JP4683559B2 - ノイズキャンセラ回路及びノイズ除去方法 - Google Patents

Description

本発明は、車載用の放送受信機等に設けられるノイズキャンセラ回路に関し、自動車等で発生し受信信号に混入した外来ノイズの影響を除去するノイズキャンセラ回路とノイズ除去方法に関する。

ラジオ放送を受信する車載用の放送受信機等では、自動車から生じるイグニッションノイズ等のパルス性の外来ノイズが受信アンテナ等を介して受信信号に混入すると、その受信信号を検波する検波器から、ノイズ成分を含んだ復調信号が出力され、スピーカ等で再生される再生音に耳障りな雑音が生じてしまう。そのため、外来ノイズの影響を除去すべくノイズキャンセラ回路が設けられている。

従来、図１（ａ）と図２（ａ）に示すノイズキャンセラ回路が知られている。
図１（ａ）のノイズキャンセラ回路は、ノイズ検出回路と補間回路とを有し、ＦＭ放送やＡＭ放送を受信する例えばスーパーヘテロダイン方式の放送受信機に設けられている。

かかる放送受信機内の周波数変換器から、中間周波数に周波数変換された受信信号（以下「中間周波受信信号」と称する）Ｓcvが出力されると、ノイズ検出回路がその中間周波受信信号Ｓcvに対して全波整流による絶対値処理を行って、電源電圧範囲内のダイナミックレンジを考慮した自動利得制御（ＡＧＣ：Auto Gain Controll）を行いながら、ＡＭ検波（エンベロープ検波）することで、外来ノイズ成分Ｎを顕在化させたエンベロープ信号Ｓenvを生成し、更にそのエンベロープ信号Ｓenvと所定の閾値（固定値）Ｖthとを比較し、閾値Ｖthよりレベルの大きい外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを検出している。

そして、補間回路がノイズ発生期間Ｔにおいて、放送受信機内の検波器から出力される復調信号Ｓmdに生じたノイズ成分（外来ノイズに起因するノイズ成分）に対してミュート処理（減衰や遮断処理）等の補間処理を施すことで、外来ノイズの影響を除去した復調信号Ｓxにして出力するようになっている。

ところで、図１（ａ）のノイズキャンセラ回路では、エンベロープ信号Ｓenvに生じる個々の外来ノイズ成分Ｎを所定閾値Ｖthとの比較によって逐一検出し、その検出した個々のノイズ発生期間Ｔにおいて、復調信号Ｓmdからノイズ成分を逐一除去することとしているため、外来ノイズが単発的に混入する場合に、その悪影響を効果的に除去することが可能である。

しかし、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが混入した場合、図１（ｂ）〜（ｄ）に模式的に示すように、個々の外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを検出して復調信号Ｓmd内のノイズ成分Ｄを逐一除去すると、復調信号Ｓxが短冊状に裁断された波形となってしまう。そして、復調信号Ｓxのうち短冊状に残された信号成分が途切れ途切れの音となってスピーカ等で再生されるため、受聴者にとって聴き辛く、違和感を与えてしまうという問題がある。

こうした問題を改善するため、図２に示すノイズキャンセラ回路が開発されている（特許文献１参照）。

図２（ａ）のノイズキャンセラ回路は、ＡＭ検波器とハイパスフィルタとローパスフィルタと増幅器と比較器とゲート信号生成回路及び補間回路を備えて構成されている。

ここで、ＡＭ検波器は、周波数変換器から出力される中間周波受信信号Ｓcvに対して、ノイズ検出回路がその中間周波受信信号Ｓcvに対して全波整流による絶対値処理を行って、電源電圧範囲内のダイナミックレンジを考慮した自動利得制御（ＡＧＣ）を行いながら、ＡＭ検波（エンベロープ検波）することで、外来ノイズに起因して中間周波受信信号Ｓcvに生じた外来ノイズ成分Ｎを顕在化させたエンベロープ信号Ｓenvを生成している。

ハイパスフィルタは、放送受信機内に設けられているＩＦフィルタの中心周波数（搬送周波数）と高域遮断周波数の間の周波数に設定された低域遮断周波数を有し、エンベロープ信号Ｓenvからその低域遮断周波数より高周波域の成分を抽出して、ローパスフィルタに供給するようになっている。

つまり、上述のＩＦフィルタ（被変調信号であるＩＦ信号を抽出するためのバンドパスフィルタ）の中心周波数がｆcで、高域遮断周波数がｆhであるとすると、ハイパスフィルタの低域遮断周波数ｆLが周波数ｆcとｆhの間の周波数に設定され、エンベロープ信号Ｓenvからその低域遮断周波数ｆLより高周波域の成分を抽出して、ローパスフィルタに供給している。こうして、ハイパスフィルタの低域遮断周波数ｆLが設定されているため、エンベロープ信号Ｓenvに含まれている可聴周波数域の外来ノイズ成分Ｎを抽出できるようになっている。

ローパスフィルタは、外来ノイズ成分Ｎを高速充電して低速放電する遮断周波数可変型（時定数可変型）のローパスフィルタで形成されている。つまり、ローパスフィルタは、外来ノイズ成分Ｎのレベルが上昇し始めると小さい時定数（固定の時定数）τaに基づいて高速充電を開始し、外来ノイズ成分Ｎがピークレベルから降下して、充電電圧よりも下がっていくと大きい時定数（固定の時定数）τrに基づいて低速放電する。そして、高速充電中の期間を「アタック期間」、低速放電中の期間を「リカバリー期間」として、その外来ノイズ成分Ｎに対して高速充電と低速放電を行うことで生じる充放電信号Ｒを増幅器に供給している。

ここで、上述したようにハイパスフィルタの低域遮断周波数ｆLが周波数ｆcとｆhの間の周波数に設定されていることから、ローパスフィルタには、外来ノイズ成分Ｎだけでなく、可聴周波数域の被変調信号成分も入力する。そこで、外来ノイズ成分Ｎを充電できるようにするため、アタック期間におけるローパスフィルタの高域遮断周波数ｆaが被変調信号成分の最大周波数より高く、且つ外来ノイズ成分Ｎの最大周波数より低い周波数となるように決めておいて、次式(1)の関係に基づいて、上述の小さい時定数τaの値が予め設定されている。

増幅器は、充放電信号Ｒのレベルを微調整するために設けられており、所定の（固定の）増幅率ｇで充放電信号Ｒを増幅することで高レベル側（大レベル側）にレベル調整し、そのレベル調整後の信号を閾値信号Ｒthとして出力する。

比較器は、外来ノイズ成分Ｎと閾値信号Ｒthとを比較し、閾値信号Ｒthよりレベルの大きい外来ノイズ成分Ｎを検出して、その外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを示す信号Ｓaを出力する。

ゲート信号生成回路は、上述の信号Ｓaを波形整形等することでノイズ発生期間Ｔを示すゲート信号Ｓgを生成し、補間回路に供給する。

そして、補間回路が、ゲート信号Ｓgで指定されるノイズ発生期間Ｔにおいて、復調信号Ｓmdに生じたノイズ成分（外来ノイズに起因するノイズ成分）に対してミュート処理（減衰や遮断処理）等の補間処理を施すことで、外来ノイズの影響を除去した復調信号Ｓxにして出力するようになっている。

以上に説明したように、図２（ａ）のノイズキャンセラ回路では、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが混入した場合、図２（ｂ）に模式的に示すように、連続して生じる外来ノイズ成分Ｎに対して充放電の処理を行うことで充放電信号Ｒを生成し、更にその充放電信号を増幅率ｇで増幅することで閾値信号Ｒthを生成している。

このため、外来ノイズ成分Ｎが時間的に高密度で長時間に亘って生じると、閾値信号Ｒthが鋸歯状の波形となり、高レベルの外来ノイズ成分Ｎと小レベルの外来ノイズ成分Ｎとの間の中間レベルにホールドされるようになる。そして、この中間レベルにホールドされた閾値信号Ｒthと外来ノイズ成分Ｎが比較されるため、小レベルの外来ノイズ成分Ｎは検出されず、高レベルの外来ノイズ成分Ｎだけが検出されて、その高レベルの外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔだけが検出される。

そして、図２（ｃ）（ｄ）に示すように、外来ノイズに起因して復調信号Ｓmdに生じたノイズ成分Ｄのうち、上述の検出されたノイズ発生期間Ｔに当たるノイズ成分だけが復調信号Ｓmdから除去されることとなる。このため、補間回路から出力される復調信号Ｓxには、小レベルのノイズ成分Ｄが残存することとなるが、短冊状の裁断された信号成分の発生を低減することが可能となり、受聴者にとって聴き辛い途切れ途切れの音が再生されないようにしている。

つまり、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが混入した場合には、復調信号Ｓxに短冊状の裁断された信号成分を多く発生させてしまうよりも、復調信号Ｓxに小レベルのノイズ成分Ｄが残存する方が、却って受聴者に対して違和感を与えないことから、実情に即応したノイズキャンセラ回路となっている。

更に、高レベルの外来ノイズ成分Ｎについては、閾値信号Ｒthとの比較によって検出することが可能であるため、復調信号Ｓmdに生じた高レベルのノイズ成分Ｄを除去し、受聴者に違和感を与えないようにすることが可能となっている。

特開２００５−１９７８１３号公報

ところで、図２（ａ）に示した従来のノイズキャンセラ回路は、上述したように優れた効果を発揮するが、到来電波の電界強度に依存して動作特性が変化して、閾値信号Ｒthにレベル変動を生じさせてしまい、外来ノイズの影響を十分に除去することができない場合があった。

