JP4769646B2

JP4769646B2 - 広帯域光電変換回路

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Publication number: JP4769646B2
Application number: JP2006174024A
Authority: JP
Inventors: 英明有賀; 義弘海下
Original assignee: Yagi Antenna Co Ltd
Current assignee: Yagi Antenna Co Ltd
Priority date: 2006-06-23
Filing date: 2006-06-23
Publication date: 2011-09-07
Anticipated expiration: 2026-06-23
Also published as: JP2008005310A

Description

本発明は、例えばＣＡＴＶシステムやＴＶ共聴システムで使用される広帯域光電変換回路に関する。

ＣＡＴＶシステムやＴＶ共聴システムでは、例えば幹線を光ファイバとし、分配ノード（Node）からユーザ個人宅内までは同軸ケーブルを使用するＦＴＴＮ（Fiber To The Node）、ユーザ個人宅内まで直接光ファイバを引き込むＦＴＴＨ（Fiber To The Home）、あるいはマンション等の集合住宅やビルなどに設置されている主配線盤（ＭＤＦ：Main Distributing Frame）まで光ファイバを引き込むＦＴＴＢ（Fiber To The Building）等のＦＴＴｘ（Fiber To The x）システムが普及している。

上記ＣＡＴＶシステムやＴＶ共聴システムにおける伝送帯域は、従来、ＦＭラジオ放送からＵＨＦ帯までの７０〜７７０ＭＨｚが使用され、それに対応した広帯域増幅装置が用いられている（例えば、特許文献１参照。）。

しかし、近年では、より周波数の高い衛星放送のＢＳ．ＣＳ−ＩＦ帯である１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号も一緒に伝送できる広帯域伝送が求められている。従って、同軸ケーブルにより伝送される高周波信号を増幅する広帯域増幅装置や光ファイバにより伝送される光信号を受信する光受信機においても、更に広帯域特性が求められている。

同軸ケーブルにより伝送される高周波信号を増幅する従来の広帯域増幅装置は、図７に示すように構成されている。

図７において、１１は入力端子、１２は出力端子で、上記入力端子１１と出力端子１２間に増幅素子１３が設けられる。この場合、入力端子１１と増幅素子１３との間にコンデンサ１４が介在されると共に、増幅素子１３と出力端子１２との間にコンデンサ１５が介在される。増幅素子１３は、入力端子１１を介して入力される高周波信号を増幅し、出力端子１２から出力する。

増幅素子１３は、一般に出力端子とアース端子との間に増幅素子動作用の直流電圧Ｖｃｃを加えて動作させる。直流電圧Ｖｃｃを供給する際には、電源供給側から増幅素子１３に電源を供給すると同時に増幅素子の負荷インピーダンスを兼ねるチョークコイル１６を増幅素子１３の出力端子と電源供給側の間に設ける。

図８は、上記従来の広帯域増幅装置の周波数特性を示すもので、７０〜７７０ＭＨｚ帯において十分な利得が得られているが、１．０〜２．６ＧＨｚの高い周波数帯域では利得が低下している。

チョークコイル１６は、高周波信号に対して高いインピーダンスとなり、直流電流のみを通過させる機能を持っているが、電線を巻いた構成のために線間容量が存在し、極めて高い高周波信号に対して高いインピーダンスを実現できない。このためチョークコイル１６を７０〜７７０ＭＨｚ帯に適合させて製作した場合には、図８の周波数特性に示したように１．０〜２．６ＧＨｚの高い周波数帯域では利得が低下してしまう。

上記広帯域増幅装置を１．０〜２．６ＧＨｚの高い周波数帯域における利得を改善するためには、チョークコイル１６の線間容量を減らして前記高い周波数帯域の信号に対して高いインピーダンスを実現する必要がある。そのためにはチョークコイル１６の巻数を減らさなければならない。

図９（ａ）は、巻数を減らしたチョークコイル１６を用いて高い周波数帯域の特性を改善した場合の周波数特性である。チョークコイル１６の巻数を減らすことによって高い周波数帯域の特性を改善することができるが、巻数を減らすとインダクタンスが小さくなって低い周波数の信号に対するインピーダンスが低下し、低い周波数帯域の特性が劣化する。

また、チョークコイル１６の巻数と線間容量のバランスを調整し、低域と高域のバランスを整えることにより、図９（ｂ）に示すような周波数特性が得られるが、周波数帯域の両端で利得が低下してしまう。

上記のような問題を解決し、７０〜７７０ＭＨｚ帯及び１．０〜２．６ＧＨｚ帯の広帯域信号を増幅するためには、図１０に示すように入力端子１１に入力される広帯域信号を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１７及び高域通過フィルタ（ＨＰＦ）１８からなる分波回路で、７０〜７７０ＭＨｚの周波数帯と１．０〜２．６ＧＨｚの周波数帯に分波し、それぞれ増幅素子１３ａ、増幅素子１３ｂで増幅して出力端子１２ａ、１２ｂから出力する方法が考えられる。この場合、増幅素子１３ａには７０〜７７０ＭＨｚの周波数帯に適合するチョークコイル１６ａを介して直流電圧Ｖｃｃを供給し、増幅素子１３ｂには１．０〜２．６ＧＭＨｚの周波数帯に適合するチョークコイル１６ａを介して直流電圧Ｖｃｃを供給する。また、増幅素子１３ａの入力側及び出力側にはコンデンサ１４ａ、コンデンサ１５ａを介在し、増幅素子１３ｂの入力側及び出力側にはコンデンサ１４ｂ、コンデンサ１５ｂ介在する。

