JP4627282B2

JP4627282B2 - ノイズキャンセラ回路

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Publication number: JP4627282B2
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Inventors: 徹大橋
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Priority date: 2006-06-12
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Description

本発明は、車載用の放送受信機等に設けられるノイズキャンセラ回路に関し、自動車等で発生し受信信号に混入したパルス性ノイズを除去するノイズキャンセラ回路に関する。

図１を参照して、車載用の放送受信機等に設けられている従来のノイズキャンセラ回路について説明する。同図（ａ）は、従来のノイズキャンセラ回路の構成、同図（ｂ）は、放送受信機に設けられているＩＦフィルタの周波数特性、同図（ｃ）は、ノイズキャンセラ回路に設けられているハイパスフィルタの周波数特性、同図（ｄ）は、放送受信機とノイズキャンセラ回路の各所に生じる信号の波形を示している。

同図（ａ）において、このノイズキャンセラ回路は、例えばスーパへテロダイン方式の放送受信機に設けられている。

放送受信機では、周波数変換器（局部発振器と混合検波器で構成されている）が、選局回路から出力されるＲＦ受信信号を中間周波数の信号（以下「周波数変換信号」と称する）に周波数変換し、ＩＦフィルタがその周波数変換信号から希望信号としての中間周波信号（ＩＦ信号）を抽出し、検波器（ＡＭ放送を受信するときにはＡＭ検波器、ＦＭ放送を受信するときにはＦＭ検波器）がＩＦ信号を検波して復調信号を生成し、その復調信号を遅延回路が所定時間遅延させて、復調信号Ｓmdとして出力する。

ここで、ＩＦフィルタは、同図（ｂ）に示すように、所定の中心周波数（搬送周波数）ｆcを中心とし、所望のＩＦ信号を抽出するための通過帯域を有するバンドパスフィルタで形成されている。また、遅延回路は、放送受信機とノイズキャンセラ回路との両者の信号処理に要する遅延時間を考慮して、復調信号Ｓmdと後述のゲートパルス信号Ｓgとをいわゆるタイミング調整するために設けられている。

一方、ノイズキャンセラ回路は、上述の放送受信機に設けられている受信アンテナから周波数変換器の出力までの経路内に混入したパルス性ノイズ、例えば自動車等で生じるイグニッションノイズや、発電機のノイズ、方向指示器のリレーから生じるノイズなどのパルス性ノイズを検出し、そのパルス性ノイズに起因して復調信号Ｓmdに生じたノイズ成分を除去するようになっている。

ノイズキャンセラ回路では、まず、ＡＭ検波器が周波数変換器から出力される周波数変換信号をＡＭ検波し、そのＡＭ検波信号をハイパスフィルタに通すことで、ＡＭ検波信号の高周波域の成分Ｓnを抽出する。つまり、ハイパスフィルタは、同図（ｃ）に示すように、低域遮断周波数ｆLがＩＦフィルタの高域遮断周波数より高い周波数に設定されており、ＡＭ検波信号の高周波域の成分Ｓnを抽出することで、その高周波域成分Ｓnに含まれている高周波数のパルス性ノイズＮzを抽出する。

次に、比較器が高周波域成分Ｓnと基準値Ｖthとのレベルを比較し、高周波域成分Ｓnに含まれている、基準値Ｖthより高レベルのパルス性ノイズＮzを検出する。そして、基準値Ｖthよりパルス性ノイズＮzが高レベルとなっている期間τで論理値“Ｈ”、期間τ以外では論理値“Ｌ”となる２値信号Ｓzpを生成して出力する（同図（ｄ）参照）。

更に、ゲートパルス生成回路が、上述の期間τに所定の付加時間Ｔadを加えた期間（τ＋Ｔad）で、論理値“Ｈ”となるゲートパルス信号Ｓgを生成する（同図（ｄ）参照）。

