JP4735680B2 - 同期回路及び同期方法 - Google Patents

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Description

本発明は、通信相手から到来するパケットのプリアンブル部分を用いてパケットを発見し同期処理を行なう同期回路及び同期方法、パケットのプリアンブル部分を用いた同期結果に基づいてパケットの受信動作を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、受信信号よりパケットを発見した後に周波数オフセット、タイミング、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）の推定を行なう同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。
旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１やＩＥＥＥ８０２．１５を挙げることができる。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリヤ方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。
また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる次世代の無線ＬＡＮ規格が求められている。ＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、マルチアンテナを用いてチャネル特性に応じた送信ビーム・フォーミングを行なうＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）通信方式を採用している。
無線通信では、一般に、パケットの先頭に既知シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが付加されており、受信機側では、プリアンブルを用いて同期処理を行なう。具体的には、プリアンブルを検出することによりパケットを発見すると、これに続いて、精密な受信タイミングの確認や受信信号電力の正規化（ＡＧＣゲインの設定）を行ない、さらには、パケットを発見した以降のプリアンブルを用いて周波数オフセット、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）、チャネルなどを推定しそれらの影響を取り除いてから、データ・シンボルを復調する。
例えば、パケットの先頭に付加されている同期用のバースト的なトレーニング信号でＡＧＣ制御と周波数オフセット補正を行なった後、相互相関検出用の検出ウィンドウ期間を設けて相互相関のピーク検出を行ない、伝送路の状況に依らず最適なＦＦＴウィンドウを設定する復調タイミング生成回路について提案がなされている（例えば、特許文献１を参照のこと）。
図１３には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおけるフレーム・フォーマットを示している。また、図１４には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇで規定されているプリアンブル構成を示している。
図１４に示すように、先頭には、８．０マイクロ秒のショート・プリアンブル区間（ＳＴＦ：Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と８．０マイクロ秒のロング・プリアンブル区間（ＬＴＦ：Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）が付加されている。ショート・プリアンブル区間では、ショート・トレーニング・シーケンス（Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＳＴＳ）からなるショート・プリアンブルｔ1〜ｔ10がバースト的すなわち１０回繰り返して送られる。また、ロング・プリアンブル区間では、１．６マイクロ秒のガード区間（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）ＧＩ２の後に、ロング・トレーニング・シーケンス（Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＬＴＳ）からなるロング・プリアンブルＴ1〜Ｔ2が２回繰り返して送られる。
受信機は、通常、ＳＴＦ内に繰り返し含まれる既知トレーニング・シーケンスＳＴＳ間で自己相関をとり、自己相関の絶対値（の２乗）が所定の閾値を超えたことによってパケット発見を判定することができる。自己相関は、例えば、受信信号と１繰り返し周期分だけ前に受信した遅延信号との複素共役乗算結果の累積加算若しくは移動平均を行なうことによって計算することができる。
また、一般的な受信機では、０．８マイクロ秒の４個のＳＴＳシンボルを用いて、ＡＧＣゲイン設定やＤＣオフセットの補正を行なった後、残りの６個のＳＴＳシンボルを用いて周波数オフセットの推定と補正、パケットの検出、並びに粗タイミング検出を行なう。例えば、パケット検出をトリガにして、残りのプリアンブル区間を用いてタイミング検出、周波数オフセット測定、ディジタル・ゲイン・コントロールなどの処理を行なう（例えば、特許文献２を参照のこと）。
図１３に示すように、プリアンブルに続き、ＳＩＧＮＡＬ部（ＳＩＧ）が定義されている。このＳＩＧＮＡＬ部には、当該パケットの情報部（ＤＡＴＡ）を復号するのに必要な制御情報が格納されている。パケットの復号に必要な制御情報は、ＰＬＣＰヘッダ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌヘッダ）と呼ばれ、ＰＬＣＰヘッダには、後続の情報部の伝送レートを示すＲＡＴＥフィールド、情報部の長さを示すＬＥＮＧＴＨフィールド、パリティ・ビット、エンコーダのＴａｉｌビットなどが含まれている。
受信機は、ＳＩＧＮＡＬ部を解析して、ＲＡＴＥ並びにＬＥＮＧＴＨフィールドの復号結果に基づいて、以降の情報部の復号作業を行なう。また、受信機は、パリティ・フィールドに記載されている値を用いてパリティ・チェックを行なった結果、パリティ・エラーを検出したときには、パケット誤りを認識して受信信号を破棄し、再びパケットの探索を開始する。
ところが、受信機が所望するプリアンブル以外の信号やノイズに反応してパケットを誤発見してしまうと、無駄な復号処理が開始され、パリティ・エラーを認識するまでは再びパケットを探索することはできない、という問題がある。パリティ・エラーを認識するまでは、その間に所望のパケットが到来しても検出することができないことから、通信容量を低下させる要因となる。また、万一パリティ・チェックが破れてパリティ・エラーが検出されない場合には、さらに長い時間パケットを検出できなくなるという危険がある。ビット・エラーによりパリティ・エラーを検出できない事態は比較的発生し易い。
受信機は、ＳＴＦの自己相関値と比較する閾値を変更することによって、パケットを発見する感度を容易に調節することができる。このことから、所望するプリアンブル以外の信号やノイズに反応しないようパケット発見の感度を設定するという方法も考え得る。
ところが、パケット発見の感度を上げるために自己相関の閾値を下げると、ノイズなどにも敏感に反応して不必要なパケット発見が発され、これに伴いＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ）層では無駄に送信動作を抑制することから通信容量が制限されることが懸念される。通信装置がデータ・フレームの受信側となる場合でもＡＣＫの送信が必要であることから、不必要なパケット発見を行なうと同様に通信容量が制限される。