具体的な事例を図３の特性図を参照して説明すると、まず、図２（ａ）に示したＡＭ検波器では、上述したように中間周波受信信号Ｓcvに対して自動利得制御（ＡＧＣ）を行いながらＡＭ検波を行って、エンベロープ信号Ｓenvを生成している。このため、自動利得制御されたエンベロープ信号Ｓenvが生成される。また、一般に、放送受信機では、自動利得制御を行いながら信号処理を行うため、ＡＭ検波器で自動利得制御を行わない構成とした場合でも、自動利得制御されたエンベロープ信号Ｓenvが生成される。

このため、到来電波の電界強度が弱いときには、図３に示すように、エンベロープ信号Ｓenvの被変調信号成分のレベルが低下する一方で、広い周波数に分布しているホワイトノイズ等の広帯域ノイズのレベルが上昇する。そして、広帯域ノイズのレベルが上昇しているエンベロープ信号Ｓenvに対して、ローパスフィルタが上述の充放電の処理を行うと、図２（ｂ）に示した充放電信号Ｒの基底レベルＢLVが上昇することとなる。

そして更に、到来電波の電界強度が弱いときに、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが放送受信機のアンテナ等から混入することとなると、ローパスフィルタは、アタック期間において外来ノイズ成分Ｎを充電する際に、上述の上昇している基底レベルＢLVを基準のレベルとして外来ノイズ成分Ｎを充電し始める。このため、充放電信号Ｒが、上昇している基底レベルＢLVの分だけ高いレベルとなってしまい、更に増幅率ｇに設定されている増幅器で更に高いレベル側へレベル調整されるため、閾値信号Ｒthのレベルも高くなってしまい、高レベルの外来ノイズ成分Ｎより閾値信号Ｒthのレベルの方が高レベルとなってしまう場合がある。

そして、比較器が、高レベルに調整された閾値信号Ｒthと外来ノイズ成分Ｎとを比較すると、高レベルの外来ノイズ成分Ｎを検出できなくなって、復調信号Ｓmdに生じている高レベルのノイズ成分を的確に除去することができなくなるという場合があった。

一方、到来電波の電界強度が強いときには、上述の自動利得制御の作用によって、エンベロープ信号Ｓenvの被変調信号成分のレベルが高くなり、ホワイトノイズ等の広帯域ノイズのレベルが低下するので、ローパスフィルタが上述の充放電の処理を行うと、図２（ｂ）に示した充放電信号Ｒの基底レベルＢLVが本来の低いレベルに維持される。

そのため、到来電波の電界強度が強いときに、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが放送受信機のアンテナ等から混入することとなると、ローパスフィルタは、アタック期間において外来ノイズ成分Ｎを充電する際に、上述した本来の低い基底レベルＢLVを基準として外来ノイズ成分Ｎを充電し始めることとなる。そのため、充放電信号Ｒが本来のレベルに維持され、更に閾値信号Ｒthのレベルも本来のレベルに維持される。このため、比較器が、本体の閾値信号Ｒthと外来ノイズ成分Ｎとを比較すると、高レベルの外来ノイズ成分Ｎを検出することができ、復調信号Ｓmdに生じている高レベルのノイズ成分を的確に除去することが可能となる。

このように、図２（ａ）のノイズキャンセラ回路は、放送局から到来する電波の電界強度が変化すると、動作特性が変化（すなわち、外来ノイズのノイズ検出感度が変化）してしまうという課題があり、具体的には、到来電波の電界強度が強いとき（放送受信機の受信状態が良好なとき）には、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズの影響を的確に除去することができるが、到来電波の電界強度が弱くなると（放送受信機の受信状態が劣化すると）、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズのうちの高レベルの外来ノイズの影響を除去することが困難となるという課題があった。

本発明は、こうした従来の課題に鑑みてなされたものであり、到来電波の電界強度の変化に影響されることなく、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズの影響を除去することが可能なノイズキャンセラ回路とノイズ除去方法を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、受信機に混入する時間的に高密度で長時間に亘って生じるパルス性の外来ノイズに起因して前記受信機に設けられている検波器から出力される復調信号に生じるノイズ成分を除去するノイズキャンセラ回路であって、前記検波器から出力される前記復調信号に対して補間処理を行う補間手段と、前記受信機内の周波数変換器で生成される中間周波受信信号をエンベロープ検波することで、前記外来ノイズに起因して前記中間周波受信信号に生じた外来ノイズ成分を含む信号を生成するＡＭ検波手段及びハイパスフィルタと、前記が外来ノイズ成分を所定のアタック時定数で充電して所定のリカバリー時定数で低速放電することで、充放電信号を生成するローパスフィルタと、前記充放電信号のレベルを調整して閾値信号を生成する増幅手段と、前記閾値信号と外来ノイズ成分とを比較し、前記閾値信号より高レベルの外来ノイズ成分のノイズ発生期間を検出する比較手段と、前記ノイズ発生期間を示すゲート信号を前記補間手段に供給することで、前記外来ノイズに起因して前記復調信号に生じた前記ノイズを補間処理させるゲート信号生成手段と、前記受信機に放送局から到来する電波の電界強度を検出する検出手段と、前記検出手段で検出された前記電界強度が強いときには、前記ローパスフィルタのアタック時定数を小さな値に設定すると共に、前記電界強度が弱くなるほど、前記ローパスフィルタのアタック時定数をより大きな値に設定して、上記外来ノイズ成分を充電させる時定数切替手段と、を具備することを特徴とする。

本発明の好適な実施形態について、図４及び図５を参照して説明する。図４（ａ）（ｂ）（ｃ）は、本実施形態に係るノイズキャンセラ回路の構成を表したブロック図、図５（ａ）（ｂ）（ｃ）は、本実施形態のノイズキャンセラ回路の機能と動作を説明するための説明図である。

図４（ａ）において、このノイズキャンセラ回路１００は、例えばイグニッションノイズ等のパルス性の外来ノイズの影響を除去すべく、車載用の放送受信機（例えばスーパーヘテロダイン方式の放送受信機）２００に設けられている。

ここで、スーパーヘテロダイン方式の放送受信機については、図２（ａ）を参照して説明したので詳細については割愛するが、受信アンテナの受信出力を選局回路がＲＦ受信信号に変換し、周波数変換器がそのＲＦ受信信号を中間周波数の中間周波受信信号Ｓcvに周波数変換し、所定の通過帯域幅を有するＩＦフィルタが中間周波受信信号Ｓcvから希望波としてのＩＦ信号を抽出し、検波器がＩＦ信号を検波（ＡＭ放送を受信中のときにはＡＭ検波、ＦＭ放送を受信中のときにはＦＭ検波）して復調信号Ｓmdを生成し、後述の補間回路７へ出力する。

なお、説明の便宜上、図４（ａ）には示されていないが、放送受信機２００が中間周波受信信号Ｓcvから復調信号Ｓmdを生成するのに要する処理時間より、ノイズキャンセラ回路１００が中間周波受信信号Ｓcvから後述のゲート信号Ｓgを生成するのに要する処理時間のほうが長時間となるため、その復調信号Ｓmdとゲート信号Ｓgを同じタイミングで補間回路７に入力させるべく、検波器と補間回路との間に、復調信号Ｓmdを所定時間遅延させて補間回路に供給する遅延回路が設けられている。

ノイズキャンセラ回路１００は、ＡＭ検波器１と、ハイパスフィルタ２と、ローパスフィルタ３、増幅器４、比較器５、ゲート信号生成回路６、補間回路７、電界強度検出部８及び時定数切替部９を備えて構成されている。

ここで、ＡＭ検波器１とハイパスフィルタ２と増幅器４と比較器５とゲート信号生成回路６及び補間回路７は、図２（ａ）に示したＡＭ検波器とハイパスフィルタと増幅器と比較器とゲート信号生成回路及び補間回路と同様の構成を有し、更に同様の機能を発揮する。

つまり、ＡＭ検波器１は、放送受信機２００内の周波数変換器から出力される中間周波受信信号Ｓcvに対して全波整流による絶対値処理を行って、電源電圧範囲内のダイナミックレンジを考慮した自動利得制御（ＡＧＣ）を行いながら、ＡＭ検波（エンベロープ検波）することで、外来ノイズに起因して中間周波受信信号Ｓcvに生じた外来ノイズ成分を顕在化させたエンベロープ信号Ｓenvを生成する。

ハイパスフィルタ２は、放送受信機２００内に設けられているＩＦフィルタの中心周波数（搬送周波数）ｆcと高域遮断周波数ｆhの間の周波数に設定された低域遮断周波数ｆLを有し、エンベロープ信号Ｓenvからその低域遮断周波数ｆLより高周波域の成分を抽出して、ローパスフィルタに供給する。したがって、エンベロープ信号Ｓenvに含まれている可聴周波数域の外来ノイズ成分Ｎを抽出できるようになっている。そして、抽出した外来ノイズ成分Ｎを、比較器５と時定数切替部９に供給する。

増幅器４は、後述する充放電信号Ｒのレベルを微調整するために設けられており、微調整された所定の（固定の）増幅率ｇで充放電信号Ｒを増幅することで高レベル側にレベル調整し、そのレベル調整後の信号を閾値信号Ｒthとして出力する。

比較器５は、ハイパスフィルタ２から出力される外来ノイズ成分Ｎと閾値信号Ｒthとを比較し、閾値信号Ｒthよりレベルの大きい外来ノイズ成分Ｎを検出して、その外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを示す信号Ｓaを出力する。