上記のように入力端子１１に入力される広帯域信号を分波回路で各帯域に分波した後に、それぞれ増幅素子１３ａ、増幅素子１３ｂで増幅することにより、各周波数帯域に適したチョークコイル１６ａ、１６ｂを使用でき、各帯域で良好な周波数特性を得ることができる。

しかし、上記図１０に示した方法では、低域通過フィルタ１７及び高域通過フィルタ１８の挿入損失分でノイズ特性（ＮＦ）が悪くなり、また、消費電力も増えるという問題がある。

また、光伝送路によるＣＡＴＶシステムで用いられる従来の光受信機における光電変換回路は、図１１に示すように構成されている。
図１１において、２１は例えばＰＩＮフォトダイオードを使用した光電変換素子で、カソードに電源電圧Ｖ_Ｒが抵抗２２ａを介して供給され、アノードが抵抗２２ｂを介して接地される。上記光電変換素子２１には、電源電圧Ｖ_Ｒによって逆バイアス電圧が印加されているので、光信号が入力されると、光信号に応じて光電変換素子２１に抵抗２２ａ、２２ｂを介して電流が流れ、カソード及びアノードの両端子から相互に逆位相の高周波信号を取り出すことができる。

上記光電変換素子２１のカソード及びアノードから取り出される高周波信号は、コンデンサ２３ａ、２３ｂを介して増幅素子２４ａ、２４ｂに入力され、プッシュプル増幅される。上記増幅素子２４ａ、２４ｂで増幅された信号は、位相反転器となる混合トランス２５で合成され、出力端子２６からＲＦ_ＯＵＴとして出力される。

上記のように光電変換素子２１のカソード及びアノードの両端子から信号を取り出してプッシュプル増幅した場合、片方の端子から取り出す場合よりも出力が約３ｄＢ高くなる。但し、混合トランス２５の挿入損失が約１ｄＢあるため、実際の出力増加は２ｄＢ程度である。

図１２は、上記光電変換回路の周波数特性を示したものである。上記光電変換回路は、周波数９１．２５ＭＨｚ、変調度３．２％、光入力−７ｄＢｍにおいて、ＣＮ比（Carrier to Noise Ratio）が４８ｄＢ、複合２次歪（ＣＳＯ：Composite Second Order beat）が−６５ｄＢである。

しかしながら、混合トランス２５を用いた場合、一般に高域の特性が悪く１ＧＨｚを超えると利得が著しく低下する。このように混合トランス２５を用いた光電変換回路は、高域の特性が悪いので７０〜７７０ＭＨｚ帯の周波数帯域に適しており、１．０〜２．６ＧＨｚの周波数帯域については対応できない。

２．６ＧＨｚ帯の高域までの高周波信号を光伝送させる場合、従来では混合トランス２５によるプッシュプル構成を採らずに、図１３に示すような回路構成としている。

すなわち、光電変換素子２１のカソードに電源電圧Ｖ_Ｒを抵抗２２を介して供給し、アノードを接地する。そして、光電変換素子２１のカソード側から取り出される信号をコンデンサ２３を介して増幅素子２４に入力し、この増幅素子２４で増幅された信号を出力端子２６から出力する。

上記のように構成した光電変換回路は、図１４の周波数特性に示すように７０ＭＨｚ〜２．６ＧＨｚの広帯域特性とすることができる。しかし、上記光電変換回路は、光電変換素子２１の片方からしか信号を取り出すことができないので、高周波出力が約２ｄＢ下がり、ＣＮ比も相応に低下する。上記光電変換回路では、周波数９１．２５ＭＨｚ、変調度３．２％、光入力−７ｄＢｍにおいて、ＣＮ比（Carrier to Noise Ratio）が４５ｄＢ、複合２次歪（ＣＳＯ：Composite Second Order beat）が−４５ｄＢ程度となり、図１１に示したプッシュプル構成のような良好な特性が得られない。このため増幅素子２４としては、低雑音タイプのものを選定する必要が生じる。しかし、７０ＭＨｚ〜２．６ＧＨｚの広帯域で低雑音の増幅素子は、非常に高価であると共に歪特性が悪いという問題がある。

このような問題を解決するため、従来では図１５に示すように光電変換素子２１のカソード側からコンデンサ２３を介して得られる信号を、低域通過フィルタ２７及び高域通過フィルタ２８により７０〜７７０ＭＨｚ帯と１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号に分波し、各帯域の信号を増幅素子２４ａ、２４ｂで増幅して出力端子２６ａ、２６ｂから出力するように構成している。