そして、復調信号Ｓmdが入力されるゲート回路をゲートパルス信号Ｓgで制御し、そのゲートパルス信号Ｓgが論理値“Ｈ”となる期間（τ＋Ｔad）で遮断動作させることで、外部から混入したパルス性ノイズに起因して復調信号Ｓmdに生じることとなったノイズ成分Ｎzmの通過を遮断させ、期間（τ＋Ｔad）以外の期間では復調信号Ｓmdをそのまま通過させることで、ノイズ成分Ｎzmが除去された復調信号Ｓxを出力させている（同図（ｄ）参照）。

このように、従来のノイズキャンセラ回路は、検出したパルス性ノイズＮzの発生期間τと付加時間Ｔadとを加えた期間（τ＋Ｔad）において、混入したパルス性ノイズに起因して復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分Ｎzmを除去することで、混入したパルス性ノイズの影響を実質的に除去することとしている。

ところが、上記従来のノイズキャンセラ回路では、復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分Ｎzmの発生期間を特定することができなかったため、ノイズ成分Ｎzmを確実に除去すべく付加時間Ｔadが十分長い固定の時間幅に決められていた。

そのため、ノイズ成分Ｎzmを精度良く除去することなく、本来の復調信号Ｓmdも長時間に渡って除去してしまうという問題があった。

本発明は、こうした従来の問題に鑑みてなされたものであり、外部から放送受信機に混入するパルス性ノイズをより高い精度で除去することが可能なノイズキャンセラ回路を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、受信機に混入する外部からのパルス性ノイズに起因して前記受信機に設けられている検波器から出力される復調信号に生じるノイズ成分を除去するノイズキャンセラ回路であって、前記受信機に設けられている周波数変換器から出力される周波数変換信号をＡＭ検波するＡＭ検波手段と、前記ＡＭ検波手段から出力されるＡＭ検波信号の高周波域の成分を抽出するハイパスフィルタと、前記高周波域の成分と基準値とのレベルを比較することで、前記高周波域の成分に含まれている前記基準値より大レベルのパルス性ノイズを検出し、検出したパルス性ノイズのノイズ発生期間を示すノイズ期間信号を生成する比較手段と、前記ノイズ発生期間内に生じる前記大レベルのパルス性ノイズの波高値を検出する波高値検出手段と、前記波高値検出手段により検出された前記波高値に、前記外部からのパルス性ノイズのレベルに従って前記受信機の応答特性により前記復調信号に生じる前記ノイズ成分の時間幅と前記ハイパスフィルタから出力される前記パルス性ノイズの波高値との比の変化傾向を示す係数を乗算することで、調整波高値を演算する乗算手段と、前記調整波高値に相当する時間幅の付加時間を示す付加時間信号を生成するパルス幅変換手段と、前記ノイズ期間信号に前記付加時間信号を加算することで、前記ノイズ発生期間に前記付加時間を加えた遮断時間を示すゲートパルス信号を生成する加算手段と、前記復調信号を入力し、前記ゲートパルス信号で示される前記遮断時間において、前記復調信号の通過を遮断することで、前記復調信号に生じている前記ノイズ成分を除去するゲート手段と、を具備することを特徴とする。

本発明の好適な実施形態について、図面を参照して説明する。図２は、本実施形態に係るノイズキャンセラ回路の構成を表したブロック図、図３は、動作を説明するためのタイミングチャート等である。なお、本実施形態のノイズキャンセラ回路がスーパーヘテロダイン方式の放送受信機に設けられた場合について説明する。