ゲート信号生成回路６は、上述の信号Ｓaを波形整形等することでノイズ発生期間Ｔを示すゲート信号Ｓgを生成し、補間回路７に供給する。

補間回路７は、ゲート信号Ｓgで指定されるノイズ発生期間Ｔにおいて、復調信号Ｓmdに生じたノイズ成分（外来ノイズに起因するノイズ成分）に対してミュート処理（減衰や遮断処理）等の補間処理を施すことで、外来ノイズの影響を除去した復調信号Ｓxにして出力するようになっている。

次に、電界強度検出部８と時定数切替部９とローパスフィルタ３の構成について説明する。

電界強度検出部８は、中間周波受信信号Ｓcvを入力し、上記ＩＦフィルタの通過帯域幅とほぼ同じ通過帯域幅を有するバンドパスフィルタ（図示略）によって、ＩＦ信号とほぼ同じ信号成分を抽出し、その抽出した信号成分の実効電力値を計測することで、到来電波の電界強度を検出する。そして、計測した実効電力値を、電界強度のレベルを示す検出信号Ｓeとして時定数切替部９に供給する。なお、本実施形態の電界強度検出部８は、計測した実効電力値に比例した電圧を、電界強度のレベルを示す検出信号Ｓeとして出力している。

時定数切替部９は、ハイパスフィルタ２の出力と、電界強度検出部８からの検出信号Ｓeと、充放電処理を行うローパスフィルタ３から出力される充放電信号Ｒを入力する。そして、ハイパスフィルタ２の出力に含まれている外来ノイズ成分Ｎのレベルが充放電信号Ｒより高レベルとなる期間（すなわち「アタック期間」）を検出し、その検出したアタック期間を示す信号（以下「アタック期間信号」と称する）Ｓarをローパスフィルタ３に供給する。更に、検出信号Ｓeの電圧レベルを検出し、その電圧レベルに対応させてローパスフィルタ３の高域遮断周波数を自動的に可変調整するための時定数切替信号ＳＥＬを生成してローパスフィルタ３に供給する。

ここで、時定数切替部９の具体的な構成例について、図４（ｂ）を参照して説明する。

同図（ｂ）において、時定数切替部９には、上述のアタック期間を検出するための検出回路９ａと、上述の切替信号ＳＥＬを生成するための切替信号生成回路９ｂが設けられている。

検出回路９ａは、コンパレータＯＰＡを備えて構成されており、ハイパスフィルタ２の出力に外来ノイズ成分Ｎが発生すると、その外来ノイズ成分Ｎのレベルと、ローパスフィルタ３から出力されるその外来ノイズ成分Ｎの充電電圧（外来ノイズ成分Ｎより遅延して生じる充電電圧）を示す充放電信号Ｒのレベルとを比較する。そして、外来ノイズ成分Ｎのレベルが充放電信号Ｒのレベルより高レベルとなる期間をアタック期間として検出し、論理値“Ｈ”となるアタック期間信号Ｓarを出力する。一方、外来ノイズ成分Ｎのレベルが充放電信号Ｒのレベルより低レベルとなる期間をリカバリー期間として検出し、論理値“Ｌ”となるアタック期間信号Ｓarを出力する。

次に、切替信号生成回路９ｂは、図示するように、所定の基準電圧（安定化された固定電圧）Ｖrefとグランド間に接続された複数個の分圧抵抗（符号略）と、個々の分圧抵抗で分圧された分圧電圧と検出信号Ｓeとを比較する複数個の比較器（符号略）と、それらの比較器から出力される比較結果をデコードして、電界強度のレベルを表すディジタルデータにデコードするデコーダ（符号略）とを有する電圧比較型のアナログディジタル変換器で形成されている。そして、ディジタルデータを時定数切替信号ＳＥＬとして、ローパスフィルタ３に設けられている切替回路ＳＷ（図４（ｃ）参照）に供給するようになっている。なお、デコーダでは、所定の分解能で決められているｊ段階の電界強度Ｅ1，Ｅ2〜Ｅjの何れかの電界強度（つまり、比較器から出力される比較結果に相当する電界強度）を示すディジタルデータにデコードするようになっている。

次に、ローパスフィルタ３は、図４（ｃ）に示すように、ハイパスフィルタ２の出力を電力増幅等して入力するアンプ（符号略）と、そのアンプを介してハイパスフィルタ２の出力を入力するｊ個のスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1〜ＳＣＦjと、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1〜ＳＣＦjの出力を時定数切替信号ＳＥＬに従って切り替えて出力する切替回路ＳＷとを備えて構成されている。また、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1〜ＳＣＦjの個数ｊは、後述のアタック時定数τaの切替え段数ｊに合わせて決められている。

スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1〜ＳＣＦjは、図示するように、基本的に同じ構成となっている。

スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1を代表して説明すると、入力側のコンデンサＣ01と、アナログスイッチＳＡ1と、オペアンプＯＰ1と、オペアンプＯＰ1の出力端子と反転入力端子との間に接続されたコンデンサＣa1と、コンデンサＣa1の両端に接続されたコンデンサＣr1及びアナログスイッチＳＲ1とを備えて形成されている。

ここで、アナログスイッチＳＡ1は、外来ノイズ成分Ｎの周波数に較べて十分高い周波数ｆckのクロック信号ＣＫに同期して切替動作を繰り返し、上述のアンプを介して供給されるハイパスフィルタ２の出力をコンデンサＣ01に蓄積してオペアンプＯＰ1の非反転入力端子に印加する。なお、クロック信号ＣＫは、ノイズキャンセラ回路１００に内蔵されている発振器（図示略）で生成されるようになっている。

アナログスイッチＳＲ1は、検出回路９ａで生成されるアタック期間信号Ｓarに従ってオンオフ動作し、アタック期間信号Ｓarが論理値“Ｈ”となるアタック期間においてオフ（遮断）状態となることで、コンデンサＣa1に対するコンデンサＣr1の接続を遮断し、一方、アタック期間信号Ｓarが論理値“Ｌ”となると、オン（導通）状態となってコンデンサＣr1をコンデンサＣa1に並列接続させる。

なお、コンデンサＣ01，Ｃa1，Ｃr1の夫々の容量値が予め所定の値に決められているが、詳細については後述する。

そして、かかる構成のスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1によって、アタック期間とリカバリー期間とでは高域遮断周波数（別言すれば、時定数）を切替える遮断周波数可変型（時定数可変型）のローパスフィルタが実現されている。

つまり、アタック期間信号Ｓarが論理値“Ｈ”となるアタック期間では、アナログスイッチＳＲ1がオフ状態となって、コンデンサＣr1が開放され、オペアンプＯＰ1に対してコンデンサＣa1だけが帰還接続されると、次式（２ａ）（２ｂ）で表されるように、コンデンサＣ01，Ｃa1の容量値とクロック信号ＣＫの周波数ｆckとの関係に従って、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1の高域遮断周波数ｆa1とアタック時定数τa1が決まり、ハイパスフィルタ２の出力に含まれている外来ノイズ成分Ｎに対してローパスフィルタリングを施すことになる。

一方、アタック期間信号Ｓarが論理値“Ｌ”となるリカバリー期間では、アナログスイッチＳＲ1がオン状態となって、オペアンプＯＰ1に対してコンデンサＣa1とＣr1が帰還接続されると、オペアンプＯＰ1に対する帰還容量が（Ｃa1＋Ｃr1）の値に増加し、次式（３ａ）（３ｂ）で表されるように、コンデンサＣ01，Ｃa1，Ｃr1の容量値とクロック信号ＣＫの周波数ｆckとの関係に従って、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1の高域遮断周波数ｆr1とリカバリー時定数τr1が決まり、ハイパスフィルタ２の出力に含まれている外来ノイズ成分Ｎに対してローパスリルタリングを施すことになる。

次に、コンデンサＣ01，Ｃa1，Ｃr1は、クロック信号ＣＫに従って高速に充放電を繰り返す必要上、小さなの容量値に決められているが、アタック期間でのコンデンサＣ01の容量値とコンデンサＣa1の容量値との比（Ｃ01／Ｃa1）に較べて、リカバリー期間でのコンデンサＣ01の容量値とコンデンサＣa1，Ｃr1の合計容量値との比｛Ｃ01／（Ｃa1＋Ｃr1）｝を小さくすべく、次式（４）の関係に従って決められている。

こうして、コンデンサＣ01，Ｃa1，Ｃr1の容量値を設定することで、外来ノイズ成分Ｎのレベルが急上昇するアタック期間でのアタック時定数τa1を小さくして、外来ノイズ成分Ｎに対する追従性の確保を図った高速充電の処理を行い、一方、外来ノイズ成分Ｎのレベルが降下するリカバリー期間でのリカバリー時定数τr1を大きくして、低速放電の処理を行うようにしている。

そして、残余のスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ2〜ＳＣＦjも、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1と同様の構成となっており、コンデンサＣ02〜Ｃ0jがコンデンサＣ0１に、アナログスイッチＳＡ2〜ＳＡjがアナログスイッチＳＡ1に、オペアンプＯＰ2〜ＯＰjがオペアンプＯＰ1に、コンデンサＣa2〜ＣajがコンデンサＣa1に、コンデンサＣr2〜ＣrjがコンデンサＣr1に、アナログスイッチＳＲ2〜ＳＲjがアナログスイッチＳＲ１に夫々相当している。

