランシェフォトダイオードに流れる電流を検出し、検出された電流に基づいて前記出力端子の出力電力が一定になるように前記負荷素子の抵抗値を制御する制御回路とを含み、
   前記アバランシェフォトダイオードは、増倍率が印加電圧に比例しない非直線性を有し、
   前記光送信装置は、
   電気信号を発生する信号源と、
   前記光受信装置の前記アバランシェフォトダイオードの非直線性に起因する歪を補償するための補償用歪成分を作成する歪成分作成部と、
   前記信号源により発生された電気信号に前記歪成分作成部により作成された補償用歪成分を合成する合成部と、
   前記合成部から出力される電気信号を前記光信号に変換する光電変換部とを含むことを特徴とする光伝送システム。
2. 歪成分作成部は、
   前記信号源からの電気信号を光信号に変換する発光素子と、
   前記発光素子により得られた光信号を電気信号に変換するアバランシェフォトダイオードと、
   前記アバランシェフォトダイオードにより得られた電気信号と前記信号源からの電気信号との差分を前記補償用歪成分として出力する差分演算部とを含み、
   前記合成部は、前記信号源からの電気信号に前記差分演算部から出力される前記補償用歪成分を合成することを特徴とする請求項１記載の光伝送システム。
3. 前記電気信号はアナログ変調された高周波信号であることを特徴する請求項１または２記載の光伝送システム。

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