JP2003078490A - ノイズスパイクを除去するための方法と装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】その強度が変化するような信号、特に、振幅が
変調されるアナログ信号からノイズスパイクを除去する
こと。 【解決手段】ＡＣ成分を含む電気入力信号からノイズス
パイクを除去する方法であって、前記の入力信号の真の
実効値を判定する工程と、前記の入力信号をローパスフ
ィルタ処理する工程と、前記の真の実効値の関数である
変動オフセット値を生成する工程と、前記のローパスフ
ィルタ処理信号に前記の変動オフセット値を重畳するこ
とにより変動閾値を生成する工程と、前記の入力信号を
前記の変動閾値と比較する工程と、前記の入力信号が前
記を変動閾値を超えると、スパイク検出信号を発生する
工程と、前記のスパイク検出信号の発生期間における前
記の入力信号をブランク処理する工程とから成るノイズ
スパイク除去方法によって達成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＡＣ成分をもつ電
気信号からノイズスパイクを除去するための方法と装置
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電気信号には、その信号の処理中や使用
中において不具合の原因となるノイズスパイクが発生す
る場合がある。無線（radio）振幅変調（ＡＭ）信号に
対する自動車エンジンの電子的妨害（electronic inter
ference）によるノイズスパイクなどがその一例であ
る。このようなノイズスパイクは、ＡＭカーラジオに装
備のラウドスピーカーの出力信号に障害を引き起こす。

【０００３】このノイズスパイクの除去については、こ
れまでにも多くの出願において解決が試みられている。

【０００４】例えば米国特許US-A-4 965 800号では、低
電圧閾値と高電圧閾値を使用して２値における低値状態
と高値状態とをそれぞれ識別し、スパイクによって生じ
た信号の誤りを検出するためのスパイク検出器を備えた
デジタル式信号欠損検出装置（a digital signal fault
detector）が開示されている。通常のスパイクのない
パルス信号は、スパイク時間（spike time）よりも長い
パルス時間をもつと推定される。このスパイク検出器
は、入力信号を低高いずれかの状態に識別するための高
電圧閾値と低電圧閾値と、前記の２値の低値状態や高値
状態の持続時間を測定して所定のスパイク時間と比較す
る手段と、前記の2値の低値状態、または、高値状態の
持続時間（duration）が前記のスパイク時間よりも短い
場合にスパイクの発生を検出する手段とから成る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
米国特許US-A-4 965 800号に開示されるスパイク検出器
では、入力信号における強度の変化に対応することがで
きない。その結果、弱い入力信号の識別が正確に実行で
きず、スパイクを検出できない可能性がある。

【０００６】前記のような問題点は、その信号の2値の
高低状態で識別するデジタル入力信号を処理する際には
さほど支障を生じないのであるが、ＡＭ無線信号など振
幅が変調されるアナログ信号を処理する場合には、深刻
な問題となってしまう。

【０００７】このため、本発明の目的は、その強度が変
化するような信号、特に、振幅が変調されるアナログ信
号からノイズスパイクを除去することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１から
請求項１２にそれぞれ記載するように、ノイズスパイク
を除去するための方法と装置を提供する。また、本発明
の実施形態については、それぞれ従属形式の請求項に示
す。

【０００９】本発明はその第１の特徴（aspect）によ
り、入力信号の真の実効値（actual rms value）を判
定し、その入力信号をローパスフィルタ処理し、真の実
効値の関数として変動オフセット値（variable offse
t）を生成し、さらに、この変動オフセット値を後述の
ローパスフィルタ処理された信号に重畳することで変動
閾値（variable threshold）を生成し、前記の入力信号
がこの変動閾値を超えるとスパイク検出信号を発生し
て、このスパイク検出信号の発生期間における前記の入
力信号をブランク処理（無効にする）するような方法を
提供する。

【００１０】入力信号の真の実効値に依存する変動オフ
セット値を利用したり、ローパスフィルタ処理した入力
信号に変動オフセット値を重畳して得られる変動閾値を
作成することで、前記の閾値つまりスパイク検出性能
（performance）を、入力信号の強度変化に適合させる
ことができる。前記の変動オフセット値は入力信号その
ものではなくローパスフィルタ処理した入力信号に重畳
されるため、前記の閾値は、そこから一定の隔たりをも
つ入力信号の振幅にほぼ追従するであって、入力信号に
引き起こされたスパイクに追従するものではない。その
結果、変化しない閾値を利用した場合とは異なり、入力
信号の実強度の強弱に関係なくスパイクを完全に検出す
ることが可能なのである。

【００１１】検出したノイズスパイクを除去するには、
スパイク検出信号の発生期間における入力信号をブラン
ク処理すればよい。

【００１２】本発明はその第２の特徴により、ＡＣ成分
をもつ電気入力信号からノイズスパイクを除去するため
の装置を提供する。この装置は、入力信号の真の実効値
を判定するための手段と、入力信号をローパスフィルタ
処理するためのローパスフィルタと、真の実効値の関数
としての変動オフセット値を生成するためのオフセット
発生器と、変動オフセット値をローパスフィルタ処理し
た信号に重畳して変動閾値を生成するための重畳手段
と、前記の入力信号と前記の変動閾値を比較して、入力
信号が変動閾値を超えた場合にスパイク検出信号を発生
するための比較手段と、スパイク検出信号の発生期間に
おける入力信号をブランク処理するためのブランク手段
とから成る。