更に、以上の説明では、個々のスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1，ＳＦ2〜ＳＣＦj毎に、コンデンサＣ01，Ｃa1，Ｃr1の容量値の関係と、コンデンサＣ02，Ｃa2，Ｃr2の容量値の関係と、コンデンサＣ0j，Ｃaj，Ｃrjの容量値の関係について述べたが、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1，ＳＦ2〜ＳＣＦjの相互間でのコンデンサＣ01，Ｃa1，Ｃr1とＣ02，Ｃa2，Ｃr2とＣ0j，Ｃaj，Ｃrjの容量値の関係についても所定の関係に決められており、図５（ａ）（ｂ）を参照して説明する。

図５（ａ）は、図３に示した到来電波の電界強度に対するエンベロープ信号Ｓenv中に生じる被変調信号成分と広帯域ノイズとの変化の特性と、エンベロープ信号Ｓenv中に生じる外来ノイズ成分Ｎをローパスフィルタリングによって充電する際の到来電波の電界強度に従って調整すべきアッタック時定数τａの特性を示している。図５（ｂ）は、広帯域ノイズと外来ノイズ成分Ｎとアッタック時定数τaの関係を模式的に示している。

図５（ａ）から解るように、ＡＭ検波器１で自動利得制御（ＡＧＣ）がなされることにより、電界強度が弱くなって放送受信機２００の受信状態が劣化するほど、エンベロープ信号Ｓenv中に生じる広帯域ノイズのレベルが上昇することとなる。

このため、図５（ｂ）に示すように、広帯域ノイズとは無相関の関係にある外来ノイズに起因してエンベロープ信号Ｓenv中に外来ノイズ成分Ｎが生じると、電界強度が強いときには、外来ノイズ成分ＮのピークレベルＬnmaxと広帯域ノイズのレベルＬzminとの差（電圧差）が大きくなり、小さな値のアタック時定数τaで充電すると、外来ノイズ成分Ｎをそのピークレベルより低いレベルまでの充電することが可能となる。そこで、到来電波の電界強度が強いときのアタック時定数τaを、所定の小さな時定数としている。

一方、到来電波の電界強度が比較的弱いときには、広帯域ノイズのレベルが上昇することから、外来ノイズ成分ＮのピークレベルＬnmaxと広帯域ノイズのレベルＬzmidとの差（電圧差）が縮小してしまい、小さな値のアタック時定数τaでは、広帯域ノイズの影響を受けることなく、外来ノイズ成分Ｎをそのピークレベルより低いレベルへと充電することが難しくなる。そこで、到来電波の電界強度が比較的弱いときのアタック時定数τaを、電界強度が強いときのアタック時定数τaよりも大きな値としている。

また、到来電波の電界強度が弱いときには、広帯域ノイズのレベルが大幅に上昇することから、外来ノイズ成分Ｎのピークレベルと広帯域ノイズのレベルＬzmaxとの差（電圧差）が更に縮小し、小さな値のアタック時定数τaでは、広帯域ノイズの影響を受けることなく、外来ノイズ成分Ｎをそのピークレベルより低いレベルへと充電することが難しくなるそこで、到来電波の電界強度が弱いときのアタック時定数τaを、電界強度が比較的弱いときのアタック時定数τaよりも大きな値としている。

更に、アタック時定数τaの値を電界強度の強弱に応じて可変調整するだけでは、外来ノイズ成分ＮのピークレベルＬnmaxにまで充電電圧が達してしまう場合があるため、聴感上違和感を与える高レベルの外来ノイズに起因して生じる高レベルの外来ノイズ成分ＮのピークレベルＬnmaxより低く、且つ電界強度が弱くなったときに生じる広帯域ノイズのレベルＬzmaxより高い中間レベルＬpに充電電圧を到達させるように、アタック時定数τaが決められている。

こうして決められたアタック時定数τaが、図５（ａ）に示されている。

そして、到来電波の電界強度が強いとき（広帯域ノイズのレベルがＬzminのとき）と、到来電波の電界強度が弱いとき（広帯域ノイズのレベルがＬzmaxのとき）との電界強度の範囲ＥＷを、上述の切替信号生成回路９ｂ（図４（ｂ）参照）から出力される時定数切替信号ＳＥＬのｊ段階の電界強度Ｅ1〜Ｅjに関連付けてｊ段階に分割した各電界強度Ｅ１，Ｅ2，…，Ｅjに対応する時定数τa1，τa2，…，τajを決めて、それらの時定数τa1，τa2，…，τajを電界強度の変化に対応して可変すべきアタック時定数τaとしている。つまり、強い電界強度Ｅ１のときには最も小さなアタック時定数τa1に切替え、電界強度Ｅ１より小さい次の電界強度Ｅ2のときには、アタック時定数τa1より大きなアタック時定数τa2に切替え、以下同様に、弱い電界強度Ｅjのときには最も大きなアタック時定数τajに切替えることとしている。

そして、図４（ｃ）に示したスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1でアタック時定数τa1を生じさせるべく、上記式（２ａ）（２ｂ）の関係に基づいて、コンデンサＣ01，Ｃa1の容量値が決められている。

また、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ2でアタック時定数τa2を生じさせるべく、次式（５ａ）（５ｂ）の関係に基づいて、コンデンサＣ02，Ｃa2の容量値が決められており、以下同様にして、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjでアタック時定数τajを生じさせるべく、次式（６ａ）（６ｂ）の関係に基づいて、コンデンサＣ0j，Ｃajの容量値が決められている。

なお、本実施形態では、コンデンサＣ01〜Ｃ0jが同じ容量値に決められており、その同じ容量値を基準として、各々のアタック時定数τa1〜τajの値に比例させてコンデンサＣa1〜Ｃajの容量値が決められている。

次に、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1〜ＳＣＦjに設けられているコンデンサＣr1〜Ｃrjの容量値について説明する。

上述したようにコンデンサＣr1〜Ｃrjは、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが放送受信機２００に混入した場合に、リカバリー期間において低速放電を行うために設けられている。そこで、時間的に高密度で生じる外来ノイズを実験等によって解析し、個々の外来ノイズが生じる時間間隔の平均値よりも長く、且つ聴感上違和感を与える高レベルの外来ノイズが生じる時間間隔の平均値よりも短い時間内で放電を完了させるリカバリー時定数τrに決め、全てのスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1〜ＳＣＦjがほぼそのリカバリー時定数τrで低速放電を行うように、コンデンサＣr1〜Ｃrjの容量値が決められている。

つまり、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1のリカバリー時定数τr1と、高域遮断周波数ｆr1と、コンデンサＣr1の容量値は、次式（７ａ）（７ｂ）の関係から決められている。

また、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ2のリカバリー時定数τr2と、高域遮断周波数ｆr2と、コンデンサＣr2の容量値が、次式（８ａ）（８ｂ）の関係から決められており、以下同様にして、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjのリカバリー時定数τrjと、高域遮断周波数ｆrjと、コンデンサＣrjの容量値が、次式（９ａ）（９ｂ）の関係から決められている。

次に、切替回路ＳＷは、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1〜ＳＣＦjの出力端子に個別接続されたｊ個の入力端子と１個の出力端子とを有するアナログスイッチ等で形成されており、時定数切替信号ＳＥＬで示される電界強度のレベルに応じて切替動作することで、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1〜ＳＣＦjの出力信号を排他的に選択して充放電信号Ｒとして出力する。

つまり、切替回路ＳＷは、電界強度Ｅ１を示す時定数切替信号ＳＥＬが供給されると、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1と接続してそのスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1の出力信号を充放電信号Ｒとして出力し、電界強度Ｅ2を示す時定数切替信号ＳＥＬが供給されると、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ2と接続してそのスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ2の出力信号を充放電信号Ｒとして出力し、以下同様にして、電界強度Ｅjを示す時定数切替信号ＳＥＬが供給されると、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjと接続してそのスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjの出力信号を充放電信号Ｒとして出力する。

そして、切替回路ＳＷが時定数切替信号ＳＥＬに従って切替動作をすると、電界強度Ｅ1，Ｅ2〜Ｅjに対応付けてスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1，ＳＣＦ2〜ＳＣＦjが選択されることとなるため、その選択されたスイッチトキャパシタフィルタに設定されているアタック時定数τaとリカバリー時定数τrに基づいて充放電された出力信号が充放電信号Ｒとして出力される。

したがって、図４（ｃ）に示したスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1，ＳＣＦ2〜ＳＣＦjと切替回路ＳＷを有するローパスフィルタ３によって、高域遮断周波数を切替える時定数可変型のローパスフィルタが実現されている。

次に、ノイズキャンセラ回路１００の動作について、図５（ｃ）（ｄ）を参照して説明する。

なお、図５（ｃ）は、到来電波の電界強度が強い状態で、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが放送受信機２００に混入した場合に生じる外来ノイズ成分Ｎと、充放電信号Ｒと、閾値信号Ｒthの波形を模式的に表している。図５（ｄ）は、到来電波の電界強度が弱い状態で、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが放送受信機２００に混入した場合に生じる外来ノイズ成分Ｎと、充放電信号Ｒと、閾値信号Ｒthの波形を模式的に表している。

まず、到来電波の電界強度が強いときには、その電界強度を電界強度検出部８が検出して例えば電界強度Ｅ1を示す検出信号Ｓeを出力する。更に時定数切替部９からその電界強度Ｅ1を示す時定数切替信号ＳＥＬが出力され、ローパスフィルタ３内の切替回路ＳＷが切替動作をすることで、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1が選択される。