図１６は、上記光電変換回路の周波数特性を示したもので、７０〜７７０ＭＨｚの帯域と１．０〜２．６ＧＨｚの帯域をカバーした広帯域特性となっている。

上記光電変換回路によれば、増幅素子２４ａ、２４ｂは低域通過フィルタ２７及び高域通過フィルタ２８で分波した帯域の信号を増幅すればよいので、広帯域な増幅素子を用いる必要がなく、このため部品の選定に自由度が増して安価に製作することができる。しかし、増幅素子２４ａ、２４ｂとしては、低雑音タイプの増幅素子を使用する必要があるので歪特性が悪く、所定の規格値を保ってアナログ伝送できる波数は１０波程度にすぎない。従って、従来、ＣＡＴＶで運用されるアナログ伝送の波数（５０波程度）を満たすことができない。また、増幅素子２４ａ、２４ｂの前に低域通過フィルタ２７及び高域通過フィルタ２８を挿入しているので、その挿入損失（１〜２ｄＢ）の分だけＣＮ比が低下する。
特開２０００−２５２７７３号公報

上記図１０に示したように入力端子１１に入力される広帯域信号を低域通過フィルタ１７及び高域通過フィルタ１８で、７０〜７７０ＭＨｚの周波数帯と１．０〜２．６ＧＨｚの周波数帯に分波し、それぞれ増幅素子１３ａ、１３ｂで増幅することにより、広帯域化を図った増幅装置では、低域通過フィルタ１７及び高域通過フィルタ１８の挿入損失分でノイズ特性（ＮＦ）が悪くなり、且つ消費電力も増えるという問題がある。

また、図１５に示したように光電変換素子２１の一方の端子から得られる信号を、低域通過フィルタ２７及び高域通過フィルタ２８で７０〜７７０ＭＨｚと１．０〜２．６ＧＨｚの帯域に分波し、各帯域の信号を増幅素子２４ａ、２４ｂで増幅することにより広帯域化を図った光電変換回路では、広帯域な増幅素子を用いなくてもよいので、部品の選定に自由度が増して製作が容易になるが、増幅素子２４ａ、２４ｂの前に低域通過フィルタ２７及び高域通過フィルタ２８を挿入しているので、その挿入損失の分だけＣＮ比が低下する。また、増幅素子２４ａ、２４ｂとしては、低雑音タイプの増幅素子を使用する必要があるので歪特性が悪く、従来のＣＡＴＶで運用されるアナログ伝送の波数を満たすことができない。

本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、ＣＮ比の低下を防止すると共に良好な歪特性が得られる広帯域光電変換回路を提供することを目的とする。

第１の発明に係る広帯域光電変換回路は、低域周波数帯及び高域周波数帯からなる高周波信号を含む所定波長の光入力信号を電気信号に変換する光電変換素子と、前記光電変換素子から互いに位相が反転した第１及び第２の高周波信号を取り出す手段と、前記第１及び第２の高周波信号をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅素子と、前記第１の増幅素子の出力側に設けられ、前記低域周波数帯の信号を選択する低域通過フィルタと前記高域周波数帯の信号を選択する高域通過フィルタを組み合わせてなる第１の分波回路と、前記第２の増幅素子の出力側に設けられ、前記低域周波数帯の信号を選択する低域通過フィルタと前記高域周波数帯の信号を選択する高域通過フィルタを組み合わせてなる第２の分波回路と、前記第１の分波回路及び前記第２の分波回路の低域通過フィルタで選択された低域周波数帯の信号を混合して出力する混合トランスと、前記第１及び第２の分波回路の少なくとも一方の高域通過フィルタで選択された高域周波数帯の信号を出力する手段とを具備することを特徴とする。

第２の発明に係る広帯域光電変換回路は、低域周波数帯及び高域周波数帯からなる高周波信号を含む所定波長の光入力信号を電気信号に変換する光電変換素子と、前記光電変換素子から互いに位相が反転した第１及び第２の高周波信号を取り出す手段と、前記第１及び第２の高周波信号をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅素子と、前記第１の増幅素子の出力側に設けられ、前記低域周波数帯の信号を選択する低域通過フィルタと前記高域周波数帯の信号を選択する高域通過フィルタを組み合わせてなる第１の分波回路と、前記第１の増幅素子の動作電源を前記低域通過フィルタの出力側からチョークコイルを介して供給する第１の電源供給手段と、前記第２の増幅素子の出力側に設けられ、前記低域周波数帯の信号を選択する低域通過フィルタと前記高域周波数帯の信号を選択する高域通過フィルタを組み合わせてなる第２の分波回路と、前記第２の増幅素子の動作電源を前記第２の分波回路の低域通過フィルタの出力側からチョークコイルを介して供給する第２の電源供給手段と、前記第１の分波回路及び前記第２の分波回路の低域通過フィルタで選択された低域周波数帯の信号を混合して出力する混合トランスと、前記第１及び第２の分波回路の少なくとも一方の高域通過フィルタで選択された高域周波数帯の信号を出力する手段とを具備することを特徴とする。