【００１３】

【発明の実施の形態】本発明の実施形態の１つにおいて
は、真の実効値すなわち入力信号の実際の強度に基づい
て、前記のブランク処理期間（blanking time）が設定
される。

【００１４】まず、スパイクが、その入力信号の形状や
強度に依存しない形状をもつ場合、検出されたスパイク
が上方向（正方向のスパイク）や下方向（負方向のスパ
イク）である時、その形状は、弱い入力信号では大き
く、強い入力信号では小さくなる。入力信号の実際の強
度に基いてブランク処理期間を設定すれば、前記の作用
を利用することが可能である。

【００１５】本発明の実施形態の１つでは、入力信号の
ブランク部分を、補間処理した代替信号に置換える。こ
こでの補間信号は、ブランク処理期間前の最後の入力信
号値と、ブランク処理期間後の最初の入力信号値とを取
りこみ、これらの値を入力信号値と結びつけるランプ値
（ramp）を作成することで生成される。

【００１６】正スパイクのみの発生が予測される場合に
は、高変動閾値だけを作成するよう、正変動オフセット
値を入力信号に加算して、入力信号が高変動閾値を超え
たときにスパイク検出信号を発生させる。逆に、負スパ
イクのみの発生が予測される場合には、低変動閾値だけ
を作成するよう、負変動オフセット値を入力信号から減
算して、入力信号が低変動閾値よりも低くなったときに
スパイク検出信号を発生させる。さらに、正負両方のス
パイクの発生が予測される場合には、高変動閾値と同様
に低変動閾値も作成するよう、入力信号が高変動閾値を
超えるか、または、低変動閾値よりも低くなったとき
に、スパイク検出信号を発生させるのである。

【００１７】本発明の好適な実施形態の１つでは、前記
の入力信号を、例えば１２８個などの所定数のパルスを
もつ複数のブロックから構成される一連のパルスへとデ
ジタル化する。この実施例では、各ブロックの真の実効
値（actual rms）は以下の数１により算定できる。

【００１８】

【数１】 しかしながら、一般的なマイクロプロセッサにおいて、
平方根の計算は難解で時間を消費してしまうことから、
以下の数２による処理が実行されている。

【００１９】

【数２】 本発明の別の好適な実施形態では、前記の一連のパルス
を、遅延ラインを通過するパルスをタップ処理（tappin
g）するために複数のタップ（tap）を備えたデジタル遅
延ラインを経由して伝送する。スパイク検出信号が発生
すると、ブランク処理期間の開始前と終了後に発生した
パルスは遅延ラインにおいてタップ処理され、前記の入
力信号パルスのブランク部分は、ブランク処理期間の開
始前と終了後に発生したパルス間を補間処理して作成さ
れたパルスによって置き換えられる。

【００２０】本発明は、振幅変調した信号を復調する振
幅から生成された変調信号、特に、自動車エンジンの電
子によってスパイクが引起されるようなＡＭ無線信号な
どのＡＭ音声信号からスパイクを除去するのに利用でき
る。本発明による無線ＡＭ信号からノイズスパイクを除
去する方法の実施形態の１つでは、ＡＭ−ＩＦ信号（Ａ
Ｍ無線信号の中間周波数）はスパイク検出経路に送ら
れ、復調されたＡＭ音声信号が本発明によるスパイク除
去経路へ送られる。

【００２１】次に、このスパイク検出経路において、前
記の振幅変調信号のエンベロープからエンベロープ信号
を生成し、そのエンベロープ信号の真の実効値と局部ピ
ーク値を算定し、前記エンベロープ信号をローパスフィ
ルタ処理する。さらに、その真の実効値と局部ピーク値
の関数としての変動オフセット値を生成して、この変動
オフセット値をローパスフィルタ処理されたエンベロー
プ信号に重畳することで変動閾値を作成し、前記のエン
ベロープ信号をこの変動閾値と比較した結果エンベロー
プ信号が前記閾値を超えていると、スパイク検出信号を
発生するのである。前記のスパイク除去経路では、前記
のスパイク検出信号が発生されている間、前記の復調信
号をブランク処理し、この復調信号のブランク部分を補
間信号で置き換えるのである。

【００２２】前記の変動オフセット値は、エンベロープ
信号の真の実効値と局部ピーク値の関数であり、また、
前記の変動閾値は、前記のように作成された変動オフセ
ット値をローパスフィルタ処理されたエンベロープ信号
に重畳して作成されることから、その閾値は、信号の強
度と信号振幅に依存する一方、追従ピークをもたず一定
の間隔において前記の振幅変調信号のエンベロープに追
従する。

【００２３】本発明の別の実施形態では、前記のブラン
ク時間が局部ピーク値に依存している。これは、スパイ
クのピーク値と変調信号のピーク値とが別のものである
ため、エンベロープ信号がスパイクによってマスクされ
る時間は、そのエンベロープの低ピーク値において長く
なり、高ピーク値において短くなることを利用している
のである。

【００２４】本発明は、これまでに述べてきたようなＡ
Ｍ無線信号からのスパイク除去方法以外にも応用するこ
とが可能である。

【００２５】例えば、ビニール製ＬＰレコードにおいて
は、そこに生じるキズや埃の粒子がディスクプレーヤか
らの電子音声信号のスパイクの原因となり、クリック音
などの雑音を発生させてしまう。このようなスパイク
も、本発明の方法を使って除去することができる。

