JPH07134057A - デジタル秤用ｆｉｒフィルタ及びその濾波伝達関数算出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 デジタル秤の高速計量を可能にし、かつ、高
い計量精度を実現するデジタル秤用ＦＩＲフィルタを提
供する。 【構成】 振動成分を含むデジタル計量信号のサンプル
データx(n)を入力して（ステップＳ２）、このデジタル
計量信号x(n)のデータの離散時間系列における差分値を
自己回帰モデル化し（ステップＳ４）、その自己回帰モ
デルu(n)の信号伝達関数S(z)を算出する（ステップＳ
４）。この信号伝達関数S(z)の逆数G(z)を算出し（ステ
ップＳ８）、この逆数G(z)を濾波伝達関数として出力す
る（ステップＳ１０）。そして、この濾波伝達関数G(z)
をデジタル秤用ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数として使
用する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタル計量信号に含
まれる振動成分を減衰させるデジタル秤用ＦＩＲフィル
タに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】デジタル秤による重量の計量において、
ロードセル等の荷重検出器から得られる計量信号は、計
量開始直後においては振動成分を含んでおり、この振動
成分は、例えば２０Ｈｚ近傍で周波数の異なる複数の低
周波振動により構成されている。そして、この計量信号
が定常値に収束する以前の状態において、すなわち、こ
の計量信号が振動成分を含んでいる状態において、デジ
タルフィルタリング等のデジタル信号処理アルゴリズム
により振動成分を減衰させ、直流成分を読み取ることが
できるようにしたデジタル秤を、一般に、動的秤と呼ん
でいる。また、そのデジタル信号処理アルゴリズムを動
的計量法と呼んでいる。デジタル秤は、この動的計量法
を用いることにより高速計量が可能となっている。

【０００３】従来、上記動的計量法のデジタルフィルタ
リングの一の手段として、多重移動平均フィルタが用い
られている。多重移動平均フィルタは、例えばマイクロ
コンピュータまたはデジタル信号処理装置（以下、ＤＳ
Ｐという。）等によって構成されている。

【０００４】図１２に多重移動平均フィルタを使用した
デジタル秤の基本構成を示すブロック図を示す。同図に
おいて、例えばロードセル等の荷重検出器１１１から発
生するアナログ計量信号には、被計量物１０９の重量に
相当する直流成分の他に、振動成分が含まれている。こ
のアナログ計量信号は、増幅器１１２によって増幅され
る。また、この増幅器１１２には、ローパスフィルタが
付加されており、このローパスフィルタによってアナロ
グ計量信号はデジタル化される際の不要な高周波成分が
除去される。この増幅器１１２の出力信号は、アナログ
／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。）１１
３によってデジタル計量信号に変換される。このデジタ
ル計量信号は、多重移動平均フィルタ１２０に供給さ
れ、この多重移動平均フィルタ１２０の濾波伝達関数に
より振動成分は減衰され、直流成分が抽出され、例えば
表示部１１７に表示される。

【０００５】多重移動平均フィルタ１２０は、異なるタ
ップ数（フィルタ次数）を有する複数の移動平均フィル
タを縦続接続したものであり、複数回の加算と、一回の
除算により濾波処理を実行することができるため、煩雑
な積和計算を必要としない。従って、多重移動平均フィ
ルタ１２０を構成するマイクロコンピュータまたはＤＳ
Ｐ等にリアルタイムでの積和計算を実行する能力が不足
している場合にも適用できる。

【０００６】図１３に、ｑ個の移動平均フィルタ１２０
ａ，１２０ｂ，・・・を縦続接続した構成から成る、ｑ
段多重移動平均フィルタ１２０の構成図を示す。同図の
ｑ段多重移動平均フィルタ１２０を構成するｐ段目（ｐ
＝１，２，・・・，ｑ）の移動平均フィルタ１２０ａ，
１２０ｂ，・・・の濾波伝達関数Ｈ_p （ｚ）は、数１に
よって表される。

【０００７】

【数１】 Ｈ_p （ｚ）＝（１＋ｚ^-1＋ｚ^-2＋・・・＋ｚ^-(lp-1) ）／ｌ_p ＝（１−ｚ^-lp ）／｛ｌ_p ・（１−ｚ^-1）｝ ここで、ｌ_p （ｐ＝１，２，・・・，ｑ）はタップ数で
ある。

【０００８】また、ｐ段目の移動平均フィルタ１２０
ａ，１２０ｂ，・・・のタップ数ｌ_pは数２によって決
まる。

【０００９】

【数２】ｌ_p ＝２π／（ω_p ・Ｔ）＝１／（ｆ_p ・Ｔ） ここで、ω_p は角周波数、ｆ_p はノッチを掛ける周波
数、Ｔはサンプリング周期である。（但し、ｐ＝１，
２，・・・，ｑである。）

【００１０】そして、ｑ段多重移動平均フィルタ１２０
の濾波伝達関数Ｈ（ｚ）は、数３で表される。また、ｑ
段多重移動平均フィルタ１２０全体のタップ数ｌ_M は、
数４で表される。

【００１１】

【数３】 Ｈ（ｚ）＝Ｈ₁ （ｚ）・Ｈ₂ （ｚ）・・・Ｈ_p （ｚ）・・・Ｈ_q （ｚ）

【００１２】

【数４】

【００１３】一方、マイクロコンピュータまたはＤＳＰ
に、リアルタイムでの積和計算を実行する能力が十分に
ある場合は、動的計量法のデジタルフィルタリングの手
段としてＦＩＲフィルタを使用している。この場合のデ
ジタル秤の基本構成を示すブロック図は、図１２の多重
移動平均フィルタ１２０をＦＩＲフィルタに置き換えた
形で表される（図示せず）。そして、フィルタ次数がｍ
（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）であるｍ次ＦＩＲフィルタ
の濾波伝達関数Ｆ（ｚ）は、数５で表される。

【００１４】

【数５】

【００１５】なお、数５のａ_i ^(m) （ｉ＝１，２，・・
・，ｍ）は、フィルタ係数である。また、数５に示すｍ
次ＦＩＲフィルタのタップ数ｌ_O は、ｌ_O ＝ｍである。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、多重移動平均
フィルタ１２０は、数１からわかるようにそれを構成す
る移動平均フィルタ１２０ａ，１２０ｂ，・・・の設計
パラメータがタップ数のみであり、そして、数２からわ
かるように、このタップ数はノッチを掛ける周波数が低
いほど増加してしまう。また、この多重移動平均フィル
タ１２０を構成する移動平均フィルタ１２０ａ，１２０
ｂ，・・・の接続数は、ノッチの対象とする周波数の数
が多いほど増加してしまい、数４からわかるように、こ
の接続数の増加によってもタップ数が増加してしまう。
そして、このタップ数が増加するということはサンプリ
ング数が大になることを意味する。

【００１７】デジタル計量信号に含まれる振動成分は、
２０Ｈｚ前後の比較的低周波であり、しかも、その数が
複数である。従って、多重移動平均フィルタ１２０は、
このデジタル計量信号に含まれる振動成分に対してノッ
チを掛けるためにタップ数が大きくなる。その結果、こ
の多重移動平均フィルタ１２０が、デジタル計量信号を
濾波処理するために長い時間が掛かり、これによって、
デジタル秤の計量時間が長くなるという問題を引き起こ
す。

【００１８】また、多重移動平均フィルタ１２０は、そ
れを構成する各移動平均フィルタ１２０ａ，１２０ｂ，
・・・がそれぞれノッチを掛ける周波数の高調波に対し
てもノッチを掛けるため、その高域遮断特性はデジタル
秤が必要としている性能以上に向上してしまう。つま
り、デジタル秤において、荷重検出器１１１から発生す
る計量信号は、それがＡ／Ｄ変換器１１３によってデジ
タル化される以前に、増幅器１１２に含まれているロー
パスフィルタによって計量信号の高域成分が遮断されて
いることから、多重移動平均フィルタ１２０によって高
域遮断特性を向上させる機能は、デジタル秤用のデジタ
ルフィルタとしては不要な機能である。そして、この不
要な機能の動作のために、従来の多重移動平均フィルタ
１２０では、濾波処理に無駄な時間を掛けることにな
り、その結果として、デジタル秤の計量時間を長引かせ
る原因となっている。

【００１９】一方、従来のＦＩＲフィルタは、例えば、
音響機器や計測機器用のデジタルフィルタとして用いら
れるため、種々の雑音を除去するために広範囲な阻止域
において十分な減衰率を達成し、また、位相歪みを防ぐ
ために直線位相特性を確保し、そして、信号の再現性を
確保するために信号通過域における利得が極力平坦にな
るような振幅特性を実現するように製作されている。従
って、上記音響機器や計測機器用に用いられている従来
のＦＩＲフィルタは、それを構成するタップ数が、すな
わち、フィルタ次数が非常に多くなってしまう。

