JP4627282B2 - ノイズキャンセラ回路 - Google Patents

ノイズキャンセラ回路 Download PDF

Info

Publication number
JP4627282B2
JP4627282B2 JP2006162266A JP2006162266A JP4627282B2 JP 4627282 B2 JP4627282 B2 JP 4627282B2 JP 2006162266 A JP2006162266 A JP 2006162266A JP 2006162266 A JP2006162266 A JP 2006162266A JP 4627282 B2 JP4627282 B2 JP 4627282B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
noise
signal
pulse
peak value
period
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2006162266A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2007335953A (ja
Inventor
徹 大橋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Pioneer Corp
Original Assignee
Pioneer Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Pioneer Corp filed Critical Pioneer Corp
Priority to JP2006162266A priority Critical patent/JP4627282B2/ja
Publication of JP2007335953A publication Critical patent/JP2007335953A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4627282B2 publication Critical patent/JP4627282B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Picture Signal Circuits (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Description

本発明は、車載用の放送受信機等に設けられるノイズキャンセラ回路に関し、自動車等で発生し受信信号に混入したパルス性ノイズを除去するノイズキャンセラ回路に関する。
図1を参照して、車載用の放送受信機等に設けられている従来のノイズキャンセラ回路について説明する。同図(a)は、従来のノイズキャンセラ回路の構成、同図(b)は、放送受信機に設けられているIFフィルタの周波数特性、同図(c)は、ノイズキャンセラ回路に設けられているハイパスフィルタの周波数特性、同図(d)は、放送受信機とノイズキャンセラ回路の各所に生じる信号の波形を示している。
同図(a)において、このノイズキャンセラ回路は、例えばスーパへテロダイン方式の放送受信機に設けられている。
放送受信機では、周波数変換器(局部発振器と混合検波器で構成されている)が、選局回路から出力されるRF受信信号を中間周波数の信号(以下「周波数変換信号」と称する)に周波数変換し、IFフィルタがその周波数変換信号から希望信号としての中間周波信号(IF信号)を抽出し、検波器(AM放送を受信するときにはAM検波器、FM放送を受信するときにはFM検波器)がIF信号を検波して復調信号を生成し、その復調信号を遅延回路が所定時間遅延させて、復調信号Smdとして出力する。
ここで、IFフィルタは、同図(b)に示すように、所定の中心周波数(搬送周波数)fcを中心とし、所望のIF信号を抽出するための通過帯域を有するバンドパスフィルタで形成されている。また、遅延回路は、放送受信機とノイズキャンセラ回路との両者の信号処理に要する遅延時間を考慮して、復調信号Smdと後述のゲートパルス信号Sgとをいわゆるタイミング調整するために設けられている。
一方、ノイズキャンセラ回路は、上述の放送受信機に設けられている受信アンテナから周波数変換器の出力までの経路内に混入したパルス性ノイズ、例えば自動車等で生じるイグニッションノイズや、発電機のノイズ、方向指示器のリレーから生じるノイズなどのパルス性ノイズを検出し、そのパルス性ノイズに起因して復調信号Smdに生じたノイズ成分を除去するようになっている。