【００２６】また、ハードディスクドライブを制御する
センサーから発信される出力信号も、スパイクなどのノ
イズによって妨害されることがある。通常のスパイク周
波数域は、センサーのヘッド信号の周波数域とは異なる
ことから、このようなスパイクもまた、本発明を利用す
れば除去することが可能なのである。

【００２７】以下、図面を参照しつつ、さらに詳細に説
明する。

【００２８】図１と図２には、ＡＣ成分を含み、妨害ス
パイクによる妨害を受けている電気信号ｓを示してお
り、図１の電気信号は弱く、図２の電気信号は強い。ス
パイクが電気信号ｓを超えている時間長tiは、図１の弱
い信号において長く、図２の強い信号においては短い。

【００２９】図３は、スパイク検出経路（上側経路）と
スパイク除去経路（下側経路）とから成る本発明の第1
の実施形態を示す。

【００３０】電気信号ｓは、前記のスパイク検出経路お
よび前記のスパイク除去経路に共通の入力部ＩＮにおい
て受信される。

【００３１】前記のスパイク検出経路は、ｒｍｓ計算器
１１、オフセット生成器１３、ローパスフィルタ１５、
加算回路１７、比較器１９とから成る。この比較器１９
は、信号入力部Isと閾値入力部Ithを備えている。前記
のｒｍｓ計算器１１は、入力信号ｓを、ローパスフィル
タ１５の入力部および比較器１９の信号入力部Isへ伝送
する。前記のｒｍｓ計算器１１は、前記の電気信号ｓか
ら真の実効値を算出する。この真の実効値は、その真の
実効値に基いて変動オフセット値を生成するオフセット
生成器１３の入力部へ伝送される。前記のローパスフィ
ルタ１５には、電気信号ｓのＡＣ成分をほとんど変化さ
せずにスパイクを大幅に抑制できるようなフィルターが
備わっている。このローパスフィルタ１５からのローパ
スフィルタ処理された信号と、オフセット生成器１３か
らの変動オフセット値は、加算回路１７へ送られ、そこ
で加算されて、比較器１９の閾値入力部Ithへ伝送され
る変動閾値が作成される。比較器１９は、そのままの信
号ｓと前記の変動閾値とを比較し、その電気信号ｓが変
動閾値を超えた場合、スパイク検出信号を出力する。

【００３２】前記のスパイク除去経路は、遅延ライン２
１、直線補間器２３、スイッチ２５、ローパスフィルタ
２７で構成される。この遅延ライン２１は、電気信号ｓ
を受信し、その信号をスイッチ２５の第１入力部SWi１
へ伝送する。スイッチ２５の出力部SWoは、ローパスフ
ィルタ２７の入力部と接続しており、ローパスフィルタ
２７の出力部は、除去経路の出力部OUTを形成してい
る。

【００３３】前記の遅延ライン２１には、異なる時間に
発生する信号ｓの変調値を直線補間器２３へ伝送するた
めの、複数の（図３に示す実施形態では３つの）タブが
備わっている。前記の直線補間器２３は、さらに、ｒｍ
ｓ計算器１１からの真の実効値と、比較器１９からのス
パイク検出信号spdsとを受信する。前記の直線補間器２
３の出力部は、スイッチ２５の第2入力部SWi２と接続し
ている。また、前記スイッチ２５の切換は、比較器１９
の出力部からのスパイク検出信号spdsと、ブランク処理
期間の終了時に発信する直線補間器２３からの出力信号
bteによって制御される。

【００３４】図３に示す実施形態は、正スパイクだけを
検出および除去すために設計されたものである。しかし
ながら、この形態を、負スパイクの検出および除去、ま
たは、正負両方のスパイクの検出と除去を行うよう変更
するのは簡単である。負スパイクの検出および除去を行
うよう変更したければ、図３のオフセット生成器１３か
らのオフセット値を、ローパスフィルタ１５からのロー
パスフィルタ処理後の信号に加算するのではなく、そこ
から減算するようにするだけで、比較器１９の信号入力
Isと閾値入力Ithを変更することが可能である。

【００３５】図３の実施形態を正負スパイクの検出と除
去を実行するよう変更する場合には、第２のオフセット
生成器１３、第２のローパスフィルタ１５、第２の加算
回路１７、第２の比較器１９、および、ＯＲゲートを付
け足す必要がある。その実施例については図５に関連し
て後で説明する。

【００３６】図３の実施形態の動作について、図１と図
２を参照しながら説明する。ここでは便宜的に、ローパ
スフィルタ１５で処理された電気信号ｓは、そこにスパ
イクが存在しなければ、もとの電気信号ｓと同様の形態
であると仮定する。

【００３７】前記のｒｍｓ計算器１１は、所定の時間長
である実時間内で、電気信号ｓからrms(t) の真の実効
値を算定する。前記のオフセット生成器１３は、高い真
の実効値には高オフセット値を、低い真の実効値には低
オフセット値を生成する。このため、電気信号ｓと変動
閾値thとの隔たりは、図１に示すものより狭く、図２に
示すものよりも広くなることになる。

【００３８】スパイクが検出されなかった場合には、前
記のスイッチ２５の出力部SWoと入力部SWi１とが接続状
態になるため、前記の電気信号ｓは、遅延ライン２１を
通過後、スイッチ２５を経由してローパスフィルタ２７
へ、さらに出力部OUTへと伝送される。