逆に自己相関の閾値を上げると、低ＳＮではパケット発見をできなくなるため、通信容量が下がったり通信不能になったりする。さらに、パケット到来時のＡＧＣゲインを固定するタイミングも遅延してしまう。この結果、その後の周波数オフセットやチャネル推定に影響が生じ、デコード・エラーを引き起こす可能性がある。
以上から、パケット発見の感度設定という方法では、パケットの誤発見に伴い無意味な処理が続き、その間に所望のパケットが到来しても検出できなくなるという上記の問題を十分には解決できないものと思料される。
特開２００３−６９５４６号公報 特開２００４−２２１９４０号公報、段落０１５８〜０１６４、図１９
本発明の目的は、通信相手から到来するパケットのプリアンブル部分を用いてパケットを発見し同期処理を好適に行なうことができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
本発明のさらなる目的は、受信信号よりパケットを正確に発見して、周波数オフセット、タイミング、ＳＮＲの推定を行なうことができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
本発明のさらなる目的は、パケットを誤発見したことに伴って無意味な処理が継続することを解消して、所望のパケットの到来を再び検出することができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
本願は、上記課題を参酌してなされたものであり、請求項１に記載の発明は、
受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見部と、
前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記パケット発見部によるパケット発見を再確認するパケット発見再確認部と、
前記パケット発見再確認部が前記パケット発見部によるパケットの誤発見を検出したことに応じて、前記パケット発見部によるパケットの発見を取り消して再び受信信号からパケットの探索を開始させる制御部と、
を具備することを特徴とする同期回路である。
ここで、パケット発見部は、本願の請求項２に記載のように、受信信号と前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期分だけ前に受信した遅延信号との複素共役乗算結果の移動平均をとって受信信号の自己相関を求め、自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定することができる。
また、本願の請求項３に記載の同期回路は、前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、パケットの受信タイミング、周波数オフセット、信号対ノイズ比のうち少なくとも１つを推定する推定部をさらに備えている。そして、前記制御部は、前記パケット発見再確認部が前記パケット発見部によるパケットの誤発見を検出したことに応じて、前記推定部による推定処理をリセットして、再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせるようになっている。
また、本願の請求項４に記載の同期回路では、前記パケット再発見確認部は、前記プリアンブルに含まれるべき既知信号と受信信号との相互相関関数のピーク位置における相互相関関数の大きさ（絶対値）を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見部における発見再確認の判定を行なうようになっている。
また、本願の請求項５に記載の同期回路は、タイミング推定のための既知信号と受信信号との相互相関関数のピーク位置を基にタイミングを推定するタイミング推定部をさらに備えている。そして、前記パケット再発見確認部は、前記タイミング推定部で求められた相互相関関数のピーク位置における相互相関関数の大きさ（絶対値）を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見部における発見再確認の判定を行なうようになっている。
また、本願の請求項６に記載の同期回路では、前記パケット発見再確認部は、受信信号の前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期での自己相関の絶対値を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見部における発見再確認の判定を行なうようになっている。
また、本願の請求項７に記載の同期回路は、受信信号の前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期での自己相関を求め、該自己相関の位相から前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期間隔の間の位相回転を推定する周波数オフセット推定部をさらに備えている。そして、前記パケット発見再確認部は、前記周波数オフセット推定部で求められた自己相関の絶対値を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見部における発見再確認の判定を行なうようになっている。
また、本願の請求項８に記載の同期回路は、受信信号の前記既知トレーニング・シーケンスを用いて信号対ノイズ比を求めるノイズ推定部をさらに備えている。そして、前記パケット発見再確認部は、前記ノイズ推定部で求められた信号対ノイズ比を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見部における発見再確認の判定を行なうようになっている。
また、本願の請求項９に記載の発明は、
受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見ステップと、
前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、パケットの受信タイミング、周波数オフセット、信号対ノイズ比のうち少なくとも１つを推定する推定ステップと、
前記パケット発見ステップにおいてパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記パケット発見ステップにおけるパケット発見を再確認するパケット発見再確認ステップと、
前記パケット発見ステップにおけるパケットの誤発見を前記パケット発見再確認ステップで検出したことに応じて、パケットの発見を取り消し、前記パケット発見ステップにおいて再び受信信号からパケットの探索を開始させるとともに、前記推定ステップにおける推定処理をリセットし再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる制御ステップと、
を具備することを特徴とする同期方法である。
また、本願の請求項１０に記載の発明は、
既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信部と、
受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見部と、
前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、パケットの受信タイミング、周波数オフセット、信号対ノイズ比のうち少なくとも１つを推定する推定部と、
