JP4705839B2

JP4705839B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP4705839B2
Application number: JP2005327527A
Authority: JP
Inventors: 政道名和; 建文澤田
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2005-11-11
Filing date: 2005-11-11
Publication date: 2011-06-22
Anticipated expiration: 2025-11-11
Also published as: JP2007135343A

Description

本発明は、電力変換装置に係り、特に、ＰＷＭ駆動制御と矩形波駆動制御を切り換えて電動機を駆動することのできる電力変換装置に関する。

従来、交流電動機の制御に際しては、トルク制御が容易で、かつきめ細やかな制御が可能であるＰＷＭ駆動制御が広く用いられてきた。しかし、ＰＷＭ制御は、直流電源の電圧利用が限られている。このため高回転、高トルク領域での駆動には適さない。一方、矩形波駆動制御は直流電源の最大電圧を電動機に印加することが可能である。また、高回転領域では、弱め界磁制御により交流電動機の電圧を抑えるＰＷＭ制御に比して効率が向上する。また、交流電動機の動作範囲を拡大することができる。

ところで、交流電動機の運転に際して、ＰＷＭ駆動制御あるいは矩形波駆動制御を選択して利用する場合、両制御の切り換え時に、電動機に印加される電圧の差によってトルク変動が生じる。このトルク変動を抑制する技術として、特許文献１，２が知られている。

特許文献１には、上記ＰＷＭ駆動制御と矩形波駆動制御を切換える際、交流電動機に流れる電流に対し、オフセット調整を施すことによりトルク変動を低減することのできるモータ制御装置が示されている。また、特許文献２には、ＰＷＭ駆動と矩形波駆動制御を切換える際、ＰＷＭ駆動と矩形波駆動の中間の領域を設け、位相と電圧を連続的に変化させてトルク変動を低減することのできるモータ制御装置が示されている。
特開２００４−２３９２０号公報特開平１１−２８５２８８号公報

特許文献１に示されるモータ制御装置は、ＰＷＭ駆動制御時の交流電動機への印加電圧と矩形波駆動制御時の交流電動機への印加電圧に差があり、この印加電圧の差によって発生するＰＷＭ駆動制御と矩形波駆動制御との切換え時のオフセットを検出し、このオフセットを打ち消すようにインバータを制御している。しかし、制御切換え時に発生する印加電圧の差は電流の急激な変化を引き起こし、交流電動機の発生トルクを急変させることになる。
特許文献２に示されるモータ制御装置は、ＰＷＭ駆動制御から矩形波駆動制御に切り換える際、切換前後の電圧波形に対する中間の位相と振幅をもつ変形正弦波信号に基づくＰＷＭ処理を行って変換制御信号を生成し、また、矩形波を、無限大または十分に大きな振幅をもつ正弦波であると仮定し、切換前の電圧波形と切換後の電圧波形を異なる位相と振幅をもつ２つの正弦波として制御をしている。この際、矩形波駆動制御はＰＷＭ駆動制御と同様に一定周期の搬送波を用いて制御を行なっている。しかし、ＰＷＭ駆動制御と矩形波駆動制御の位相が異なるため、矩形波駆動制御における高回転領域において位相遅れが生じる。この位相遅れを生じさせないようにするためには、交流電動機回転数の周期に合わせて矩形パルス電圧を生成する必要がある。

本発明は、これらの問題点に鑑みてなされたもので、交流電動機に印加する電圧を急激に変化させることを防止し、交流電動機のトルク変動を防止することができる電力変換装置を提供することにある。