第１の発明によれば、増幅素子の出力側に低域通過フィルタと高域通過フィルタを組み合わせてなる分波回路を設け、前記増幅素子の動作電源を低域通過フィルタの出力側からチョークコイルを介して供給することにより、チョークコイルは低域周波数帯の信号に対して十分に高いインピーダンスを有しているので、低域通過フィルタの出力側に接続された前記チョークコイルは低域通過フィルタの出力側の信号に対して影響を与えず、増幅素子に低域通過フィルタを経由して電源を供給する。一方、高域周波数帯の出力は高域通過フィルタが増幅素子の負荷インピーダンスとなるので、低域周波数帯及び高域周波数帯で良好な周波数特性を得ることができる。また、増幅素子の出力側に低域通過フィルタ及び高域通過フィルタを設けて低域周波数帯と高域周波数帯の信号を分波することにより、帯域別に増幅素子を設ける必要がなく、消費電力を低減することができる。

第２の発明によれば、第１及び第２の増幅素子により増幅された信号をそれぞれ分波回路により低域周波数帯及び高域周波数帯の信号に分波し、高域周波数帯の信号はそのまま出力し、低域周波数帯の信号は混合トランスにより混合して出力することにより、混合トランスに高域周波数帯の信号が入力されないので、ＣＮ比の低下を防止すると共に良好な歪特性を得ることができる。

第３の発明によれば、第１及び第２の増幅素子により増幅された信号をそれぞれ分波回路により低域周波数帯及び高域周波数帯の信号に分波し、低域周波数帯の信号を混合トランスにより混合して出力すると共に、第１及び第２の増幅素子の動作電源をそれぞれ低域通過フィルタの出力側からチョークコイルを介して供給することにより、ＣＮ比の低下を防止すると共に良好な歪特性を得ることができ、且つ低域周波数帯及び高域周波数帯で良好な周波数特性を得ることができる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
（第１実施形態）
図１は、ＣＡＴＶシステムやＴＶ共聴システムにおいて、同軸ケーブルにより伝送される高周波信号を増幅する広帯域増幅装置に実施した場合の構成図である。
図１に示すように、入力端子３１にはコンデンサ３２を介して広帯域例えば７０ＭＨｚ〜２．６ＧＨｚ帯の高周波信号を増幅する増幅素子３３が接続され、この増幅素子３３の出力側に例えば７０〜７７０ＭＨｚの低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３４と１．０〜２．６ＧＨｚの高域通過フィルタ（ＨＰＦ）３５を組み合わせた分波回路が挿入される。上記低域通過フィルタ３４は、例えば入出力端間に２つの高周波コイルＬ、Ｌを直列に接続し、その中点と接地間にコンデンサＣを接続した構成となっている。また、高域通過フィルタ３５は、例えば入出力端間に２つのコンデンサＣ、Ｃを直列に接続し、その中点と接地間に高周波コイルＬを接続した構成となっている。

上記低域通過フィルタ３４の出力端はコンデンサ３６を介して出力端子３７ａに接続され、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）３５の出力端は出力端子３７ｂに接続される。そして、上記低域通過フィルタ３４の出力端とコンデンサ３６との間に直流電圧Ｖｃｃがチョークコイル３８を介して供給される。すなわち、上記直流電圧Ｖｃｃは、チョークコイル３８及び低域通過フィルタ３４を介して増幅素子３３に動作電源として供給される。上記チョークコイル３８は、７０〜７７０ＭＨｚの周波数帯の信号に対して十分高いインピーダンスとなるようにインダクタンスが設定される。

上記の構成において、入力端子３１に入力される７０〜７７０ＭＨｚ帯及び１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号ＲＦ_ＩＮは、増幅素子３３で増幅された後、低域通過フィルタ３４及び高域通過フィルタ３５に入力され、低域周波数帯の７０〜７７０ＭＨｚの信号ＲＦ_Ｌと高域周波数帯の１．０〜２．６ＧＨｚの信号ＲＦ_Ｈに分波される。上記低域通過フィルタ３４で選択された７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号ＲＦ_Ｌは、コンデンサ３６を介して出力端子３７ａから出力される。また、高域通過フィルタ３５で選択された１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号ＲＦ_Ｈは、出力端子３７ｂから出力される。

図２に上記広帯域増幅装置の周波数特性を示す。図２は横軸に周波数（ＭＨｚ）をとり、縦軸に利得（ｄＢ）をとって示した。
上記第１実施形態に係る広帯域増幅装置では、低域通過フィルタ３４側にチョークコイル３８を設け、増幅素子３３の直流電圧Ｖｃｃを動作電源として供給しているので、チョークコイル３８は７０〜７７０ＭＨｚの周波数帯の信号に対して十分高いインピーダンスとなるように１．０〜２．６ＧＨｚの高い周波数帯に対して十分高いインピーダンスでなくても、７０〜７７０ＭＨｚ及び１．０〜２．６ＧＨｚの各帯域で良好な周波数特性を得ることができる。すなわち、低域通過フィルタ３４側には１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号が出力されないので、チョークコイル３８は１．０〜２．６ＧＨｚの高い周波数帯の信号に対して十分高いインピーダンスでなくても問題はない。

また、低域通過フィルタ３４及び高域通過フィルタ３５の挿入損失が１〜２ｄＢ程度あるため全体的に利得が低下するが、図２に示したように７０〜７７０ＭＨｚ及び１．０〜２．６ＧＨｚの各帯域で良好な周波数特性が得られている。また、増幅素子３３の後段に低域通過フィルタ３４及び高域通過フィルタ３５を設け、信号を増幅した後にフィルタリング処理しているので、ノイズ特性（ＮＦ）が劣化することはない。