【００２０】従って、この従来のＦＩＲフィルタをデジ
タル秤に使用する場合は、そのタップ数が、上述の多重
移動平均フィルタ１２０を使用する場合と同等の大きさ
になってしまう。そのため、デジタル秤にこの従来のＦ
ＩＲフィルタを使用する場合は、上記多重移動平均フィ
ルタ１２０を使用する場合と同様に、デジタル秤の計量
時間が長く掛かるという問題がある。また、この従来の
ＦＩＲフィルタの高域遮断特性も多重移動平均フィルタ
１２０と同様に、デジタル秤が必要としている性能以上
に向上するため、デジタル秤用のデジタルフィルタとし
ては不要な機能の動作をすることになり、この不要な機
能の動作のために、従来のＦＩＲフィルタは濾波処理に
無駄な時間を掛けることになり、その結果として、デジ
タル秤の計量時間が長くなってしまうという問題があ
る。

【００２１】本発明は、デジタル秤の計量に適した少な
い数のタップ数でＦＩＲフィルタを構成し、短時間で濾
波処理することにより、デジタル秤の高速計量を可能に
し、かつ、計量信号に含まれる振動成分に対して十分な
減衰率を達成することにより、高い計量精度が得られる
デジタル秤用のＦＩＲフィルタを提供することを目的と
する。

【００２２】

【課題を解決するための手段】第１の発明は、振動成分
を含む計量信号をデジタル化したデジタル計量信号の、
上記振動成分を所定の濾波伝達関数に基づいて減衰させ
るデジタル秤用ＦＩＲフィルタにおいて、上記濾波伝達
関数が、離散時間系列における上記デジタル計量信号の
データの差分値を自己回帰モデル化することによって算
出された自己回帰モデルの信号伝達関数の逆数であるこ
と、を特徴とするものである。

【００２３】第２の発明は、振動成分を含む計量信号を
デジタル化したデジタル計量信号の、上記振動成分を所
定の濾波伝達関数に基づいて減衰させるデジタル秤用Ｆ
ＩＲフィルタにおいて、上記濾波伝達関数が、離散時間
系列における上記デジタル計量信号のデータの差分値を
自己回帰モデル化することによって算出された自己回帰
モデルの信号伝達関数の逆数であり、かつ、ｚ平面にお
いて（以下、「ｚ平面において」という表現を省略す
る）該逆数の零点が単位円周上に位置する補強伝達関数
であること、を特徴とするものである。

【００２４】第３の発明は、振動成分を含む計量信号を
デジタル化したデジタル計量信号の、上記振動成分を減
衰させるデジタル秤用ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数を
算出する濾波伝達関数算出装置において、離散時間系列
における上記デジタル計量信号のデータの差分値を自己
回帰モデル化することによって求めた自己回帰モデルの
信号伝達関数を算出する信号伝達関数算出手段と、上記
信号伝達関数の逆数を算出する逆数算出手段と、上記逆
数を上記濾波伝達関数として出力する濾波伝達関数出力
手段とを具備すること、を特徴とするものである。

【００２５】第４の発明は、振動成分を含む計量信号を
デジタル化したデジタル計量信号の、上記振動成分を減
衰させるデジタル秤用ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数を
算出する濾波伝達関数算出装置において、離散時間系列
における上記デジタル計量信号のデータの差分値を自己
回帰モデル化することによって求めた自己回帰モデルの
信号伝達関数を算出する信号伝達関数算出手段と、上記
信号伝達関数の逆数を算出する逆数算出手段と、上記逆
数の零点が単位円周上に位置するように上記逆数を演算
処理し、該演算処理によって補強伝達関数を算出する補
強伝達関数算出手段と、該補強伝達関数算出手段によっ
て得られた補強伝達関数を上記濾波伝達関数として出力
する濾波伝達関数出力手段とを具備する、ことを特徴と
するものである。

【００２６】

【作用】本発明に係るデジタル秤用のデジタルフィルタ
は、デジタル計量信号の被計量物の重量に相当する直流
成分を抽出することを目的としており、従来のＦＩＲフ
ィルタのように、広範囲な阻止域において十分な減衰率
を達成し、また、直線位相特性を確保し、そして、信号
通過域における利得が極力平坦になるような振幅特性を
達成することを目的としてはいないものである。

【００２７】第１の発明によれば、離散時間系列におけ
るデジタル計量信号のデータの差分値を自己回帰モデル
化することによって算出された自己回帰モデルの信号伝
達関数は、デジタル計量信号に含まれる振動成分の振幅
特性を表す。そして、振動成分の振幅が大となる成分
（以降、振動成分のピークという。）は、自己回帰モデ
ルの信号伝達関数の極に相当する。従って、自己回帰モ
デルの信号伝達関数の逆数を、振動成分を減衰させるた
めのデジタル秤用ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数とする
ことによって、濾波伝達関数の零点は、信号伝達関数の
極の場所に位置することになり、その極の働きを相殺す
ることができ、これによって、デジタル計量信号に含ま
れる振動成分を減衰させることができる。

【００２８】第２の発明によれば、離散時間系列におけ
るデジタル計量信号のデータの差分値を自己回帰モデル
化することによって算出された自己回帰モデルの信号伝
達関数は、デジタル計量信号に含まれる振動成分の振幅
特性を表す。この振動成分のピークは、自己回帰モデル
の信号伝達関数の極に相当する。更に、この振動成分の
うち持続する振動成分のピークに相当する極は、単位円
周上または単位円のすぐ内側に位置している。従って、
上記振動成分を減衰させるためのデジタル秤用ＦＩＲフ
ィルタの濾波伝達関数を、自己回帰モデルの信号伝達関
数の逆数であり、かつ、その逆数の零点が単位円周上に
位置する補強伝達関数とすることによって、濾波伝達関
数の零点は、信号伝達関数の単位円周上に位置する極の
場所に位置することになり、その極の働きを相殺するこ
とができる。従って、上記持続する振動成分を含む振動
成分を第１の発明より大きな減衰率で減衰させることが
できる。

【００２９】第３の発明によれば、信号伝達関数算出手
段が、離散時間系列におけるデジタル計量信号のデータ
の差分値を自己回帰モデル化し、この自己回帰モデル化
した自己回帰モデルの信号伝達関数を算出する。この信
号伝達関数は、デジタル計量信号に含まれる振動成分の
振幅特性を表している。そして、その振動成分のピーク
は、信号伝達関数の極に相当する。なお、自己回帰モデ
ル化する際に、離散時間系列におけるデジタル計量信号
のデータの差分値を用いるのは、デジタル計量信号の計
量値に相当する直流成分を予めキャンセルすることによ
って、デジタル計量信号に含まれる振動成分のみを自己
回帰モデル化するためである。

【００３０】そして、この信号伝達関数は、逆数算出手
段によって、その逆数が算出される。この逆数の零点
は、信号伝達関数の極の場所に位置するため、この極の
働きを相殺し、すなわち、振動成分を減衰させることが
できる。そして、この逆数は、濾波伝達関数出力手段に
よって、上記振動成分を減衰させるためのデジタル秤用
ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数として出力される。

【００３１】第４の発明の濾波伝達関数算出装置は、第
３発明の濾波伝達関数算出装置の逆数算出手段が算出し
た信号伝達関数の逆数を、補強伝達関数算出手段によっ
て、その逆数の零点が単位円周上に位置するように演算
処理して補強伝達関数を算出し、この補強伝達関数を、
濾波伝達関数として出力するものである。

【００３２】デジタル計量信号に含まれる振動成分のう
ち、持続する振動成分のピークに相当する信号伝達関数
の極は、単位円周上または単位円のすぐ内側に位置す
る。そして、上記濾波伝達関数は、その零点が、単位円
周上に存在するその信号伝達関数の極の場所に位置する
ため、この極の働きを相殺する。すなわち、第４の発明
の濾波伝達関数算出装置の算出した濾波伝達関数は、第
３の発明の算出した濾波伝達関数と比較して、持続する
振動成分を含む振動成分をより大きな減衰率で減衰させ
ることができる。

【００３３】

【実施例】本発明に係る濾波伝達関数算出装置の第１実
施例を各図面を参照して説明する。図３は、この第１実
施例の濾波伝達関数算出装置の電気回路を示すブロック
図である。同図に示すように、この濾波伝達関数算出装
置は、記憶部２と、演算制御部３と、入出力インターフ
ェース４と、表示部５と、操作部６と、通信制御部７と
を備えており、例えばコンピュータシステム等により構
成したものである。

