JP2010279110A - インバータ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】PWM制御と矩形波制御の切替時に発生するトルク変動及びトルク振動をともに抑えることが可能なインバータ装置を提供することを目的とする。
【解決手段】PWM制御から矩形波制御への切替時、又は、矩形波制御からPWM制御への切替時、インバータ回路81からモータ85に出力される電圧の振幅が保たれるように、矩形波駆動信号のハイレベル及びローレベルにおいて、それぞれ、一定間隔毎に所定幅ずつチョッピングする。
【選択図】図1
【解決手段】PWM制御から矩形波制御への切替時、又は、矩形波制御からPWM制御への切替時、インバータ回路81からモータ85に出力される電圧の振幅が保たれるように、矩形波駆動信号のハイレベル及びローレベルにおいて、それぞれ、一定間隔毎に所定幅ずつチョッピングする。
【選択図】図1
Description
本発明は、PWM制御や矩形波制御によりモータの駆動を制御するインバータ装置に関する。
図8は、従来のインバータ装置を示す図である。
図8に示すインバータ装置80は、インバータ回路81と、PWM制御ブロック82と、矩形波制御ブロック83と、制御切替部84とを備えて構成されている。
図8に示すインバータ装置80は、インバータ回路81と、PWM制御ブロック82と、矩形波制御ブロック83と、制御切替部84とを備えて構成されている。
インバータ回路81は、複数のスイッチング素子を備え、それらスイッチング素子がオン、オフすることにより直流電源から出力される電圧をU相、V相、W相の3相交流電圧に変換してモータ85に出力する。これにより、モータ85に3相交流電流が流れ回転磁界が発生しモータ85の回転子が回転する。
PWM制御ブロック82は、外部から入力されるトルク指令値Trefと、電流センサ86により検出されるモータ85のU相電流Iuと、電流センサ87により検出されるモータ85のW相電流Iwと、位置検出部88により検出されるモータ85の回転子の電気角θとに基づいて、PWM制御によりPWM駆動信号Vu1、Vv1、Vw1を出力する。例えば、PWM制御ブロック82は、図9(a)に示すように、電圧指令値の振幅が基準三角波の振幅以下であるときの正弦波PWM制御によりPWM駆動信号を出力したり、図9(b)に示すように、電圧指令値の振幅が基準三角波の振幅よりも大きいときの過変調PWM制御によりPWM駆動信号を出力する。
矩形波制御ブロック83は、外部から入力されるトルク指令値Trefと、制御切替部84から出力される駆動信号Vu*、Vv*、Vw*と、位置検出部88により検出される電気角θ、U相電流Iu、W相電流Iwとに基づいて、矩形波制御により矩形波駆動信号Vu2、Vv2、Vw2を出力する。例えば、矩形波制御ブロック83は、図9(c)に示すような矩形波駆動信号を出力する。
制御切替部84は、インバータ回路81の各スイッチング素子をオン、オフさせるための駆動信号Vu*、Vv*、Vw*として、PWM制御ブロック82から出力されるPWM駆動信号Vu1、Vv1、Vw1又は矩形波制御ブロック83から出力される矩形波駆動信号Vu2、Vv2、Vw2を選択する。例えば、制御切替部84は、図9(d)に示すように、モータ85の回転子の回転数が上昇してモータ85のトルクが小さくなる場合において、そのトルクがある閾値よりも小さくなると、PWM制御から矩形波制御に切り替えるために、矩形波制御ブロック83から出力される矩形波駆動信号Vu2、Vv2、Vw2を選択する。
ところで、上記インバータ装置80では、図10に示すようなPWM制御から矩形波制御への切替時や矩形波制御からPWM制御への切替時において、インバータ回路81からモータ85に出力される電圧の振幅に大きな差が生じてしまうため、モータ85に流れる電流が大きく変化してトルク変動が発生してしまう。
そこで、例えば、PWM制御から矩形波制御への切替時、図11に示すように、電圧指令値の振幅を増加させてPWM制御ブロック82から出力されるPWM駆動信号を矩形波制御ブロック83から出力される矩形波駆動信号に近づけてから矩形波制御に切り替えるものがある。