図２（ａ）において、スーパーヘテロダイン方式の放送受信機２００に、本実施形態のノイズキャンセラ回路１００が設けられている。

放送受信機２００の構成については、図１（ａ）を参照して説明したように周知であることから、その詳細については割愛するが、周波数変換器（局部発振器と混合検波器で構成されている）が、選局回路から出力されるＲＦ受信信号を中間周波数の信号（周波数変換信号）Ｓcvに周波数変換し、ＩＦフィルタがその周波数変換信号Ｓcvから希望信号としての中間周波信号（ＩＦ信号）を抽出し、検波器（ＡＭ放送を受信するときにはＡＭ検波器が作動し、ＦＭ放送を受信するときにはＦＭ検波器が作動する）がＩＦ信号を検波して復調信号を生成し、その復調信号を遅延回路が所定時間遅延させて、復調信号Ｓmdとして出力する。

ここで、ＩＦフィルタは、図１（ｂ）に示したように、所定の中心周波数（搬送周波数）ｆcを中心とし、所望のＩＦ信号を抽出するための通過帯域を有するバンドパスフィルタで形成されている。

また、検波器は、ＩＦ信号を検波する際、復調信号の振幅が電源電圧範囲内の所定ダイナミックレンジ内に入るようにＡＧＣ制御（Auto Gain Controll）を行い、そのＡＧＣ制御を施した復調信号を遅延回路を介して出力するようになっている。遅延回路は、放送受信機とノイズキャンセラ回路１００との両者の信号処理に要する遅延時間を考慮して、復調信号Ｓmdと後述のゲートパルス信号Ｓgとをいわゆるタイミング調整するために設けられている。

ノイズキャンセラ回路１００は、ＡＭ検波器１と、ハイパスフィルタ２、ノイズ検出部３、ゲートパルス生成部４及びゲート回路５を備えて構成され、放送受信機２００に設けられている受信アンテナから周波数変換器の出力までの経路内に混入した外部からのパルス性ノイズ、例えば自動車等で生じるイグニッションノイズや、発電機のノイズ、方向指示器のリレーから生じるノイズなどのパルス性ノイズを検出し、そのパルス性ノイズに起因して復調信号Ｓmdに生じたノイズ成分Ｎzmを除去するようになっている。

ここで、ＡＭ検波器１は、周波数変換信号ＳcvをＡＭ検波することで、ＡＭ検波信号Ｓdetを生成して出力する。つまり、放送受信機２００がＡＭ放送又はＦＭ放送の何れの放送を受信中であっても、ＡＭ検波器１は、周波数変換信号Ｓcvに対してＡＭ検波し、ＡＭ検波信号Ｓdetを生成する。また、ＡＭ検波器１も、放送受信機２００内の検波器と同様に、周波数変換信号ＳcvをＡＭ検波する際、検波信号Ｓdetの振幅が電源電圧範囲内の所定ダイナミックレンジ内に入るようにＡＧＣ制御を行い、そのＡＧＣ制御を施したＡＭ検波信号Ｓdetを出力するようになっている。

ハイパスフィルタ２は、図１（ｃ）に示したのと同様に、低域遮断周波数ｆLがＩＦフィルタの高域遮断周波数より高い周波数に設定されており、ＡＭ検波信号Ｓdetの高周波域の成分Ｓnを通過させることで、ＡＭ検波信号Ｓdetに含まれているパルス性ノイズＮzを抽出する。

ノイズ検出部３は、高周波域の成分Ｓnと基準値Ｖthとのレベルを比較し、その高周波域成分Ｓnに含まれている、基準値Ｖthより高レベルのパルス性ノイズＮzを検出する。そして、基準値Ｖthよりパルス性ノイズＮzが高レベルとなっている期間（以下「ノイズ発生期間」と称する）τにおいて論理値“Ｈ”、ノイズ発生期間τ以外では論理値“Ｌ”となる２値信号（以下「ノイズ期間信号」と称する）Ｓzpを生成して出力する。更に、ノイズ検出部３は、そのパルス性ノイズＮzの波高値（ノイズ発生期間τ内において最大ピークとなる振幅の値）ｈを検出し、検出した波高値ｈを示す波高値信号Ｓhを生成して、ゲートパルス生成部４へ出力する。