ノイズキャンセラ回路では、まず、AM検波器が周波数変換器から出力される周波数変換信号をAM検波し、そのAM検波信号をハイパスフィルタに通すことで、AM検波信号の高周波域の成分Snを抽出する。つまり、ハイパスフィルタは、同図(c)に示すように、低域遮断周波数fLがIFフィルタの高域遮断周波数より高い周波数に設定されており、AM検波信号の高周波域の成分Snを抽出することで、その高周波域成分Snに含まれている高周波数のパルス性ノイズNzを抽出する。
次に、比較器が高周波域成分Snと基準値Vthとのレベルを比較し、高周波域成分Snに含まれている、基準値Vthより高レベルのパルス性ノイズNzを検出する。そして、基準値Vthよりパルス性ノイズNzが高レベルとなっている期間τで論理値“H”、期間τ以外では論理値“L”となる2値信号Szpを生成して出力する(同図(d)参照)。
更に、ゲートパルス生成回路が、上述の期間τに所定の付加時間Tadを加えた期間(τ+Tad)で、論理値“H”となるゲートパルス信号Sgを生成する(同図(d)参照)。
そして、復調信号Smdが入力されるゲート回路をゲートパルス信号Sgで制御し、そのゲートパルス信号Sgが論理値“H”となる期間(τ+Tad)で遮断動作させることで、外部から混入したパルス性ノイズに起因して復調信号Smdに生じることとなったノイズ成分Nzmの通過を遮断させ、期間(τ+Tad)以外の期間では復調信号Smdをそのまま通過させることで、ノイズ成分Nzmが除去された復調信号Sxを出力させている(同図(d)参照)。
このように、従来のノイズキャンセラ回路は、検出したパルス性ノイズNzの発生期間τと付加時間Tadとを加えた期間(τ+Tad)において、混入したパルス性ノイズに起因して復調信号Smdに生じるノイズ成分Nzmを除去することで、混入したパルス性ノイズの影響を実質的に除去することとしている。
ところが、上記従来のノイズキャンセラ回路では、復調信号Smdに生じるノイズ成分Nzmの発生期間を特定することができなかったため、ノイズ成分Nzmを確実に除去すべく付加時間Tadが十分長い固定の時間幅に決められていた。
そのため、ノイズ成分Nzmを精度良く除去することなく、本来の復調信号Smdも長時間に渡って除去してしまうという問題があった。
本発明は、こうした従来の問題に鑑みてなされたものであり、外部から放送受信機に混入するパルス性ノイズをより高い精度で除去することが可能なノイズキャンセラ回路を提供することを目的とする。
請求項1に記載の発明は、受信機に混入する外部からのパルス性ノイズに起因して前記受信機に設けられている検波器から出力される復調信号に生じるノイズ成分を除去するノイズキャンセラ回路であって、前記受信機に設けられている周波数変換器から出力される周波数変換信号をAM検波するAM検波手段と、前記AM検波手段から出力されるAM検波信号の高周波域の成分を抽出するハイパスフィルタと、前記高周波域の成分と基準値とのレベルを比較することで、前記高周波域の成分に含まれている前記基準値より大レベルのパルス性ノイズを検出し、検出したパルス性ノイズのノイズ発生期間を示すノイズ期間信号を生成する比較手段と、前記ノイズ発生期間内に生じる前記大レベルのパルス性ノイズの波高値を検出する波高値検出手段と、前記波高値検出手段により検出された前記波高値に、前記外部からのパルス性ノイズのレベルに従って前記受信機の応答特性により前記復調信号に生じる前記ノイズ成分の時間幅と前記ハイパスフィルタから出力される前記パルス性ノイズの波高値との比の変化傾向を示す係数を乗算することで、調整波高値を演算する乗算手段と、前記調整波高値に相当する時間幅の付加時間を示す付加時間信号を生成するパルス幅変換手段と、前記ノイズ期間信号に前記付加時間信号を加算することで、前記ノイズ発生期間に前記付加時間を加えた遮断時間を示すゲートパルス信号を生成する加算手段と、前記復調信号を入力し、前記ゲートパルス信号で示される前記遮断時間において、前記復調信号の通過を遮断することで、前記復調信号に生じている前記ノイズ成分を除去するゲート手段と、を具備することを特徴とする。
本発明の好適な実施形態について、図面を参照して説明する。図2は、本実施形態に係るノイズキャンセラ回路の構成を表したブロック図、図3は、動作を説明するためのタイミングチャート等である。なお、本実施形態のノイズキャンセラ回路がスーパーヘテロダイン方式の放送受信機に設けられた場合について説明する。
図2(a)において、スーパーヘテロダイン方式の放送受信機200に、本実施形態のノイズキャンセラ回路100が設けられている。