また、PWM制御と矩形波制御の切替時、電圧振幅を一定に保ちつつ、トルクが一定になるように、PWM駆動信号の位相をずらすものもある(例えば、特許文献1参照)。
しかしながら、PWM制御と矩形波制御の切替時、図12(a)に示すように、電圧指令値の振幅を増減したり、図12(b)に示すように、PWM駆動信号の位相をずらす場合では、PWM駆動信号の位相が大きく変化するため、インバータ回路81の出力電圧が大きく揺らいでしまい大きなトルク振動が発生してしまう。
そこで、本発明では、PWM制御と矩形波制御の切替時に発生するトルク変動及びトルク振動をともに抑えることが可能なインバータ装置を提供することを目的とする。
本発明のインバータ装置は、複数のスイッチング素子を備え、駆動信号に基づいて複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより直流電源から出力される電圧を互いに位相が異なる交流に変換してモータの駆動を制御するインバータ回路と、PWM制御により複数のスイッチング素子をオン、オフさせるためのPWM駆動信号を出力するPWM制御手段と、矩形波制御により複数のスイッチング素子をオン、オフさせるための矩形波駆動信号を出力する矩形波制御手段と、駆動信号としてPWM駆動信号又は矩形波駆動信号を選択する制御切替手段とを備え、矩形波制御手段は、制御切替手段に選択される駆動信号としてPWM駆動信号から矩形波駆動信号に切り替わる際、又は、矩形波駆動信号からPWM駆動信号に切り替わる際、矩形波駆動信号のハイレベルにおいて一定間隔毎に所定幅ずつローレベルにするとともに、矩形波駆動信号のローレベルにおいて一定間隔毎に所定幅ずつハイレベルにするとともに、所定幅を徐々に変化させるチョッピング手段を備える。
これにより、PWM制御から矩形波制御への切替時、又は、矩形波制御からPWM制御への切替時、インバータ回路からモータへの出力電圧を徐々に変化させることができるため、モータに流れる電流の変動が小さくなりトルク変動を抑えることができる。また、PWM制御で使用される電圧指令値の振幅の増減を行わずに、PWM制御から矩形波制御へ切り替える、又は、矩形波制御からPWM制御へ切り替えるため、電圧指令値の振幅の増減に伴う駆動信号の位相の変化が小さくなってインバータ回路の出力電圧の揺らぎが小さくなりトルク振動を抑えることができる。
また、チョッピング手段は、PWM駆動信号から矩形波駆動信号に切り替わる際、所定幅がゼロになるまで所定幅を所定量ずつ小さくさせ、矩形波駆動信号からPWM駆動信号に切り替わる際、インバータ回路の出力電圧の振幅がPWM制御時におけるインバータ回路の出力電圧の最大振幅以下になるまで所定幅を所定量ずつ大きくさせるように構成してもよい。
また、PWM制御手段は、さらに過変調PWM制御により複数のスイッチング素子をオン、オフさせるためのPWM駆動信号を出力するように構成してもよい。
本発明によれば、PWM制御や矩形波制御によりモータの駆動を制御するインバータ装置において、PWM制御と矩形波制御の切替時に発生するトルク変動及びトルク振動をともに抑えることができる。
本発明の実施形態のインバータ装置の特徴とする点は、PWM制御から矩形波制御に切り替える際、又は、矩形波制御からPWM制御に切り替える際、矩形波駆動信号のハイレベルにおいて一定間隔で所定幅ずつローレベルにするとともに、矩形波駆動信号のローレベルにおいて一定間隔で所定幅ずつハイレベルにする、すなわち、図1に示すように、矩形波駆動信号を一定間隔毎にチョッピングする(以下、擬似矩形波制御という)とともに、チョッピング幅を徐々に変化させる点である。
これにより、本発明の実施形態のインバータ装置では、PWM制御から矩形波制御への切替時、又は、矩形波制御からPWM制御への切替時、図2(a)又は図2(b)に示すように、インバータ回路からモータへの出力電圧を徐々に変化させることができるため、モータに流れる電流の変動が小さくなりトルク変動を抑えることができる。