より具体的には、ノイズ検出部３は、図２（ｂ）に示すように波高値検出回路３ａと比較器３ｂとを備えてが形成されている。比較器３ｂが、高周波域成分Ｓnと基準値Ｖthとのレベルを比較し、基準値Ｖthより高レベルのパルス性ノイズＮzを検出すると、その検出したノイズ発生期間τで論理値“Ｈ”、ノイズ発生期間τ以外では論理値“Ｌ”となるノイズ期間信号Ｓzpを生成する。更に、波高検出回路３ａが、ノイズ期間信号Ｓzpで示されるノイズ発生期間τにおいて、パルス性ノイズＮzの波高値ｈをピーク検出（ピークホールド）し、検出した波高値ｈを示す波高値信号Ｓhを出力する。

なお、基準値Ｖthは、高周波域成分Ｓnに含まれているパルス性ノイズＮzよりも小レベルのノイズ成分等（対象としていないノイズ成分等）を検出しないように予め決められた値（電圧）となっている。

ゲートパルス生成部４は、波高値信号Ｓhに所定の係数αを乗算することで、調整した波高値（α×ｈ）を示す調整波高値信号Ｓhcmを生成し、その調整波高値信号Ｓhcmの振幅（α×ｈ）に比例した時間幅Ｔadで論理値“Ｈ”となる２値信号（以下「付加時間信号」と称する）Ｓadに変換する。そして、ノイズ期間信号Ｓzpに付加時間信号Ｓadを加算（合成）することで、（τ＋Ｔad）で表される遮断期間で論理値“Ｈ”となり、遮断期間（τ＋Ｔad）以外では論理値“Ｌ”となるゲートパルス信号Ｓgを生成する。

より具体的には、ゲートパルス生成部４は、図２（ｂ）に示すように乗算回路４ａとパルス幅変換器４ｂと加算回路４ｃを備えて形成されている。乗算回路４ａが、波高値信号Ｓhと係数αを乗算することで調整波高値信号Ｓhcmを生成し、パルス幅変換器４ｂが、調整波高値信号Ｓhmcに対してＰＷＭ変調（Pulse Width Modulation）を施すことで、調整波高値信号Ｓhcmの振幅に比例した時間幅Ｔadの付加時間信号Ｓadを生成する。そして、加算回路４ｃが、ノイズ期間信号Ｓzpに付加時間信号Ｓadを加算（合成）することで、遮断期間（τ＋Ｔad）の間で論理値“Ｈ”となり、遮断期間（τ＋Ｔad）以外では論理値“Ｌ”となるゲートパルス信号Ｓgを生成する。

更に、係数αは次のようにして決められており、図３（ａ）を参照して説明する。
実験等によって、自動車等の外部から混入するパルス性ノイズの振幅を変化させ、その変化させたパルス性ノイズの振幅毎に対応付けて、ハイパスフィルタ２から出力されるパルス性ノイズＮzの波高値ｈと、放送受信機２００内の検波器から出力されるノイズ成分Ｎzmの時間幅Ｔとの両者の変化を計測する。そして、パルス性ノイズＮzの波高値ｈが基準値Ｖthと等しいときのノイズ成分Ｎzmの時間幅Ｔ(Vth)と、パルス性ノイズＮzの波高値ｈが電源電圧範囲内の所定ダイナミックレンジ内で最大値Ｖmaxとなるときのノイズ成分Ｎzmの時間幅Ｔ(Vmax)との範囲内で、互いに対応するパルス性ノイズＮzの波高値ｈとノイズ成分Ｎzmの時間幅Ｔとの比（Ｔ／ｈ）の変化傾向を調べ、相関関数演算等の統計的手法によって最も大きい相関関係が得られる変化傾向を示す予測値を算出し、その予測値を上述の係数αに設定している。