放送受信機200の構成については、図1(a)を参照して説明したように周知であることから、その詳細については割愛するが、周波数変換器(局部発振器と混合検波器で構成されている)が、選局回路から出力されるRF受信信号を中間周波数の信号(周波数変換信号)Scvに周波数変換し、IFフィルタがその周波数変換信号Scvから希望信号としての中間周波信号(IF信号)を抽出し、検波器(AM放送を受信するときにはAM検波器が作動し、FM放送を受信するときにはFM検波器が作動する)がIF信号を検波して復調信号を生成し、その復調信号を遅延回路が所定時間遅延させて、復調信号Smdとして出力する。
ここで、IFフィルタは、図1(b)に示したように、所定の中心周波数(搬送周波数)fcを中心とし、所望のIF信号を抽出するための通過帯域を有するバンドパスフィルタで形成されている。
また、検波器は、IF信号を検波する際、復調信号の振幅が電源電圧範囲内の所定ダイナミックレンジ内に入るようにAGC制御(Auto Gain Controll)を行い、そのAGC制御を施した復調信号を遅延回路を介して出力するようになっている。遅延回路は、放送受信機とノイズキャンセラ回路100との両者の信号処理に要する遅延時間を考慮して、復調信号Smdと後述のゲートパルス信号Sgとをいわゆるタイミング調整するために設けられている。
ノイズキャンセラ回路100は、AM検波器1と、ハイパスフィルタ2、ノイズ検出部3、ゲートパルス生成部4及びゲート回路5を備えて構成され、放送受信機200に設けられている受信アンテナから周波数変換器の出力までの経路内に混入した外部からのパルス性ノイズ、例えば自動車等で生じるイグニッションノイズや、発電機のノイズ、方向指示器のリレーから生じるノイズなどのパルス性ノイズを検出し、そのパルス性ノイズに起因して復調信号Smdに生じたノイズ成分Nzmを除去するようになっている。
ここで、AM検波器1は、周波数変換信号ScvをAM検波することで、AM検波信号Sdetを生成して出力する。つまり、放送受信機200がAM放送又はFM放送の何れの放送を受信中であっても、AM検波器1は、周波数変換信号Scvに対してAM検波し、AM検波信号Sdetを生成する。また、AM検波器1も、放送受信機200内の検波器と同様に、周波数変換信号ScvをAM検波する際、検波信号Sdetの振幅が電源電圧範囲内の所定ダイナミックレンジ内に入るようにAGC制御を行い、そのAGC制御を施したAM検波信号Sdetを出力するようになっている。
ハイパスフィルタ2は、図1(c)に示したのと同様に、低域遮断周波数fLがIFフィルタの高域遮断周波数より高い周波数に設定されており、AM検波信号Sdetの高周波域の成分Snを通過させることで、AM検波信号Sdetに含まれているパルス性ノイズNzを抽出する。
ノイズ検出部3は、高周波域の成分Snと基準値Vthとのレベルを比較し、その高周波域成分Snに含まれている、基準値Vthより高レベルのパルス性ノイズNzを検出する。そして、基準値Vthよりパルス性ノイズNzが高レベルとなっている期間(以下「ノイズ発生期間」と称する)τにおいて論理値“H”、ノイズ発生期間τ以外では論理値“L”となる2値信号(以下「ノイズ期間信号」と称する)Szpを生成して出力する。更に、ノイズ検出部3は、そのパルス性ノイズNzの波高値(ノイズ発生期間τ内において最大ピークとなる振幅の値)hを検出し、検出した波高値hを示す波高値信号Shを生成して、ゲートパルス生成部4へ出力する。
より具体的には、ノイズ検出部3は、図2(b)に示すように波高値検出回路3aと比較器3bとを備えてが形成されている。比較器3bが、高周波域成分Snと基準値Vthとのレベルを比較し、基準値Vthより高レベルのパルス性ノイズNzを検出すると、その検出したノイズ発生期間τで論理値“H”、ノイズ発生期間τ以外では論理値“L”となるノイズ期間信号Szpを生成する。更に、波高検出回路3aが、ノイズ期間信号Szpで示されるノイズ発生期間τにおいて、パルス性ノイズNzの波高値hをピーク検出(ピークホールド)し、検出した波高値hを示す波高値信号Shを出力する。
なお、基準値Vthは、高周波域成分Snに含まれているパルス性ノイズNzよりも小レベルのノイズ成分等(対象としていないノイズ成分等)を検出しないように予め決められた値(電圧)となっている。