本発明は上記課題を解決するため、次のような手段を採用した。

直流電源からの直流電力を断続して交流電力に変換し交流電動機に供給するインバータと、前記交流電動機の回転位置を検出する手段および電動機に供給される電流を検出する手段を備え、検出したこれらの値および外部から与えられる指令値をもとに前記インバータを構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路を備え、該制御回路は、前記スイッチング素子を交流電力の各半波を断続して複数の矩形波を生成するＰＷＭ駆動制御と交流電力の各半波を半波単位で断続して単一の矩形波を生成する矩形波駆動制御とを切り換える切り換え手段を備え、ＰＷＭ駆動制御から矩形波駆動制御に切り換える際、現在の電圧ベクトル位相（θｖ１）の移動角速度（ω１）とＰＷＭ駆動制御の周期（Ｔｓ）の乗算結果を現在の電圧ベクトル位相（θｖ１）に加算した値を次回矩形波駆動演算タスク時の電圧ベクトル位相（θｓ１）とし、また、現在の電圧振幅と矩形波時の電圧振幅の差をｎ等分した結果を現在の電圧振幅に加算した値を次回電圧指令時の振幅とすることにより、矩形波駆動制御における電圧振幅指令値を搬送波周期毎行う演算タスク毎に段階に分けて増加させる。

本発明は、以上の構成を備えるため、交流電動機に印加する電圧を急激に変化させることを防止し、交流電動機のトルク変動を防止することができる。

以下、最良の実施形態を添付図面を参照しながら説明する。図１は、本実施形態に係る電力変換装置を説明する図である。図に示すように、制御回路２は交流電動機に印加する電圧を演算し、インバータ７を構成するスイッチング素子（パワーモジュール）をオンオフ制御する指令信号を生成し、生成した指令信号をパワーモジュール駆動回路３に送る。パワーモジュール駆動回路３は、受信した指令信号をもとにインバータ７を駆動して交流電動機５を回転駆動する。

交流電動機に供給される三相交流電流は電流検出器により検出し、制御回路２にフィードバックする。なお、図において、８はインバータ７の直流電源、６は交流電動機の回転子位置を検出するレゾルバ、９は外部コントローラからの入力指令信号である。

制御回路２が内蔵する演算装置１は、電圧指令として磁束方向（ｄ軸）の電流（ｉｄ）とｄ軸に直交する方向（ｑ軸）の電流（ｉｑ）を、交流電動機が最高効率でトルクを発生できるように演算する。また、前記演算後の電圧指令をＰＷＭ（パルス幅変調）信号に変換し、パワーモジュール駆動回路３を介してインバータ７を駆動する。なお、演算装置１は搬送波比較型ＰＷＭ生成装置を使用し、搬送波と前記演算装置により生成された目標電圧を比較しＰＷＭを生成する。

また、矩形波駆動制御は交流電動機の各相半周期分を１パルスとして出力する。このため、インバータ７からの出力電圧の振幅は固定される。また、交流電動機の出力の制御は出力電圧の位相を変化させることにより行う。

図２は、交流電動機の電圧ベクトル位相および位相区間を説明する図である。演算装置１は交流電動機に印加する電圧のベクトルを（１）〜（６）の６パターンのベクトルに分ける。演算装置は、所要のトルクを発生するために必要な電圧ベクトルの位相θｖを演算し、演算した電圧ベクトルの位相θｖについて、図２に示す位相区間（１）（３３０〜３０°）、（２）（３０〜９０°）、（３）（９０〜１５０°）、（４）（１５０〜２１０°）、（５）（２１０〜２７０°）、（６）（２７０〜３３０°）を設定する。

図３は、矩形波駆動制御時におけるインバータ出力を説明する図である。図３において、
（ａ）は演算装置のカウンタの計数値（電圧位相θｖ）を示し、（ｂ）は図２に示す位相区間（１）〜（６）を示し、（ｃ）は電圧指令演算タスク（演算の起動タイミング）を示し、（ｄ）は前記電圧位相θｖをもとの生成した搬送波を示し、（ｅ）は前記搬送波をもとに生成したＵ相パルス、（ｆ）は前記搬送波をもとに生成したＶ相パルス、（ｇ）は前記搬送波をもとに生成したＷ相パルスを示す。

例えば、図３のように、電圧ベクトル位相θｖが区間（３）（９０〜１５０°）にあるとき、演算装置１はＵ、Ｖ、Ｗ各相の電圧パルスパターンをそれぞれＯｆｆ、Ｏｎ、Ｏｆｆに設定する。このように、矩形波駆動では電圧ベクトルの位相が現時点でいずれの位相区間に存在するかを判断し、その存在する位相区間に応じた電圧ベクトルを出力するように制御する。