増幅素子３３で７０〜７７０ＭＨｚ及び１．０〜２．６ＧＨｚの両帯域の信号を増幅した後、低域通過フィルタ３４及び高域通過フィルタ３５で分波しているので、帯域別に増幅素子を設ける必要がなく、消費電力を低減することができる。

なお、出力端子３７ａと出力端子３７ｂから７０〜７７０ＭＨｚの周波数帯と１．０〜２．６ＧＨｚの周波数帯の信号に分離して出力されるが、後段にそれぞれ増幅回路や利得調整回路などを接続し、必要に応じて再び混合すれば良いので問題はない。

（第２実施形態）
次に本発明の第２実施形態について説明する。
図３は、光伝送路を用いたＣＡＴＶシステムに実施した場合の概略のシステム構成図である。図３において、４０はヘッドエンド装置で、例えばＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯のＴＶ放送電波を受信するＴＶ受信用アンテナ４１及びＢＳ（Broadcasting Satellite：放送衛星）、ＣＳ（Communications Satellite：通信衛星）等の衛星放送を受信する衛星放送受信用アンテナ４２を備えている。上記ＴＶ受信用アンテナ４１で受信された信号及び衛星放送受信用アンテナ４２で受信され、コンバータ（図示せず）により中間周波信号（ＩＦ）に変換された信号は、再送信ヘッドエンド４３に入力される。この再送信ヘッドエンド４３は、ＴＶ受信用アンテナ４１で受信されたＴＶ放送信号については、７０〜７７０ＭＨｚのＣＡＴＶの周波数帯域において所定の周波数に変換し、また、衛星放送受信用アンテナ４２のコンバータにより中間周波信号（ＩＦ）に変換された衛星放送信号については例えば１．０〜２．６ＧＨｚの帯域において所定の周波数に変換して出力する。

上記再送信ヘッドエンド４３から出力されるＴＶ信号は、予め運用モードに応じて設定された信号レベルで光送信機４４に入力される。この光送信機４４は、再送信ヘッドエンド４３から出力されるＴＶ信号（電気信号）を例えば波長が１．５５μｍの光信号に変換してＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）合波器４５に入力する。

また、上記ヘッドエンド装置４０には、光伝送ターミナル４６が設けられる。この光伝送ターミナル４６は、上記ＷＤＭ合波器４５と外部の光ネットワーク４７との間に接続され、例えば下り信号が１．４９μｍ、上り信号が１．３１μｍの波長を使用して光信号による通信を行なう。

上記ＷＤＭ合波器４５は、光送信機４４からの１．５５μｍの光信号（映像信号）と光伝送ターミナル４６が使用する１．４９μｍ（下り）及び１．３１μｍ（上り）の光信号（通信信号）とを波長分割多重し、光ファイバーケーブル５１に出力する。この光ファイバーケーブル５１は、ヘッドエンド装置４０と加入者宅６０との間に敷設されるもので、その途中に設けられるスプリッタ５２により複数に分岐される。

上記光ファイバーケーブル５１は、加入者宅６０において成端箱６１に接続される。また、この成端箱６１には、加入者宅６０内に設けられるＷＤＭフィルタ６２が接続される。このＷＤＭフィルタ６２は、光ファイバーケーブル５１により伝送される多重信号の中から１．４９μｍの光信号（通信用下り信号）を選択して通信用光端末６３に入力すると共に、通信用光端末６３から出力される１．３１μｍの光信号（通信用上り信号）を選択して光ファイバーケーブル５１へ出力する。また、ＷＤＭフィルタ６２は、光ファイバーケーブル５１により伝送される多重信号の中から１．５５μｍのＴＶ信号を選択して光受信機（V-ONU：Video Optical Network Unit）６５に入力する。

上記通信用光端末６３には、端末装置例えばパーソナルコンピュータ（ＰＣ）６４が接続される。上記通信用光端末６３は、光ファイバーケーブル５１からＷＤＭフィルタ６２を介して入力される下りの光信号を電気信号に変換してパーソナルコンピュータ６４に入力し、また、パーソナルコンピュータ６４から出力される上りの電気信号を光信号に変換し、ＷＤＭフィルタ６２を介して光ファイバーケーブル５１に出力する。上記パーソナルコンピュータ６４は、光ファイバーケーブル５１により伝送される下り信号（１．４９μｍの光信号）及び上り信号（１．３１μｍの光信号）を使用して例えばインターネットによる通信を行なう。

また、上記光受信機６５には、ＴＶ受像機６６が接続される。このＴＶ受像機６６は、例えばアナログＴＶ放送、デジタルＴＶ放送、衛星放送等に対する受信機能を備えている。上記光受信機６５は、例えば１．３１μｍ及び１．５１μｍの光波長の受信機能を備えると共に、受信した光信号を例えばＣＡＴＶ用の７０〜７７０ＭＨｚ及びＣＳ・ＢＳ−ＩＦ（衛星放送）用の１．０〜２．６ＧＨｚの周波数帯域の電気信号に変換する機能を備え、変換した電気信号を増幅してＴＶ受像機６６へ出力する。