ゲートパルス生成部4は、波高値信号Shに所定の係数αを乗算することで、調整した波高値(α×h)を示す調整波高値信号Shcmを生成し、その調整波高値信号Shcmの振幅(α×h)に比例した時間幅Tadで論理値“H”となる2値信号(以下「付加時間信号」と称する)Sadに変換する。そして、ノイズ期間信号Szpに付加時間信号Sadを加算(合成)することで、(τ+Tad)で表される遮断期間で論理値“H”となり、遮断期間(τ+Tad)以外では論理値“L”となるゲートパルス信号Sgを生成する。
より具体的には、ゲートパルス生成部4は、図2(b)に示すように乗算回路4aとパルス幅変換器4bと加算回路4cを備えて形成されている。乗算回路4aが、波高値信号Shと係数αを乗算することで調整波高値信号Shcmを生成し、パルス幅変換器4bが、調整波高値信号Shmcに対してPWM変調(Pulse Width Modulation)を施すことで、調整波高値信号Shcmの振幅に比例した時間幅Tadの付加時間信号Sadを生成する。そして、加算回路4cが、ノイズ期間信号Szpに付加時間信号Sadを加算(合成)することで、遮断期間(τ+Tad)の間で論理値“H”となり、遮断期間(τ+Tad)以外では論理値“L”となるゲートパルス信号Sgを生成する。
更に、係数αは次のようにして決められており、図3(a)を参照して説明する。
実験等によって、自動車等の外部から混入するパルス性ノイズの振幅を変化させ、その変化させたパルス性ノイズの振幅毎に対応付けて、ハイパスフィルタ2から出力されるパルス性ノイズNzの波高値hと、放送受信機200内の検波器から出力されるノイズ成分Nzmの時間幅Tとの両者の変化を計測する。そして、パルス性ノイズNzの波高値hが基準値Vthと等しいときのノイズ成分Nzmの時間幅T(Vth)と、パルス性ノイズNzの波高値hが電源電圧範囲内の所定ダイナミックレンジ内で最大値Vmaxとなるときのノイズ成分Nzmの時間幅T(Vmax)との範囲内で、互いに対応するパルス性ノイズNzの波高値hとノイズ成分Nzmの時間幅Tとの比(T/h)の変化傾向を調べ、相関関数演算等の統計的手法によって最も大きい相関関係が得られる変化傾向を示す予測値を算出し、その予測値を上述の係数αに設定している。
つまり、係数αは、外部から混入するパルス性ノイズのレベルに従って、放送受信機200内のIFフィルタと検波器との応答特性により復調信号Smdに生じるノイズ成分Nzmの時間幅Tと、同じく外部から混入するパルス性ノイズのレベルに従ってハイパスフィルタ2から出力されるパルス性ノイズNzの波高値hとの比(T/h)の変化傾向を示す係数となっている。
したがって、乗算回路4aが波高値信号Shと係数αとを乗算することで調整波高値信号Shcmを生成し、パルス幅変換器4bがその調整波高値信号Shcmに基づいて付加時間信号Sadを生成すると、次式(1)で表されるように、ノイズ成分Nzmの時間幅Tに近似する時間幅Tadで論理値“H”となる付加時間信号Sadが生成される。
Figure 0004627282
更に、加算回路4cがノイズ期間信号Szpに付加時間信号Sadを加算(合成)することで、遮断期間(τ+Tad)において論理値“H”となり、遮断期間(τ+Tad)以外では論理値“L”となるゲートパルス信号Sgを生成する。
ゲート回路5は、アナログスイッチ等で形成されており、放送受信機200から供給される復調信号Smdに対し、ゲートパルス信号Sgが論理値“H”となる遮断期間(τ+Tad)において遮断動作し、ゲートパルス信号Sgが論理値“L”となる期間では、導通となって復調信号Smdをそのまま通過させる。このように、ゲート回路5が、遮断期間(τ+Tad)において遮断動作すると、周波数変換信号Scvに混入していたパルス性ノイズに起因して復調信号Smdに生じることとなったノイズ成分Nzmの通過を遮断し、遮断期間(τ+Tad)以外の期間では復調信号Smdをそのまま通過させる。したがって、ノイズ成分Nzmを除去した復調信号Sxを出力する。
なお、以上の説明では、パルス性ノイズNzのノイズ発生期間τに、ノイズ成分Nzmの時間幅Tに近似した時間幅Tadを付加することで、ゲートパルス信号Sgの遮断期間(τ+Tad)を設定しているため、理論的には、遮断期間(τ+Tad)がノイズ成分Nzmの時間幅Tよりも若干長時間となる。しかし、パルス性ノイズNzのノイズ発生期間τは短時間であるため、ノイズ発生期間τに、ノイズ成分Nzmの時間幅Tに近似した時間幅Tadを付加することで遮断時間(τ+Tad)を設定すると、ゲート回路5が遮断動作する際、ノイズ成分Nzmの前縁に生じる高レベルのノイズ成分と、次第にレベルが低下していくノイズ成分とをより確実に除去することができると共に、本来の復調信号Smdの除去範囲を最小限度に抑制することができる。