また、本発明の実施形態のインバータ装置では、PWM制御で使用される電圧指令値の振幅の増減を行わずに、PWM制御から矩形波制御へ切り替える、又は、矩形波制御からPWM制御へ切り替えるため、電圧指令値の振幅の増減に伴う駆動信号の位相の変化が小さくなってインバータ回路の出力電圧の揺らぎが小さくなりトルク振動を抑えることができる。
以下、本発明の実施形態のインバータ装置の構成と動作について説明する。
図3は、本発明の実施形態のインバータ装置の構成を示す図である。なお、図8に示す構成と同じ構成には同じ符号を付しその説明を省略する。
図3は、本発明の実施形態のインバータ装置の構成を示す図である。なお、図8に示す構成と同じ構成には同じ符号を付しその説明を省略する。
図3に示すインバータ装置1は、インバータ回路81と、PWM制御ブロック2(PWM制御手段)と、矩形波制御ブロック3(矩形波制御手段)と、制御切替部4(制御切替手段)とを備えて構成されている。
PWM制御ブロック2は、座標変換部5、6と、トルク/電流指令値変換部7と、減算部8、9と、電流制御部10と、PWM発生部11とを備えて構成されている。
座標変換部5は、U相電流Iu及びW相電流Iwからモータ85のV相電流Ivを求め、位置検出部88により検出される電気角θに基づいて、U相電流Iu、V相電流Iv、及びW相電流Iwをd軸電流Id及びq軸電流Iqに変換する。なお、d軸電流Idはモータ85に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、q軸電流Iqはモータ85に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。
座標変換部5は、U相電流Iu及びW相電流Iwからモータ85のV相電流Ivを求め、位置検出部88により検出される電気角θに基づいて、U相電流Iu、V相電流Iv、及びW相電流Iwをd軸電流Id及びq軸電流Iqに変換する。なお、d軸電流Idはモータ85に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、q軸電流Iqはモータ85に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。
トルク/電流指令値変換部7は、外部から入力されるトルク指令値Trefを、d軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*に変換する。例えば、トルク/電流指令値変換部7は、不図示の記憶部に予め記憶されるトルク指令値Trefとd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*とが対応付けられたテーブルを用いてトルク/電流指令値変換を行う。
減算部8は、d軸電流指令値Id*とd軸電流Idとの差分ΔIdを算出する。
減算部9は、q軸電流指令値Iq*とq軸電流Iqとの差分ΔIqを算出する。
電流制御部10は、差分ΔIdに基づいてd軸電圧指令値Vd*を算出し、差分ΔIqに基づいてq軸電圧指令値Vq*を算出する。
減算部9は、q軸電流指令値Iq*とq軸電流Iqとの差分ΔIqを算出する。
電流制御部10は、差分ΔIdに基づいてd軸電圧指令値Vd*を算出し、差分ΔIqに基づいてq軸電圧指令値Vq*を算出する。
座標変換部6は、位置検出部88により検出される電気角θに基づいて、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を電圧指令値Vu、Vv、Vwに変換する。
PWM発生部11は、PWM制御により三角基準波と電圧指令値Vu、Vv、Vwとの比較結果に基づいて、インバータ回路81の各スイッチング素子をオン、オフさせるためのPWM駆動信号Vu1、Vv1、Vw1を出力する。
PWM発生部11は、PWM制御により三角基準波と電圧指令値Vu、Vv、Vwとの比較結果に基づいて、インバータ回路81の各スイッチング素子をオン、オフさせるためのPWM駆動信号Vu1、Vv1、Vw1を出力する。