【００３９】前記の入力信号ｓが変動閾値thを超えるス
パイクをもち、前記の比較器１９がスパイク検出信号sp
dsを出力する場合には、前記のスイッチ２５はSWoとSWi
２とが接続される状態に切り換わり、前記の直線補間器
２３の出力信号が、ローパスフィルタ２７に送られ、そ
こからさらに出力部OUTへと伝送される。

【００４０】前記の直線補間器２３には、いくつかの機
能がある。まず、ｒｍｓ計算器１１から受信した真の実
効値の関数としてのブランク処理期間tbの作成機能であ
る。ここで算出されるブランク処理期間tbは、弱い電気
信号ｓ、つまり、比較的低い真の実効値では長く、強い
電気信号、つまり、比較的高い真の実効値では短くな
る。この理由は、スパイク値が信号ｓを超える時間が長
いほど、その信号ｓの強度は弱くなるからである。

【００４１】第２の機能は、ブランク処理期間tbの終了
時に、前記のスイッチ２５を、SWo部とSWi１部が接続さ
れる状態に戻すよう制御することである。

【００４２】第３の機能は、遅延ライン２１から、ブラ
ンク処理期間tb開始直前の時間点に関する信号ｓの実変
調値と、ブランク処理期間tbの終了直後の時間点に関す
る信号ｓの実変調値とを選択する機能である。前記の直
線補間器２３は、これら２つの選択した変調値に基づい
て信号の補間区分を作成し、検出したスパイクを、前記
の電気信号ｓからスパイクを除去した後の補間信号区間
部分で置き換えるのである。

【００４３】本発明を使用した、ＡＭラジオ信号からノ
イズスパイクを除去する方法を、図４〜図１１を参照し
ながら説明する。

【００４４】図４は、ＡＭラジオ信号のＩＦ（中間周波
数）、ＡＭ−ＩＦ信号のエンベロープｅ、低閾値th‐l
o、高閾値th‐hi、rms値（実効値）、正スパイク、およ
び、負スパイクを示す。簡略化するために、図４では、
図示した時間内においてrms値は変化しないと仮定す
る。そのため、ｅからのth‐lo及びth‐hiへの隔たり
も、図示した時間内において一定である。

【００４５】図５は、AMラジオ信号に関するスパイク検
出とスパイク除去を実行するための本発明の実施形態を
示す。ここでは、図４に示すように、正スパイクが負ス
パイクと同様に発生する可能性があるので、正変動閾値
だけでなく負変動閾値も作成されるものとする。

【００４６】図５に示す実施形態では、スパイク検出経
路はＡＭ−ＩＦ信号を受信し、スパイク除去経路では復
調したＡＭ音声信号を受信する。前記のＡＭ−ＩＦ信号
は、ＡＭ−ＩＦの正エンベロープのエンベロープ信号ｅ
を生成するエンベロープ追従器３１へ伝送される。

【００４７】図５における素子のうち、図３の素子と同
様の機能を備えているものには同じ符号を付けた。図５
のスパイク検出経路は、h（高いの意味）の添字で表示
された正スパイク検出に関する素子と、l（低いの意
味）の添字で表示された負スパイク検出に関する素子と
を備えている。例えば、高オフセット変動値、および、
低オフセット変動値を作成するオフセット生成器は、そ
れぞれ１３hと１３lで示してある。図５のスパイク除去
経路は、図３に示すものと同じである。

【００４８】図５の加算回路１７hは、図３のものと同
様に、オフセット生成器１３hからの変動オフセット値
を、ローパスフィルタ１５hからのローパスフィルタ処
理された信号に加算する。一方、加算回路１７lは、オ
フセット生成器１３lからの低変動オフセット値を、ロ
ーパスフィルタ１５lからのローパスフィルタ処理され
た信号から減算する。図５の回路は、比較器１９hと１
９lの両方からの出力に対するＯＲ機能を実行するＯＲ
ゲート２９を備えている。

【００４９】前記のエンベロープ追従信号ｅは、ｒｍｓ
計算器１１を通過して、ローパスフィルタ１５h、１５
l、および、比較器１９h、１９lの信号入力部Ish、Isl
へそれぞれ伝送される前に、Vp計算器３３を通る。

【００５０】前記のVp計算器３３は、エンベロープ追従
信号ｅの局部ピーク値Vpを算定し、その局部ピーク値Vp
を前記オフセット生成器１３h、１３lの第2入力部へ伝
送し、さらに直線補間器２３の入力部へも伝送する。こ
のため、高変動オフセット値と低変動オフセット値、ま
た、その結果として高閾値と低閾値、および、直線補間
器２３で作成されたブランク処理期間は、真の実効値だ
けではなくエンベロープ追従信号ｅの局部Vp値にも依存
することになる。

【００５１】前記のエンベロープ追従信号ｅが閾値th‐
hiかth‐loのいずれかを超えれば、スイッチ２５のトリ
ガパルスが発生する。この持続時間（ブランク処理期間
ｔ‐out）は、図６に示すように、真の実効値とVp値に
依存する。図６では、実効値が所定の閾値rms-thよりも
大きい場合は、高オフセット値offs‐hi（２）、低オフ
セット値offs‐lo（２）、ブランク処理期間ｔ‐out
（２）が作成される。実効値がrms-thよりも小さく、Vp
値がVp閾値Vp-thよりも大きい場合には、高オフセット
値offs‐hi（１）、低オフセット値offs‐lo（１）、ブ
ランク処理期間t‐out（１）が作成される。また、実効
値がrms-th値よりも小さくて、Vp値がVp-th値よりも小
さい場合は、高オフセット値offs‐hi（０）、低オフセ
ット値offs‐lo（０）、ブランク処理期間t‐out（０）
が生成される。