つまり、係数αは、外部から混入するパルス性ノイズのレベルに従って、放送受信機２００内のＩＦフィルタと検波器との応答特性により復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分Ｎzmの時間幅Ｔと、同じく外部から混入するパルス性ノイズのレベルに従ってハイパスフィルタ２から出力されるパルス性ノイズＮzの波高値ｈとの比（Ｔ／ｈ）の変化傾向を示す係数となっている。

したがって、乗算回路４ａが波高値信号Ｓhと係数αとを乗算することで調整波高値信号Ｓhcmを生成し、パルス幅変換器４ｂがその調整波高値信号Ｓhcmに基づいて付加時間信号Ｓadを生成すると、次式(1)で表されるように、ノイズ成分Ｎzmの時間幅Ｔに近似する時間幅Ｔadで論理値“Ｈ”となる付加時間信号Ｓadが生成される。

更に、加算回路４ｃがノイズ期間信号Ｓzpに付加時間信号Ｓadを加算（合成）することで、遮断期間（τ＋Ｔad）において論理値“Ｈ”となり、遮断期間（τ＋Ｔad）以外では論理値“Ｌ”となるゲートパルス信号Ｓgを生成する。

ゲート回路５は、アナログスイッチ等で形成されており、放送受信機２００から供給される復調信号Ｓmdに対し、ゲートパルス信号Ｓgが論理値“Ｈ”となる遮断期間（τ＋Ｔad）において遮断動作し、ゲートパルス信号Ｓgが論理値“Ｌ”となる期間では、導通となって復調信号Ｓmdをそのまま通過させる。このように、ゲート回路５が、遮断期間（τ＋Ｔad）において遮断動作すると、周波数変換信号Ｓcvに混入していたパルス性ノイズに起因して復調信号Ｓmdに生じることとなったノイズ成分Ｎzmの通過を遮断し、遮断期間（τ＋Ｔad）以外の期間では復調信号Ｓmdをそのまま通過させる。したがって、ノイズ成分Ｎzmを除去した復調信号Ｓxを出力する。

なお、以上の説明では、パルス性ノイズＮzのノイズ発生期間τに、ノイズ成分Ｎzmの時間幅Ｔに近似した時間幅Ｔadを付加することで、ゲートパルス信号Ｓgの遮断期間（τ＋Ｔad）を設定しているため、理論的には、遮断期間（τ＋Ｔad）がノイズ成分Ｎzmの時間幅Ｔよりも若干長時間となる。しかし、パルス性ノイズＮzのノイズ発生期間τは短時間であるため、ノイズ発生期間τに、ノイズ成分Ｎzmの時間幅Ｔに近似した時間幅Ｔadを付加することで遮断時間（τ＋Ｔad）を設定すると、ゲート回路５が遮断動作する際、ノイズ成分Ｎzmの前縁に生じる高レベルのノイズ成分と、次第にレベルが低下していくノイズ成分とをより確実に除去することができると共に、本来の復調信号Ｓmdの除去範囲を最小限度に抑制することができる。

次に、かかる構成を有するノイズキャンセラ回路１００の動作について、図３（ｂ）を参照して説明する。

例えば自動車等で生じた外部からのパルス性ノイズが周波数変換信号Ｓcvに混入すると、ＡＭ検波器１を介してハイパスフィルタ２から図示するようなパルス性ノイズＮzが出力され、ノイズ検出部３内で基準値Ｖthと比較されることで、パルス性ノイズＮzの発生期間τを示すノイズ期間信号Ｓzpが生成される。更に、ノイズ検出部３内で、パルス性ノイズＮzの最大ピークを示す波高値ｈが検出され、その波高値ｈを示す波高値信号Ｓhが生成される。

ゲートパルス生成部４では、波高値信号Ｓhと係数αとの乗算が行われ、調整された波高値（α×ｈ）を示す調整波高値信号Ｓhcmが生成され、更に調整波高値信号Ｓhcmから、調整された波高値（α×ｈ）に比例する時間幅Ｔadの付加時間信号Ｓadが生成される。