前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記パケット発見部によるパケット発見を再確認するパケット発見再確認部と、
前記パケット発見再確認部が前記パケット発見部によるパケットの誤発見を検出したことに応じて、前記パケット発見部によるパケットの発見を取り消して再び受信信号からパケットの探索を開始させるとともに、前記推定部による推定処理をリセットして、再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる制御部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置ある。
また、本願の請求項１１に記載の発明は、
既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信ステップと、
受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見ステップと、
前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、パケットの受信タイミング、周波数オフセット、信号対ノイズ比のうち少なくとも１つを推定する推定ステップと、
前記パケット発見ステップにおいてパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記パケット発見ステップにおけるパケット発見を再確認するパケット発見再確認ステップと、
前記パケット発見ステップにおけるパケットの誤発見を前記パケット発見再確認ステップで検出したことに応じて、パケットの発見を取り消し、前記パケット発見ステップにおいて再び受信信号からパケットの探索を開始させるとともに、前記推定ステップにおける推定処理をリセットし再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる制御ステップと、
を具備することを特徴とする無線通信方法である。
また、本願の請求項１２に記載の発明は、受信信号の同期をとるための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見手段、
前記パケット発見手段がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、パケットの受信タイミング、周波数オフセット、信号対ノイズ比のうち少なくとも１つを推定する推定手段、
前記パケット発見手段がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記パケット発見部によるパケット発見を再確認するパケット発見再確認手段、
前記パケット発見再確認手段が前記パケット発見手段によるパケットの誤発見を検出したことに応じて、前記パケット発見手段によるパケットの発見を取り消して再び受信信号からパケットの探索を開始させるとともに、前記推定手段による推定処理をリセットして、再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる制御手段、
として機能させるためのコンピューター・プログラムである。
本願の請求項１２に係るコンピューター・プログラムは、コンピューター上で所定の処理を実現するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムを定義したものである。換言すれば、本願の請求項１２に係るコンピューター・プログラムをコンピューターにインストールすることによって、コンピューター上では協働的作用が発揮され、本願の請求項１に係る同期回路と同様の作用効果を得ることができる。
本発明によれば、通信相手から到来するパケットのプリアンブル部分を用いてパケットを発見し同期処理を好適に行なうことができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。
また、本発明によれば、受信信号よりパケットを正確に発見して、周波数オフセット、タイミング、ＳＮＲの推定を行なうことができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。
また、本発明によれば、パケットを誤発見したことに伴って無意味な処理が継続することを解消して、所望のパケットの到来を再び検出することができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。
本願の請求項１、２、９乃至１２に記載の発明によれば、パケット発見部がパケットを誤発見した場合であっても、残りのプリアンブルに相当する区間を用いてパケットの誤発見を検出することができるので、パケットを誤発見したことに伴って無意味な処理が継続することはなく、再びパケットの探索を開始することができる。
本願の請求項３に記載の発明によれば、所望のプリアンブル以外の信号でパケットを誤発見した場合であっても、パケットの受信タイミング、周波数オフセット、ＳＮＲなど復調に必要な情報を収集する過程でのリセットを導入することで、続くシンボルの無意味なデコードを防ぐことができる。
本願の請求項４乃至８に記載の発明によれば、パケットを発見した後にタイミング、周波数オフセット、ＳＮやチャネルを推定する際に求めるさまざまな指標で再びパケットの存在を再確認するので、これら復調に必要な情報を収集する機会を逸することなく、パケット発見の精度を向上させることが可能となる。
このように、本発明によれば、パケットを発見した後に、タイミング、周波数オフセット、ＳＮやチャネルを推定する際に求めるさまざまな指標で再びパケットの存在を再確認するので、これら復調に必要な情報を収集する機会を逸することなく、パケット発見の精度を向上させることが可能となる。
また、本発明によれば、所望のプリアンブル以外の信号でパケットを誤発見した場合であっても、パケットの受信タイミング、周波数オフセット、ＳＮＲなど復調に必要な情報を収集する過程でのリセットを導入することで、続くシンボルの無意味なデコードを防ぐようになっている。したがって、従来はパケット探索ができなくなっていたパケット誤判定からパケット・エラー検出までの期間も、早期にパケット探索を開始することによって、通信容量を向上させることが可能である。
したがって、本発明によれば、最初のパケット発見の感度を高く設定できるようになり、低ＳＮ部分などで通信容量を向上させ、通信範囲を広げることが可能となる。
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
図１には、本発明の一実施形態に係る受信機の構成例を示している。ここでは、複数のアンテナを備えチャネル特性に応じた送信ビーム・フォーミングを行なうＭＩＭＯ通信機を採り上げ、図示しないＭＩＭＯ送信機から送信ビーム・フォーミングされた信号を受信するＢｅａｍｆｏｒｍｅｅとして動作するものとする。但し、本発明の要旨はＭＩＭＯ通信に限定されるものではない（単一の送受信アンテナからなるＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）通信機にも同様に本発明を適用することができる）。
複数の送信アンテナを持つ通信相手からは、ビーム・フォーミングが施された送信信号が到来するものとする。Ｎ本の受信アンテナにそれぞれ届いた信号は、それぞれの受信アンテナ・ブランチでは、まずＲＦ部１３０でアナログ処理が施される。図２には、受信ブランチ毎のＲＦ部１３０内の構成例を示している。図示のＲＦ２３０は、低雑音アンプ（ＬＮＡ）２１、ＲＦ周波数帯の受信信号をダウンコンバートする直交復調器（ＩＱデモジュレーター）２２、受信信号の電力が後段のＡＤコンバータ（ＡＤＣ）１２８のダイナミック・レンジに収まるように正規化するＡＧＣアンプ２３、所望帯域以外の信号成分を除去するアナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）２４などで構成される。