次に、かかる構成を有するノイズキャンセラ回路100の動作について、図3(b)を参照して説明する。
例えば自動車等で生じた外部からのパルス性ノイズが周波数変換信号Scvに混入すると、AM検波器1を介してハイパスフィルタ2から図示するようなパルス性ノイズNzが出力され、ノイズ検出部3内で基準値Vthと比較されることで、パルス性ノイズNzの発生期間τを示すノイズ期間信号Szpが生成される。更に、ノイズ検出部3内で、パルス性ノイズNzの最大ピークを示す波高値hが検出され、その波高値hを示す波高値信号Shが生成される。
ゲートパルス生成部4では、波高値信号Shと係数αとの乗算が行われ、調整された波高値(α×h)を示す調整波高値信号Shcmが生成され、更に調整波高値信号Shcmから、調整された波高値(α×h)に比例する時間幅Tadの付加時間信号Sadが生成される。
そして、ノイズ期間信号Szpに付加時間信号Sadが加算(合成)されることで、遮断期間(τ+Tad)において論理値“H”となるゲートパルス信号Sgが生成され、ゲート回路5に供給される。
一方、放送受信機200内の遅延回路から、検波器で検波された復調信号Smdがゲート回路5に供給され、外部からパルス性ノイズが混入した場合には、同図に示すように、遮断期間(τ+Tad)内においてノイズ成分Nzmが生じる。
そして、ゲート回路5が、ゲートパルス信号Sgに従って、遮断期間(τ+Tad)の間に遮断動作し、復調信号Smdに生じているノイズ成分Nzmの通過を阻止することにより、ノイズ成分Nzmを除去する。このように、外部から混入したパルス性ノイズの影響によって生じたノイズ成分Nzmがゲート回路5で除去され、ノイズ成分Nzmを含まない復調信号Sxが出力される。
以上に説明したように、本実施形態のノイズキャンセラ回路100によれば、パルス性ノイズNzの波高値hに、外部から混入するパルス性ノイズのレベルに従って放送受信機200内のIFフィルタと検波器との応答特性により復調信号Smdに生じるノイズ成分Nzmの時間幅Tとハイパスフィルタ2から出力されるパルス性ノイズNzの波高値hとの比(T/h)の変化傾向を示す係数αを乗算し、その乗算結果に比例した時間幅Tadの付加時間信号Sadを生成し、パルス性ノイズNzの発生期間τを示すノイズ時間幅信号Szpに加算(合成)するので、ゲート回路5でノイズ成分Nzmを除去するための遮断期間(τ+Tad)を示すゲートパルス信号Sgを生成することができる。
更に、ゲートパルス生成部4が、パルス性ノイズNzの波高値hの大きさに応じて付加時間Tadを自動的且つ適応的に調整して、ゲートパルス信号Sgの遮断期間(τ+Tad)を調整するので、ゲート回路5がその遮断期間(τ+Tad)において遮断動作することにより、復調信号Smdに生じるノイズ成分Nzmを高精度且つ効果的に除去することが可能である。
特に、従来技術では付加時間Tadが固定された長い時間幅となっていたために、本来の復調信号Smdを除去してしまうと言う問題があったが、本実施形態のノイズキャンセラ回路100によれば、上述の適応的に調整した遮断期間(τ+Tad)において、高精度でノイズ成分Nzmを除去することができるため、本来の復調信号Smdの除去を大幅に軽減することができる。その結果、ノイズ成分Nzmが除去された復調信号Sxを例えばスピーカ等に供給して鳴動させると、再生音の音質を向上させることが可能となる。
なお、以上に説明した実施形態では、図2(b)に示したように、波高値検出回路3aから出力される波高値信号Shに係数αを乗算して調整波高値信号Shcmを生成する際、乗算器4aによって乗算を行うこととしているが、乗算器4aと同じ機能を有する他の回路等に置き換えてもよい。例えば、係数αに相当する増幅率を有する増幅器に置き換え、その増幅率で波高値信号Shを増幅することで、調整波高値信号Scmを生成するようにしてもよい。
次に、図2(a)に示したノイズ検出部3とゲートパルス生成部4のより具体的な実施例について、図4を参照して説明する。なお、図4において図2(a)(b)と同一又は相当する部分を同一符号で示している。
図4において、ノイズ検出部3は、比較器(コンパレータ)3bと、ピークホールド回路3aaと、電源電圧範囲内のダイナミックレンジを設定する参照電圧VrefとグランドGND間に直列接続された2n個の抵抗と、2n−1個のコンパレータにより構成されている。
ここで、上述の2n個の抵抗と2n−1個のコンパレータによって、無帰還比較型のアナログディジタル変換器3abが構成されている。また、ピークホールド回路3aaと、上述のアナログディジタル変換器3abによって、図2(b)に示した波高値検出回路3aが構成されている。
