JP4693353B2

JP4693353B2 - 重量測定装置

Info

Publication number: JP4693353B2
Application number: JP2004046580A
Authority: JP
Inventors: 由喜夫若狭; 徹森地
Original assignee: Ishida Co Ltd
Current assignee: Ishida Co Ltd
Priority date: 2004-02-23
Filing date: 2004-02-23
Publication date: 2011-06-01
Anticipated expiration: 2024-02-23
Also published as: JP2005233897A

Description

本発明は、ディジタルフィルタを用いてフィルタリングを実行する重量測定装置に関する。

物品重量を測定する重量測定装置では、歪みゲージ式のロードセルやフォースバランスなどの重量センサーが使用される。この重量センサーは、物品重量と風袋重量との和の重量の影響を受ける固有振動数をもつ。この固有振動数を含む帯域の外部振動が計量系に作用したとき、その外部振動はその固有振動数付近で増幅され、振動ノイズとなって、重量センサーから出力される計量信号中に出現する。

また、搬送系の荷重測定を行う場合には、例えば、ベルトコンベヤーを駆動するモーターや搬送ローラなどの回転系振動に起因するノイズや、商用電源などに起因する電気的なノイズなどが、振動ノイズとして計量信号に重畳されている。

近年の重量測定装置では、特許文献１，２に開示されているように、計量信号に含まれる上記振動ノイズの除去のために、経年変化や周辺環境などの影響を受け難く、フィルタ特性を比較的容易に変更できるディジタルフィルタが採用されており、その中でも、特に安定性に優れた有限インパルス応答（ＦＩＲ）型のフィルタ（以後、「ＦＩＲフィルタ」と呼ぶ）が好まれて使用されている。

なお非特許文献１，２には、複素数のフィルタ係数を有する複素係数ディジタルフィルタに関する技術が記載されている。

特開２００２−９５９２号公報特公平６−２１８１４号公報小杉宏，「複素ディジタルフィルタの周波数サンプリング法による設計と構成」，電子通信学会論文誌Ａ，１９７７，Ｖｏｌ．Ｊ６０−Ａ，Ｎｏ．１１，ｐｐ．１００７−１０１４深江誠司，外２名，「逐次射影法を用いた複素チェビシェフ近似」，電子通信学会論文誌Ａ，１９９７，Ｖｏｌ．Ｊ８０−Ａ，Ｎｏ．７，ｐｐ．１１９２−１１９６

さて、従来の重量測定装置で用いられているＦＩＲフィルタとしては、フィルタ係数が実数のみで構成されている実係数ディジタルフィルタが採用されている。この実係数ディジタルフィルタにおいては、フィルタの応答特性はその次数で決定される。すなわち、フィルタの次数が大きくなればフィルタの遅れ時間が大きくなる。従って、フィルタの応答時間を小さくするためにはフィルタの次数を低減する必要がある。

一方、フィルタの次数を小さくすると、阻止域での減衰量が減少したり、ローパスフィルタ等においては阻止域の開始周波数が増加したりする。従って、従来の重量測定装置では、阻止域での周波数特性の改善と、応答特性の向上とを両立させることが困難であった。

そこで、本発明は上記事情に鑑みて成されたものであり、被計量物の重量を示す計量信号をフィルタリングする際に、フィルタ特性における阻止域での周波数特性を維持しつつフィルタの応答速度を速めることが可能な重量測定装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、請求項１の発明は、被計量物の重量を検出して得た信号をディジタル化して計量信号として出力する変換部と、前記計量信号のフィルタリングを複素係数ディジタルフィルタで実行する信号処理部とを備え、前記複素係数ディジタルフィルタの入力信号及び出力信号の関係を示す伝達関数における零点配置において、正の虚数部に配置される零点の数よりも負の虚数部に配置される零点の数の方が少なく設定されている重量測定装置である。

また、請求項２の発明は、請求項１に記載の重量測定装置であって、前記複素係数ディジタルフィルタは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）型のディジタルフィルタである。

請求項１の発明によれば、正の虚数部に配置される零点の数よりも負の虚数部に配置される零点の数を少なくすることによって、ナイキスト周波数より大きい周波数特性に対応したフィルタの次数を、ナイキスト周波数未満のそれよりも小さくすることができる。その結果、フィルタ全体の次数が低減し、阻止域での減衰量を維持しつつ応答速度を速めることができる。

また、請求項２の発明によれば、複素係数ディジタルフィルタとしてＦＩＲ型のディジタルフィルタを用いることで、動作安定性に優れたフィルタリングを実行できる。

図１は、本発明の実施の形態に係る重量測定装置の構成を示すブロック図である。図１に示されるように、本実施の形態に係る重量測定装置は、歪みゲージ式のロードセルやフォースバランスなどの重量センサー１と、アンプ２と、アナログフィルタ３と、Ａ／Ｄ変換器（以後「ＡＤＣ」と呼ぶ）４と、信号処理部５とを備えている。

重量センサー１は、計量系から受けた被計量物の重量を検出して、その結果を測定信号ｍｓとしてアンプ２に出力する。アンプ２は、入力された測定信号ｍｓを増幅して増幅信号Ｍｓとしてアナログフィルタ３に出力する。アナログフィルタ３は、その増幅信号Ｍｓから不要な高域成分を除去してアナログ信号Ａｓとして出力する。ＡＤＣ４は、アナログフィルタ３から出力されるアナログ信号Ａｓに対して所定のサンプリング周期でサンプリング処理を行い、そのサンプリング結果を所定の量子化ビット数で量子化したテジタル信号を計量信号Ｄｓとして信号処理部５に出力する。つまり、ＡＤＣ４は、被計量物の重量を検出して得た信号をディジタル化して計量信号Ｄｓとして出力する変換部として機能する。

信号処理部５は、ディジタルフィルタ１５を用いて、入力された計量信号Ｄｓをフィルタリングし、その結果を信号Ｘｓとして図示しないマイクロコンピュータに出力する。そして、マイクロコンピュータが信号Ｘｓに基づいて被計量物の重量を計算し、図示しない表示部に表示する。

本実施の形態に係るディジタルフィルタ１５は、ローパス型のＦＩＲフィルタであって、そのｚ変換形式の伝達関数Ｈ（ｚ）は以下の式（１）で表される。

ただし、ａ_m（ｍ＝０，１，２，・・・，Ｍ）はフィルタ係数であって、Ｍはフィルタの次数を示している。

本ディジタルフィルタ１５は、複素数のフィルタ係数ａ_mを有する複素係数ディジタルフィルタである。なお、複素数は一般的に実数と虚数とを含む概念であるため、「複素数のフィルタ係数ａ_m」と言えば、それには実数のみで構成されているものも含まれるが、ここで言う複素数のフィルタ係数ａ_mには少なくとも一つの虚数が含まれるものとする。

また、本ディジタルフィルタ１５における阻止域の周波数特性には複数のノッチが存在する。一般的に、フィルタの通過域の振幅特性は略均一になることが望ましく、阻止域の周波数特性は複数のノッチを含む等リップル特性をもつことが望ましい。等リップル特性をもつデジタル・フィルタの設計法としてはＲｅｍｅｚアルゴリズムが知られている。図２は、Ｒｅｍｅｚアルゴリズムによって設計されたディジタルフィルタ１５の周波数特性を示す図である。ここで、同図の縦軸は入力信号の減衰量（ゲイン）を示し、その横軸は周波数を示している。図２に示される周波数特性は、次式（２）に示す伝達関数Ｈ（ｅ ^jωT ）の絶対値｜Ｈ（ｅ ^jωT ）｜に従って算出される。

なお、上記式（２）中においてはｊ²＝−１であって、ωは角周波数、Ｔはサンプリング周期を表しており、図２に示される周波数特性においては、サンプリング周期Ｔは０．００５ｓに設定されている。つまり、図２はサンプリング周波数ｆｓが２００Ｈｚのときの周波数特性を示している。

図２に示されるように、ディジタルフィルタ１５の周波数特性では、その阻止域に複数のノッチ１６が存在する。ディジタルフィルタ１５の伝達関数Ｈ（ｚ）は、次式（３）に示されるように、ノッチ１６の一部または全部に対応する零点を示す複素根λ₁，λ₂，…，λ_K（Ｋ：根の数）を有している。ここで、「零点」とは、伝達関数Ｈ（ｚ）が零の値をとるときのｚ平面上の点を意味しており、計量時の基準点を意味するものではない。

また、上記伝達関数Ｈ（ｚ）は、複素根λ₁，λ₂，…，λ_Kを含む因子（ｚ^-1−λ₁），（ｚ^-1−λ₂），…，（ｚ^-1−λ_K）の積からなり、因数分解された形をもつ。尚、本実施の形態では、上記伝達関数Ｈ（ｚ）は、複数の因子（ｚ^-1−λ₁），（ｚ^-1−λ₂），…，（ｚ^-1−λ_K）の積だけで構成されるが、本発明ではこれに限らず、その積を含むものであればよい。例えば、伝達関数Ｈ（ｚ）がその分母に極を含む形を有していてもよい。

図３は、上記式（３）で表現される伝達関数Ｈ（ｚ）の零点の配置、すなわち伝達関数Ｈ（ｚ）の複素根の配置の一例を示す図である。同図の横軸は複素数ｚの実数部を示し、その縦軸は複素数ｚの虚数部を示している。また、零点が丸印で示されており、全ての零点は単位円２０上に配置されている。なお図３では、ディジタルフィルタ１５の次数を２９次（Ｍ＝２９）に設定している場合の例を示している。

図３に示されるように、本ディジタルフィルタ１５の伝達関数Ｈ（ｚ）における零点配置においては、正の虚数部に配置される零点の数は２０個であり、負の虚数部に配置される零点の数は９個である。このように、本実施の形態では、正の虚数部に配置される零点の数よりも負の虚数部に配置される零点の数の方が少なく設定されている。従って、サンプリング周波数ｆｓの半分、つまりナイキスト周波数より大きい周波数特性に対応したフィルタの次数を、ナイキスト周波数未満のそれよりも小さくすることができ、その結果、フィルタ全体の次数が低減し、阻止域での減衰量を維持しつつ応答速度を速めることができる。以下にこのことについて詳細に説明する。

本ディジタルフィルタ１５に採用されている複素係数ディジタルフィルタでは、正の虚数部に配置される零点の数と、負の虚数部に配置される零点の数とを異ならせることができる。これは、フィルタ係数ａ_mが虚数を含み、伝達関数Ｈ（ｚ）の複素根には互いに共役な複素数対以外の虚数が含まれるからである。

一方、実係数ディジタルフィルタでは、フィルタ係数がすべて実数であるため、その伝達関数Ｈ（ｚ）の複素根は互いに共役な複素数対あるいはそれに実数を含めたもので構成され、正の虚数部に配置される零点の数と、負の虚数部に配置される零点の数とは同一となる。図４は５６次の実係数ディジタルフィルタにおける零点配置の一例を示す図であり、図５はこの実係数ディジタルフィルタの周波数特性を示す図である。図４に示されるように、正の虚数部に配置される零点の位置と、負の虚数部に配置される零点の位置とは共役関係となり、正の虚数部に配置される零点の数と、負の虚数部に配置される零点の数とは一致する。

また、ディジタルフィルタにおいては、正の虚数部における零点配置はナイキスト周波数未満の周波数特性に対応し、その零点の数は、ナイキスト周波数未満の周波数特性に対応したフィルタの次数と一致する。そして、負の虚数部における零点配置はナイキスト周波数より大きい周波数特性に対応し、その零点の数は、ナイキスト周波数より大きい周波数特性に対応したフィルタの次数と一致する。従って、正の虚数部に配置される零点の位置と、負の虚数部に配置される零点の位置とが共役関係となる実係数ディジタルフィルタにおいては、ナイキスト周波数未満の周波数特性と、それより大きい周波数特性とが鏡像関係となる。図６はこの様子を示す図であって、実係数ディジタルフィルタの一般的な周波数特性を示している。なお図６においては、上記図２，５とは異なり、縦軸は伝達関数Ｈ（ｅ^jω^T）を示している。また、同図の横軸は正規化角周波数ωＴを示しているため、横軸上の“２π”はサンプリング周波数ｆｓに、“π”はナイキスト周波数にそれぞれ対応する。

以上のことから、本実施の形態のように、負の虚数部に配置される零点の数を正の虚数部に配置される零点の数よりも少なく設定することによって、ナイキスト周波数より大きい周波数特性に対応したフィルタの次数が、ナイキスト周波数未満のそれよりも小さくなることが理解できる。

このように、ナイキスト周波数より大きい周波数特性に対応したフィルタの次数を、ナイキスト周波数未満のそれよりも小さくすることによって、両者の次数が常に同じである実係数ディジタルフィルタよりもフィルタ全体の次数を低減することができる。従って、フィルタの応答速度がフィルタ全体の次数に依存することを考慮すると応答速度を速めることができる。

更に、ディジタルフィルタにおいては、阻止域はナイキスト周波数未満に存在するため、本実施の形態のように、ナイキスト周波数より大きい周波数特性に対応したフィルタの次数を小さく設定したとしても阻止域の周波数特性を維持することができる。

なお、本実施の形態では、負の虚数部に配置される零点の数を少なくしているため、ナイキスト周波数より大きい周波数特性が変化して、上記図２に示されるように、ナイキスト周波数未満の周波数特性に対して鏡像関係とならなくなる。しかしながら、本実施の形態に係る重量測定装置では、このナイキスト周波数より大きい周波数特性の変化は問題とならない。以下にこの理由を説明する。

図７はアナログ信号Ａｓの周波数スペクトルを模式的に示す図である。また図８は、ＡＤＣ４内で生成される信号であって、アナログ信号Ａｓに対してサンプリング処理を実行して得られる信号（以後、「サンプリング信号Ｓｓ」と呼ぶ）の周波数スペクトルを模式的に示す図である。本実施の形態では、エイリアシングの発生を防止するために、アナログ信号Ａｓはナイキスト周波数以下に帯域制限されている。つまり、アナログフィルタ３においては、ナイキスト周波数より大きい周波数成分を増幅信号Ｍｓから除去している。

図７に示されるように、アナログ信号Ａｓは実信号であるため、正の周波数のスペクトルと負の周波数のスペクトルを含んでいる。また、図８に示されるように、サンプリング信号Ｓｓのスペクトルは、アナログ信号Ａｓのスペクトルを角周波数ω軸上において２π／Ｔ間隔で無限個配置したものとなる。言い換えれば、サンプリング信号Ｓｓのスペクトルは、アナログ信号Ａｓのスペクトルを周波数軸上においてサンプリング周波数ｆｓ間隔で無限個配置したものとなる。

このように、サンプリング信号Ｓｓのスペクトルは、アナログ信号Ａｓのスペクトルをサンプリング周波数ｆｓ間隔で配置したものとなるため、サンプリング信号Ｓｓのうちナイキスト周波数より大きい周波数成分は必要でない情報である。角周波数を用いて説明すれば、サンプリング信号Ｓｓのうちπ／Ｔより大きい周波数成分は必要でない情報である。従って、本実施の形態に係るディジタルフィルタ１５のように、負の虚数部に配置される零点の数を少なくしてナイキスト周波数より大きいフィルタ特性が変化した場合であっても、重量測定装置として重要なナイキスト周波数未満のフィルタ特性が維持されているので問題とならない。

以上のように、本実施の形態に係る重量測定装置では、複素係数ディジタルフィルタで計量信号Ｄｓをフィルタリングするため、フィルタ特性において、ナイキスト周波数未満の周波数特性に対応した次数と、それよりも大きい周波数特性に対応した次数とを異ならせることができる。従って、重量測定装置においてフィルタ特性として重要なナイキスト周波数未満の周波数特性に対応した次数を維持しつつ、ナイキスト周波数より大きい周波数特性に対応したフィルタの次数を小さくすることにより、フィルタ全体の次数を少なくして、阻止域での減衰量を維持しつつ応答速度を速めることができる。

また、正の虚数部に配置される零点の数よりも負の虚数部に配置される零点の数を少なくすることによって、ナイキスト周波数より大きい周波数特性に対応したフィルタの次数を、ナイキスト周波数未満のそれよりも小さくすることができる。その結果、フィルタ全体の次数が低減し、阻止域での減衰量を維持しつつ応答速度を速めることができる。

また、本実施の形態のように、ディジタルフィルタ１５としてＦＩＲフィルタを用いることで動作安定性に優れたフィルタリングを実行できる。

本発明の実施の形態に係る重量測定装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態に係るディジタルフィルタの周波数特性を示す図である。本発明の実施の形態に係るディジタルフィルタの伝達関数の零点配置を示す図である。従来のディジタルフィルタの伝達関数の零点配置を示す図である。従来のディジタルフィルタの周波数特性を示す図である。従来のディジタルフィルタの周波数特性を示す図である。アナログ信号の周波数スペクトルを模式的に示す図である。サンプル信号の周波数スペクトルを模式的に示す図である。

符号の説明

４Ａ／Ｄ変換器
５信号処理部
１５ディジタルフィルタ
Ｄｓ計量信号

Claims

被計量物の重量を検出して得た信号をディジタル化して計量信号として出力する変換部と、
前記計量信号のフィルタリングを複素係数ディジタルフィルタで実行する信号処理部と
を備え、
前記複素係数ディジタルフィルタの入力信号及び出力信号の関係を示す伝達関数における零点配置において、正の虚数部に配置される零点の数よりも負の虚数部に配置される零点の数の方が少なく設定されていることを特徴とする重量測定装置。
請求項１に記載の重量測定装置であって、
前記複素係数ディジタルフィルタは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）型のディジタルフィルタであることを特徴とする重量測定装置。