【００５２】図５の実施形態の変更例では、加算回路１
７h、１７lと比較器１９h、１９lとの間に、ローパスフ
ィルタ１５h、１５lを設置している。

【００５３】また別の変形例では、前記の閾値rms-thと
Vp-thは一定ではなく、真の実効値および／または局部V
p値によって変化する。

【００５４】この実施例における有利な点は、電界強度
が高い（高い真の実効値）場合には、オフセット閾値と
ブランク処理期間を選択できることである。また、電界
強度が低い（低い真の実効値）場合には、変調の深さに
関係するＡＭ−ＩＦ信号のピークレベルVpに応じて値
（１）または（０）を選択する。この結果、ＡＭノイズ
のブランク処理手順を、受信したＡＭ信号の特性に合わ
せることができる。つまり、強い電界強度に対しては短
いブランク処理期間と高オフセット値が、弱い電界強度
に対しては長いブランク処理期間と低いオフセット値が
付与されるのである。

【００５５】ここでは、以下の数３ような関係が成り立
つ。

【００５６】

【数３】 さらに別の変形例では、固定化された閾値rms-thとVp-t
hは、真の実効値および／または局部Vp値に依存する可
変閾値で置き換えられる。

【００５７】スパイクが検出されるとトリガパルスが発
生し、前記のＡＭ音声経路はブランク処理および補間処
理状態に切り換わる。ブランク処理期間が終了し、次の
補間状態になると、前記のＡＭ音声経路は非ブランク処
理状態へ戻るよう切り換わる。

【００５８】図７に示す好適な実施形態では、スパイク
検出経路とスパイク除去経路で処理される信号は、デジ
タルがベースとなっている。この実施形態は、図５に示
す全ての素子と、デジタル信号処理に必要な素子とから
構成される。図７の素子のうち図５の素子に対応するも
のには、図５と同じ符号を付けている。

【００５９】図７に示すように、エンベロープ追従器３
１には、正エンベロープ追従信号のみを生成するための
整流ダイオードが備わっている。このエンベロープ追従
信号ｅは、第１アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ１）
３４へ伝送されて、一連のパルスへとデジタル化され
る。ＡＤＣ１からのパルスは、エーリアシング（aliasi
ng）を防止するために、ローパスフィルタ３５でフィル
タ処理される。ローパスフィルタ処理された信号は、次
に、図５の素子１１および３３の機能をもつデジタル遅
延ライン（ＤＬＹ３）３７へ伝送される。ここで、遅延
ライン３７に格納してあるサンプルを利用して、rms(t)
の真の実効値とＡＭ−ＩＦ信号の局部ピークレベルVp
(t)とに比例する２つの値が算出される。なお、遅延ラ
インにおける実効値とVp値の計算方法は、専門家にとっ
ては周知のものであるため、ここでは詳しく説明しな
い。

【００６０】次に、前記の２つの値を使用して、高変動
オフセット値offs‐hiと低変動オフセット値offs‐loを
修正する。さらに、これらの修正値を使って、前記のエ
ンベロープ追従信号ｅに従って動く高変動閾値th-hiと
低変動閾値th-loとを生成するのである。

【００６１】図７に示す実施形態では、単数のオフセッ
ト生成器１３を使用しており、その出力は加算回路１７
hと１７lの両方に伝送される。ローパスフィルタ１５h
と１５lは、図５の実施形態ではそれぞれ加算回路１７h
と１７lの前段に配置されているが、ここではそれぞれ
対応する加算回路１７h、１７lと比較器１９h、１９lと
の間に配置するよう変更されている。

【００６２】さらに、図７のＡＭ−ＩＦ経路、つまり、
スパイク検出経路は、第１遅延ライン３７の出力部に接
続するハイパスフィルタ（ＨＰ）３８と、真の実効値に
応じてハイパスフィルタ３８からの信号を制御する自動
ゲイン制御回路（ＡＧＣ）４０とから構成されている。

【００６３】前記のＡＭ音声経路、つまり、スパイク除
去経路では、第2遅延ライン（ＤＬＹ２）４１および第3
遅延ライン（ＤＬＹ１）４３によって、第2アナログ／
デジタル変換器（ＡＤＣ０）３９から伝送されたサンプ
ルを遅延処理する。この遅延ライン４３は、予測される
最長ブランク処理期間に対応する複数のサンプルを格納
できる構造になっている。図５に関連して前述したよう
に、直線補間器２３が、ブランク処理期間tbの間に、ブ
ランク処理開始前の最後の「良好」サンプルとブランク
処理期間後の最初の「良好」サンプルとの間のrampから
の一連のサンプルを補間処理できるよう、遅延ライン４
３から直線補間器２３に対して、ブランク処理期間前に
最終「良好」サンプルが、ブランク処理期間後に最初の
「良好」サンプルが伝送される。