そして、ＡＤコンバータ１２８によりアナログ受信信号をディジタル信号に変換した後、ディジタル・フィルタ１２６に入力して、帯域制限を施す。
受信ＩＱ誤差補正部１２４はＩＱ誤差の補正を行なう。ここで言うＩＱ誤差は、ダウン・コンバーターのＩＱデモジュレーターにおけるＩチャネル信号とＱチャネル信号の振幅のバラツキに起因するＩＱ振幅誤差と、Ｉ軸とＱ軸が９０度からずれてしまうＩＱ位相誤差からなる。これらＩＱ誤差を補正しないと、受信信号のＥＶＭが悪化することにより、通信品質の低下を招来する。
続いて、同期回路１２２にて、パケット発見、タイミング検出、周波数オフセット補正、ノイズ推定などの処理が行なわれる。
ガード除去部１２０では、データ送信区間の先頭に付加されたガード・インターバルを除去する。そして、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１１８により時間軸信号が周波数軸信号となる。
空間分離部１１６内では、ビーム・フォーミングされた受信信号の空間分離処理を行なう。具体的には、チャネル行列推定部１１６ａは、各受信ブランチで受信した、チャネル行列を励起するためのトレーニング・シーケンスから推定チャネル行列Ｈを組み立てる。アンテナ受信重み行列演算部１１６ｂは、チャネル行列推定部１１６ａで得られた順方向のチャネル行列Ｈを基にアンテナ受信重み行列Ｗを計算する。そして、アンテナ受信重み行列乗算部１１６ｃは、各受信ストリームを要素とする受信ベクトルとアンテナ受信重み行列Ｗとの行列乗算を行なうことで、ビーム・フォーミングされた空間多重信号の空間復号を行ない、ストリーム毎に独立した信号系列を得る。アンテナ受信重みＷの計算方法としてＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ ＭｅａｎＳｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）アルゴリズムを用いるが、勿論、ＳＶＤ（Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ：特異値分解）やＥＶＤ（Ｅｉｇｅｎ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ：固有値分解）、若しくはその他の行列分解手法を用いても良い。
チャネル等化回路１１４は、ストリーム毎の信号系列に対し、さらに残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施す。そして、デマッパー１１２はＩＱ信号空間上の受信信号をデマップし、デインタリーバ１１０はデインタリーブし、デパンクチャ１０８は所定のデータレートでデパンクチャする。
データ合成部１０６は、複数の受信ストリームを１本のストリームに合成する。このデータ合成処理は送信側で行なうデータ振り分けと全く逆の動作を行なうものである。そして、復号器１０４にて誤り訂正復号した後、デスクランブラ１０２によりデスクランブルし、データ取得部１００は受信データを取得する。
ＭＩＭＯ通信を採用するＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＰＨＹ層は、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとは変調方式や符号化方式などの伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）が全く相違する高スループット（Ｈｉｇｈ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ：ＨＴ）伝送モード（以下では、「ＨＴモード」とも呼ぶ）を持つとともに、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと同じパケット・フォーマット及び同じ周波数領域でデータ伝送を行なう動作モード（以下では、「レガシー・モード」とも呼ぶ）も備えている。また、ＨＴモードの中には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠する従来端末（以下では、「レガシー端末」とも呼ぶ）との互換性を持つ“Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（ＭＭ）”と呼ばれる動作モードがある。
図３、図４には、レガシー・モード並びにＭＭの各動作モードにおけるパケット・フォーマットをそれぞれ示している。但し、各図において１ＯＦＤＭシンボルは４マイクロ秒であるとする。
図３に示すレガシー・モード下のパケット（以下、「レガシー・パケット」とも呼ぶ）は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと全く同じフォーマット（図１３、図１４を参照のこと）である。レガシー・パケットのヘッダ部は、レガシー・プリアンブルとして、パケット発見用の既知トレーニング・シンボルＳＴＳからなるＬ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＴＦ）と、同期獲得並びにチャネル等化用の既知トレーニング・シンボルＬＴＳの繰り返しからなるＬ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ ＬＴＦ）と、伝送レートやデータ長などを記載したＬ−ＳＩＧ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＩＧｎａｌ ｆｉｅｌｄ）で構成され、これに続いてペイロード（Ｄａｔａ）が送信される。
また、図４に示すパケット（以下、「ＭＭパケット」とも呼ぶ）のヘッダ部は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとまったく同じフォーマットからなるレガシー・プリアンブルと、これに続くＩＥＥＥ８０２．１１ｎに特有のフォーマット（以下では、「ＨＴフォーマット」とも呼ぶ）からなるプリアンブル（以下では、「ＨＴプリアンブル」とも呼ぶ）及びデータ部で構成される。ＭＭパケットは、レガシー・パケットにおけるＰＨＹペイロードに相当する部分がＨＴフォーマットで構成されており、このＨＴフォーマット内は、再帰的にＨＴプリアンブルとＰＨＹペイロードで構成されると捉えることもできる。
ＨＴプリアンブルは、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦで構成される。ＨＴ−ＳＩＧには、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳやペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる制御情報が記載される。また、ＨＴ−ＳＴＦは、ＭＩＭＯシステムにおけるＡＧＣ（自動利得制御）を向上するためのトレーニング・シンボルからなる。また、ＨＴ−ＬＴＦは、受信機側で空間変調（マッピング）された入力信号毎にチャネル推定を行なうためのトレーニング・シンボルからなる。
なお、２本以上の伝送ブランチを使用するＭＩＭＯ通信の場合、受信機側では、受信信号の空間分離する、送受信アンテナ毎にチャネル推定してチャネル行列を獲得する必要がある。このため、送信機側では、各送信アンテナからＨＴ−ＬＴＦを時分割で送信するようになっている。したがって、空間ストリーム数に応じて１以上のＨＴ−ＬＴＦフィールドが付加されることになる。