矩形波制御ブロック3は、チョッピングデューティ調整部12と、座標変換部13と、トルク演算部14と、減算部15と、電圧位相制御部16と、出力タイミング計算部17と、内部カウンタ18と、矩形波発生部19とを備えて構成されている。なお、特許請求の範囲におけるチョッピング手段は、チョッピングデューティ調整部12、出力タイミング計算部17、内部カウンタ18、及び矩形波発生部19などにより構成されるものとする。
チョッピングデューティ調整部12は、擬似矩形波制御時のチョッピングデューティDの初期値Dfを演算する。例えば、チョッピングデューティ調整部12は、初期値Df=((切替直前におけるインバータ回路81の出力電圧の振幅)×π)/(2√3×(インバータ回路81の入力電圧Vdc))を演算する。なお、インバータ回路81の出力電圧の振幅は、駆動信号Vu*、Vv*、Vw*の線間電圧により求めるものとする。これにより、PWM制御から擬似矩形波制御に切り替える際、インバータ回路81からモータ85への出力電圧の振幅値を一定に保つことができるため、よりトルク変動を抑えることができる。
座標変換部13は、位置検出部88により検出される電気角θに基づいて、駆動信号Vu*、Vv*、Vw*をd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*に変換する。
トルク演算部14は、位置検出部88により時刻t1に検出される電気角θ1と時刻t2に検出される電気角θ2との差分Δθを、時刻t1と時刻t2との差分Δtで割ることによりモータ85の回転子の角速度ωを求め、その角速度ωと、座標変換部5により変換されたd軸電流Id及びq軸電流Iqと、座標変換部13により変換されたd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*とに基づいて、トルク推定値Tdet=(Vd*×Id+Vq*×Iq)/ωを演算する。擬似矩形波制御時、Vd、Vqはインバータ回路81の入力電圧Vdcと、チョッピングデューティDと、角速度ωとに基づいて電圧位相角指令値φref1から、(式1)(式2)で算出できる。
トルク演算部14は、位置検出部88により時刻t1に検出される電気角θ1と時刻t2に検出される電気角θ2との差分Δθを、時刻t1と時刻t2との差分Δtで割ることによりモータ85の回転子の角速度ωを求め、その角速度ωと、座標変換部5により変換されたd軸電流Id及びq軸電流Iqと、座標変換部13により変換されたd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*とに基づいて、トルク推定値Tdet=(Vd*×Id+Vq*×Iq)/ωを演算する。擬似矩形波制御時、Vd、Vqはインバータ回路81の入力電圧Vdcと、チョッピングデューティDと、角速度ωとに基づいて電圧位相角指令値φref1から、(式1)(式2)で算出できる。
Vd=2√3/π×D×Vdc×cos(φref1) (式1)
Vq=2√3/π×D×Vdc×sin(φref1) (式2)
減算部15は、外部から入力されるトルク指令値Trefとトルク推定値Tdetとのトルク差分値Tdifを算出する。
電圧位相制御部16では、トルク差分値Tdifを0にするように、電圧位相角指令値φref1を調整する。電圧位相角指令値φref1の調整は、例えば、トルク差分値Tdifをフィードバックして、トルク差分値Tdifが0となるように電圧位相角指令値φref1を制御するフィードバック制御で可能となる。それにより、トルク推定値Tdetをトルク指令値Trefと一致させることが可能となる。
出力タイミング計算部17は、予め設定されている矩形波駆動信号1周期におけるチョッピング回数nと、チョッピングデューティ調整部12により演算される初期値Dfと、電圧位相制御部16により演算される電圧位相角指令値φref1とに基づいて、制御切替後の矩形波駆動信号1周期分のチョッピング電圧位相角指令値φref2を求める。
例えば、図4に示すように、電圧位相角指令値φref1が0[deg]のときハイレベルになり、180[deg]のときローレベルになり、360[deg]のときハイレベルになる1周期分の擬似矩形波においてチョッピングが4回行われ、チョッピングデューティDが0.95である場合を考える。