比較器3bは、図2(a)に示したハイパスフィルタ2から出力される高周波域成分Snと基準値Vthとのレベルを比較し、高周波域成分Snに含まれている、基準値Vthより高レベルのパルス性ノイズNzを検出する。そして、基準値Vthよりパルス性ノイズNzが高レベルとなっている期間(ノイズ発生期間)τにおいて、論理値“H”となるノイズ期間信号Szpを出力する。
ピークホールド回路3aaは、ノイズ期間信号Szpが論理値“H”となっている間、すなわちノイズ発生期間τにおいて、高周波域成分Snに含まれているパルス性ノイズNzの最大ピークをピーク検出(ピークホールド)することで、波高値hを示す電圧Viを発生する。
2n個の抵抗は、nビットの分解能でアナログディジタル変換(A/D変換)を行うために設けられており、参照電圧Vrefを2n等分すべく夫々所定の抵抗値(図示するR、2R、3Rの抵抗値)に設定されている。なお、上述の分解能(nビット)は、十分高いことが望ましいが、放送受信機に要求される性能等の設計仕様に従って決められる。
2n−1個のコンパレータは、上述した2n個の抵抗で分圧された2n−1個の分圧電圧(Vref/2、Vref/22、Vref/23、…、Vref/2n−1、Vref/2n)と波高値hを示す電圧Viとを比較する。そして、各分圧電圧に対して電圧Viが高いレベルとなったコンパレータから、論理値“H”となるビット信号が出力され、各分圧電圧に対して電圧Viが低いレベルとなったコンパレータから、論理値“L”となるビット信号を出力する。これにより、波高値hの電圧Viが2n−1個のコンパレータでアナログディジタル変換され、ディジタルデータとしての波高値信号Shが出力される。
次に、ゲートパルス生成部4は、デコーダ4aとタイマー回路4bと、加算回路(論理和回路)4cによって構成されている。
デコーダ4aは、上述の2n−1個のコンパレータから出力される波高値信号Shに対して、係数αを乗算するのに相当するデコード処理を行って、ディジタルデータの調整波高値信号Shcmを生成して出力する。
タイマー回路4bは、ノイズ期間信号Szpが論理値“H”から“L”に反転する時点、すなわちノイズ発生期間τの終焉の時点に同期して、調整波高値信号Shcmをプリセットし、調整波高値信号Shcmで示される調整波高値を、所定のクロック周波数に決められているクロック信号CKに同期して計時する。そして、計時動作の期間中、論理値“H”となる付加時間信号Sadを発生する。つまり、計時動作の期間が付加時間の時間幅Tadとなり、その時間幅Tadの間で論理値“H”となる付加時間信号Sadが生成される。
このように、タイマー回路4bでは、調整波高値信号Shcmで示される調整波高値を、時間幅Tadの付加時間信号SadにPWM変調するようにになっている。
なお、クロック信号CKは、図3(a)に示したパルス性ノイズNzの波高値hと、復調信号Smdに生じるノイズ成分Nzmの発生期間Tとの比例関係が満たされるように、所定のクロック周波数に決められている。
加算回路4cは、比較器3bから供給されるノイズ期間信号Szpに、タイマー回路4bから供給される付加時間信号Sadを加算(合成)することで、ゲートパルス信号Sgを生成し、図2(a)に示したゲート回路5に供給する。
かかる構成を有する本実施例のノイズ検出部3とゲートパルス生成部4によると、図3(b)のタイミングチャートで示したのと同様に、パルス性ノイズNzのノイズ発生期間τに、復調信号Smdで生じるノイズ成分Nzmの発生期間Tに相当する時間幅(付加時間)Tadを加えることで、ゲート回路5に遮断動作させるための遮断期間(τ+Tad)を適応的に調整することができる。このため、復調信号Smdに生じるノイズ成分Nzmをその遮断期間(τ+Tad)において遮断し、ノイズ成分Nzmを除去することができる。更に、本来の復調信号を大幅に除去することなく、ノイズ成分Nzmを効果的に除去した復調信号Sxを生成することができる。
従来のノイズキャンセラ回路の構成と機能を説明するためのブロック図及び機能説明図である。 本発明の好適な実施形態に係るノイズキャンセラ回路の構成を表したブロック図である。 図2に示したノイズキャンセラ回路の動作を説明するためのタイミンチャート等である。 実施例の構成を説明するためのブロック図である。
符号の説明
100…ノイズキャンセラ回路
200…放送受信機
1…AM検波器
2…ハイパスフィルタ
3a…波高値検出回路
3b…比較器
4a…乗算器
4b…パルス幅変換器
4c…加算器