ＭＭパケット中のレガシー・プリアンブルは、レガシー・パケットのプリアンブルと全く同じフォーマットであるとともに（図１３を参照のこと）、レガシー端末がデコード可能な伝送方式で伝送される。これに対し、ＨＴプリアンブル以降のＨＴフォーマット部分はレガシー端末が対応していない伝送方式で伝送される。
図３に示したレガシー・パケット並びに図４に示したＭＭパケットのいずれのパケット・フォーマットであっても、パケットの先頭には図１４に示したレガシー・プリアンブルを含み、同期回路１２２内では、０．８マイクロ秒毎の１０回の既知シーケンスＳＴＳの繰り返しからなるＬ−ＳＴＦ部分の自己相関をとることによりパケット発見を始め同期処理を行なうことができる。
図５には、同期回路１２２の内部構成例を示している。それぞれのブランチの受信信号はバッファ５０６に蓄積されつつ、パケット発見部５０１がパケット先頭のプリアンブル信号を探索する。パケット発見部５０１がパケットを発見すると、タイミング検出部５０２、周波数オフセット推定部５０３、及び、ノイズ推定部５０４は、プリアンブル信号の後続の区間を用いて、同期タイミング、周波数オフセット、ノイズの各推定処理をそれぞれ行なう。
制御部５０５は、パケット受信中において、タイミング検出部５０３による検出タイミングを基にバッファ５０６から受信データ・サンプルを読み出し、周波数オフセット推定部５０３による周波数オフセット推定値を基に発振器５０７に補正をかけて出力する。
また、本実施形態では、同期回路１２２内において、パケット発見部５０１がパケットを発見した場合であっても、残りのプリアンブルに相当する区間を用いて、パケット発見を再確認する仕組みを導入して、パケットの誤発見を検出するようになっている。具体的には、制御部５０５は、タイミング推定部５０２、周波数オフセット推定部５０３、ノイズ推定部５０４の各推定回路からの指標が基準を下回ると、パケット発見部５０１がパケット発見を判定したにも拘らず実際にはパケットが存在しないと判定して、パケット誤発見を発行する。これによりパケット発見部５０１では再びパケット探索が開始されるので、パケットを誤発見したことに伴って無意味な処理が継続するという事態は回避され、通信容量の低下を招来することもない。
図６には、パケット発見部５０１の内部構成例を示している。また、図７には、図６に示した各機能モジュールの出力チャートを示している。
遅延部６０１は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期に相当する０．８マイクロ秒間隔の受信信号を保持し、遅延信号として出力する。また、複素共役部６０２は、この遅延信号の共役複素数をとる。そして、乗算部６０３では、受信信号と既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期間隔（０．８マイクロ秒）分の遅延信号との複素共役乗算を行なう。
平均部６０４は、Ｌ−ＳＴＦ区間全体を移動平均区間として、乗算部６０３が出力する積の移動平均を計算して自己相関値を求める。そして、判定部６０６は、この自己相関値が所定の閾値を超えたタイミングでパケットを発見する。
ここで、乗算部６０３が出力する受信信号と遅延信号との複素共役乗算結果は、Ｌ−ＳＴＦの既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返しが開始してから０．８マイクロ秒後からＬ−ＳＴＦが終了する８．０マイクロ秒まで、図８中の参照番号８０５で示すように、一定値となる矩形形状となる。平均部６０４がこの区間に相当する７．２マイクロ秒分の移動平均を計算すると、図７中の参照番号７０６で示すように、上記の矩形形状が積分されて３角形状となる。したがって、判定部６０６は、Ｌ−ＳＴＦ区間長の移動平均と閾値を比較して、パケット発見判定をすることができる。
図８には、パケット発見部５０１の他の構成例を示している。
遅延部８０１は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期に相当する０．８マイクロ秒間隔の受信信号を保持し、遅延信号として出力する。また、複素共役部８０２は、遅延部８０１が出力する遅延信号の共役複素数をとる。乗算部８０３では、受信信号と既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期間隔（０．８マイクロ秒）分の遅延信号との複素共役乗算を行なう。そして、第１の平均部８０６は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの１繰り返し周期を移動平均区間として移動平均を求める。１繰り返し周期分の移動平均は、図７中の参照番号７０８で示しているが、同図の参照番号７０７で示した、５繰り返し周期に相当する４マイクロ秒を区間とした移動平均よりも低い台形形状となる。
また、複素共役部８０５は受信信号の共役複素数をとり、乗算部８０５では受信信号同士の複素共役乗算を行なって受信号電力を求める。そして、第２の平均部８０７は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期２個分の区間にわたる移動平均をとって、平均受信電力（受信サンプルの２乗の移動平均）を求める。
正規化部８０８は、第１の平均部８０６から出力される自己相関を、第２の平均部８０７から出力される平均受信電力で逐次正規化する。受信機はＡＧＣゲインを最大に設定して受信待機するが、ここでの正規化処理によって、パケット先頭でのＡＧＣゲインの変動の影響を排除することができる。
後段の直列接続された８個の遅延部８０９〜８１６は、それぞれ既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期に相当する０．８マイクロ秒の遅延時間を持つ遅延素子からなる。遅延部８０９〜８１６の個数は、既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数に相当する。図９には、正規化部８０８で正規化された、１繰返し周期を移動平均区間とする移動平均が、８個の遅延部８０９〜８１６によって繰り返し周期（０．８マイクロ秒）ずつ遅延が与えられている様子を示している。同図中の参照番号９０１は正規化部８０８の出力であり、参照番号９０２〜９０９はそれぞれ各遅延部８０９〜８１６の出力である。
合計部８１７は、正規化部８０８の出力及びすべての遅延部８０９〜８１６の出力９０１〜９０９の合計をとる。この合計値は、Ｌ−ＳＴＦ区間全体を移動平均区間とした正規化自己相関を求めることに相当し、図９中の参照番号９１０で示すような３角形状となる。したがって、判定部８１８は、合計部８１７の出力と閾値（図９中の参照番号９１１）を比較して、パケット発見判定をすることができる。
図１０には、図５に示した同期回路１２２内のタイミング推定部５０２の内部構成例を示している。タイミング推定部５０２は、パケット発見部５０１がＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎのプリアンブルのＬ−ＳＴＦ区間でパケット発見した後に起動して、Ｌ−ＬＴＦ区間で既知信号との相互相関を求めてそのピークを基に、タイミング推定を行なう。また、本実施形態では、タイミング推定部５０２が求めたピークの絶対値があらかじめ定めた閾値に満たないときには、制御部５０５がパケット発見を取り消して再びパケット探索を始めるようになっている。