ここで、各位相区間の期間は交流電動機の電気的回転周期の約１／６周期である。矩形波駆動アルゴリズムでは、各位相区間の時間をＰＷＭ搬送波として利用する。よって、ＰＷＭ駆動制御時にＰＷＭ搬送波周期は特定固定周波数であるのに対し、矩形波駆動では矩形波用搬送波周期を交流電動機の電気角回転周期に応じて変化させ、交流電動機周期の約１／６周期とする。また、電圧指令の更新は搬送波の谷毎に更新する。

図４は、電力変換装置の駆動領域を説明する図である。電力変換装置を用いた交流電動機駆動制御においては、ＰＷＭ駆動制御と矩形波駆動制御でそれぞれ効率が相違する。図４において、横軸は回転数であり、縦軸はトルクである。モータは実線で囲まれた領域内で使用可能である。なお、点線で囲まれた高回転・高トルク領域１４では、電動機の逆起電圧が高くなるため、これに対処することが必要となる。

ここで、矩形波駆動では、高回転・高トルク領域１４において、最大電圧を印加することができる。このため、弱め界磁制御などを行うＰＷＭ駆動制御に比べ効率が向上する。

一方、矩形波駆動制御では、最大電圧を印加しているため、高回転・低トルク域においてＰＷＭ制御に比べて効率が下がる。また、矩形波駆動制御は、スイッチング周波数が低いため過電流が流れる可能性がある。したがって、前記高回転・高トルク領域においてのみ矩形波駆動制御を行うことが望ましい。

なお、交流電動機を電気車に装備することを想定すると、電気車制御装置からのトルク指令が、矩形波駆動制御とＰＭＷ駆動制御の切換え点付近で往復することが考えられる。このような場合には、頻繁に切換が発生することを抑制するため、両制御の切換えに図５示すようにヒステリシス１５を設けることが望ましい。

図６は、ＰＷＭ駆動制御と矩形波駆動制御の切り換え時の搬送波周波数の変化と演算タスクのタイミング、およびＰＷＭ駆動制御から矩形波駆動制御への切替え時に生成されるスイッチングパルス２３を示す図である。

図６において、時点ｔ０より前はＰＷＭ制御領域であり、時点ｔ０において矩形波制御領域に切り換えられる。矩形波駆動制御では搬送波の谷点毎に演算タスクを起動し、このタスクにより演算された電圧パターンは次回搬送波の谷点で出力される。設定される電圧パターンは後述するように電圧位相と電圧振幅を備える。

図６に示すように、矩形波駆動制御では搬送波の「谷」毎に演算タスクを起動し、このタスクにより設定された電圧パターンはマイコンの設定により搬送波の次回の「谷」の時点で出力される。電圧パターンは電圧位相と電圧振幅を備える。制御切り換え後の１回目演算タスク（矩形波駆動演算タスク）１７は現在の電圧振幅と矩形波時の電圧振幅の差をｎ等分し、現在の電圧振幅に加算し、次回電圧指令時の振幅とする。２回目の演算タスク１８では、現在の電圧振幅と前記ｎ等分された電圧を加算し次回電圧指令時の電圧ベクトル振幅とする。３回目の演算タスク１９からｎ−１回目までの演算タスクでは現在の矩形波駆動制御電圧パターンから１つ進んだ位相での電圧位相を設定する。

図７は、演算タスクの内容を説明する図である。ＰＷＭ駆動制御から矩形波駆動制御への切り換え後の、第１回の演算タスクでは、時点ｔ１においてタスクを起動する。次いで、現在の電圧ベクトル位相（θｖ１）の移動角速度（ω１）とＰＷＭ駆動制御の周期（Ｔｓ）を乗算し、その結果（ω１・Ｔｓ）を現在の電圧ベクトル位相（θｖ１）に加算して、加算結果（θｖ１＋ω１・Ｔｓ）を次回矩形波駆動演算タスク時の電圧ベクトル位相（θｓ１）とする。また、現在の電圧振幅と矩形波時の電圧振幅の差をｎ等分し、その結果を現在の電圧振幅に加算し、次回電圧指令時の振幅とする（ステップＳ１）。