更に、到来電波の電界強度が強い状態のときに、時間的に高密度で長時間に亘って外来ノイズが混入すると、図５（ｃ）に例示するように、ハイパスフィルタ２から出力される外来ノイズ成分ＮがスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1に入力し、更に時定数切替部９内の検出回路９ａにも入力する。

そして、検出回路９ａが外来ノイズ成分Ｎの電圧とローパスフィルタ３から出力される充放電信号Ｒの充電電圧とを比較することでアタック期間を検出し、更に、そのアタック期間において論理値“Ｈ”となるアタック期間信号Ｓarに従って、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1のアナログスイッチＳＲ1がオフ状態となる。このため、アタック期間において、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1が最も小さな値に設定されているアタック時定数τa1に基づいて、外来ノイズ成分Ｎを充電することとなる。

更に、到来電波の電界強度が強いときには、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1に供給されるホワイトノイズ等の広帯域ノイズのレベルが低いことから、その広帯域ノイズの基底レベルＢLVも低くなる。そのため、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1が、その低い基底レベルＢLVを基準として、最も小さな値に設定されているアタック時定数τa1に基づいて外来ノイズ成分Ｎを充電すると、充電電圧が高レベルの外来ノイズ成分Ｎのピークレベルよりも低いレベルに到達することとなる。

更に、アタック期間信号Ｓarが論理値“Ｌ”となってリカバリー期間となると、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1のアナログスイッチＳＲ1がオン状態となる。このため、リカバリー期間では、アタック期間に充電された充電電圧に対して、リカバリー時定数τr1に基づいて低速放電が行われる。

こうしてスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1が、外来ノイズ成分Ｎに対してアタック時定数τa1とリカバリー時定数τr1に基づいて充放電を行うことで、図５（ｃ）に例示するような鋸歯状の充放電信号Ｒを生成し、切替回路ＳＷを介して出力する。

更に、この鋸歯状の充放電信号Ｒが増幅器４に入力され、調整されている所定の増幅率ｇで増幅されることで、高レベル側にレベル調整された閾値信号Ｒthが生成される。

そして、比較器５が、閾値信号Ｒthと外来ノイズ成分Ｎとのレベルを比較して、閾値信号Ｒthより高レベルの外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを示す信号Ｓａを生成する。

ここで、上述したようにスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ1が、外来ノイズ成分Ｎに対してアタック時定数τa1とリカバリー時定数τr1に基づいて充放電を行うと、充放電信号Ｒは、高レベルの外来ノイズ成分Ｎが充電されてホールドされた波形となり、そのホールドされた電圧が低レベルの外来ノイズ成分Ｎより高いレベルに維持される。このため、増幅器４で高いレベル側にレベル調整された閾値信号Ｒthも、高レベルの外来ノイズ成分Ｎと低レベルの外来ノイズ成分Ｎの間の弁別し易いレベルに調整される。その結果、比較器５が、閾値信号Ｒthと外来ノイズ成分Ｎとのレベルを比較すると、聴感上違和感を与える高レベルの外来ノイズに起因して生じる高レベルの外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを検出し、聴感上あまり違和感を与えない低レベルの外来ノイズに起因して生じる低レベルの外来ノイズ成分Ｎを検出しなくなる。

そして、高レベルの外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを示す信号Ｓaをゲート信号生成回路６が波形整形等することでゲート信号Ｓgを生成して補間回路７に供給し、更に、補間回路７が、そのゲート信号Ｓgで示されるノイズ発生期間Ｔにおいて、放送受信機２００内の検波器から出力される復調信号Ｓmdに生じたノイズ成分（高レベルの外来ノイズに起因して生じたノイズ成分）に対して遮断やミュート等の補間処理を施し、復調信号Ｓxにして出力する。

このように、到来電波の電界強度が強いときに、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが混入すると、補間回路７では、高レベルの外来ノイズに起因して復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分の除去がなされ、低レベルの外来ノイズに起因して復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分については除去されなくなる。

このため、復調信号Ｓxに短冊状の裁断された信号成分が生じることを未然に防止し、且つ聴感上違和感を与える高レベルのノイズ成分については除去することが可能となっている。

次に、図５（ｄ）を参照して、到来電波の電界強度が弱いときの動作について説明する。

到来電波の電界強度が弱いときには、その電界強度を電界強度検出部８が検出して例えば電界強度Ｅjを示す検出信号Ｓeを出力する。更に時定数切替部９からその電界強度Ｅjを示す時定数切替信号ＳＥＬが出力され、ローパスフィルタ３内の切替回路ＳＷが切替動作をすることで、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjが選択される。

更に、到来電波の電界強度が弱い状態のときに、時間的に高密度で長時間に亘って外来ノイズが混入すると、図５（ｄ）に例示するように、ハイパスフィルタ２から出力される外来ノイズ成分ＮがスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjに入力し、更に時定数切替部９内の検出回路９ａにも入力する。

そして、検出回路９ａから出力される、アタック期間を示す論理値“Ｈ”となるアタック期間信号Ｓarに従って、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjのアナログスイッチＳＲjがオフ状態となる。このため、アタック期間において、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjが最も大きな値に設定されているアタック時定数τajに基づいて、外来ノイズ成分Ｎを充電する。

更に、到来電波の電界強度が弱いときには、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjに供給されるホワイトノイズ等の広帯域ノイズが高レベルとなることから、その広帯域ノイズの基底レベルＢLVも高くなる。そのため、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjが、その高い基底レベルＢLVを基準として、最も大きな値に設定されているアタック時定数τajに基づいて外来ノイズ成分Ｎを充電すると、充電電圧が高レベルの外来ノイズ成分Ｎのピークレベルよりも低いレベルに到達することとなる。

更に、アタック期間信号Ｓarが論理値“Ｌ”となってリカバリー期間となると、スイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjのアナログスイッチＳＲjがオン状態となる。このため、リカバリー期間では、アタック期間に充電された充電電圧に対して、リカバリー時定数τrjに基づいて低速放電が行われる。

こうしてスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjが、外来ノイズ成分Ｎに対してアタック時定数τajとリカバリー時定数τrjに基づいて充放電を行うことで、図５（ｄ）に例示するような鋸歯状の充放電信号Ｒを生成し、切替回路ＳＷを介して出力する。

更に、この鋸歯状の充放電信号Ｒが増幅器４に入力され、調整されている所定の増幅率ｇで増幅されることで、高レベル側にレベル調整された閾値信号Ｒthが生成される。

そして、比較器５が、閾値信号Ｒthと外来ノイズ成分Ｎとのレベルを比較して、閾値信号Ｒthより高レベルの外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを示す信号Ｓaを生成する。

ここで、上述したようにスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦjが、外来ノイズ成分Ｎに対してアタック時定数τajとリカバリー時定数τrjに基づいて充放電を行うと、充放電信号Ｒは、高レベルの外来ノイズ成分Ｎが充電されてホールドされた波形となり、そのホールドされた電圧が低レベルの外来ノイズ成分Ｎより高いレベルに維持される。このため、増幅器４で高いレベル側にレベル調整された閾値信号Ｒthも、高レベルの外来ノイズ成分Ｎと低レベルの外来ノイズ成分Ｎの間の弁別し易いレベルに調整される。その結果、比較器５が、閾値信号Ｒthと外来ノイズ成分Ｎとのレベルを比較すると、聴感上違和感を与える高レベルの外来ノイズに起因して生じる高レベルの外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを検出し、聴感上あまり違和感を与えない低レベルの外来ノイズに起因して生じる低レベルの外来ノイズ成分Ｎを検出しなくなる。

そして、高レベルの外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを示す信号Ｓaをゲート信号生成回路６が波形整形等することでゲート信号Ｓgを生成して補間回路７に供給し、更に、補間回路７が、そのゲート信号Ｓgで示されるノイズ発生期間Ｔにおいて、放送受信機２００内の検波器から出力される復調信号Ｓmdに生じたノイズ成分（高レベルの外来ノイズに起因して生じたノイズ成分）に対して遮断やミュート等の補間処理を施し、復調信号Ｓxにして出力する。

このように、到来電波の電界強度が弱いときに、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが混入すると、補間回路７では、高レベルの外来ノイズに起因して復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分の除去がなされ、低レベルの外来ノイズに起因して復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分については除去されなくなる。

このため、復調信号Ｓxに短冊状の裁断された信号成分が生じることを未然に防止し、且つ聴感上違和感を与える高レベルのノイズ成分については除去することが可能となっている。

なお、以上の動作説明では、到来電波の電界強度が強いときと弱いときとの典型的な場合について説明したが、それらの中間的な電界強度となった場合には、電界強度検出部８で検出される電界強度に応じて、残余のスイッチトキャパシタフィルタＳＣＦ2〜ＳＣＦj-1の何れかが選択され、その選択されたスイッチトキャパシタフィルタに設定されているアタック時定数τaに基づいて外来ノイズ成分Ｎが充電されてリカバリー時定数τrに基づいて放電されるため、電界強度に応じて広帯域ノイズのレベルが変化しても、高レベルの外来ノイズ成分Ｎを検出する一方で低レベルを検出しないようにする閾値信号Ｒthを生成することができる。そして、補間回路７において、放送受信機２００内の検波器から供給される復調信号Ｓmdに生じているノイズ成分（高レベルの外来ノイズに起因して生じるノイズ成分）を補間によって除去し、短冊状の信号成分が生じることを未然に防止した復調信号Ｓxを生成することができ、聴感上違和感を与えない音をスピーカ等で再生させることができる。