次に、上記光受信機６５内に設けられる広帯域光電変換回路７０の構成について図４を参照して説明する。
図４において、７１は例えばＰＩＮフォトダイオードを使用した光電変換素子で、上記図３に示したＷＤＭフィルタ６２の出力端に光ファイバーを介して接続され、ＷＤＭフィルタ６２により選択された光信号を電気信号に変換する。上記光電変換素子７１は、カソードに電源電圧Ｖ_Ｒが抵抗７２ａを介して供給され、アノードが抵抗７２ｂを介して接地される。上記光電変換素子７１は、電源電圧Ｖ_Ｒによって逆バイアス電圧が印加されているので、光信号が入力されると、光信号に応じて光電変換素子７１に抵抗７２ａ、７２ｂを介して電流が流れ、カソード及びアノードの両端子から相互に逆位相の高周波信号を取り出すことができる。

上記光電変換素子７１のカソード及びアノードから取り出される高周波信号は、直流阻止用のコンデンサ７３ａ、７３ｂを介して広帯域の増幅素子７４ａ、７４ｂに入力され、プッシュプル増幅される。上記一方の増幅素子７４ａで増幅された信号は、７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号を選択する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）７５及び１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号を選択する高域通過フィルタ（ＨＰＦ）７６を介して取り出される。上記低域通過フィルタ７５は、例えば入出力端間に２つの高周波コイルＬ、Ｌを直列に接続し、その中点と接地間にコンデンサＣを接続した構成となっている。また、高域通過フィルタ７６は、例えば入出力端間に２つのコンデンサＣ、Ｃを直列に接続し、その中点と接地間に高周波コイルＬを接続した構成となっている。

上記増幅素子７４ａの出力端側には、直流電圧Ｖｃｃがチョークコイル７７及び低域通過フィルタ７５を介して供給される。チョークコイル７７は、７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号に対して十分高いインピーダンスとなるようにインダクタンスが設定される。上記低域通過フィルタ７５で選択された信号は、直流阻止用のコンデンサ７８及び位相反転器となる混合トランス７９に入力され、後述する低域通過フィルタ８１で選択された信号と合成され、出力端子８０ａから出力される。また、上記高域通過フィルタ（ＨＰＦ）７６で選択された信号は、出力端子８０ｂから出力される。

また、上記他方の増幅素子７４ｂで増幅された信号は、７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号を選択する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８１及び１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号を選択する高域通過フィルタ（ＨＰＦ）８２を介して取り出される。上記低域通過フィルタ８１は、例えば入出力端間に２つの高周波コイルＬ、Ｌを直列に接続し、その中点と接地間にコンデンサＣを接続した構成となっている。また、高域通過フィルタ８２は、例えば入出力端間に２つのコンデンサＣ、Ｃを直列に接続し、その中点と接地間に高周波コイルＬを接続した構成となっている。

上記増幅素子７４ｂの出力端側には、直流電圧Ｖｃｃがチョークコイル８３及び低域通過フィルタ８１を介して供給される。チョークコイル８３は、７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号に対して十分高いインピーダンスとなるようにインダクタンスが設定される。上記低域通過フィルタ８１から取り出される信号は、直流阻止用のコンデンサ８４を介して上記混合トランス７９に入力され、上記したように低域通過フィルタ７５で選択された信号と混合され、出力端子８０ａから出力される。また、上記高域通過フィルタ８２の出力端は、ダミー抵抗８５で終端される。

上記の構成において、上記ＷＤＭフィルタ６２から光ファイバを介して光受信機６５に入力される光信号は、光電変換素子７１で電気信号に変換され、そのカソード及びアノードから取り出されて増幅素子７４ａ、７４ｂによりプッシュプル増幅される。一方の増幅素子７４ａで増幅された信号は、低域通過フィルタ７５及び高域通過フィルタ７６に入力されて７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号と１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号に分波される。上記低域通過フィルタ７５で選択された７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号は混合トランス７９に入力され、上記高域通過フィルタ７６で選択された１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号は出力端子８０ｂより高域周波数帯の信号ＲＦ_Ｈとして出力される。

また、他方の増幅素子７４ｂで増幅された信号は、低域通過フィルタ８１及び高域通過フィルタ８２に入力されて７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号と１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号に分波される。上記低域通過フィルタ８１で選択された７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号は、混合トランス７９に入力されて上記低域通過フィルタ７５により選択された信号と混合され、出力端子８０ａから低域周波数帯の信号ＲＦ_Ｌとして出力される。また、高域通過フィルタ８２の出力信号は、ダミー抵抗８５で終端される。

上記実施形態に係る光電変換回路７０は、周波数９１．２５ＭＨｚ、変調度３．２％、光入力−７ｄＢｍにおいて、ＣＮ比（Carrier to Noise Ratio）が４７ｄＢ、複合２次歪（ＣＳＯ：Composite Second Order beat）が−６５ｄＢ（７４波）であり、良好なＣＮ比及び歪特性を得ることができた。