まず、出力タイミング計算部17は、矩形波駆動信号のハイレベル及びローレベルにおいてそれぞれ一定間隔毎にチョッピングが行われるように、チョッピングタイミングとして60[deg]、120[deg]、240[deg]、300[deg]を求める。
次に、出力タイミング計算部17は、チョッピング幅Dh=(1−(チョッピングデューティD))×(360/チョッピング回数)により、チョッピング幅Dh=1.8[deg]を求める。
そして、出力タイミング計算部17は、矩形波駆動信号1周期分のチョッピング電圧位相角指令値φref2として、(60[deg]−(Dh/2))=59.1[deg]、(60[deg]+(Dh/2))=60.9[deg]、(120[deg]−(Dh/2))=119.1[deg]、(120[deg]+(Dh/2))=120.9[deg]、(240[deg]−(Dh/2))=239.1[deg]、(240[deg]+(Dh/2))=240.9[deg]、(300[deg]−(Dh/2))=299.1[deg]、(300[deg]−(Dh/2))=300.9[deg]を求める。
これにより、電圧位相角指令値φref1が0[deg]のときハイレベルになり、180[deg]のときローレベルになり、360[deg]のときハイレベルになる1周期分の矩形波駆動信号において、59.1[deg]ときローレベルになり、60.9[deg]のときハイレベルになり、119.1[deg]のときローレベルになり、120.9[deg]のときハイレベルになり、239.1[deg]のときハイレベルになり、240.9[deg]のときローレベルになり、299.1[deg]のときハイレベルになり、300.9[deg]のときローレベルになるようにチョッピングすることができる。
内部カウンタ18は、図5に示すように、電圧位相制御部16により演算される電圧位相角指令値φref1に対応する目標カウント値ΔTiの1つ手前のカウント値Tiに対応する電圧位相角φiと、カウント値Tiの1つ前のカウント値Ti−1に対応する電圧位相角φi−1とを用いて、目標カウント値ΔTi=(φref1−φi)/(φi−φi-1)×(Ti−Ti−1)を演算して矩形波発生部19に出力するとともに、出力タイミング計算部17により求められるチョッピング電圧位相角指令値φref2に対応する目標カウント値ΔTjの1つ手前のカウント値Tjに対応する電圧位相角φjと、カウント値Tjの1つ前のカウント値Tj−1に対応する電圧位相角φj−1とを用いて、目標カウント値ΔTj=(φref2−φj)/(φj−φj-1)×(Tj−Tj−1)を演算して矩形波発生部19に出力する。
矩形波発生部19は、電圧位相制御部16から出力される電圧位相角φiに対応するカウント値Tiから目標カウント値ΔTi後のタイミングにおいて、矩形波駆動信号を立ち上げる、又は、立ち下げるとともに、出力タイミング計算部17から出力される電圧位相角φjに対応するカウント値Tjから目標カウント値ΔTj後のタイミングにおいて、矩形波駆動信号を立ち上げる、又は、立ち下げる。これにより、図1に示すような矩形波駆動信号を矩形波発生部19から出力させることができる。
図6は、PWM制御から矩形波制御に切り換わる際のインバータ装置1の動作を説明するための図である。
まず、インバータ装置1は、制御切替部4においてPWM制御ブロック2から出力されるPWM駆動信号Vu1、Vv1、Vw1を駆動信号Vu*、Vv*、Vw*として選択させる(S11)。
まず、インバータ装置1は、制御切替部4においてPWM制御ブロック2から出力されるPWM駆動信号Vu1、Vv1、Vw1を駆動信号Vu*、Vv*、Vw*として選択させる(S11)。
次に、インバータ装置1は、制御切替部4において矩形波制御に切り替えるか否かを判断させる(S12)。例えば、制御切替部4は、モータ85の回転子の回転数が上昇してモータ85のトルクが小さくなる場合において、そのトルクがある閾値よりも小さくなると、PWM制御から矩形波制御に切り替えると判断する。
矩形波制御に切り替えないと判断された場合(S12がNo)、インバータ装置1は、制御切替部4において再びPWM駆動信号Vu1、Vv1、Vw1を駆動信号Vu*、Vv*、Vw*として選択させる(S11)。