そして、ノイズ期間信号Ｓzpに付加時間信号Ｓadが加算（合成）されることで、遮断期間（τ＋Ｔad）において論理値“Ｈ”となるゲートパルス信号Ｓgが生成され、ゲート回路５に供給される。

一方、放送受信機２００内の遅延回路から、検波器で検波された復調信号Ｓmdがゲート回路５に供給され、外部からパルス性ノイズが混入した場合には、同図に示すように、遮断期間（τ＋Ｔad）内においてノイズ成分Ｎzmが生じる。

そして、ゲート回路５が、ゲートパルス信号Ｓgに従って、遮断期間（τ＋Ｔad）の間に遮断動作し、復調信号Ｓmdに生じているノイズ成分Ｎzmの通過を阻止することにより、ノイズ成分Ｎzmを除去する。このように、外部から混入したパルス性ノイズの影響によって生じたノイズ成分Ｎzmがゲート回路５で除去され、ノイズ成分Ｎzmを含まない復調信号Ｓxが出力される。

以上に説明したように、本実施形態のノイズキャンセラ回路１００によれば、パルス性ノイズＮzの波高値ｈに、外部から混入するパルス性ノイズのレベルに従って放送受信機２００内のＩＦフィルタと検波器との応答特性により復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分Ｎzmの時間幅Ｔとハイパスフィルタ２から出力されるパルス性ノイズＮzの波高値ｈとの比（Ｔ／ｈ）の変化傾向を示す係数αを乗算し、その乗算結果に比例した時間幅Ｔadの付加時間信号Ｓadを生成し、パルス性ノイズＮzの発生期間τを示すノイズ時間幅信号Ｓzpに加算（合成）するので、ゲート回路５でノイズ成分Ｎzmを除去するための遮断期間（τ＋Ｔad）を示すゲートパルス信号Ｓgを生成することができる。

更に、ゲートパルス生成部４が、パルス性ノイズＮzの波高値ｈの大きさに応じて付加時間Ｔadを自動的且つ適応的に調整して、ゲートパルス信号Ｓgの遮断期間（τ＋Ｔad）を調整するので、ゲート回路５がその遮断期間（τ＋Ｔad）において遮断動作することにより、復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分Ｎzmを高精度且つ効果的に除去することが可能である。

特に、従来技術では付加時間Ｔadが固定された長い時間幅となっていたために、本来の復調信号Ｓmdを除去してしまうと言う問題があったが、本実施形態のノイズキャンセラ回路１００によれば、上述の適応的に調整した遮断期間（τ＋Ｔad）において、高精度でノイズ成分Ｎzmを除去することができるため、本来の復調信号Ｓmdの除去を大幅に軽減することができる。その結果、ノイズ成分Ｎzmが除去された復調信号Ｓxを例えばスピーカ等に供給して鳴動させると、再生音の音質を向上させることが可能となる。

なお、以上に説明した実施形態では、図２（ｂ）に示したように、波高値検出回路３ａから出力される波高値信号Ｓhに係数αを乗算して調整波高値信号Ｓhcmを生成する際、乗算器４ａによって乗算を行うこととしているが、乗算器４ａと同じ機能を有する他の回路等に置き換えてもよい。例えば、係数αに相当する増幅率を有する増幅器に置き換え、その増幅率で波高値信号Ｓhを増幅することで、調整波高値信号Ｓcmを生成するようにしてもよい。

次に、図２（ａ）に示したノイズ検出部３とゲートパルス生成部４のより具体的な実施例について、図４を参照して説明する。なお、図４において図２（ａ）（ｂ）と同一又は相当する部分を同一符号で示している。

図４において、ノイズ検出部３は、比較器（コンパレータ）３ｂと、ピークホールド回路３aaと、電源電圧範囲内のダイナミックレンジを設定する参照電圧ＶrefとグランドＧＮＤ間に直列接続された２ｎ個の抵抗と、２ｎ−１個のコンパレータにより構成されている。