Claims (3)

  1. 受信機に混入する外部からのパルス性ノイズに起因して前記受信機に設けられている検波器から出力される復調信号に生じるノイズ成分を除去するノイズキャンセラ回路であって、
    前記受信機に設けられている周波数変換器から出力される周波数変換信号をAM検波するAM検波手段と、
    前記AM検波手段から出力されるAM検波信号の高周波域の成分を抽出するハイパスフィルタと、
    前記高周波域の成分と基準値とのレベルを比較することで、前記高周波域の成分に含まれている前記基準値より大レベルのパルス性ノイズを検出し、検出したパルス性ノイズのノイズ発生期間を示すノイズ期間信号を生成する比較手段と、
    前記ノイズ発生期間内に生じる前記大レベルのパルス性ノイズの波高値を検出する波高値検出手段と、
    前記波高値検出手段により検出された前記波高値に、前記外部からのパルス性ノイズのレベルに従って前記受信機の応答特性により前記復調信号に生じる前記ノイズ成分の時間幅と前記ハイパスフィルタから出力される前記パルス性ノイズの波高値との比の変化傾向を示す係数を乗算することで、調整波高値を演算する乗算手段と、
    前記調整波高値に相当する時間幅の付加時間を示す付加時間信号を生成するパルス幅変換手段と、
    前記ノイズ期間信号に前記付加時間信号を加算することで、前記ノイズ発生期間に前記付加時間を加えた遮断時間を示すゲートパルス信号を生成する加算手段と、
    前記復調信号を入力し、前記ゲートパルス信号で示される前記遮断時間において、前記復調信号の通過を遮断することで、前記復調信号に生じている前記ノイズ成分を除去するゲート手段と、
    を具備することを特徴とするノイズキャンセラ回路。
  2. 前記波高値検出手段は、
    前記ノイズ期間内に生じる前記大レベルのパルス性ノイズをピークホールドすることで、前記波高値を示す前記波高値信号を生成すること、
    を特徴とする請求項1に記載のノイズキャンセラ回路。
  3. 前記パルス幅変換手段は、
    パルス幅変調によって前記調整波高値に相当する時間幅の付加時間を示す付加時間信号を生成すること、
    を特徴とする請求項1又は2に記載のノイズキャンセラ回路。
JP2006162266A 2006-06-12 2006-06-12 ノイズキャンセラ回路 Expired - Fee Related JP4627282B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006162266A JP4627282B2 (ja) 2006-06-12 2006-06-12 ノイズキャンセラ回路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006162266A JP4627282B2 (ja) 2006-06-12 2006-06-12 ノイズキャンセラ回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2007335953A JP2007335953A (ja) 2007-12-27
JP4627282B2 true JP4627282B2 (ja) 2011-02-09