以上に説明したように、本実施形態のノイズキャンセラ回路１００によれば、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが混入した場合、到来電波の電界強度が弱くなるに従って、ローパスフィルタ３で外来ノイズ成分Ｎを充放電して充放電信号Ｒを生成する際のアタック時定数τaの値を大きくして充電するようにしたので、到来電波の電界強度が弱くなるに従って増加する広帯域ノイズの影響を受けることなく、高レベルの外来ノイズに起因して生じる高レベルの外来ノイズ成分Ｎを検出し、且つ低レベルの外来ノイズに起因して生じる低レベルの外来ノイズ成分Ｎを検出しないようにするための充放電信号Ｒを生成することができる。

つまり、本実施形態のノイズキャンセラ回路１００によれば、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが混入した場合に、受聴者に対して違和感を与える外来ノイズを検出するためのノイズ検出感度が到来電波の電界強度に依存して変動してしまうという従来の問題点を改善することができ、ノイズ検出感度の安定化を図ることが可能となっている。

したがって、到来電波の電界強度が変動して放送受信機の受信状態が良好であるか否かを問わず、外来ノイズの影響を除去することが可能である。

なお、以上に説明した実施形態では、増幅器４を設けて、充放電信号Ｒを増幅率ｇで増幅することで閾値信号Ｒthを生成することとしているが、この増幅器４は、充放電信号Ｒのレベルを微調整して閾値信号Ｒthを生成するために設けられている。つまり、ノイズ検出感度を微調整するために設けられている。しかし、例えば微調整を必要としない構成とする場合には、増幅器４を省略し、ローパスフィルタ３で生成される充放電信号Ｒをそのまま閾値信号Ｒthとして、比較器５に供給する構成としても良い。

また、以上に説明した実施形態では、電界強度検出部８（図４（ａ）参照）において、放送受信機内の周波数変換器で生成される中間周波受信信号Ｓcvに基づいて実効電力を計測し、その実効電力を到来電波の電界強度として示す検出信号Ｓeを生成して時定数切替部９に供給することで、時定数切替信号ＳＥＬを生成させるようにしている。しかし、次のような構成に置きかえてもよい。すなわち、一般に放送受信機内のＩＦフィルタではＳメータ信号（受信感度を示す信号）が生成されるため、そのＳメータ信号を到来電波の電界強度を示す信号として時定数切替部９内の切替信号生成回路９ｂに直接入力し、そのＳメータ信号のレベルに応じて時定数切替信号ＳＥＬを生成して、ローパスフィルタ３に設けられている切替回路ＳＷ（図４（ｃ）参照）に供給する構成としてもよい。かかる構成によれば、電界強度検出部８が不要となるため、ノイズキャンセラ回路１００をより簡素な構成とすることが可能である。

次に、本発明の実施例について、図６、図７を参照して説明する。

なお、図６（ａ）は、本実施例のノイズキャンセラ回路１００の構成を表したブロック図、図６（ｂ）は、ローパスフィルタ３と時定数切替部９の構成を表したブロック図、図７は、機能と動作を説明するための図である。また、図６（ａ）（ｂ）において、図４（ａ）（ｂ）（ｃ）と同一又は相当する部分を同一符号で示している。

本実施例のノイズキャンセラ回路１００は、ディジタル信号処理によって受信を行うディジタル放送受信機２００に設けられている。したがって、ノイズキャンセラ回路１００も、ディジタル信号処理によってノイズキャンセラの処理を行うべく、ディジタル回路で形成されている。

まず、ディジタル放送受信機２００の構成について説明する。図４（ａ）に示した放送受信機２００では、周波数変換器で生成される中間周波受信信号Ｓcvをアナログ信号処理することで復調信号Ｓmd等を生成する構成となっているのに対し、図６（ａ）に示すディジタル放送受信機２００では、高周波数の受信信号を扱う周波数変換器までの系統がアナログ回路で形成され、それ以降の系統がディジタル回路で形成されている。そして、周波数変換器から出力されるアナログの中間周波受信信号Ｓcvをディジタルデータの中間周波受信信号Ｄcvにディジタル変換するＡ／Ｄ変換器が設けられ、その中間周波受信信号Ｄcvに対してＩＦフィルタと検波器がディジタル信号処理による所定のディジタルフィルタリング及びディジタル検波を行うことで、ディジタルデータから成る復調信号Ｓmdを生成する。

また、上述のＡ／Ｄ変換器は、ΔΣ変調方式のＡ／Ｄ変換器で形成されており、中間周波受信信号Ｓcvをオーバーサンプリングして量子化し、その量子化に際して生じる量子化雑音を除去するノイズシェーピング機能を発揮することで、Ｓ／Ｎの向上を図った中間周波受信信号Ｄcvにディジタル変換するようになっている。なお、ΔΣ変調方式のＡ／Ｄ変換器の構成等については広く知られているので、詳細な説明を割愛することとする。

また、ディジタル放送受信機２００内のＩＦフィルタでは、後述の受信感度を表すディジタルデータから成るＳメータ信号Ｓmtrを生成して出力するようになっている。

次に、ノイズキャンセラ回路１００の構成について説明する。

図６（ａ）に示すように、ノイズキャンセラ回路１００は、ＡＭ検波器１とハイパスフィルタ２、ローパスフィルタ３、増幅器４、比較器５、ゲート信号生成回路６及び補間回路７を有して構成され、例えば自動車から発せられるイグニッションノイズ等の外来ノイズの周波数に比して十分に高い周波数のクロック信号に同期してディジタル信号処理を行うことで、図４（ａ）に示したノイズキャンセラ回路１００と同様に、ノイズキャンセラの処理を行うようになっている。

ここで、ローパスフィルタ３と時定数切替部９は、図６（ｂ）に示す構成を有している。

まず、ローパスフィルタ３は、ディジタルフィルタで形成されており、ハイパスフィルタ２の出力（外来ノイズ成分Ｎを含んでいる出力）を入力し、後述の充放電信号Ｒで減算することで差分信号ＣＯＭＰを生成する減算器３ａと、差分信号ＣＯＭＰに所定の係数値（以下「アタック係数値」と称する）αを乗算してその乗算値（α×ＣＯＭＰ）を示す乗算信号Ｄaを出力する乗算器３ｂと、差分信号ＣＯＭＰに所定の係数値（以下「リカバリー係数値」と称する）γを乗算してその乗算値（γ×ＣＯＭＰ）を示す乗算信号Ｄrを出力する乗算器３ｃと、乗算器３ｂ，３ｃから排他的に出力される乗算信号Ｄa又はＤrの一方の乗算信号である乗算信号Ｄ1と充放電信号Ｒとを加算してその加算値（Ｄ1＋Ｒ）を示す加算信号Ｄ2を生成する加算器３ｄと、加算信号Ｄ2を上述のクロック信号で設定される１サンプル時間だけ遅延させて遅延信号Ｄ3として出力する遅延回路３ｅと、遅延信号Ｄ3の値（レベル）が０以上の値のときには遅延信号Ｄ3を充放電信号Ｒとして出力し、遅延信号Ｄ3の値（レベル）が０未満の値のときには強制的に０の値に調整した充放電信号Ｒを出力するリミッタ回路３fと、後述のアタック期間信号Ｓarが論理値“Ｈ”のときには乗算器３ｂを動作させて乗算信号Ｄaを出力させると共に、乗算器３ｃの動作を停止させて乗算信号Ｄγの出力を停止させ、一方、アタック期間信号Ｓarが論理値“Ｌ”のときには乗算器３ｃを動作させて乗算信号Ｄγを出力させると共に、乗算器３ｂの動作を停止させて乗算信号Ｄaの出力を停止させるための切替信号（符号略）を生成する非反転回路３ｇ及び反転回路３ｈとを備えて構成されている。

そして、乗算器３ｂ，３ｃの係数値α，γは、次式（１０）に示すように、０から１の範囲内に値に決められており、更に、アタック係数値αに比してリカバリー係数値γの方が小さい固定値に設定され、且つアタック係数値αが後述のフィルタ係数切替部９ｂによってｊ段階のアタック係数値α1〜αjの何れかに切替えられるようになっている。

かかる構成を有するローパスフィルタ３によると、遅延回路３ｅの１サンプル時間の遅延をｚ^-1とし、減算器３ａの入力をＮ(z)、充放電信号ＲをＲ(z)とすると、乗算器３ｂが動作し乗算器３ｃが動作を停止している状態では、次式（１１ａ）で表されるｚ変換表記の伝達関数Ｈa(z)が発揮され、乗算器３ｂが動作を停止し乗算器３ｃが動作している状態では、次式（１１ｂ）で表されるｚ変換表記の伝達関数Ｈr(z)が発揮される。

更に、上記式（１１ａ）（１１ｂ）に、角周波数ωとサンプリング周期τを適用してｚ＝ｊωτで置換（ここで、ｊは複素記号）すると、夫々の伝達関数が式（１２ａ）（１２ｂ）に示すように、周波数特性Ｈa（ω），Ｈr（ω）で表される。

そして、伝達関数│Ｈa(ω)│と│Ｈr(ω)│の高域遮断周波数ｆaとｆrは、夫々次式（１３ａ）（１３ｂ）のように表され、更に、時定数τaとτrで表すと、次式（１４ａ）（１４ｂ）となる。