ここで、上述の２ｎ個の抵抗と２ｎ−１個のコンパレータによって、無帰還比較型のアナログディジタル変換器３abが構成されている。また、ピークホールド回路３aaと、上述のアナログディジタル変換器３abによって、図２（ｂ）に示した波高値検出回路３ａが構成されている。

比較器３ｂは、図２（ａ）に示したハイパスフィルタ２から出力される高周波域成分Ｓnと基準値Ｖthとのレベルを比較し、高周波域成分Ｓnに含まれている、基準値Ｖthより高レベルのパルス性ノイズＮzを検出する。そして、基準値Ｖthよりパルス性ノイズＮzが高レベルとなっている期間（ノイズ発生期間）τにおいて、論理値“Ｈ”となるノイズ期間信号Ｓzpを出力する。

ピークホールド回路３aaは、ノイズ期間信号Ｓzpが論理値“Ｈ”となっている間、すなわちノイズ発生期間τにおいて、高周波域成分Ｓnに含まれているパルス性ノイズＮzの最大ピークをピーク検出（ピークホールド）することで、波高値ｈを示す電圧Ｖiを発生する。

２ｎ個の抵抗は、ｎビットの分解能でアナログディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）を行うために設けられており、参照電圧Ｖrefを２ｎ等分すべく夫々所定の抵抗値（図示するＲ、２Ｒ、３Ｒの抵抗値）に設定されている。なお、上述の分解能（ｎビット）は、十分高いことが望ましいが、放送受信機に要求される性能等の設計仕様に従って決められる。

２ｎ−１個のコンパレータは、上述した２ｎ個の抵抗で分圧された２ｎ−１個の分圧電圧（Ｖref／２、Ｖref／２２、Ｖref／２３、…、Ｖref／２ｎ−１、Ｖref／２ｎ）と波高値ｈを示す電圧Ｖiとを比較する。そして、各分圧電圧に対して電圧Ｖiが高いレベルとなったコンパレータから、論理値“Ｈ”となるビット信号が出力され、各分圧電圧に対して電圧Ｖiが低いレベルとなったコンパレータから、論理値“Ｌ”となるビット信号を出力する。これにより、波高値ｈの電圧Ｖiが２ｎ−１個のコンパレータでアナログディジタル変換され、ディジタルデータとしての波高値信号Ｓhが出力される。

次に、ゲートパルス生成部４は、デコーダ４ａとタイマー回路４ｂと、加算回路（論理和回路）４ｃによって構成されている。

デコーダ４ａは、上述の２ｎ−１個のコンパレータから出力される波高値信号Ｓhに対して、係数αを乗算するのに相当するデコード処理を行って、ディジタルデータの調整波高値信号Ｓhcmを生成して出力する。

タイマー回路４ｂは、ノイズ期間信号Ｓzpが論理値“Ｈ”から“Ｌ”に反転する時点、すなわちノイズ発生期間τの終焉の時点に同期して、調整波高値信号Ｓhcmをプリセットし、調整波高値信号Ｓhcmで示される調整波高値を、所定のクロック周波数に決められているクロック信号ＣＫに同期して計時する。そして、計時動作の期間中、論理値“Ｈ”となる付加時間信号Ｓadを発生する。つまり、計時動作の期間が付加時間の時間幅Ｔadとなり、その時間幅Ｔadの間で論理値“Ｈ”となる付加時間信号Ｓadが生成される。

このように、タイマー回路４ｂでは、調整波高値信号Ｓhcmで示される調整波高値を、時間幅Ｔadの付加時間信号ＳadにＰＷＭ変調するようにになっている。

なお、クロック信号ＣＫは、図３（ａ）に示したパルス性ノイズＮzの波高値ｈと、復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分Ｎzmの発生期間Ｔとの比例関係が満たされるように、所定のクロック周波数に決められている。