【００６４】前記のトリガパルス、つまり、スパイク検
出パルスが有効である場合、ブランク処理期間前の最後
の「良好」サンプルとブランク処理期間後の最初の「良
好」サンプルとの間の直線補間器２３が作動する。スイ
ッチ２５に接続されているのは、スイッチ動作により発
生する全ての擬似「クリック」を除去するための、傾斜
（steep）ローパスフィルタ２７（ヘッドフィルタと呼
ばれる）である。ここで処理されたパルス列は、音声処
理を実行するデジタル信号プロセッサＤＳＰ０へ伝送さ
れる。

【００６５】図８と９は、図７に示すＡＭノイズのブラ
ンク処理回路の異なる位置で生じる信号を示す。図９
は、図８よりも高い分解能をもつ信号を示している。図
８(a)と図９(a)は、スパイクをもつAM−IF信号を示す。
図８(ｂ)と図９(ｂ)は、ＯＲゲート２９の出力部のトリ
ガパルスを示す。また、図８(ｃ)と図９(ｃ)は、ブラン
ク処理期間におけるスパイク除去処理と、補間処理後の
ＡＭ音声信号とを示す。

【００６６】図１０は、図７に示す回路のＰ１〜Ｐ４の
地点における信号を示しており、Ｐ１地点の信号はオリ
ジナルの音声ＡＭ信号、Ｐ２地点の信号はブランク処理
された音声ＡＭ信号、Ｐ４地点の信号はＡＭ−ＩＦエン
ベロープ追従信号ｅ、Ｐ３地点の信号はＡＤＣ１によっ
てアナログ／デジタル変換されたＡＭ−ＩＦエンベロー
プ追従信号をそれぞれ示している。

【００６７】前記のアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ
１）３４は、その構造から、位相反転と遅延（およそ１
ms）を引き起こすので、Ｐ４地点の信号のオリジナルの
正スパイクは、Ｐ３地点で位相反転されて、１msだけ遅
延することになる。

【００６８】図１１は、ノイズの測定結果である。
（×）の線はノイズのブランク処理を行っていない雑音
信号を、（○）の線はノイズブランク処理を行った雑音
信号を、連続する線（一番低い線）は純信号、つまり、
ノイズのない信号をそれぞれ示している。図１１から明
らかなように、図７のように本発明を実施すれば、ＡＭ
信号が特にノイズやノイズスパイクの影響を受け易い電
界強度域の低領域において、純信号と同様のほとんどノ
イズをもたない信号を生成することが可能となるのであ
る。

【００６９】図７の実施形態を実行する場合には、ロー
パスフィルタ３５には20KHzの遮断周波数を、エンベロ
ープ追従器３１のローパスフィルタ部には28KHzの遮断
周波数を、さらに、アナログ／デジタル変換器３４、３
９には48.5KHzのサンプリング周波数を適用する。ま
た、遅延ライン４１は、前記のアナログ／デジタル変換
器３４、３９における動作変動を補償する機能をもつ。

【００７０】

【発明の効果】本発明に係るノイズスパイクを除去する
ための方法と装置によれば、その強度が変化するような
信号、特に、振幅が変調されるアナログ信号からノイズ
スパイクを除去することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】妨害スパイクをもつ弱い入力信号を示す。

【図２】図１と同様の妨害スパイクをもつ強い入力信号
を示す。

【図３】本発明によるスパイクの検出と除去のための回
路の第1の実施形態を示す。

【図４】振幅変調信号およびそのエンベロープ、高変動
閾値と低変動閾値、正スパイク、負スパイクを示す。

【図５】本発明に従ったスパイクの検出と除去のための
回路の第２の実施形態を示す。

【図６】rmsとVpにおける変動オフセット値とブランク
処理期間の依存性を示すグラフである。

【図７】本発明によるスパイクの検出と除去を実行する
回路の第３の実施形態を示す。

【図８】（ａ）スパイクのあるＡＭ信号 （ｂ）ブランク処理期間を開始させるトリガパルス （ｃ）スパイクの除去と補間処理後のＡＭ信号を示す。

【図９】時間軸に対してより高い分解能をもつ、図８と
同様の信号を示す。

【図１０】図７に示す各回路地点において測定された信
号を示す。

【図１１】ノイズ測定の結果を示す。

【符号の説明】

１１ ｒｍｓ計算器 １３ オフセット生成器 １５ ローパスフィルタ １７ 加算回路 １９ 比較器 ２１ 遅延ライン ２３ 直線補間器 ２５ スイッチ ２７ ローパスフィルタ ２９ ＯＲゲート ３１ エンベロープ追従器 ３３ Ｖｐ計算器 ３４、３９ アナログ／デジタル変換器 ３５ ローパスフィルタ ３７、４１、４３ デジタル遅延ライン ３８ ハイパスフィルタ ４０ 自動ゲイン制御回路

フロントページの続き (72)発明者 オスカー バラン イタリア国 モンツァ−エムアイ Ｉ− 20052 ヴィア センピオーネ ５ Ｆターム(参考） 5K052 AA01 AA11 BB04 DD22 EE02 EE12 FF21 FF27 FF31 GG15 GG42