一方、矩形波制御に切り替えると判断された場合(S12がYes)、インバータ装置1は、制御切替部4において矩形波駆動信号Vu2、Vv2、Vw2を駆動信号Vu*、Vv*、Vw*として選択させるとともに、チョッピングデューティ調整部12において初期値Dsを演算させる(S13)。
次に、インバータ装置1は、矩形波制御ブロック3において擬似矩形波制御により矩形波駆動信号Vu2、Vv2、Vw2を出力させる(S14)。
次に、インバータ装置1は、チョッピングデューティ調整部12においてチョッピングデューティDをΔD増加させる(S15)。例えば、内部カウンタ18のカウント周期が100μsで、トルクの追従にかかる時間250msにおいてチョッピングデューティDを0.1増加させる場合、S14〜S16を繰り返す回数が2500回(=250ms÷100μs)となるため、ΔDは4×10−5(=0.1/2500回)となる。チョッピングデューティDをΔD増加させることによりチョッピング幅Dhが所定量小さくなる。
次に、インバータ装置1は、チョッピングデューティ調整部12においてチョッピングデューティDをΔD増加させる(S15)。例えば、内部カウンタ18のカウント周期が100μsで、トルクの追従にかかる時間250msにおいてチョッピングデューティDを0.1増加させる場合、S14〜S16を繰り返す回数が2500回(=250ms÷100μs)となるため、ΔDは4×10−5(=0.1/2500回)となる。チョッピングデューティDをΔD増加させることによりチョッピング幅Dhが所定量小さくなる。
次に、インバータ装置1は、チョッピングデューティDが1以上になった(すなわち、チョッピング幅Dhがゼロになった)か否かを判断する(S16)。
チョッピングデューティDが1以上になっていないと判断した場合(S16がNo)、インバータ装置1は、S14〜S16を再び実行する。
チョッピングデューティDが1以上になっていないと判断した場合(S16がNo)、インバータ装置1は、S14〜S16を再び実行する。
一方、チョッピングデューティDが1以上になっていると判断した場合(S16がYes)、インバータ装置1は、チョッピングデューティ調整部12においてチョッピングデューティDを1にして矩形波制御を行う(S17)。
図7は、矩形波制御からPWM制御に切り換わる際のインバータ装置1の動作を説明するための図である。
まず、インバータ装置1は、制御切替部4において矩形波制御ブロック3から出力される矩形波駆動信号Vu2、Vv2、Vw2を駆動信号Vu*、Vv*、Vw*として選択させる(S21)。
まず、インバータ装置1は、制御切替部4において矩形波制御ブロック3から出力される矩形波駆動信号Vu2、Vv2、Vw2を駆動信号Vu*、Vv*、Vw*として選択させる(S21)。
次に、インバータ装置1は、制御切替部4においてPWM制御に切り替えるか否かを判断させる(S22)。例えば、制御切替部4は、d軸電流がある閾値レベル以上になったとき、矩形波制御からPWM制御に切り替えると判断する。例えば、制御切替部4は、d軸電流Idが矩形波制御の効率がPWM制御の効率を下回るようになるd軸電流閾値以上になった時、矩形波制御からPWM制御に切り替えると判断する。
PWM制御に切り替えないと判断された場合(S22がNo)、インバータ装置1は、制御切替部4において再び矩形波駆動信号Vu2、Vv2、Vw2を駆動信号Vu*、Vv*、Vw*として選択させる(S21)。
一方、矩形波制御に切り替えると判断された場合(S12がYes)、インバータ装置1は、チョッピングデューティ調整部12においてチョッピングデューティDを1にした後(S23)、チョッピングデューティDをΔD減少させる(S24)。チョッピングデューティDをΔD減少させることによりチョッピング幅Dhが所定量大きくなる。
次に、インバータ装置1は、矩形波制御ブロック3において擬似矩形波制御により矩形波駆動信号Vu2、Vv2、Vw2を出力させる(S24)。
次に、インバータ装置1は、インバータ回路81からモータ85への出力電圧の振幅がPWM制御時の出力電圧の最大振幅以下であるか否かを判断する(S26)。