図５は上記光電変換回路７０の周波数特性を示したもので、は横軸に周波数（ＭＨｚ）をとり、縦軸に利得（ｄＢ）をとって示した。
上記第２実施形態に係る光電変換回路７０では、低域通過フィルタ７５、８１側にチョークコイル７７、８３を設け、増幅素子７４ａ、７４ｂの直流電圧Ｖｃｃを動作電源として供給しているので、チョークコイル７７、８３は７０〜７７０ＭＨｚの周波数帯の信号に対して十分高いインピーダンスとすればよく、１．０〜２．６ＧＨｚの高い周波数帯の信号に対して十分高いインピーダンスにできなくても、図５に示すように７０〜７７０ＭＨｚ及び１．０〜２．６ＧＨｚの各帯域で良好な周波数特性を得ることができる。なお、７０〜７７０ＭＨｚ帯では、フィルタの挿入損失（約１ｄＢ）が発生するが、プッシュプル構成によって十分な利得を得ることができる。

また、増幅素子７４ａ、７４ｂにより増幅された信号をそれぞれ分波回路により７０〜７７０ＭＨｚ帯及び１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号に分波し、１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号はそのまま出力し、７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号は混合トランス７９により混合して出力することにより、混合トランス７９に１．０〜２．６ＧＨｚの高域周波数帯の信号が入力されることはなく、ＣＮ比の低下を防止すると共に良好な歪特性を得ることができる。

また、７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号に対して混合トランス７９を用いたプッシュプル構成とすることにより、２次歪（ＩＭ２やＣＳＯ）特性が悪い増幅素子でも使用することが可能となる。例えば雑音特性に優れ、３次歪が殆どない電界効果トランジスタを用いることによってＣＮ比と歪特性が良好な光電変換回路を実現することができる。

また、増幅素子７４ａの後段に低域通過フィルタ７５及び高域通過フィルタ７６を設けると共に、増幅素子７４ｂの後段に低域通過フィルタ８１及び高域通過フィルタ８２を設け、信号を増幅した後にフィルタリング処理しているので、ノイズ特性（ＮＦ）が劣化することはない。

なお、１．０〜２．６ＧＨｚの周波数帯の信号は、光電変換素子７１のカソード或いはアノードの一方から取り出せば良いが、７０〜７７０ＭＨｚの周波数帯における信号の位相や高周波レベルを揃えるために、増幅素子７４ａ、７４ｂの出力側に同様構成のフィルタを挿入し、その一方、例えば高域通過フィルタ８２の出力端をダミー抵抗８５で終端している。この場合、ダミー抵抗８５を設けずに、高域通過フィルタ８２の出力端からも１．０〜２．６ＧＨｚの周波数帯の信号を取り出すようにしてもよい。

次に、上記光電変換回路７０を用いて光受信機６５を構成した場合の回路構成例について図６を参照して説明する。なお、図５で説明した光電変換回路７０の部分については、詳細な説明は省略する。

光電変換回路７０の混合トランス７９の出力側に例えばアッテネータ等の出力レベル可変減衰器９１を設け、混合トランス７９から出力される７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号レベルを調整できるようにしている。上記出力レベル可変減衰器９１でレベル調整された信号は、複数段の増幅素子からなる増幅回路９２で増幅され、混合器９３に入力される。この混合器９３は、７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号を選択する低域通過フィルタ９３ａと１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号を選択する高域通過フィルタ９３ｂからなり、低域通過フィルタ９３ａ側に上記増幅回路９２で増幅された信号が入力される。

また、１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号系統においては、高域通過フィルタ７６の出力側に増幅素子９５を介して例えばアッテネータ等の出力レベル可変減衰器９６を設け、１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号レベルを調整できるようにしている。上記出力レベル可変減衰器９６でレベル調整された信号は、複数段の増幅素子からなる増幅回路９７で増幅され、混合器９３の高域通過フィルタ９３ｂに入力される。

混合器９３は、増幅回路９２で増幅された７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号と増幅回路９７で増幅された１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号とを混合する。上記混合器９３で混合された信号は、分岐器９８を介して高周波信号出力端子９９からＲＦ_ＯＵＴとして出力され、図３に示したＴＶ受像機６６へ送られる。また、上記混合器９３で混合された信号の一部は、分岐器９８で分岐されて高周波信号出力確認用モニタ端子１００から出力される。

上記のように増幅回路９２で増幅された７０〜７７０ＭＨｚ帯の信号と増幅回路９７で増幅された１．０〜２．６ＧＨｚ帯の信号とを混合器９３で混合して出力することにより、ＴＶ受像機６６では、任意の周波数帯を選択して受信することができる。

上記第２実施形態によれば、７０〜７７０ＭＨｚ帯及び１．０〜２．６ＧＨｚ帯の広い周波数帯域に亘って良好なＣＮ比及び歪特性を得ることができ、ＣＡＴＶ光伝送路において多数の信号数を伝送する場合であっても対応することができる。従って、ＣＡＴＶ光伝送路の効率的な運用に寄与することができる
なお、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できるものである。