第２回目の演算タスクでは、時点ｔ２においてタスクを起動する。第２回目の演算タスクでは、現在位相θｓ１に対し近い位置の矩形波電圧パターン切換時の位相を次回電圧指令時の電圧ベクトル位相とする。また、現在の電圧振幅と前記ｎ等分された電圧を加算し次回電圧指令時の電圧ベクトル振幅とする（ステップＳ２）。

第３回目からからｎ−１回目までの演算タスクでは、現在の矩形波駆動制御電圧パターンのから１つ進んだ位相を電圧位相として設定する。また、現在の電圧振幅と前記ｎ等分された電圧を加算した値を次回電圧指令時の電圧ベクトル振幅とする（ステップＳ３）。

第ｎ回目からの演算タスクでは、電圧指令を矩形波駆動時の電圧指令とする（ステップＳｎ）。なお、以上では、ＰＷＭ駆動制御から矩形波駆動制御への切り換えについて説明したが、矩形波駆動制御からＰＷＭ制御への切り換えについてもについても同様に行うことができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、矩形波駆動制御切り換え後の交流電動機印加電圧を段階的に上げることができるため、トルク変動を抑えることが可能である。また、電力変換装置を電気車に搭載された交流電動機に適用する場合には、交流電動機の可動範囲を広げることが可能であり、電気車の効率または駆動能力を拡大することができる。また、電気車の交流電動機においてＰＷＭ駆動制御と矩形波駆動制御を切換える際、位相遅れを発生させることなく、電圧を徐々に印加することができるため、トルク変動を防ぐことができる。また、トルク変動を防ぐことにより車両の振動を防ぎ、電気者搭乗者に不快を感じさせることがない。

本実施形態に係る電力変換装置を説明する図である。交流電動機の電圧ベクトル位相および位相区間を説明する図である。矩形波駆動制御時におけるインバータ出力を説明する図である。電力変換装置の駆動領域を説明する図である。ヒステリシス特性を説明する図である。ＰＷＭ駆動制御と矩形波駆動制御の切り換え時の搬送波周波数の変化と演算タスクのタイミングを示す図である。演算タスクの内容を説明する図である。

符号の説明

１演算装置
２制御回路
３パワーモジュール駆動回路
４三相交流電流
５交流電動機
６レゾルバ
７インバータ
８直流電源
９外部コントローラ

Claims

直流電源からの直流電力を断続して交流電力に変換し交流電動機に供給するインバータと、
前記交流電動機の回転位置を検出する手段および電動機に供給される電流を検出する手段を備え、検出したこれらの値および外部から与えられる指令値をもとに前記インバータを構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路を備え、
該制御回路は、前記スイッチング素子を交流電力の各半波を断続して複数の矩形波を生成するＰＷＭ駆動制御と交流電力の各半波を半波単位で断続して単一の矩形波を生成する矩形波駆動制御とを切り換える切り換え手段を備え、
ＰＷＭ駆動制御から矩形波駆動制御に切り換える際、現在の電圧ベクトル位相（θｖ１）の移動角速度（ω１）とＰＷＭ駆動制御の周期（Ｔｓ）の乗算結果を現在の電圧ベクトル位相（θｖ１）に加算した値を次回矩形波駆動演算タスク時の電圧ベクトル位相（θｓ１）とし、また、現在の電圧振幅と矩形波時の電圧振幅の差をｎ等分した結果を現在の電圧振幅に加算した値を次回電圧指令時の振幅とすることにより、矩形波駆動制御における電圧振幅指令値を搬送波周期毎行う演算タスク毎に段階に分けて増加させることを特徴とする電力変換装置。
請求項１記載の電力変換装置において、
前記駆動回路は、電動機を高回転数かつ高トルクで運転するときＰＷＭ駆動制御から矩形波駆動制御に切り換えることを特徴とする電力変換装置。