【００３４】通信制御部７は、図４に示すデジタル秤１
０からのデジタル計量信号のサンプルデータ（以下、サ
ンプルデータという。）を受信して、入出力インターフ
ェース４に出力する機能と、演算制御部３で算出した濾
波伝達関数を入出力インターフェース４から入力して、
図４に示すデジタル秤１０の通信制御部１９に送信する
機能とを備えているものである。なお、サンプルデータ
とは、被計量物９を後述するロードセル等の荷重検出器
１１によって実際に計量して得られた計量信号をデジタ
ル化したデジタル計量信号であって、後述するＦＩＲフ
ィルタ２０によって濾波処理されていないデジタル計量
信号のことである。そして、このデジタル秤１０の通信
制御部１９に送信された濾波伝達関数は、デジタル秤１
０に設けられている記憶部１４に記憶される。このデジ
タル秤１０の記憶部１４と演算制御部１５とによってＦ
ＩＲフィルタ２０が構成され、入力したデジタル計量信
号は、記憶部１４に記憶されている濾波伝達関数に基づ
いて演算制御部１５によって濾波処理される。

【００３５】入出力インターフェース４は、通信制御部
７から入力したサンプルデータを演算制御部３に出力す
る機能と、演算制御部３で算出した濾波伝達関数を通信
制御部７に出力する機能とを備えている。演算制御部３
は、入出力インターフェース４から送られてきたサンプ
ルデータの処理を行い、濾波伝達関数を算出するもので
ある。記憶部２は、例えばサンプルデータ等の各種デー
タを書き込んだり、削除することができる。また、記憶
部２には、図１に示すフローチャートで表されているプ
ログラムが記憶されており、演算制御部３はこのプログ
ラムに従って濾波伝達関数を算出することができる。表
示部５は、算出された濾波伝達関数や、操作部６により
入力された内容を表示することができる。操作部６は、
オペレータがこの操作部６を操作することにより、この
濾波伝達関数算出装置の電源をＯＮ／ＯＦＦしたり、通
信制御部７に例えばサンプルデータを受信させる命令等
の種々の命令を入力することができるものである。

【００３６】この演算制御部３は、図１に示すフローチ
ャートで表されているプログラムに従って動作すること
により、信号伝達関数算出手段、逆数算出手段、およ
び、濾波伝達関数出力手段の有する各機能を果たすこと
ができる。信号伝達関数算出手段は、離散時間系列にお
けるデジタル計量信号のサンプルデータの差分値を自己
回帰モデル化することによって求めた自己回帰モデルの
信号伝達関数を算出する機能を果たす。逆数算出手段
は、信号伝達関数の逆数を算出する機能を果たす。濾波
伝達関数出力手段は、逆数算出手段により算出した逆数
を濾波伝達関数として出力する機能を果たす。

【００３７】次に、上記のように構成されている濾波伝
達関数算出装置の動作手順を、図１に示すフローチャー
トに従って説明する。

【００３８】まず、濾波伝達関数算出装置をオペレータ
がＯＮし、後述するデジタル秤１０により被計量物９を
計量し、計量により得られた１つのサンプルデータｘ
（ｎ）をこの濾波伝達関数算出装置に入力させる（ステ
ップＳ２）。そして、このサンプルデータに含まれる振
動成分のみを自己回帰モデル化するために、離散時間系
列におけるデジタル計量信号のデータの差分値Δｘ
（ｎ）について自己回帰モデル化する（ステップＳ
４）。この差分値Δｘ（ｎ）の自己回帰モデルは、数６
で表される。なお、Δｘ（ｎ）＝ｘ（ｎ）−ｘ（ｎ−
１）である。

【００３９】

【数６】

【００４０】ここで、ａ_i ^(m) （ｉ＝１，２，・・・，
ｍ）はモデル係数、ｍ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）はモ
デル次数である。この数６で表される自己回帰モデル
が、デジタル計量信号に含まれる振動成分を示す。

【００４１】次に、この自己回帰モデルの信号伝達関数
Ｓ（ｚ）を算出する（ステップＳ６）。この算出式は、
数７で表される。

【００４２】

【数７】

【００４３】ここで、ｂ₀ はゲイン定数である。この数
７で表される信号伝達関数Ｓ（ｚ）が、デジタル計量信
号に含まれる振動成分の振幅特性を表しており、その振
動成分のピークは、上記信号伝達関数Ｓ（ｚ）の極に相
当する。なお、このステップＳ２と、ステップＳ４と、
ステップＳ６とが、信号伝達関数算出手段に対応する。

【００４４】そして、上記数７に示した信号伝達関数Ｓ
（ｚ）の逆数Ｇ（ｚ）を算出する（ステップＳ８）。こ
の逆数Ｇ（ｚ）は、数８で表される。このステップＳ８
が、逆数算出手段に対応する。

【００４５】

【数８】

【００４６】数８に示す逆数Ｇ（ｚ）の零点は、信号伝
達関数Ｓ（ｚ）の極の場所に位置するため、この極の働
きを相殺し、これによって、サンプルデータの振動成分
を減衰させることができる。従って、この逆数Ｇ（ｚ）
が、振動成分を減衰させることができる濾波伝達関数と
なる。ここで、数８のａ_i ^(m) （ｉ＝１，２，・・・，
ｍ）はフィルタ係数、ｍ（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）は
フィルタ次数である。なお、この濾波伝達関数Ｇ（ｚ）
のタップ数ｌ_F は、ｌ_F ＝ｍ＋１である。

【００４７】また、デジタル秤用ＦＩＲフィルタの定常
ゲインを１にする必要がある場合は、この場合の濾波伝
達関数は、Ｇ₁ （ｚ）として表すことができ、数９に示
すとおりである。

【００４８】

【数９】

【００４９】次に、この逆数Ｇ（ｚ）を、濾波伝達関数
として出力する（ステップＳ１０）。このステップＳ１
０が、濾波伝達関数出力手段に対応する。

【００５０】そして、この濾波伝達関数を、通信制御部
７を通じて後述のデジタル秤１０にオンラインで転送す
ることによって、デジタル秤用ＦＩＲフィルタの濾波伝
達関数として使用することができる。

【００５１】但し、算出した濾波伝達関数を、デジタル
秤１０にオンラインで転送したが、オンラインで転送せ
ずに、通信制御部７を通じてＲＯＭ書き込み装置により
一旦ＲＯＭに書き込んで、そして、濾波伝達関数が書き
込まれたそのＲＯＭをデジタル秤１０にオペレータが組
み込むことによって（オフライン転送）、デジタル秤用
ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数として使用することもで
きる。

【００５２】次に、第２実施例の濾波伝達関数算出装置
を説明する。この実施例の濾波伝達関数算出装置は、デ
ジタル計量信号に含まれる持続する振動成分を有効に減
衰させることができる濾波伝達関数を算出するものであ
る。この第２実施例の濾波伝達関数算出装置と第１実施
例の濾波伝達関数算出装置と相違するところは、第１実
施例の濾波伝達関数算出装置が図１に示すフローチャー
トに従って濾波伝達関数を算出したのに対して、第２実
施例の濾波伝達関数算出装置は、図２に示すフローチャ
ートに従って濾波伝達関数を算出するところである。但
し、第２実施例の濾波伝達関数算出装置の電気回路を示
すブロック図は、図３に示すものと同等である。

【００５３】すなわち、第１実施例では、信号伝達関数
算出手段が算出した信号伝達関数を、逆数算出手段がそ
の逆数を算出して、この逆数を濾波伝達関数としたが、
第２実施例では、第１実施例で算出した信号伝達関数の
逆数の零点がｚ平面における単位円周上に位置するよう
にその逆数を演算処理し、この演算処理によって得られ
た補強伝達関数を濾波伝達関数として、濾波伝達関数出
力手段が出力する。

【００５４】次に、濾波伝達関数算出装置の動作手順を
図２に示すフローチャートに従って説明する。なお、図
２のフローチャートに示すステップＳ２からステップＳ
８までの動作は、第１実施例の図１に示すステップＳ２
からステップＳ８までの処理と同等であるため、詳細な
説明を省略する。

【００５５】まず、数８に示した濾波伝達関数Ｇ（ｚ）
の零点が、単位円周上に位置するように演算処理を行
い、補強伝達関数を算出する（ステップＳ１２）。この
ステップＳ１２が、補強伝達関数算出手段に対応する。
これは、デジタル計量信号には、持続する振動成分が含
まれており、この持続する振動成分のピークに相当する
極は、単位円周上またはそのすぐ内側に存在するので、
数８で表される濾波伝達関数Ｇ（ｚ）の零点を単位円周
上に配置することにより持続する振動成分をより大きい
減衰率で減衰させることができるからである。

【００５６】ここで、数８に示した濾波伝達関数Ｇ
（ｚ）の零点の存在する位置をｚ₁ とすると、このｚ₁
は数１０で表される。そして、このｚ₁ が、単位円周上
またはそのすぐ内側に位置する場合の零点の位置ｚ
₂ は、数１１で表される。但し、ω_i、ω_i ’（ｉ＝
１，２，・・・，ｍ）は角周波数、Ｔはデジタル秤用Ｆ
ＩＲフィルタのサンプリング周期である。従って、補強
伝達関数は、この数１１に示すｚ₂ の位置に零点を有す
る。

【００５７】

【数１０】ｚ₁ ＝ｒ_i ｅ[jω_i Ｔ]

【００５８】

【数１１】 ｚ₂ ≒ｅ[jω_i ’Ｔ] ： ∵ｒ_i ≒１，ω_i ≒ω_i ’

【００５９】なお、数１０に示す零点の角周波数ω
_i は、振動成分のピークを示す信号伝達関数Ｓ（ｚ）の
極の角周波数と同じであるため、数８に示す濾波伝達関
数Ｇ（ｚ）は最小位相特性を有し、従って、ノッチを掛
ける周波数は、振動成分のピークの存在する周波数と一
致する。しかし、補強伝達関数の算出においてはｒ_i ≒
１とすることによって、数１１に示すように、補強伝達
関数の零点の角周波数がω_i ’に変化してしまう、すな
わち、信号伝達関数Ｓ（ｚ）の位相と補強伝達関数の位
相とがずれてしまう。この角周波数の変化は、補強伝達
関数がノッチを掛ける周波数が、振動成分のピークの存
在する周波数からずれてしまうことを意味する。しか
し、補強伝達関数は、その零点が単位円周上に位置する
ことにより、ノッチを掛ける周波数での減衰率が大きく
なる。従って、角周波数ω_i からω_i ’に変化したとし
ても、その変化分Δω_i ＝ω_i ’−ω_i が極めて小さい
場合は、すなわち、補強伝達関数のノッチを掛ける周波
数と振動成分のピークが存在する周波数とのずれが極め
て小さい場合は、振動成分のピークが存在する周波数に
おける補強伝達関数の減衰率が、同周波数における数８
の濾波伝達関数Ｇ（ｚ）の減衰率を十分満足することが
できる。

【００６０】次に、この補強伝達関数を算出するステッ
プＳ１２について図６および図７を参照して詳細に説明
する。そのために、まず、信号伝達関数の逆数Ｇ（ｚ）
を表す数８のフィルタ係数ａ_i ^(m) を、フィルタ係数算
出アルゴリズムの一手法であるバーグ法を用いて求めた
ＦＩＲフィルタの構造について説明する。なお、このバ
ーグ法は、自己回帰モデルのモデル係数を算出するアル
ゴリズムの一例として、一般に知られているが、この実
施例では、このバーグ法を使用してフィルタ係数ａ_i
^(m) を算出している。なぜなら、信号伝達関数Ｓ（ｚ）
の逆数が濾波伝達関数Ｇ（ｚ）であるため、デジタル計
量信号に含まれる振動成分の自己回帰モデルのモデル係
数ａ_i ^(m) が、デジタル秤用ＦＩＲフィルタのフィルタ
係数ａ_i ^(m) に相当するからである。

【００６１】今、デジタル計量信号に含まれる振動成分
を表すＮ個の離散時間系列におけるデジタル計量信号の
データの差分値Δｘ（ｎ）（Δｘ（０），Δｘ（１），
Δｘ（２），・・・，Δｘ（Ｎ−１））が与えられた場
合、上記数８のフィルタ係数ａ_i ^(m) を算出するバーグ
法のアルゴリズムは、数１２から数１７で表される。

【００６２】

【数１２】

【００６３】

【数１３】 ａ_i ^(m) ＝ａ_i ^(m-1) ＋ｋ_m ・ａ_m-i ^(m-1) ：i=1,2,・・・,m-1 ａ_i ^(m) ＝ｋ_m ：i=m

【００６４】

【数１４】 ｆ(n) ^(m) ＝ｆ(n) ^(m-1) ＋ｋ_m ・ｇ(n-1) ^(m-1)

【００６５】

【数１５】 ｇ(n) ^(m) ＝ｇ(n-1) ^(m-1) ＋ｋ_m ・ｆ(n) ^(m-1)

【００６６】

【数１６】 ｆ(n) ⁽⁰⁾ ＝ｇ(n) ⁽⁰⁾ ＝Δｘ(n) ：n=1,2,・・・,N-1

【００６７】

【数１７】 Δx(n)＝-a₁ ^(m) ・Δx(n-1)- ・・・-a_m ^(m) ・Δx(n-m)+f(n) ^(m)

【００６８】なお、一般に、ｋ_m は反射係数、ｆ(n)
^(m) は自己回帰モデルの前向き予測誤差、ｇ(n) ^(m) は
自己回帰モデルの後向き予測誤差と呼ばれている。そし
て、このバーグ法のアルゴリズムを用いることによっ
て、数８に示す濾波伝達関数Ｇ（ｚ）のフィルタ係数ａ
_i ^(m) を算出することができる。

【００６９】そして、数１４と数１５から、この反射係
数ｋ_m と、自己回帰モデルの前向き予測誤差ｆ(n) ^(m)
と、自己回帰モデルの後向き予測誤差ｇ(n) ^(m) との関
係をブロック線図で表すと、一般に、図６に示すような
格子構造２２になることが知られている。また、上記数
１５を初期条件として、図７に示すブロック線図のよう
に格子構造２２を連結すると、格子型ＦＩＲフィルタ２
４を形成することができる。従って、このバーグ法を用
いてＦＩＲフィルタのフィルタ係数を算出すると、格子
型ＦＩＲフィルタ２４が構成される。更に、図７に示す
格子型ＦＩＲフィルタ２４において、Δｘ(n) からｆ
(n) ^(m) までの前向き伝達関数Ａ（ｚ）は、数１８で表
され、Δｘ(n) からｇ(n) ^(m) までの後向き伝達関数Ｂ
（ｚ）は、数１９で表されることが知られている。

【００７０】

【数１８】 Ａ（ｚ）＝１＋ａ₁ ^(m) ｚ^-1＋ａ₂ ^(m) ｚ^-2＋・・・＋ａ_m ^(m) ｚ^-m

【００７１】

【数１９】 Ｂ（ｚ）＝ａ_i ^(m) ＋ａ_m-1 ^(m) ｚ^-1＋ａ_m-2 ^(m) ｚ^-2＋・・・＋ｚ^-m

【００７２】この数１８に示す前向き伝達関数Ａ（ｚ）
は、数８に示す濾波伝達関数Ｃ（ｚ）と同等であるか
ら、この前向き伝達関数Ａ（ｚ）の零点の位置ｚ_A1は、
数１０より、ｚ_A1＝ｚ₁ ＝ｒ_i ｅ[jω_i T]で表される。
また、数１８と数１９とは、互いに反転関係にあるた
め、数１９に示す後向き伝達関数Ｂ（ｚ）の零点の位置
ｚ_B1は、ｚ_B1＝（１／ｒ_i ）ｅ[-j ω_i T]で表される。
そして、このｚ_A1とｚ_B1の式に補強伝達関数の条件であ
るｒ_i ≒１を代入すると、数１８の前向き伝達関数Ａ
（ｚ）の零点の位置ｚ_A2は数２０で表され、また、その
反転関係にある数１９の後向き伝達関数Ｂ（ｚ）の零点
の位置ｚ_B2は数２１で表される。

【００７３】

【数２０】 ｚ_A2＝ｚ₂ ≒ｅ[jω_i ’Ｔ] ： ∵ｒ_i ≒１，ω_i ≒ω_i ’

【００７４】

【数２１】 ｚ_B2≒ｅ[-j ω_i ’Ｔ] ： ∵ｒ_i ≒１，ω_i ≒ω_i ’

【００７５】従って、補強伝達関数の零点は、数２０の
ｚ_A2または数２１のｚ_B2の位置に存在する。ここで、数
１８の前向き伝達関数Ａ（ｚ）と数１９の後向き伝達関
数Ｂ（ｚ）との平均をＣ（ｚ）とし、数２２で表す。

【００７６】

【数２２】 Ｃ（ｚ）＝｛Ａ（ｚ）＋Ｂ（ｚ）｝／２ ＝｛１＋ａ_m ^(m) ＋（ａ₁ ^(m) ＋ａ_m-1 ^(m) ）ｚ^-1＋・・・ ＋（１＋ａ_m ^(m) ）ｚ^-m｝

【００７７】この数２２を０とした高次方程式は、ｚの
低次数側と高次数側とで対称なフィルタ係数を持つ相反
方程式であるから、この相反方程式の解をｚとすると、
相反方程式の公式からｚの絶対値は１になる。このｚ
は、Ｃ（ｚ）の零点の位置を示し、このｚの絶対値が１
になるということは、すなわち、ｒ_i ＝１になるという
ことなので、Ｃ（ｚ）の零点が単位円周上に位置するこ
とを意味する。そして、このＣ（ｚ）の零点の位置は、
数２０のｚ_A2または数２１のｚ_B2で表された位置にな
る。従って、この数２２のＣ（ｚ）が、濾波伝達関数の
零点の条件である数１１のｚ₂ を満足する補強伝達関数
である。

【００７８】従って、この補強伝達関数Ｃ（ｚ）は、そ
の零点が単位円周上に位置するため、デジタル計量信号
に含まれる持続する振動成分を有する振動成分を、数８
の濾波伝達関数よりも大きい減衰率で減衰させることが
できる。そして、この補強伝達関数Ｃ（ｚ）を、濾波伝
達関数Ｃ（ｚ）として出力する（ステップＳ１４）。

【００７９】なお、濾波伝達関数Ｃ（ｚ）のタップ数ｌ
_F は、上述の濾波伝達関数Ｇ（ｚ）と同様、ｌ_F ＝ｍ＋
１である。このステップＳ１４が、濾波伝達関数出力手
段に対応する。

【００８０】そして、この濾波伝達関数Ｇ（ｚ）を、通
信制御部７を通じて後述のデジタル秤１０にオンライン
で転送することによって、デジタル秤用ＦＩＲフィルタ
の濾波伝達関数として使用することができる。

【００８１】また、この実施例では、フィルタ係数ａ_i
^(m) を算出するアルゴリズムの一例としてバーグ法を用
いたが、バーグ法以外の方法を用いてもよい。

【００８２】次に、第３実施例のデジタル秤用ＦＩＲフ
ィルタを図４と図５を参照して説明する。図４は、この
第３実施例のデジタル秤用ＦＩＲフィルタを備えるデジ
タル秤１０の電気回路を示すブロック図である。同図に
示すように、このデジタル秤１０は、荷重検出器１１
と、増幅器１２と、アナログ／デジタル変換器（以降、
Ａ／Ｄ変換器と言う。）１３と、記憶部１４と、演算制
御部１５と、入出力インターフェース１６と、表示部１
７と、操作部１８と、通信制御部１９とを備えている。
また、図５は、このデジタル秤１０の基本構成を示すブ
ロック図であり、図４のブロック図を簡略化したもので
ある。この図５のデジタル秤用ＦＩＲフィルタ２０は、
図４に示す記憶部１４と、演算制御部１５とに対応す
る。

【００８３】通信制御部１９は、サンプルデータを図３
に示す第１実施例の濾波伝達関数算出装置の通信制御部
７に送信する機能と、同実施例の濾波伝達関数算出装置
によって算出された濾波伝達関数（数８に示す濾波伝達
関数）を受信して、入出力インターフェース１６に出力
する機能とを備えているものである。そして、このデジ
タル秤１０の通信制御部１９に送信された濾波伝達関数
は、デジタル秤１０に設けられている記憶部１４に記憶
される。ＦＩＲフィルタ２０は、演算制御部１５と、記
憶部１４と、記憶部１４に記憶されている濾波伝達関数
を表すプログラムによって構成されており、入力したデ
ジタル計量信号に対して濾波処理を行う。

【００８４】入出力インターフェース１６は、第１実施
例に定義したサンプルデータを通信制御部１９に出力す
る機能と、通信制御部１９から入力した濾波伝達関数を
演算制御部１５に出力する機能とを備えている。演算制
御部１５は、例えばマイクロコンピュータやＤＳＰ等に
より構成されており、入力するデジタル計量信号を記憶
部１４に記憶されている濾波伝達関数に基づいて濾波処
理する。そして、濾波処理したデジタル計量信号を重量
値に変換するものである。なお、この濾波伝達関数は、
第１実施例の濾波伝達関数算出装置により算出された濾
波伝達関数（数８）である。記憶部１４は、例えばＲＯ
ＭおよびＲＡＭ等により構成されており、濾波伝達関数
等の各種データを書き込んだり、削除することができる
ものである。

【００８５】表示部１７は、演算制御部１５により算出
された計量値や、操作部１８により入力された内容を表
示することができる。操作部１８は、オペレータがこの
操作部１８を操作することにより、このデジタル秤１０
の電源をＯＮ／ＯＦＦしたり、例えば通信制御部１９に
サンプルデータを送信させる命令等の種々の命令を入力
することができるものである。

【００８６】荷重検出器１１は、例えばロードセル等か
ら成り、被計量物９の重量を計量してアナログ計量信号
を出力するものである。このアナログ計量信号は、被計
量物９の重量に相当する直流成分の他に振動成分を含ん
でいる。増幅器１２は、荷重検出器１１からのアナログ
計量信号を入力し、このアナログ計量信号を所定の増幅
率で増幅して、Ａ／Ｄ変換器１３に出力するものであ
る。また、この増幅器１２には、アナログ計量信号をデ
ジタル化する際に不要な高周波成分を減衰させるための
ローパスフィルタが付加されている。Ａ／Ｄ変換器１３
は、増幅器１２の出力信号を入力し、デジタル計量信号
に変換し、演算制御部１５に出力するものである。

【００８７】このデジタル秤１０は、例えば重量選別機
や組合せ秤に利用されている。なお、組合せ秤に利用す
る場合は、荷重検出器１１を複数台設ける。まず、被計
量物９の重量が荷重検出器１１に印荷されるとアナログ
計量信号が発生し、このアナログ計量信号は増幅器１２
に入力される。そして、この増幅器１２によりアナログ
計量信号は増幅される。この増幅器１２には、ローパス
フィルタが付加されており、このローパスフィルタによ
りアナログ計量信号の高周波成分が除去される。高周波
成分が除去されたアナログ計量信号は、Ａ／Ｄ変換器１
３によりデジタル計量信号に変換されて、演算制御部１
５に供給される。この演算制御部１５は、供給されたデ
ジタル計量信号を記憶部１４に記憶されている濾波伝達
関数（数８）に基づいて濾波処理を行う。そして、この
デジタル計量信号は、演算制御部１５により振動成分は
減衰されて、直流成分が抽出され（濾波処理され）、こ
の直流成分が表示部１７に表示される。

【００８８】この実施例のＦＩＲフィルタの濾波処理の
内容である濾波伝達関数は、離散時間系列におけるデジ
タル計量信号のデータの差分値を自己回帰モデル化する
ことによって算出された自己回帰モデルの信号伝達関数
の逆数である。この信号伝達関数は、デジタル計量信号
に含まれる振動成分の振幅特性を表し、この振動成分の
ピークは、自己回帰モデルの信号伝達関数の極に相当す
る。従って、この濾波処理は、自己回帰モデルの信号伝
達関数の逆数を濾波伝達関数とすることによって、濾波
伝達関数の零点が、信号伝達関数の極の場所に位置する
ことになり、その極の働きを相殺することができ、これ
によって、デジタル計量信号に含まれる振動成分を、従
来の多重移動平均フィルタや音響用に設計されたＦＩＲ
フィルタと比較して、短時間で減衰させることができ
る。

【００８９】従って、このＦＩＲフィルタを備えるデジ
タル秤により被計量物９を計量すると、高速計量と高精
度の計量を可能にすることができる。

【００９０】次に、図８に示すデジタル計量信号を実際
に濾波処理する場合の数８示す濾波伝達関数Ｇ（ｚ）を
有するデジタル秤用ＦＩＲフィルタの作用ついて、従来
技術である多重移動平均フィルタの作用と比較しなが
ら、図８から図１１を参照して説明する。

【００９１】図８は、図４に示すデジタル秤１０で２０
０ｇの被計量物９を計量したデジタル計量信号で、ＦＩ
Ｒフィルタに入力する前のものである。サンプリング時
間Ｔは、５ｍｓｅｃである。そして、この図８に示すデ
ジタル計量信号に含まれる振動成分を減衰させることを
目的とした数８に示す濾波伝達関数Ｇ（ｚ）を有するＦ
ＩＲフィルタを製作した。

【００９２】まず、被計量物９のデジタル秤１０への乗
り込みが完了した状態のデジタル計量信号を、例えば図
８に示すサンプリング数ｎ＝１５０から２００の間（以
降、データサンプル時間という。）のデジタル計量信号
をサンプルデータとし、このサンプルデータをデジタル
秤１０から第１実施例の濾波伝達関数算出装置に送信す
る。第１実施例の濾波伝達関数算出装置は、受信したこ
のサンプルデータを基に数８に示す濾波伝達関数Ｇ
（ｚ）を算出し、デジタル秤１０へ送り返す。そして、
デジタル秤１０は、この濾波伝達関数Ｇ（ｚ）を受信し
て、ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数Ｇ（ｚ）として記憶
部１４に記憶する。このＦＩＲフィルタは、この記憶部
１４に記憶された濾波伝達関数Ｇ（ｚ）に基づいて、入
力したデジタル計量信号に対して濾波処理を行う。

【００９３】図９は、図８のデジタル計量信号に含まれ
る振動成分を表す信号伝達関数Ｓ（ｚ）の振幅特性と、
上記ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数Ｃ（ｚ）の振幅特性
である。図９に示すＡＲは、図８のデータサンプル時間
内の離散時間系列におけるデジタル計量信号の差分値Δ
ｘ（ｎ）＝ｘ（ｎ）−ｘ（ｎ−１）（但し、ｎ＝１５
０，・・・，２００）について、モデル次数ｍ＝３０で
自己回帰モデル化された自己回帰モデルの信号伝達関数
Ｓ（ｚ）の振幅特性である。そして、図９に示すＦ１
は、フィルタ次数ｍ＝３０からなるＦＩＲフィルタの濾
波伝達関数Ｇ（ｚ）の振幅特性である。この図９におい
て、Ｆ１は、ＡＲの振動成分のピークが存在する周波数
（以降、ピーク周波数という）に対してノッチが掛かっ
ており、そのピーク周波数における減衰率が大きいこと
が認められる。

【００９４】また、図１０は、図８のデジタル計量信号
の入力に対する、ＦＩＲフィルタの出力応答である。図
１０のＦ１ａが、数８の濾波伝達関数Ｇ（ｚ）を有する
ＦＩＲフィルタの出力応答を示している。同図におい
て、Ｆ１ａの応答が、後述の数２２の濾波伝達関数Ｃ
（ｚ）を有するＦＩＲフィルタの出力応答を示すＦ２ａ
よりも速く応答していることが認められる。これは、濾
波伝達関数Ｇ（ｚ）が、図８のデジタル計量信号に含ま
れる振動成分を表す信号伝達関数Ｓ（ｚ）に対して最小
位相特性を有し、これによって、出力応答時間が最小と
なるからである。

【００９５】また、図８に示す入力したデジタル計量信
号の変動Δｄが、データサンプル時間Ｄにおいて最大約
３６ｇであるのに対して、図１０に示すＦ１ａの変動Δ
Ｆ１ａは、その濾波処理の効果が現れるサンプリング時
間ｎ＝１８０（被計量物９の乗り込み完了時間ｎ＝１５
０にデジタル秤用ＦＩＲフィルタのフィルタ次数ｍ＝３
０を付加した時間）以降において最大約０．３３ｇに減
少している。このことから、第３実施例のＦＩＲフィル
タは、入力したデジタル計量信号に含まれる振動成分を
十分減衰させることが認められる。

【００９６】また、図１１に、図８のデジタル計量信号
に含まれる振動成分を表す信号伝達関数Ｓ（ｚ）の振幅
特性と、この振動成分を減衰させるための従来技術であ
る多重移動平均フィルタの濾波伝達関数Ｍ（ｚ）の振幅
特性を示す。この図１１に示すＡＲは、図９に示したＡ
Ｒと同じもので、信号伝達関数Ｓ（ｚ）の振幅特性であ
る。また、同図のＭＡは、上述の数１と数２から求め
た、２４タップ、１２タップ、１１タップ、８タップの
移動平均フィルタを４重に縦続接続した構成から成る、
４段多重移動平均フィルタの濾波伝達関数Ｈ（ｚ）の振
幅特性である。同図から、この多重移動平均フィルタの
振幅特性であるＭＡは、図９に示すＦ１と比較してその
減衰率が十分であり、特に、高周波数帯域においては十
分すぎるほどの大きな減衰率を有していることが認めら
れる。従って、この多重移動平均フィルタも、濾波伝達
関数Ｇ（ｚ）を有するＦＩＲフィルタと同様に、入力し
たデジタル計量信号に含まれる振動成分を十分減衰でき
る能力を有するものであると言える。

【００９７】しかし、この濾波伝達関数Ｇ（ｚ）を有す
るＦＩＲフィルタのタップ数ｌ_F は、ｌ_F ＝ｍ＋１の関
係から３１タップであるので、その濾波処理時間は、
（ｌ_F−１）Ｔの関係から１５０ｍｓである。これに対
して、従来技術である多重移動平均フィルタのタップ数
ｌ_M は、数４の関係から５２タップであるので、その濾
波処理時間は、（ｌ_M −１）Ｔの関係から２５５ｍｓで
ある。従って、このＦＩＲフィルタの濾波処理時間は、
多重移動平均フィルタに比べて１．７倍も短縮すること
ができる。そして、このＦＩＲフィルタをデジタル秤１
０に用いることによって、デジタル秤１０の計量時間を
短縮することができる。

【００９８】次に、第４実施例のデジタル秤用ＦＩＲフ
ィルタを説明する。このデジタル秤用ＦＩＲフィルタ
は、デジタル計量信号に含まれる持続する振動成分を有
効に減衰させることができるものである。この第４実施
例のＦＩＲフィルタと第３実施例のＦＩＲフィルタと相
違するところは、第３実施例のＦＩＲフィルタが数８の
濾波伝達関数に基づいてデジタル計量信号を濾波処理し
たのに対して、第４実施例のＦＩＲフィルタは、数２２
の濾波伝達関数に基づいてデジタル計量信号を濾波処理
するところである。但し、第４実施例のＦＩＲフィルタ
を備えるデジタル秤１０の電気回路を示すブロック図
は、図４に示すものと同等であり、またデジタル秤１０
の基本構成のブロック図についても、図５に示すものと
同等であるので、詳細な説明を省略する。

【００９９】つまり、この第４実施例のＦＩＲフィルタ
が設けられているデジタル秤１０は、第２実施例の濾波
伝達関数算出装置の算出した濾波伝達関数を利用してい
る。これに対して第３実施例のＦＩＲフィルタが設けら
れているデジタル秤１０は、第１実施例の濾波伝達関数
算出装置の算出した濾波伝達関数を利用している。従っ
て、この第４実施例に係る図５に示すデジタル秤１０の
通信制御部１９は、第１実施例で定義したサンプルデー
タを、図３に示す第２実施例の濾波伝達関数算出装置の
通信制御部７に送信し、第２実施例の濾波伝達関数算出
装置によって算出された濾波伝達関数（数２２に示す濾
波伝達関数）を受信して、入出力インターフェース１６
に出力する。この入出力インターフェース１６に出力さ
れた濾波伝達関数は、第３実施例と同様に、記憶部１４
に記憶される。ＦＩＲフィルタは、この記憶部１４に記
憶された濾波伝達関数を表すプログラムに基づいて入力
したデジタル計量信号に対して濾波処理を行う。

【０１００】このデジタル秤１０は、第３実施例と同様
に、例えば重量選別機や組合せ秤に利用されている。ま
ず、被計量物９の重量が図４に示す荷重検出器１１に印
荷されると、第３実施例と同様に、アナログ計量信号が
発生し、このアナログ計量信号は、増幅器１２に入力し
て増幅される。この増幅器１２には、ローパスフィルタ
が付加されており、このローパスフィルタによりアナロ
グ計量信号の高周波成分が除去され、高周波成分が除去
されたアナログ計量信号は、Ａ／Ｄ変換器１３によりデ
ジタル計量信号に変換されて、演算制御部１５に入力す
る。演算制御部１５は、このデジタル計量信号を、記憶
部１４に記憶されている濾波伝達関数（数２２）に基づ
いて濾波処理を行う。そして、このデジタル計量信号
は、演算制御部１５により振動成分は減衰されて、直流
成分が抽出され（濾波処理され）、この直流成分が表示
部１７に表示される。

【０１０１】この実施例のＦＩＲフィルタの濾波処理の
内容である濾波伝達関数は、離散時間系列におけるデジ
タル計量信号のデータの差分値を自己回帰モデル化する
ことによって算出された自己回帰モデルの信号伝達関数
の逆数であり、かつ、ｚ平面において該逆数の零点が単
位円周上に位置する補強伝達関数である。この信号伝達
関数は、デジタル計量信号に含まれる振動成分の振幅特
性を表し、この振動成分のピークは、自己回帰モデルの
信号伝達関数の極に相当する。更に、振動成分のうち持
続する振動成分のピークに相当する極は、単位円周上ま
たは単位円のすぐ内側に位置している。従って、この濾
波処理は、補強伝達関数を濾波伝達関数とすることによ
って、濾波伝達関数の零点が、信号伝達関数の単位円周
上に位置する極の場所に位置することになり、その極の
働きを相殺することができ、これによって、デジタル計
量信号に含まれる持続する振動成分を有する振動成分
を、従来の多重移動平均フィルタや音響用に設計された
ＦＩＲフィルタと比較して、短時間で減衰させることが
でき、更に、第３実施例のＦＩＲフィルタよりも、大き
な減衰率で減衰させることができる。

【０１０２】従って、このＦＩＲフィルタを備えるデジ
タル秤用により被計量物９を計量すると、高速計量と、
第１のＦＩＲフィルタを備えるデジタル秤１０よりも高
い計量精度を可能にすることができる。

【０１０３】次に、第３実施例と同様に、図８に示すデ
ジタル計量信号を実際に濾波処理する場合の数２２示す
濾波伝達関数Ｃ（ｚ）を有するデジタル秤用ＦＩＲフィ
ルタの作用ついて、従来技術である多重移動平均フィル
タの作用と比較しながら、図８から図１１を参照して説
明する。但し、この第４実施例のＦＩＲフィルタに入力
するデジタル計量信号は、第３実施例と同じ図８に示す
デジタル計量信号である。従って、この第４実施例のＦ
ＩＲフィルタの各特性を示す部分について、第３実施例
で説明した図９から図１１に記載し、各図の同一部分に
ついての詳細な説明を省略する。

【０１０４】この第４実施例では、図８に示すデジタル
計量信号に含まれる振動成分を減衰させることを目的と
した数２２に示す濾波伝達関数Ｃ（ｚ）を有するＦＩＲ
フィルタを製作した。

【０１０５】まず、第３実施例と同様に、図８のサンプ
ルデータを図４に示すデジタル秤１０から第２実施例の
図３に示す濾波伝達関数算出装置に送信する。この第２
実施例の濾波伝達関数算出装置は、受信したこのサンプ
ルデータを基にこの数２２に示す濾波伝達関数Ｃ（ｚ）
を算出し、デジタル秤１０へ送り返す。そして、デジタ
ル秤１０は、この濾波伝達関数Ｃ（ｚ）を受信して、Ｆ
ＩＲフィルタの濾波伝達関数Ｃ（ｚ）として記憶部１４
に記憶する。このＦＩＲフィルタは、この記憶部１４に
記憶された濾波伝達関数Ｃ（ｚ）に基づいて、入力した
デジタル計量信号に対して濾波処理を行う。

【０１０６】図９は、図８のデジタル計量信号に含まれ
る振動成分を表す信号伝達関数Ｓ（ｚ）の振幅特性と、
この振動成分を減衰させるためのＦＩＲフィルタの数２
２に示す濾波伝達関数Ｃ（ｚ）の振幅特性である。図９
に示すＡＲは、モデル次数ｍ＝３０から成る信号伝達関
数Ｓ（ｚ）の振幅特性である。そして、図９に示すＦ２
は、フィルタ次数ｍ＝３０から成るＦＩＲフィルタの濾
波伝達関数Ｇ（ｚ）の振幅特性である。

【０１０７】図９において、Ｆ２は、ＡＲのピーク周波
数から若干外れた周波数に対してノッチが掛かっている
ことが認められる。しかし、Ｆ２のピーク周波数におけ
る減衰率が、数８の濾波伝達関数Ｇ（ｚ）の振幅特性を
示すＦ１の減衰率を十分満足している。更に、Ｆ２のノ
ッチが掛かった周波数における減衰率が、Ｆ１のノッチ
が掛かった周波数における減衰率よりも大きいことが認
められる。

【０１０８】また、図１０のＦ２ａは、図８のデジタル
計量信号の入力に対する、数２２の濾波伝達関数Ｃ
（ｚ）を有するＦＩＲフィルタの出力応答である。同図
において、Ｆ２ａの応答が、数８の濾波伝達関数Ｇ
（ｚ）を有するＦＩＲフィルタの出力応答を示すＦ１ａ
に比べて、若干遅いことが認められる。これは、上記数
１１に示したとおり、Ｃ（ｚ）の零点の角周波数ω_i ’
が、信号伝達関数Ｓ（ｚ）の零点の角周波数ω_i に対し
て若干の差異を有し、そのために、位相がずれてしまう
ためである。これによって、濾波伝達関数Ｃ（ｚ）の出
力応答Ｆ２ａは、最小位相特性を有する濾波伝達関数Ｇ
（ｚ）の出力応答Ｆ１ａに比べて、出力応答時間が長く
なってしまう。

【０１０９】また、図８に示す入力したデジタル計量信
号の変動Δｄが、データサンプル時間Ｄにおいて最大約
３６ｇであるのに対して、図１０に示すＦ２ａの変動Δ
Ｆ２ａは、その濾波処理の効果が現れるサンプリング時
間ｎ＝１８０（被計量物９の乗り込み完了時間ｎ＝１５
０にデジタル秤用ＦＩＲフィルタのフィルタ次数ｍ＝３
０を付加した時間）以降において最大約０．２２ｇに減
少している。これに対して、ΔＦ１ａは、最大０．３３
ｇである。このことから、第２実施例のＦＩＲフィルタ
は、第１実施例のＦＩＲフィルタよりも入力したデジタ
ル計量信号に含まれる振動成分を十分減衰させることが
認められる。

【０１１０】また、図１１は、第３実施例の説明と同
じ、図８のデジタル計量信号に含まれる振動成分を表す
信号伝達関数Ｓ（ｚ）の振幅特性と、この振動成分を減
衰させるための従来技術である多重移動平均フィルタの
濾波伝達関数Ｍ（ｚ）の振幅特性である。

【０１１１】そして、このＦＩＲフィルタのタップ数ｌ
_F は、第３実施例と同様、ｌ_F ＝ｍ＋１の関係から３１
タップであるので、その濾波処理時間は、（ｌ_F −１）
Ｔの関係から１５０ｍｓである。これに対して、従来技
術である多重移動平均フィルタの濾波処理時間は、２５
５ｍｓである。従って、このＦＩＲフィルタは、第３実
施例よりも出力応答時間については若干長く掛かるが、
濾波処理時間は、第３実施例と同様、多重移動平均フィ
ルタに比べて１．７倍も短縮できる。そして、この濾波
処理時間の短縮により、デジタル秤１０の計量時間を短
縮することができる。

【０１１２】

【発明の効果】第１の発明のデジタル秤用ＦＩＲフィル
タは、デジタル計量信号に含まれる振動成分の振幅特性
を示す信号伝達関数の逆数を、その濾波伝達関数として
いるため、この濾波伝達関数の零点を、振動成分のピー
クを示す信号伝達関数の極の場所に位置させて、その極
の働きを相殺し、これによって、デジタル計量信号に含
まれる振動成分を減衰させることができる構成である。

【０１１３】この構成によって、振動成分のピークが存
在する周波数に対してのみノッチを掛けることができ、
これによって、その濾波伝達関数の設計パラメータの一
つであるタップ数を最小限の数に抑えることができるの
で、従来よりも少ないタップ数となる。また、濾波伝達
関数の位相と、信号伝達関数の位相とが一致しているた
め、最小位相特性を有しており、これによって、デジタ
ル計量信号の入力に対する出力応答の遅延時間を最小に
することができる。従って、従来よりも少ないタップ数
となること、及び、出力応答の遅延時間を最小にするこ
とができることにより、このデジタル秤用ＦＩＲフィル
タは、従来に比べて濾波処理時間を大きく短縮すること
ができ、その結果、高速計量を可能にするという効果が
ある。

【０１１４】また、デジタル秤の増幅器１２に付加され
ているローパスフィルタによって、既に遮断されている
高周波領域に対して、従来の多重移動平均フィルタ１１
１のように、更にノッチを掛けて無駄な濾波処理を行う
ことがないため、この点でもデジタル秤の計量時間を従
来よりも短縮することができるという効果がある。

【０１１５】第２の発明のデジタル秤用ＦＩＲフィルタ
は、持続する振動成分を有する振動成分の振幅特性を示
す信号伝達関数の逆数であり、かつ、その逆数の零点が
単位円周上に位置することを示す補強伝達関数を、その
濾波伝達関数とする構成である。この構成によって、濾
波伝達関数の零点を、持続する振動成分を有する振動成
分のピークを示す極の場所に位置させて、その極の働き
を相殺し、これによって、持続する振動成分を有する振
動成分を、第１の発明と比較してより大きい減衰率で減
衰させることができる。これによって、第１の発明より
も高い計量精度が得られるという効果がある。

【０１１６】また、このデジタル秤用ＦＩＲフィルタ
は、上記構成によって、濾波伝達関数の零点の位相と信
号伝達関数の零点の位相とが若干ずれるため、その応答
速度が、最少位相特性を有する第１の発明のデジタル秤
用ＦＩＲフィルタよりも、若干遅くなる。しかし、持続
する振動成分を有する振動成分のピークが存在する周波
数に対してのみノッチを掛けるため、その濾波伝達関数
の設計パラメータの一であるタップ数を最小限の数に抑
えることができるので、従来よりも少ないタップ数でフ
ィルタを構成することができる。これによって、従来に
比べて濾波処理時間を短縮することができ、その結果、
従来よりも高速に計量を行うことができるという効果が
ある。

【０１１７】更に、第１の発明と同様に、デジタル秤の
増幅器１２に付加されているローパスフィルタによって
既に遮断されている高周波領域に対して、更にノッチを
掛けて無駄な濾波処理を行うことがないため、従来より
も計量時間を短くすることができるという効果がある。

【０１１８】第３の発明のデジタル秤用ＦＩＲフィルタ
の濾波伝達関数算出装置は、デジタル計量信号に含まれ
る振動成分の振幅特性を示す信号伝達関数の逆数を、そ
の濾波伝達関数として算出する構成である。この構成に
よって、この濾波伝達関数の零点を振動成分のピークを
示す信号伝達関数の極の場所に位置させることができ、
その結果、この振動成分のピークが存在する周波数に対
してのみノッチを掛けることができる。これによって、
濾波伝達関数の設計パラメータの一であるタップ数を最
小限の数に抑えることができ、従って、従来よりもタッ
プ数の少ない濾波伝達関数を算出することができるとい
う効果がある。そして、上記構成によって、濾波伝達関
数の位相を信号伝達関数の位相に一致させることができ
るので、最小位相特性を有する濾波伝達関数を算出する
ことができるという効果がある。

【０１１９】つまり、この算出した濾波伝達関数を用い
たデジタル秤用ＦＩＲフィルタは、第１の発明に記載し
た効果と同様の効果を奏する。

【０１２０】第４の発明のデジタル秤用ＦＩＲフィルタ
の濾波伝達関数算出装置は、デジタル計量信号に含まれ
る振動成分の振幅特性を示す信号伝達関数の逆数であ
り、かつ、その逆数の零点が単位円周上に位置すること
を示す補強伝達関数を算出して、その補強伝達関数を濾
波伝達関数として出力する構成である。この算出した濾
波伝達関数は、その零点が、持続する振動成分を有する
振動成分のピークを示す極の場所に位置するため、この
持続する振動成分を有する振動成分のピークが存在する
周波数に対してのみノッチを掛けることができ、設計パ
ラメータの一であるタップ数が最小限の数に抑えられ
る。これによって、濾波処理時間を従来のデジタルフィ
ルタよりも短縮することができ、この算出した濾波伝達
関数をデジタル秤用ＦＩＲフィルタに適用することによ
り、計量時間を短縮することができるという効果があ
る。

【０１２１】そして、上記構成により、デジタル計量信
号に含まれる持続する振動成分を有する振動成分を、第
３の発明の濾波伝達関数算出装置が算出した濾波伝達関
数よりも大きい減衰率で減衰させることができる濾波伝
達関数を算出することができる。これによって、この算
出した濾波伝達関数をデジタル秤用ＦＩＲフィルタに適
用することにより、計量精度を、第３の発明により算出
された濾波伝達関数のフィルタを使用した場合よりも向
上させることができるという効果がある。

【０１２２】つまり、この算出した濾波伝達関数を用い
たデジタル秤用ＦＩＲフィルタは、第２の発明に記載し
た効果と同様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例に係る濾波伝達関数算出装
置の処理手順を示すフローチャートである。

【図２】本発明の第２実施例に係る濾波伝達関数算出装
置の処理手順を示すフローチャートである。

【図３】本発明の第１実施例又は第２実施例を示す濾波
伝達関数算出装置の電気回路を示すブロック図である。

【図４】本発明の第３実施例又は第４実施例を示すデジ
タル秤用ＦＩＲフィルタを備えるデジタル秤の電気回路
を示すブロック図である。

【図５】本発明の第３実施例又は第４実施例を示すデジ
タル秤用ＦＩＲフィルタを備えるデジタル秤の基本構成
を示すブロック図である。

【図６】本発明の第２実施例に使用したバーグ法のアル
ゴリズムの関係を示す格子構造のブロック線図である。

【図７】図６に示す格子構造を連結した格子型ＦＩＲフ
ィルタのブロック線図である。

【図８】本発明の第３、第４実施例のデジタル秤用ＦＩ
Ｒフィルタ、および、従来の多重移動平均フィルタに入
力するデジタル計量信号の波形図である。

【図９】本発明の第３実施例および第４実施例のデジタ
ル秤用ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数の振幅特性、およ
び、図８に示すデジタル計量信号に含まれる振動成分を
示す信号伝達関数の振幅特性である。

【図１０】本発明の第３実施例又は第４実施例のデジタ
ル秤用ＦＩＲフィルタの出力応答である。

【図１１】従来の多重移動平均フィルタの濾波伝達関数
の振幅特性、および、図８に示すデジタル計量信号に含
まれる振動成分を示す信号伝達関数の振幅特性である。

【図１２】従来の多重移動平均フィルタを使用したデジ
タル秤の基本構成を示すブロック図である。

【図１３】従来の多重移動平均フィルタの構成を示すブ
ロック図である。

【符号の説明】

３ 演算制御部 ７ 通信制御部 １１ 荷重検出器 １５ 演算制御部 １９ 通信制御部 ２０ デジタル秤用ＦＩＲフィルタ ステップＳ２ デジタル計量信号サンプルデータｘ
（ｎ）の読み込み ステップＳ４ 振動成分の自己回帰モデル化 ステップＳ６ 信号伝達関数Ｓ（ｚ）の算出 ステップＳ８ 信号伝達関数の逆数Ｇ（ｚ）の算出 ステップＳ１０ 濾波伝達関数Ｇ（ｚ）の出力 ステップＳ１２ 補強伝達関数Ｃ（ｚ）の算出 ステップＳ１４ 濾波伝達関数Ｃ（ｚ）の出力

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｈ 21/00 8842−5Ｊ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 振動成分を含む計量信号をデジタル化し
   たデジタル計量信号の、上記振動成分を所定の濾波伝達
   関数に基づいて減衰させるデジタル秤用ＦＩＲフィルタ
   において、 上記濾波伝達関数が、離散時間系列における上記デジタ
   ル計量信号のデータの差分値を自己回帰モデル化するこ
   とによって算出された自己回帰モデルの信号伝達関数の
   逆数であること、を特徴とするデジタル秤用ＦＩＲフィ
   ルタ。
2. 【請求項２】 振動成分を含む計量信号をデジタル化し
   たデジタル計量信号の、上記振動成分を所定の濾波伝達
   関数に基づいて減衰させるデジタル秤用ＦＩＲフィルタ
   において、 上記濾波伝達関数が、離散時間系列における上記デジタ
   ル計量信号のデータの差分値を自己回帰モデル化するこ
   とによって算出された自己回帰モデルの信号伝達関数の
   逆数であり、かつ、ｚ平面において該逆数の零点が単位
   円周上に位置する補強伝達関数であること、を特徴とす
   るデジタル秤用ＦＩＲフィルタ。
3. 【請求項３】 振動成分を含む計量信号をデジタル化し
   たデジタル計量信号の、上記振動成分を減衰させるデジ
   タル秤用ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数を算出する濾波
   伝達関数算出装置において、 離散時間系列における上記デジタル計量信号のデータの
   差分値を自己回帰モデル化することによって求めた自己
   回帰モデルの信号伝達関数を算出する信号伝達関数算出
   手段と、上記信号伝達関数の逆数を算出する逆数算出手
   段と、上記逆数を上記濾波伝達関数として出力する濾波
   伝達関数出力手段と、を具備するデジタル秤用ＦＩＲフ
   ィルタの濾波伝達関数算出装置。
4. 【請求項４】 振動成分を含む計量信号をデジタル化し
   たデジタル計量信号の、上記振動成分を減衰させるデジ
   タル秤用ＦＩＲフィルタの濾波伝達関数を算出する濾波
   伝達関数算出装置において、 離散時間系列における上記デジタル計量信号のデータの
   差分値を自己回帰モデル化することによって求めた自己
   回帰モデルの信号伝達関数を算出する信号伝達関数算出
   手段と、上記信号伝達関数の逆数を算出する逆数算出手
   段と、ｚ平面において上記逆数の零点が単位円周上に位
   置するように上記逆数を演算処理し、該演算処理によっ
   て補強伝達関数を算出する補強伝達関数算出手段と、該
   補強伝達関数算出手段によって得られた補強伝達関数を
   上記濾波伝達関数として出力する濾波伝達関数出力手段
   と、を具備するデジタル秤用ＦＩＲフィルタの濾波伝達
   関数算出装置。