図７は、以上に説明したローパスフィルタ３のステップ応答特性を表した特性図である。乗算器３ｂのアタック係数値αが大きなアタック係数値αjから小さいアタック係数値α1へと変化すると、アタック時定数τaが次第に大きくなるため、ステップ応答が次第に遅くなっていき、また、最も小さな値のリカバリー係数値γに設定されている乗算器３ｂが動作するときには、最も時定数τrが大きくなって最もステップ応答が遅くなる。

このように、ローパスフィルタ３は、乗算器３ｂのアタック係数値αが複数段ｊのアタック係数値α1〜αjの何れかに可変調整されることで、外来ノイズ成分Ｎに対するアタック期間での充電速度（別言すれば、アタック時定数τa）が変化し、更にリカバリー期間での放電速度（別言すれば、時定数τr）を遅くして低速放電を行うようになっている。

なお、リミッタ回路３ｆは、上述したように、遅延回路３ｅから出力される遅延信号Ｄ3が０以下の値となった場合に、充放電信号Ｒを強制的に値０に設定し、遅延信号Ｄ3が０以上の値のときには、その遅延信号Ｄ3を充放電信号Ｒとして出力することで、ローパスフィルタ３が不安定に動作することを未然に防止する機能を発揮する。

ただし、リミッタ回路３ｆは、ローパスフィルタ３の安定性を考慮して設けられるものであることから、省略してもよく、遅延回路３ｅの出力Ｄ3を充放電信号Ｒとしてもよい。

次に、時定数切替部９の構成を説明する。
図６（ｂ）に示すように、時定数切替部９は、比較器（図４（ｂ）に示した検出回路９ａに相当している）９ａと、フィルタ係数切替部（図４（ｂ）に示した切替信号生成回路９ｂに相当している）９ｂとを備えて構成されている。

比較器９ａは、ハイパスフィルタ２の出力と、遅延回路３ｅで１サンプル時間遅れて生成される充放電信号Ｒとのレベルを比較し、ハイパスフィルタ２の出力が充放電信号Ｒより高レベルのときに、アタック期間を示す論理値“Ｈ”となるアタック期間信号Ｓarを出力し、一方、ハイパスフィルタ２の出力が充放電信号Ｒより低レベルのときには、リカバリー期間を示す論理値“Ｌ”となるアタック期間信号Ｓarを出力する。そして、アタック期間信号Ｓarを上述の非反転回路３ｇと反転回路３ｈに供給することで、アタック期間では乗算器３ｂを動作させ、リカバリー期間では乗算器３ｃを動作させる。

したがって、ハイパスフィルタ２の出力に外来ノイズ成分Ｎが発生すると、ローパスフィルタ３は、その外来ノイズ成分Ｎが充放電信号Ｒのレベルより高レベルで上昇していくアタック期間内では、乗算器３ｂに設定されたアタック係数値αに基づいて設定された時定数τaに従ってその外来ノイズ成分Ｎを充電していき、一方、その外来ノイズ成分Ｎが充放電信号Ｒの充電電圧のレベルより低レベルになると、アタック期間からリカバリー期間に切り替わって乗算器３ｃが動作を開始することで、その充電電圧を開始レベルとして、リカバリー係数値γに基づいて設定された時定数τrに従って低速放電を行う。

このように、比較器９ａは、アタック期間とリカバリー期間を検出して、ローパスフィルタ３の乗算器３ｂと３ｃの動作を切替えさせ、外来ノイズ成分Ｎに対する充放電信号Ｒを生成させるようになっている。

次に、フィルタ係数切替部９ｂは、ルックアップテーブル形式の読出専用メモリ（ＲＯＭ）を備えて形成されており、ディジタル放送受信機２００内のＩＦフィルタで生成される受信感度を示すＳメータ信号Ｓmtrを入力して、Ｓメータ信号Ｓmtrのレベルに対応するｊ段階の何れかのレベルとして検出し、その検出レベルに対応付けられているアタック係数値αを読出専用メモリから出力して乗算器３ｂに供給し、上述の乗算処理を行わせる。

つまり、読出専用メモリ（ＲＯＭ）には、アタック時定数τa1に関連付けられたアタック係数値α1と、アタック時定数τa2に関連付けられたアタック係数値α2と、以下同様に、アタック時定数τajに関連付けられたアタック係数値αjのデータが予め記憶されている。

そして、図５（ａ）（ｂ）を参照して説明したのと同様に、Ｓメータ信号mtrのレベルが大きいときには到来電波の電界強度が強く、Ｓメータ信号mtrのレベルが小さくなるほど到来電波の電界強度が弱くなるという関係に基づいて、最も小さな値のアタック時定数τa1から大きな値のアタック時定数τajが決められており、更に、小さな値のアタック時定数τa1に関連付けられているアタック係数値α1が最も大きな値のデータ、大きな値のアタック時定数τajに関連付けられているアタック係数値αjが最も小さな値のデータとして予め記憶されている。

そして、フィルタ係数切替部９ｂは、到来電波の電界強度が強いときには、Ｓメータ信号mtrのレベルに応じて、例えば最も小さなアタック時定数τa1に関連付けられている最も大きなアタック係数値α1を乗算器３ｂのアタック係数値αとして設定させることで、アタック期間において、ローパスフィルタ３にアタック時定数τa1に基づく高速充電を行わせ、また、到来電波の電界強度が弱いときには、Ｓメータ信号mtrのレベルに応じて、例えば最も大きいアタック時定数τajに関連付けられている最も小さなアタック係数値αjを乗算器３ｂのアタック係数値αとして設定させることで、アタック期間において、ローパスフィルタ３にアタック時定数τajに基づく低速充電を行わせる。

したがって、フィルタ係数切替部９ｂは、到来電波の電界強度が強く、ハイパスフィルタ２の出力に生じる広帯域ノイズのレベルが低いときには、ローパスフィルタ３が外来ノイズ成分Ｎを小さいアタック時定数τa1等に基づいて高速充電することで、高レベルの外来ノイズＮを充電できるようにし、到来電波の電界強度が弱く、ハイパスフィルタ２の出力に生じる広帯域ノイズのレベルが高いときには、ローパスフィルタ３が外来ノイズ成分Ｎを大きいアタック時定数τaj等に基づいて低速充電することで、高レベルの外来ノイズＮを充電できるようにしている。

次に、以上に説明した構成を有する本実施例のノイズキャンセラ回路１００の動作について説明する。

例えば、図５（ｃ）に示したように、到来電波の電界強度が強いときには、Ｓメータ信号Ｓmtrが高レベルとなるため、フィルタ係数切替部９ｂから乗算器３ｂに、例えば小さなアタック時定数τa1を設定させるための大きなアタック係数値α1を供給して乗算処理を行わせる。更に、到来電波の電界強度が強い状態で、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが受信アンテナ等を介して混入すると、比較器９ａが外来ノイズ成分Ｎのレベルの立ち上がりを検出してアタック期間を設定し、乗算器３ｂが動作状態、乗算器３ｃが動作停止状態となる。したがって、図６（ｂ）に示す乗算信号ＤaがＤ1となって、ローパスフィルタ３が高速充電の処理を行い、充放電信号Ｒのレベル（充電電圧）が上昇していく。

次に、外来ノイズ成分Ｎがピークレベルから降下し充放電信号Ｒより低レベルとなると、アタック期間が終了し、乗算器３ｃが動作状態、乗算器３ｂが動作停止状態となる。したがって、図６（ｂ）に示す乗算信号ＤrがＤ1となって、ローパスフィルタ３が低速放電の処理を行い、充放電信号Ｒのレベルが次第に降下していく。

更に、こうして生成される鋸歯状の充放電信号Ｒを増幅器４が増幅率ｇで増幅することで、高レベル側にレベル調整した鋸歯状の閾値信号Ｒthを生成し、更に、比較器５が、閾値信号Ｒthと外来ノイズ成分Ｎのレベルを比較し、高レベルとなっている外来ノイズ成分Ｎを検出し、低レベルとなっている外来ノイズ成分Ｎは検出しない。このため、比較器５から、高レベルの外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを示す信号Ｓａが出力され、更にゲート信号生成回路６がその信号Ｓａを波形整形等することでゲート信号Ｓgを生成して補間回路７に供給する。

したがって、補間回路７では、ディジタル放送受信機２００内の検波器から出力される復調信号Ｓmdに、高レベルの外来ノイズに起因して生じるノイズ成分が生じると、ゲート信号Ｓgで指定される上述のノイズ発生期間Ｔにおいて除去又は減衰等の補間処理が行われ、高レベルの外来ノイズの影響が除去された復調信号Ｓxが生成されて出力される。

その結果、復調信号Ｓxに短冊状の裁断された信号成分が生じることを未然に防止し、且つ聴感上違和感を与える高レベルのノイズ成分については除去することが可能となっている。

次に、図５（ｄ）を参照して、到来電波の電界強度が弱い時に、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが受信アンテナ等を介して混入した場合の動作について説明する。

到来電波の電界強度が弱い時には、Ｓメータ信号Ｓmtrが低レベルとなるため、フィルタ係数切替部９ｂから乗算器３ｂに、例えば大きなアタック時定数τajを設定させるための小さなアタック係数値αjを供給して乗算処理を行わせる。更に、到来電波の電界強度が弱い状態で、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが受信アンテナ等を介して混入すると、比較器９ａが外来ノイズ成分Ｎのレベルの立ち上がりを検出してアタック期間を設定し、乗算器３ｂが動作状態、乗算器３ｃが動作停止状態となる。

したがって、図６（ｂ）に示す乗算信号ＤaがＤ1となって、ローパスフィルタ３が、レベル上昇している広帯域ノイズのレベルから低速充電の処理を行う。そして、大きいアタック時定数τajに従って低速充電が行われる結果、広帯域ノイズのレベルが高くとも、充電電圧が外来ノイズ成分Ｎのピークレベルより低いレベルに到達するように充電が行われることとなる。

次に、外来ノイズ成分Ｎがピークレベルから降下し充放電信号Ｒより低レベルとなると、アタック期間が終了し、乗算器３ｃが動作状態、乗算器３ｂが動作停止状態となる。

そして、図６（ｂ）に示す乗算信号ＤrがＤ1となって、ローパスフィルタ３が低速放電の処理を行い、充放電信号Ｒのレベルが次第に降下していく。

更に、こうして生成される鋸歯状の充放電信号Ｒを増幅器４が増幅率ｇで増幅することで、高レベル側にレベル調整した鋸歯状の閾値信号Ｒthを生成し、更に、比較器５が、閾値信号Ｒthと外来ノイズ成分Ｎのレベルを比較し、高レベルとなっている外来ノイズ成分Ｎを検出し、低レベルとなっている外来ノイズ成分Ｎは検出しない。このため、比較器５から、高レベルの外来ノイズ成分Ｎのノイズ発生期間Ｔを示す信号Ｓａが出力され、更にゲート信号生成回路６がその信号Ｓａを波形整形等することでゲート信号Ｓgを生成して補間回路７に供給する。

したがって、補間回路７では、ディジタル放送受信機２００内の検波器から出力される復調信号Ｓmdに、高レベルの外来ノイズに起因して生じるノイズ成分が生じると、ゲート信号Ｓgで指定される上述のノイズ発生期間Ｔにおいて除去又は減衰等の補間処理が行われ、高レベルの外来ノイズの影響が除去された復調信号Ｓxが生成されて出力される。

その結果、復調信号Ｓxに短冊状の裁断された信号成分が生じることを未然に防止し、且つ聴感上違和感を与える高レベルのノイズ成分については除去することが可能となっている。

以上説明したように、本実施例のノイズキャンセラ回路１００によれば、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが混入した場合、到来電波の電界強度が弱くなるに従って、ローパスフィルタ３で外来ノイズ成分Ｎを充放電して充放電信号Ｒを生成する際のアタックアタック時定数τaの値を大きくして充電するようにしたので、到来電波の電界強度が弱くなるに従って増加する広帯域ノイズの影響を受けることなく、高レベルの外来ノイズに起因して生じる高レベルの外来ノイズ成分Ｎを検出し、且つ低レベルの外来ノイズに起因して生じる低レベルの外来ノイズ成分Ｎを検出しないようにするための充放電信号Ｒを生成することができる。

つまり、本実施形態のノイズキャンセラ回路１００によれば、時間的に高密度で長時間に亘って生じる外来ノイズが混入した場合に、受聴者に対して違和感を与える外来ノイズを検出するためのノイズ検出感度が到来電波の電界強度に依存して変動してしまうという従来の問題点を改善することができ、ノイズ検出感度の安定化を図ることが可能となっている。

したがって、到来電波の電界強度が変動して放送受信機の受信状態が良好であるか否かを問わず、外来ノイズの影響を除去することが可能である。

更に、外来ノイズ成分Ｎを充放電処理するためのローパスフィルタ３を極めて簡素な構成のディジタルフィルタで形成しているため、ノイズキャンセラ回路１００の小型化等を実現することが可能である。

従来のノイズキャンセラ回路の構成と機能を説明するためのブロック図及び機能説明図である。 更に、従来の他のノイズキャンセラ回路の構成と機能を説明するためのブロック図及び機能説明図である。 図２に示した従来のノイズキャンセラ回路の問題点を説明するための説明図である。 本実施形態に係るノイズキャンセラ回路の構成を表したブロック図である。 図４に示したノイズキャンセラ回路の機能と動作を説明するための説明図である。 実施例に係るノイズキャンセラ回路の構成を表したブロック図である。 図６に示したノイズキャンセラ回路の機能を説明するための説明図である。

符号の説明

１００…ノイズキャンセラ回路
２００…放送受信機
１…ＡＭ検波器
２…ハイパスフィルタ
３…ローパスフィルタ
４…増幅器
５…比較器
６…ゲート信号生成回路
７…補間回路
８…電界強度検出部
９…時定数切替部
ＳＣＦ〜ＳＣＦj…スイッチトキャパシタフィルタ
３ａ…減算器
３ｂ，３ｃ…乗算器
３ｄ…加算器
３ｅ…遅延回路
９ａ…検出回路、比較器
９ｂ…切替信号生成回路、フィルタ係数切替部

Claims (5)

1. 受信機に混入する時間的に高密度で長時間に亘って生じるパルス性の外来ノイズに起因して前記受信機に設けられている検波器から出力される復調信号に生じるノイズ成分を除去するノイズキャンセラ回路であって、
   前記検波器から出力される前記復調信号に対して補間処理を行う補間手段と、
   前記受信機内の周波数変換器で生成される中間周波受信信号をエンベロープ検波することで、前記外来ノイズに起因して前記中間周波受信信号に生じた外来ノイズ成分を含む信号を生成するＡＭ検波手段及びハイパスフィルタと、
   前記が外来ノイズ成分を所定のアタック時定数で充電して所定のリカバリー時定数で低速放電することで、充放電信号を生成するローパスフィルタと、
   前記充放電信号のレベルを調整して閾値信号を生成する増幅手段と、
   前記閾値信号と外来ノイズ成分とを比較し、前記閾値信号より高レベルの外来ノイズ成分のノイズ発生期間を検出する比較手段と、
   前記ノイズ発生期間を示すゲート信号を前記補間手段に供給することで、前記外来ノイズに起因して前記復調信号に生じた前記ノイズを補間処理させるゲート信号生成手段と、
   前記受信機に放送局から到来する電波の電界強度を検出する検出手段と、
   前記検出手段で検出された前記電界強度が強いときには、前記ローパスフィルタのアタック時定数を小さな値に設定すると共に、前記電界強度が弱くなるほど、前記ローパスフィルタのアタック時定数をより大きな値に設定して、上記外来ノイズ成分を充電させる時定数切替手段と、
   を具備することを特徴とするノイズキャンセラ回路。
2. 前記ローパスフィルタは、
   前記時定数切替手段の指示に従って、前記アタック時定数を可変設定するスイッチトキャパシタフィルタで形成されていること、
   を特徴とする請求項１に記載のノイズキャンセラ回路。
3. 前記ローパスフィルタは、
   前記時定数切替手段の指示に従って、前記アタック時定数を可変設定するディジタルフィルタで形成されていること、
   を特徴とする請求項１に記載のノイズキャンセラ回路。
4. 前記ディジタルフィルタは、
   前記外来ノイズ成分を入力する減算器と、
   前記減算器から出力される差分信号に対して所定のアタック係数値を乗算する第１の乗算器と、
   前記減算器から出力される差分信号に対して所定のリカバリー係数値を乗算する第２の乗算器と、
   前記第１又は第２の乗算器から排他的に出力される乗算信号を入力する加算器と、
   前記加算器の出力を１サンプル時間で遅延させて前記充放電信号として出力すると共に前記減算器と前記加算器に供給して、前記減算器に前記外来ノイズ成分から前記充放電信号を減算させて前記差分信号を生成させ、前記加算器で前記乗算信号と前記充放電信号を加算させる遅延回路と、
   前記外来ノイズ成分と前記充放電信号とのレベルを比較し、前記外来ノイズ成分のレベルの方が大きいときには前記第１の乗算器を動作させ、前記外来ノイズ成分のレベルの方が小さいときには前記第２の乗算器を動作させる比較器と、
   前記検出手段で検出された前記電界強度が強いときには、前記第１の乗算器のアタック係数値を所定の大きな値に設定すると共に、前記電界強度が弱くなるほど、前記アタック係数値をより小さな値に設定するフィルタ係数切替手段と、
   を具備することを特徴とする請求項３に記載のノイズキャンセラ回路。
5. 受信機に混入する時間的に高密度で長時間に亘って生じるパルス性の外来ノイズに起因して前記受信機に設けられている検波器から出力される復調信号に生じるノイズ成分を除去するノイズ除去方法であって、
   前記検波器から出力される前記復調信号に対して補間処理を行う補間工程と、
   前記受信機内の周波数変換器で生成される中間周波受信信号をエンベロープ検波することで、前記外来ノイズに起因して前記中間周波受信信号に生じた外来ノイズ成分を含む信号を生成するＡＭ検波工程及びハイパスフィルタリング工程と、
   前記が外来ノイズ成分を所定のアタック時定数で充電して所定のリカバリー時定数で低速放電することで、充放電信号を生成するローパスフィルタリング工程と、
   前記充放電信号のレベルを調整して閾値信号を生成する増幅工程と、
   前記閾値信号と外来ノイズ成分とを比較し、前記閾値信号より高レベルの外来ノイズ成分のノイズ発生期間を検出して、前記補間工程における補間処理の期間とする比較工程と、
   前記受信機に放送局から到来する電波の電界強度を検出する検出工程と、
   前記検出された前記電界強度が強いときには、前記ローパスフィルタリング工程での前記アタック時定数を小さな値に設定すると共に、前記電界強度が弱くなるほど、前記ローパスフィルタリング工程でのアタック時定数をより大きな値に設定して、上記外来ノイズ成分を充電させる時定数切替工程と、
   を具備することを特徴とするノイズ除去方法。

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