遅延部１００１は、それぞれサンプル周期に相当する遅延時間を持つ複数の遅延素子を直列接続して構成され、全体としてはタイミング推定区間の遅延時間を与える。一方、プリアンブル保持部１０００は規格で定義されている既知トレーニング・シーケンスＬＴＳのパターン（すなわち、タイミング推定のための既知信号パターン）を保持している。そして、受信信号サンプルを遅延部１００１の各遅延素子で１サンプルずつ遅延させ、各々の遅延信号をプリアンブル保持部１０００の保持パターンと掛け合わせ、合計部１００３でこれらを合計して内積を求めることで、相互相関値を得ることができる。
各受信ブランチでは、新しい受信信号サンプルが入力される度に、上述したように内積を計算すると、絶対値算出部１００５でその絶対値を求める。加算器１００７は、受信ブランチ毎に求められた相互相関の絶対値を合算して、相互相関関数を得る。そして、ピーク検出部１００８は、相互相関関数のピーク位置を推定タイミングとする。また、ピーク検出部１００８は、相互相関関数のピーク位置と大きさ（絶対値あるいは絶対値の２乗など）を制御部５０５に出力する。
制御部５０５は、ピーク位置をバッファのデータ読み出しアドレスに変換し、ＯＦＤＭシンボルの読み出しに使用する。また、制御部５０５は、ピーク位置における相互相関関数の大きさを所定の閾値と比較することによって、Ｌ−ＬＴＦのパターン発見再確認の判定を行なう。
ここで、相互相関関数の大きさが閾値を下回る場合、制御部５０５は、パケット発見部５０１に対してリセットを発行することによって、パケットの発見を取り消し、再び受信信号からパケットの探索を開始させる。これに伴い、制御部５０５は、タイミング推定部５０２、周波数オフセット推定部５０３、並びにノイズ推定部５０４の各推定回路に対してもリセットを発行して、再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる。
図１１には、図５に示した同期回路１２２内の周波数オフセット推定部５０３の内部構成例を示している。周波数オフセット推定部５０３は、パケット発見部５０１がＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎのプリアンブルのＬ−ＳＴＦ区間でパケット発見した後に起動して、Ｌ−ＬＴＦ区間でＬＴＳの繰り返し周期での自己相関を求めて、ＬＴＳの繰り返し周期毎の位相回転量を計測する。また、本実施形態では、周波数オフセット推定部５０３が求めた自己相関の大きさがあらかじめ定めた閾値に満たないときには、制御部５０５がパケット発見を取り消して再びパケット探索を始めるようになっている。
遅延部１１０１は、既知トレーニング・シーケンスＬＴＳの繰り返し周期分の受信信号を保持し、遅延信号として出力する。また、複素共役部１１０２は、この遅延信号の共役複素数をとる。そして、乗算部１１０３では、受信信号と既知トレーニング・シーケンスＬＴＳの繰り返し周期間隔分の遅延信号との複素共役乗算を行なう。そして、このような複素共役乗算を受信ブランチ毎に行ない、加算器１１０７でこれらを合計し、さらに平均部１１０８で平均して、Ｌ−ＬＴＦにおける受信信号のＬＴＳ繰り返し周期での自己相関を求める。
ここで求められた自己相関の位相成分は、ＬＴＳ繰り返し周期間隔の間の位相回転であり、周波数オフセットとして発振器５０７の補正に使用する。
また、制御部５０５は、周波数オフセット推定部５０３で求められた自己相関を入力すると、その強度（すなわち、自己相関の絶対値）を算出して、所定の閾値と比較することによって、Ｌ−ＬＴＦのパターン発見再確認の判定を行なう。
ここで、自己相関の絶対値（すなわち、振幅成分）が閾値を下回る場合には、制御部５０５は、パケット発見部５０１によるパケットの誤発見と判定する。この場合、制御部５０５は、パケット発見部５０１に対してリセットを発行することによって、パケットの発見を取り消し、再び受信信号からパケットの探索を開始させる。これに伴い、制御部５０５は、タイミング推定部５０２、周波数オフセット推定部５０３、並びにノイズ推定部５０４の各推定回路に対してもリセットを発行して、再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる。
図１２には、図５に示した同期回路１２２内のノイズ推定部５０４の内部構成例を示している。ノイズ推定部５０４は、パケット発見部５０１がＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎのプリアンブルのＬ−ＳＴＦ区間でパケット発見した後に起動して、Ｌ−ＬＴＦ区間でＬＴＳの繰り返し周期で信号電力とノイズ電力を算出し、ＳＮＲを推定する。また、本実施形態では、ＳＮＲがあらかじめ定めた閾値以下となるときには、制御部５０５がパケット発見を取り消して再びパケット探索を始めるようになっている。
周波数補正部１２０１は、受信信号の周波数オフセットを補正する。遅延回路１２０３はＬＴＳ繰り返し周期分の遅延信号を生成し、差分器１２０５で繰り返し周期間の差分をとってノイズ成分を抽出し、さらに２乗器１２０９で差分の２乗値を求め、ノイズ電力を得る。他方の２乗器１２０７では信号の２乗値を算出して、信号電力を得る。そして、推定部１２１１は、受信ブランチ毎に求めた信号電力及びノイズ電力を入力して、これら２乗値の比を基にＳＮＲを推定する。
また、制御部５０５は、ノイズ推定部５０４で推定されたＳＮＲを入力すると、所定の閾値と比較することによって、Ｌ−ＬＴＦのパターン発見再確認の判定を行なう。
ここで、ＳＮＲが閾値を下回る場合には、制御部５０５は、パケット発見部５０１によるパケットの誤発見と判定する。この場合、制御部５０５は、パケット発見部５０１に対してリセットを発行することによって、パケットの発見を取り消し、再び受信信号からパケットの探索を開始させる。これに伴い、制御部５０５は、タイミング推定部５０２、周波数オフセット推定部５０３、並びにノイズ推定部５０４の各推定回路に対してもリセットを発行して、再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる。
このように、本実施形態に係る受信機によれば、同期回路１２２は、パケットを発見した後にタイミング、周波数オフセット、ＳＮやチャネルを推定する際に求めるさまざまな指標で再びパケットの存在を再確認するので、これら復調に必要な情報を収集する機会を逸することなく、パケット発見の精度を向上させることが可能となる。
また、本実施形態に係る受信機によれば、同期回路１２２内のパケット発見部５０１で所望のプリアンブル以外の信号でパケットを誤発見した場合であっても、パケットの受信タイミング、周波数オフセット、ＳＮＲなど復調に必要な情報を収集する過程でのリセットを導入することで、続くシンボルの無意味なデコードを防ぐようになっている。したがって、従来はパケット探索ができなくなっていたパケット誤判定からパケット・エラー検出までの期間も、早期にパケット探索を開始することによって、通信容量を向上させることが可能である。
したがって、本実施形態に係る受信機によれば、最初のパケット発見の感度を高く設定できるようになり、低ＳＮ部分などで通信容量を向上させ、通信範囲を広げることが可能となる。
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
本明細書では、複数のアンテナを備えチャネル特性に応じた送信ビーム・フォーミングを行なうＭＩＭＯ通信機を採り上げているが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。単一の送受信アンテナからなるＳＩＳＯ通信機にも同様に本発明を適用することができる。
また、本発明の適用範囲は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎなどの無線ＬＡＮ規格に限定されるものではなく、さまざまなディジタル無線技術に遍く本発明を利用することができる。