Claims (22)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ＡＣ成分を含む電気入力信号からノイズス
   パイクを除去する方法であって、 前記の入力信号の真の実効値を判定する工程と、 前記の入力信号をローパスフィルタ処理する工程と、 前記の真の実効値の関数である変動オフセット値を作成
   する工程と、 前記のローパスフィルタ処理信号に前記の変動オフセッ
   ト値を重畳することにより変動閾値を作成する工程と、 前記の入力信号を前記の変動閾値と比較する工程と、 前記の入力信号が前記を変動閾値を超えると、スパイク
   検出信号を生成する工程と、 前記のスパイク検出信号の発生期間における前記の入力
   信号をブランク処理する工程とからなるノイズスパイク
   除去方法。
2. 【請求項２】前記のブランク処理期間が真の実効値に依
   存する、請求項１記載のノイズスパイク除去方法。
3. 【請求項３】所定期間内で発生する前記の入力信号部分
   を格納する工程と、 前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生する入
   力信号の値で、前記のブランク処理期間内の入力信号部
   分を補間処理する工程と、 前記の入力信号を前記の補間部分で置換する工程とから
   成る、請求項１または２に記載のノイズスパイク除去方
   法。
4. 【請求項４】前記入力信号から正スパイクを除去するた
   め、前記ローパスフィルタ処理された入力信号に正変動
   オフセット値を加算して高変動閾値を作成し、前記の入
   力信号値が高変動閾値を超えると前記のスパイク検出信
   号を生成する、請求項１乃至３のいずれかに記載のノイ
   ズスパイク除去方法。
5. 【請求項５】前記入力信号から負スパイクを除去するた
   め、前記のローパスフィルタ処理された入力信号から負
   変動オフセット値を減算して低変動閾値を作成し、前記
   の入力信号値が低変動閾値よりも低くければ前記のスパ
   イク検出信号を生成する、請求項１乃至３のいずれかに
   記載のノイズスパイク除去方法。
6. 【請求項６】前記入力信号から正負両方のスパイクを除
   去するため、前記のローパスフィルタ処理された入力信
   号に正変動オフセット値を加算して高変動閾値を作成
   し、前記のローパスフィルタ処理された入力信号から負
   変動オフセット値を減算することで低変動閾値を作成
   し、さらに、前記の入力信号値が高変動閾値を超えた
   り、または、低変動閾値よりも低い場合に、前記のスパ
   イク検出信号を生成する、請求項１乃至３のいずれかに
   記載のノイズスパイク除去方法。
7. 【請求項７】前記の入力信号を一連のパルスにデジタル
   化する工程と、 前記の一連のパルスを所定数のパルスをもつ各ブロック
   に分割する工程と、 前記の各ブロックの真の実効値を計算する工程とから成
   る、請求項１乃至６のいずれかに記載のノイズスパイク
   除去方法。
8. 【請求項８】さらに、前記のパルスを、デジタル遅延ラ
   イン（２１）を通過するパルスをタップ処理するための
   複数のタップを備えるデジタル遅延ライン（２１）へ伝
   送する工程と、 スパイク検出信号の発生と同時に、ブランク処理期間の
   開始前と終了後のパルスをデジタル遅延ライン（２１）
   からタップ処理する工程と、 前記のタップ処理されたパルスで、入力信号のブランク
   処理期間内部分を補間する工程と、 前記のブランク処理期間内に、前記入力信号をデジタル
   化したパルスを前記の補間処理で得たパルスに置き換え
   る工程とから成る、請求項７に記載のノイズスパイク除
   去方法。
9. 【請求項９】振幅変調信号を復調する振幅から得た変調
   信号からスパイクを除去する方法であって、 前記の振幅変調信号のエンベロープからエンベロープ信
   号を生成する工程と、 前記のエンベロープ信号からそのエンベロープ信号の前
   記真の実効値と局部ピーク値とを算定する工程と、 前記のエンベロープ信号をローパスフィルタ処理する工
   程と、 前記の真の実効値と局部ピーク値の関数としての前記変
   動オフセット値を作成する工程と、 前記の変動オフセット値を前記のローパスフィルタ処理
   したエンベロープ信号に重畳して変動閾値を作成する工
   程と、 前記のエンベロープ信号を前記の変動閾値と比較する工
   程と、 前記のエンベロープ信号が前記の変動閾値を超えると、
   スパイク検出信号を生成する工程と、 前記のスパイク検出信号の発生期間における前記復調信
   号をブランク処理する工程とから成る、請求項１乃至８
   のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。
10. 【請求項１０】前記のブランク処理期間が前記の局部ピ
    ーク値に依存する、請求項９に記載のノイズスパイク除
    去方法。
11. 【請求項１１】所定期間において発生する前記の復調信
    号部分を格納する工程と、 前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生する前
    記の入力信号値で、前記ブランク処理中の復調信号部分
    を補間する工程と、 前記のブランク処理期間において、前記の入力復調信号
    を前記の補間処理部分に置換える工程とから成る、請求
    項９または１０に記載のノイズスパイク除去方法。
12. 【請求項１２】ＡＣ成分を含む電気入力信号からノイズ
    スパイクを除去する装置であって、 前記の入力信号の真の実効値を判定するための手段（１
    １）と、 前記の入力信号をローパスフィルタ処理するためのロー
    パスフィルタ（１５）と、 前記の真の実効値の関数である変動オフセット値を作成
    するためのオフセット発生器（１３）と、 前記のローパスフィルタ処理信号に前記の変動オフセッ
    ト値を重畳することにより変動閾値を作成するための重
    畳処理手段（１７）と、 前記の入力信号を前記の変動閾値と比較して、前記の入
    力信号が前記変動閾値を超えるとスパイク検出信号を作
    成するような比較手段（１９）と、 前記のスパイク検出信号の発生期間における前記の入力
    信号をブランク処理するためのブランク処理手段（２
    １、２３、２５）とから成る、ノイズスパイク除去装
    置。
13. 【請求項１３】前記のブランク処理期間が前記の真の実
    効値に依存するよう制御する、請求項１２に記載のノイ
    ズスパイク除去装置。
14. 【請求項１４】所定の時間内に発生する前記の入力信号
    部分を格納するための格納手段（２１）と、 前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生する前
    記の入力信号の値で、前記の入力信号のブランク処理期
    間部分を補間するための補間処理手段（２３）と、 前記の入力信号を前記の補間処理部分に置換えるための
    置換処理手段（２３、２５）とから成る、請求項１２ま
    たは１３に記載のノイズスパイク除去装置。
15. 【請求項１５】前記入力信号から正スパイクを除去する
    ため、前記の入力信号に正変動オフセット値を加算して
    高変動閾値を作成する加算手段（１７）と、 前記の入力信号値が前記の高変動閾値を超えた場合にス
    パイク検出信号を生成するような比較手段（１９）とか
    ら成る、請求項１２乃至１４のいずれかに記載のノイズ
    スパイク除去装置。
16. 【請求項１６】前記入力信号から負スパイクを除去する
    ため、前記の入力信号から負変動オフセット値を減算し
    て低変動閾値を作成する減算手段と、 前記の入力信号値が低変動閾値よりも低い場合に、前記
    のスパイク検出信号を生成するようなスパイク検出手段
    とから成る、請求項１２乃至１５のいずれかに記載のノ
    イズスパイク除去装置。
17. 【請求項１７】前記入力信号から正負両方のスパイクを
    除去するため、前記の入力信号に正変動オフセット値を
    加算して高変動閾値を作成する加算手段（１７ｈ）と、 前記の入力信号から負変動オフセット値を減算して低変
    動閾値を作成する減算手段（１７ｌ）と、 さらに、前記の入力信号値が高変動閾値を超るか、ある
    いは、低変動閾値よりも低い場合に、前記のスパイク検
    出信号を生成する比較手段（１９ｈ、１９ｌ）とから成
    る、請求項１２乃至１６のいずれかに記載のノイズスパ
    イク除去装置。
18. 【請求項１８】前記の入力信号を一連のパルスにデジタ
    ル化するデジタル処理手段（３１）と、 前記の一連のパルスをそれぞれ所定の数のパルスをもつ
    ブロックに分割する分割処理手段と、 前記の各ブロックの真の実効値を算定するためのｒｍｓ
    計算手段（１１）とから成る、請求項１２から１７のい
    ずれかに記載のノイズスパイク除去装置。
19. 【請求項１９】前記のパルスを遅延させ、かつ、デジタ
    ル遅延ライン（２１）を通過するパルスをタップ処理す
    るために複数のタップを備えるデジタル遅延ライン手段
    （２１）と、 スパイク検出信号の発生に基いて、前記のブランク処理
    期間の開始前と終了後に発生するタップ処理パルスを選
    択するためのパルス選択手段と、 選択されたパルスでブランク処理期間内の入力信号部分
    を補間処理し、前記のブランク処理期間内に発生する前
    記入力信号のパルスを、前記の補間処理で得たパルスに
    置き換える補間手段（２３）とから成る、請求項１８に
    記載のノイズスパイク除去装置。
20. 【請求項２０】前記の振幅変調信号のエンベロープから
    のエンベロープ信号を作成するエンベロープ信号作成手
    段（３１）と、 前記のエンベロープ信号から、前記の真の実効値と前記
    のエンベロープ信号の局部ピーク値を算定する計算手段
    （１１、３３）と、 前記のエンベロープ信号をローパスフィルタ処理するロ
    ーパスフィルタ手段（１５）と、 前記の真の実効値と局部ピーク値の関数としての前記の
    変動オフセット値を作成するためのオフセット生成手段
    （１３）と、 前記の変動オフセット値を前記のローパスフィルタ処理
    されたエンベロープ信号に重畳して変動閾値を作成する
    ための閾値作成手段（１７）と、 前記のエンベロープ信号と前記の変動閾値を比較して、
    そのエンベロープ信号値が前記の変動閾値を超えた場合
    にスパイク検出信号を生成するような比較手段（１９）
    と、 前記のスパイク検出信号の発生期間において前記の復調
    信号をブランク処理するようなブランク処理手段（２
    １、２３、２５）とから成る、振幅変調信号を復調する
    振幅によって得た復調信号からスパイクを除去するため
    の請求項１２乃至１９のいずれかに記載のノイズスパイ
    ク除去装置。
21. 【請求項２１】前記のブランク処理期間を前記の局部ピ
    ーク値に依存するよう制御する、請求項２０に記載のノ
    イズスパイク除去装置。
22. 【請求項２２】所定期間内に発生する変調信号部分を格
    納するための格納手段（２１）と、 ブランク時間の開始前と終了後に発生する入力信号の値
    で、前記のブランク時間における復調信号部分を補間す
    るための、また、前記のブランク時間内において前記の
    入力復調信号を前記の補間処理された部分に置換するた
    めの補間処理手段（２３）とから成る、請求項２０また
    は２１に記載のノイズスパイク除去装置。