加算回路４ｃは、比較器３ｂから供給されるノイズ期間信号Ｓzpに、タイマー回路４ｂから供給される付加時間信号Ｓadを加算（合成）することで、ゲートパルス信号Ｓgを生成し、図２（ａ）に示したゲート回路５に供給する。

かかる構成を有する本実施例のノイズ検出部３とゲートパルス生成部４によると、図３（ｂ）のタイミングチャートで示したのと同様に、パルス性ノイズＮzのノイズ発生期間τに、復調信号Ｓmdで生じるノイズ成分Ｎzmの発生期間Ｔに相当する時間幅（付加時間）Ｔadを加えることで、ゲート回路５に遮断動作させるための遮断期間（τ＋Ｔad）を適応的に調整することができる。このため、復調信号Ｓmdに生じるノイズ成分Ｎzmをその遮断期間（τ＋Ｔad）において遮断し、ノイズ成分Ｎzmを除去することができる。更に、本来の復調信号を大幅に除去することなく、ノイズ成分Ｎzmを効果的に除去した復調信号Ｓxを生成することができる。

従来のノイズキャンセラ回路の構成と機能を説明するためのブロック図及び機能説明図である。本発明の好適な実施形態に係るノイズキャンセラ回路の構成を表したブロック図である。図２に示したノイズキャンセラ回路の動作を説明するためのタイミンチャート等である。実施例の構成を説明するためのブロック図である。

符号の説明

１００…ノイズキャンセラ回路
２００…放送受信機
１…ＡＭ検波器
２…ハイパスフィルタ
３ａ…波高値検出回路
３ｂ…比較器
４ａ…乗算器
４ｂ…パルス幅変換器
４ｃ…加算器

Claims

受信機に混入する外部からのパルス性ノイズに起因して前記受信機に設けられている検波器から出力される復調信号に生じるノイズ成分を除去するノイズキャンセラ回路であって、
前記受信機に設けられている周波数変換器から出力される周波数変換信号をＡＭ検波するＡＭ検波手段と、
前記ＡＭ検波手段から出力されるＡＭ検波信号の高周波域の成分を抽出するハイパスフィルタと、
前記高周波域の成分と基準値とのレベルを比較することで、前記高周波域の成分に含まれている前記基準値より大レベルのパルス性ノイズを検出し、検出したパルス性ノイズのノイズ発生期間を示すノイズ期間信号を生成する比較手段と、
前記ノイズ発生期間内に生じる前記大レベルのパルス性ノイズの波高値を検出する波高値検出手段と、
前記波高値検出手段により検出された前記波高値に、前記外部からのパルス性ノイズのレベルに従って前記受信機の応答特性により前記復調信号に生じる前記ノイズ成分の時間幅と前記ハイパスフィルタから出力される前記パルス性ノイズの波高値との比の変化傾向を示す係数を乗算することで、調整波高値を演算する乗算手段と、
前記調整波高値に相当する時間幅の付加時間を示す付加時間信号を生成するパルス幅変換手段と、
前記ノイズ期間信号に前記付加時間信号を加算することで、前記ノイズ発生期間に前記付加時間を加えた遮断時間を示すゲートパルス信号を生成する加算手段と、
前記復調信号を入力し、前記ゲートパルス信号で示される前記遮断時間において、前記復調信号の通過を遮断することで、前記復調信号に生じている前記ノイズ成分を除去するゲート手段と、
を具備することを特徴とするノイズキャンセラ回路。
前記波高値検出手段は、
前記ノイズ期間内に生じる前記大レベルのパルス性ノイズをピークホールドすることで、前記波高値を示す前記波高値信号を生成すること、
を特徴とする請求項１に記載のノイズキャンセラ回路。
前記パルス幅変換手段は、
パルス幅変調によって前記調整波高値に相当する時間幅の付加時間を示す付加時間信号を生成すること、
を特徴とする請求項１又は２に記載のノイズキャンセラ回路。