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
図１は、本発明の一実施形態に係る受信機の構成例を示した図である。 図２は、受信ブランチ毎のＲＦ部１３０内の構成例を示した図である。 図３は、レガシー・モードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。 図４は、ＭＭ動作モードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。 図５は、同期回路１２２の内部構成例を示した図である。 図６は、パケット発見部５０１の内部構成例を示した図である。 図７は、図６に示したパケット発見部５０１の動作タイミング・チャートを示した図である。 図８は、パケット発見部５０１の他の構成例を示した図である。 図９は、正規化部８０８で正規化された、１繰返し周期を移動平均区間とする移動平均が、８個の遅延部８０９〜８１６によって繰り返し周期（０．８マイクロ秒）ずつ遅延が与えられている様子を示した図である。 図１０は、図５に示した同期回路１２２内のタイミング推定部５０２の内部構成例を示した図である。 図１１は、図５に示した同期回路１２２内の周波数オフセット推定部５０３の内部構成例を示した図である。 図１２は、図５に示した同期回路１２２内のノイズ推定部５０４の内部構成例を示した図である。 図１３は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおけるフレーム・フォーマットを示した図である。 図１４は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇで規定されているプリアンブル構成を示した図である。
符号の説明
２１…低雑音アンプ（ＬＮＡ）
２２…直交変調器
２３…ＡＧＣアンプ
２４…アナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）
１００…データ取得部
１０２…デスクランブラ
１０４…復号器
１０６…データ合成部
１０８…デパンクチャ
１１０…デインタリーバ
１１２…デマッパー
１１４…チャネル等化回路
１１６…空間分離部
１１６ａ…チャネル行列推定部
１１６ｂ…アンテナ重み行列演算部
１１６ｃ…アンテナ重み行列乗算部
１１８…高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
１２０…ガード除去部
１２２…同期回路
１２４…受信ＩＱ誤差補正部
１２６…ディジタル・フィルタ
１２８…ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
１３０…ＲＦ部
５０１…パケット発見部
５０２…タイミング推定部
５０３…周波数オフセット推定部
５０４…ノイズ推定部
５０５…制御部
５０６…バッファ
５０７…発振器
６０１…遅延部
６０２…複素共役部
６０３…乗算部
６０４…平均部
６０６…判定部
８０１…遅延部
８０２…乗算部
８０３…複素共役部
８０４…乗算部
８０５…複素共役部
８０６…第１の平均部
８０７…第２の平均部
８０８…正規化部
８０９〜８１６…遅延部
８１７…合計部
８１８…判定部
１０００…プリアンブル保持部
１００１…遅延部
１００３…合計部
１００５…絶対値算出部
１００７…加算器
１００８…ピーク検出部
１１０１…遅延部
１１０２…複素共役部
１１０３…乗算部
１１０７…加算器
１１０８…平均部
１２０１…周波数補正部
１２０３…遅延回路
１２０５…差分器
１２０７、１２０９…２乗器
１２１１…ＳＮ推定部

Claims (11)

  1. 受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見部と、
    前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記プリアンブルに含まれるべき既知信号と受信信号との相互相関関数のピーク位置における相互相関関数の大きさ（絶対値）を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見部によるパケット発見を再確認するパケット発見再確認部と、
    前記パケット発見再確認部が前記パケット発見部によるパケットの誤発見を検出したことに応じて、前記パケット発見部によるパケットの発見を取り消して再び受信信号からパケットの探索を開始させる制御部と、
    を具備することを特徴とする同期回路。
  2. 受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見部と、
    タイミング推定のための既知信号と受信信号との相互相関関数のピーク位置を基にタイミングを推定するタイミング推定部と、
    前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記タイミング推定部で求められた相互相関関数のピーク位置における相互相関関数の大きさ（絶対値）を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見部によるパケット発見を再確認するパケット発見再確認部と、
    前記パケット発見再確認部が前記パケット発見部によるパケットの誤発見を検出したことに応じて、前記パケット発見部によるパケットの発見を取り消して再び受信信号からパケットの探索を開始させる制御部と、
    を具備することを特徴とする同期回路。
  3. 受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見部と、
    前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、受信信号の前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期での自己相関の絶対値を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見部によるパケット発見を再確認するパケット発見再確認部と、
    前記パケット発見再確認部が前記パケット発見部によるパケットの誤発見を検出したことに応じて、前記パケット発見部によるパケットの発見を取り消して再び受信信号からパケットの探索を開始させる制御部と、
    を具備することを特徴とする同期回路。
  4. 受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見部と、
    受信信号の前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期での自己相関を求め、該自己相関の位相から前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期間隔の間の位相回転を推定する周波数オフセット推定部と、
    前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記周波数オフセット推定部で求められた自己相関の絶対値を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見部によるパケット発見を再確認するパケット発見再確認部と、
    前記パケット発見再確認部が前記パケット発見部によるパケットの誤発見を検出したことに応じて、前記パケット発見部によるパケットの発見を取り消して再び受信信号からパケットの探索を開始させる制御部と、