本発明の第１実施形態に係る広帯域増幅装置の回路構成図である。同実施形態に係る広帯域増幅装置の周波数特性を示す図である。本発明の第２実施形態に係る光伝送路を用いたＣＡＴＶシステムの概略構成図である。同実施形態における光受信機内の光電変換回路の構成図である。同実施形態における光電変換回路の周波数特性を示す図である。同実施形態における光電変換回路を用いて構成した光受信機の構成図である。従来の広帯域増幅装置の回路構成図である。図７の広帯域増幅装置の周波数特性を示す図である。（ａ）は図７の広帯域増幅装置において、チョークコイルの巻数を減らして高い周波数帯域の特性を改善した場合の周波数特性を示す図、（ｂ）は同チョークコイルの巻数と線間容量のバランスを調整し、低域と高域のバランスを整えた場合の周波数特性を示す図である。７０〜７７０ＭＨｚ帯及び１．０〜２．６ＧＨｚ帯の広帯域信号を増幅する場合の従来の広帯域増幅装置の回路構成図である。従来の光電変換回路の構成図である。図１１における光電変換回路の周波数特性を示す図である。２．６ＧＨｚ帯の高域までの高周波信号を光伝送させる場合の従来の光電変換回路の構成図である。図１３における光電変換回路の周波数特性を示す図である。７０〜７７０ＭＨｚと１．０〜２．６ＧＨｚの帯域に分波して増幅する従来の光電変換回路の構成図である。図１５における光電変換回路の周波数特性を示す図である。

符号の説明

３１…入力端子、３２…コンデンサ、３３…増幅素子、３４…低域通過フィルタ、３５…高域通過フィルタ、３６…コンデンサ、３７ａ、３７ｂ…出力端子、３８…チョークコイル、４０…ヘッドエンド装置、４１…ＴＶ受信用アンテナ、４２…衛星放送受信用アンテナ、４３…再送信ヘッドエンド、４４…光送信機、４５…ＷＤＭ合波器、４６…光伝送ターミナル、４７…光ネットワーク、５１…光ファイバーケーブル、５２…スプリッタ、６０…加入者宅、６１…成端箱、６２…ＷＤＭフィルタ、６３…通信用光端末、６４…パーソナルコンピュータ、６５…光受信機、６６…ＴＶ受像機、７１…光電変換素子、７２ａ、７２ｂ…抵抗、７３ａ、７３ｂ…コンデンサ、７４ａ、７４ｂ…増幅素子、７５…低域通過フィルタ、７５…低域通過フィルタ、７６…高域通過フィルタ、７７…チョークコイル、７８…コンデンサ、７９…混合トランス、８０ａ、８０ｂ…出力端子、８１…低域通過フィルタ、８２…高域通過フィルタ、８３…チョークコイル、８４…コンデンサ、８５…ダミー抵抗、９１…出力レベル可変減衰器、９２…増幅回路、９３…混合器、９３ａ…低域通過フィルタ、９３ｂ…高域通過フィルタ、９５…増幅素子、９６…出力レベル可変減衰器、９７…増幅回路、９８…分岐器、９９…高周波信号出力端子、１００…高周波信号出力確認用モニタ端子

Claims

低域周波数帯及び高域周波数帯からなる高周波信号を含む所定波長の光入力信号を電気信号に変換する光電変換素子と、前記光電変換素子から互いに位相が反転した第１及び第２の高周波信号を取り出す手段と、前記第１及び第２の高周波信号をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅素子と、
前記第１の増幅素子の出力側に設けられ、前記低域周波数帯の信号を選択する低域通過フィルタと前記高域周波数帯の信号を選択する高域通過フィルタを組み合わせてなる第１の分波回路と、
前記第２の増幅素子の出力側に設けられ、前記低域周波数帯の信号を選択する低域通過フィルタと前記高域周波数帯の信号を選択する高域通過フィルタを組み合わせてなる第２の分波回路と、
前記第１の分波回路及び前記第２の分波回路の低域通過フィルタで選択された低域周波数帯の信号を混合して出力する混合トランスと、
前記第１及び第２の分波回路の少なくとも一方の高域通過フィルタで選択された高域周波数帯の信号を出力する手段とを具備することを特徴とする広帯域光電変換回路。
低域周波数帯及び高域周波数帯からなる高周波信号を含む所定波長の光入力信号を電気信号に変換する光電変換素子と、前記光電変換素子から互いに位相が反転した第１及び第２の高周波信号を取り出す手段と、前記第１及び第２の高周波信号をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅素子と、
前記第１の増幅素子の出力側に設けられ、前記低域周波数帯の信号を選択する低域通過フィルタと前記高域周波数帯の信号を選択する高域通過フィルタを組み合わせてなる第１の分波回路と、前記第１の増幅素子の動作電源を前記低域通過フィルタの出力側からチョークコイルを介して供給する第１の電源供給手段と、
前記第２の増幅素子の出力側に設けられ、前記低域周波数帯の信号を選択する低域通過フィルタと前記高域周波数帯の信号を選択する高域通過フィルタを組み合わせてなる第２の分波回路と、前記第２の増幅素子の動作電源を前記第２の分波回路の低域通過フィルタの出力側からチョークコイルを介して供給する第２の電源供給手段と、
前記第１の分波回路及び前記第２の分波回路の低域通過フィルタで選択された低域周波数帯の信号を混合して出力する混合トランスと、
前記第１及び第２の分波回路の少なくとも一方の高域通過フィルタで選択された高域周波数帯の信号を出力する手段とを具備することを特徴とする広帯域光電変換回路。