次に、インバータ装置1は、インバータ回路81からモータ85への出力電圧の振幅がPWM制御時の出力電圧の最大振幅以下であるか否かを判断する(S26)。
出力電圧の振幅がPWM制御時の出力電圧の最大振幅以下でないと判断した場合(S26がNo)、インバータ装置1は、S24〜S26を再び実行する。
一方、出力電圧の振幅がPWM制御時の出力電圧の最大振幅以下であると判断した場合(S26がYes)、インバータ装置1は、制御切替部4においてPWM駆動信号Vu1、Vv1、Vw1を駆動信号Vu*、Vv*、Vw*として選択させる(S27)。
一方、出力電圧の振幅がPWM制御時の出力電圧の最大振幅以下であると判断した場合(S26がYes)、インバータ装置1は、制御切替部4においてPWM駆動信号Vu1、Vv1、Vw1を駆動信号Vu*、Vv*、Vw*として選択させる(S27)。
なお、上記実施形態では、PWM制御と擬似矩形波制御の切替時に過変調PWM制御を行う構成であり、PWM制御と擬似矩形波制御をスムーズに切り替えることができるが、過変調PWM制御を行わずにPWM制御と擬似矩形波制御を切り替えるように構成してもよい。
1 インバータ装置
2 PWM制御ブロック
3 矩形波制御ブロック
4 制御切替部
5、6 座標変換部
7 トルク/電流指令値変換部
8、9 減算部
10 電流制御部
11 PWM発生部
12 チョッピングデューティ調整部
13 座標変換部
14 トルク演算部
15 減算部
16 電圧位相制御部
17 出力タイミング計算部
18 内部カウンタ
19 矩形波発生部
2 PWM制御ブロック
3 矩形波制御ブロック
4 制御切替部
5、6 座標変換部
7 トルク/電流指令値変換部
8、9 減算部
10 電流制御部
11 PWM発生部
12 チョッピングデューティ調整部
13 座標変換部
14 トルク演算部
15 減算部
16 電圧位相制御部
17 出力タイミング計算部
18 内部カウンタ
19 矩形波発生部
Claims (3)
- 複数のスイッチング素子を備え、駆動信号に基づいて前記複数のスイッチング素子がオン、オフすることにより直流電源から出力される電圧を互いに位相が異なる交流に変換してモータの駆動を制御するインバータ回路と、
PWM制御により前記複数のスイッチング素子をオン、オフさせるためのPWM駆動信号を出力するPWM制御手段と、
矩形波制御により前記複数のスイッチング素子をオン、オフさせるための矩形波駆動信号を出力する矩形波制御手段と、
前記駆動信号として前記PWM駆動信号又は前記矩形波駆動信号を選択する制御切替手段と、
を備え、
前記矩形波制御手段は、前記制御切替手段に選択される駆動信号として前記PWM駆動信号から前記矩形波駆動信号に切り替わる際、又は、前記矩形波駆動信号から前記PWM駆動信号に切り替わる際、前記矩形波駆動信号のハイレベルにおいて一定間隔毎に所定幅ずつローレベルにするとともに、前記矩形波駆動信号のローレベルにおいて一定間隔毎に前記所定幅ずつハイレベルにするとともに、前記所定幅を徐々に変化させるチョッピング手段を備える
ことを特徴とするインバータ装置。 - 請求項1に記載のインバータ装置であって、
前記チョッピング手段は、前記PWM駆動信号から前記矩形波駆動信号に切り替わる際、前記所定幅がゼロになるまで前記所定幅を所定量ずつ小さくさせ、前記矩形波駆動信号から前記PWM駆動信号に切り替わる際、前記インバータ回路の出力電圧の振幅が前記PWM制御時における前記インバータ回路の出力電圧の最大振幅以下になるまで前記所定幅を前記所定量ずつ大きくさせる
ことを特徴とするインバータ装置。 - 請求項1又は請求項2に記載のインバータ装置であって、
前記PWM制御手段は、さらに過変調PWM制御により前記複数のスイッチング素子をオン、オフさせるためのPWM駆動信号を出力する
ことを特徴とするインバータ装置。
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2009
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