    を具備することを特徴とする同期回路。
  5. 受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見部と、
    受信信号の前記既知トレーニング・シーケンスを用いて信号対ノイズ比を求めるノイズ推定部と、
    前記パケット発見部がパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記ノイズ推定部で求められた信号対ノイズ比を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見部によるパケット発見を再確認するパケット発見再確認部と、
    前記パケット発見再確認部が前記パケット発見部によるパケットの誤発見を検出したことに応じて、前記パケット発見部によるパケットの発見を取り消して再び受信信号からパケットの探索を開始させる制御部と、
    を具備することを特徴とする同期回路。
  6. 前記パケット発見部は、受信信号と前記既知トレーニング・シーケンスの１繰り返し周期分だけ前に受信した遅延信号との複素共役乗算結果の移動平均をとって受信信号の自己相関を求め、自己相関閾値の比較結果を基にパケット発見を判定する、
    ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の同期回路。
  7. 受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見ステップと、
    前記パケット発見ステップでパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記プリアンブルに含まれるべき既知信号と受信信号との相互相関関数のピーク位置における相互相関関数の大きさ（絶対値）を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見ステップにおけるパケット発見を再確認するパケット発見再確認ステップと、
    前記パケット発見ステップにおけるパケットの誤発見を前記パケット発見再確認ステップで検出したことに応じて、パケットの発見を取り消し、前記パケット発見ステップにおいて再び受信信号からパケットの探索を開始させるとともに、前記推定ステップにおける推定処理をリセットし再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる制御ステップと、
    を有することを特徴とする同期方法。
  8. 受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見ステップと、
    タイミング推定のための既知信号と受信信号との相互相関関数のピーク位置を基にタイミングを推定するタイミング推定ステップと、
    前記パケット発見ステップでパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記タイミング推定ステップで求められた相互相関関数のピーク位置における相互相関関数の大きさ（絶対値）を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見ステップにおけるパケット発見を再確認するパケット発見再確認ステップと、
    前記パケット発見ステップにおけるパケットの誤発見を前記パケット発見再確認ステップで検出したことに応じて、パケットの発見を取り消し、前記パケット発見ステップにおいて再び受信信号からパケットの探索を開始させるとともに、前記推定ステップにおける推定処理をリセットし再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる制御ステップと、
    を有することを特徴とする同期方法。
  9. 受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見ステップと、
    前記パケット発見ステップでパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、受信信号の前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期での自己相関の絶対値を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見ステップにおけるパケット発見を再確認するパケット発見再確認ステップと、
    前記パケット発見ステップにおけるパケットの誤発見を前記パケット発見再確認ステップで検出したことに応じて、パケットの発見を取り消し、前記パケット発見ステップにおいて再び受信信号からパケットの探索を開始させるとともに、前記推定ステップにおける推定処理をリセットし再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる制御ステップと、
    を有することを特徴とする同期方法。
  10. 受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見ステップと、
    受信信号の前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期での自己相関を求め、該自己相関の位相から前記既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期間隔の間の位相回転を推定する周波数オフセット推定ステップと、
    前記パケット発見ステップでパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記周波数オフセット推定ステップで求められた自己相関の絶対値を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見ステップにおけるパケット発見を再確認するパケット発見再確認ステップと、
    前記パケット発見ステップにおけるパケットの誤発見を前記パケット発見再確認ステップで検出したことに応じて、パケットの発見を取り消し、前記パケット発見ステップにおいて再び受信信号からパケットの探索を開始させるとともに、前記推定ステップにおける推定処理をリセットし再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる制御ステップと、
    を有することを特徴とする同期方法。
  11. 受信信号からパケットの先頭に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルを探索して、パケットを発見するパケット発見ステップと、
    受信信号の前記既知トレーニング・シーケンスを用いて信号対ノイズ比を求めるノイズ推定ステップと、
    前記パケット発見ステップでパケットを発見した以降のプリアンブルに相当する区間の受信信号を用いて、前記ノイズ推定ステップで求められた信号対ノイズ比を所定の閾値と比較することによって、前記パケット発見ステップにおけるパケット発見を再確認するパケット発見再確認ステップと、
    前記パケット発見ステップにおけるパケットの誤発見を前記パケット発見再確認ステップで検出したことに応じて、パケットの発見を取り消し、前記パケット発見ステップにおいて再び受信信号からパケットの探索を開始させるとともに、前記推定ステップにおける推定処理をリセットし再度のパケット発見に基づくそれぞれの推定処理を行なわせる制御ステップと、
    を有することを特徴とする同期方法。
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