Family

ID=38935048

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2006162266A Expired - Fee Related JP4627282B2 (ja) 2006-06-12 2006-06-12 ノイズキャンセラ回路

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4627282B2 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7676204B2 (en) * 2007-05-10 2010-03-09 Freescale Semiconductor, Inc. Radio receiver having ignition noise detector and method therefor

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02108443U (ja) * 1989-02-14 1990-08-29
JPH02111943U (ja) * 1989-02-21 1990-09-07
JP2001237725A (ja) * 2000-02-23 2001-08-31 Mitsubishi Electric Corp 雑音除去装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2755497B2 (ja) * 1991-02-27 1998-05-20 富士通テン 株式会社 Am受信機におけるパルス性雑音検出回路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02108443U (ja) * 1989-02-14 1990-08-29
JPH02111943U (ja) * 1989-02-21 1990-09-07
JP2001237725A (ja) * 2000-02-23 2001-08-31 Mitsubishi Electric Corp 雑音除去装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP2007335953A (ja) 2007-12-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6353404B1 (en) D/A conversion apparatus and D/A conversion method
US6795559B1 (en) Impulse noise reducer detecting impulse noise from an audio signal
US7522896B2 (en) Filter control method, signal processing circuit and integrated circuit for wireless receiver
JP3368879B2 (ja) マルチパスノイズ除去装置、オーディオ出力装置およびfm受信機
JP3473511B2 (ja) マルチパスノイズ除去装置、オーディオ出力装置およびfm受信機
US8082146B2 (en) Noise canceller using forward and backward linear prediction with a temporally nonlinear linear weighting
US6788923B2 (en) Receiver noise reduction with expanding gated pulses
US20080279393A1 (en) Noise Eliminating Circuit
JP2006524462A (ja) 利得補償
JP2011188467A (ja) 放送受信装置及び、放送受信装置の雑音有無判断方法
US7706542B2 (en) Noise removal device
JP2011199825A (ja) 放送受信装置及び、放送受信装置の雑音成分検出方法
JP4627282B2 (ja) ノイズキャンセラ回路
JP4820942B2 (ja) デジタル自動利得制御方法およびデバイス
US7231006B2 (en) Receiver and method for generating a control signal
JP2002152066A (ja) 雑音除去装置およびfm受信機
US20120142297A1 (en) Receiver
US7103122B2 (en) Noise canceller
JP4650847B2 (ja) 受信感度検出装置及び受信装置
EP1427111A2 (en) Noise eliminator for radio receiver
JP4650846B2 (ja) 受信感度検出装置
JP2010098413A (ja) 妨害ノイズ低減装置
JP4238268B2 (ja) Fm受信機
JP4683559B2 (ja) ノイズキャンセラ回路及びノイズ除去方法
JP2022010715A (ja) ノイズブランカ

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20090304

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20101021

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20101102

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20101104

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131119

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees