JP4642418B2 - 電気音響変換器 - Google Patents

Description

本発明は、一般的には、電気音響変換器に関し、更に特定すれば、サウンド・レベルに関係するサウンド放射パターンを選択的に変更する新規な装置および技法に関する。
参考資料として添付したコンピュータ・プログラム・リスト
参考資料としてコンピュータ・プログラム・リストを提出する。参考資料の内容は、ここで言及したことにより本願にも援用されてるものとする。プログラム・リストは、正副２枚を提出し、２００３年９月１０日に作成され８３３，５２２バイトを有するファイルsharcboot＿gemstone.hである。

背景技術には、米国特許第４，７３９，５１４号、第ＲＥ３７，２２３号、第５，８０９，１５３号、米国特許出願公開第ＵＳ２００３／０００２６９３号、および市販されているBose 3-2-1サウンド・システムがある。これらの内容は、ここで引用したことにより、本願にも援用されるものである。

本発明の重要な目的は、多数の利点が得られる電気音響変換器を提供することである。

本発明は、１つの態様において、概述すると、アレイの複数の電気音響変換器（トランスデューサ）に供給するオーディオ電気信号を制御して、アレイの動作に関連するパラメータに関して可変とした指向性および音響音量（ボリューム）特性を達成するステップを含み、信号を制御することによって、特性の変化に伴って、アレイの放射相対音響パワー・スペクトルを実質的に同一に維持する方法を特徴とする。

本発明の実施態様は、１つ以上の以下の特徴を含むことができる。特性変化は、ユーザが選択する音量レベルに基づく。補償は、制御されたオーディオ電気信号において検出された信号レベルに基づいて行う。制御するステップは、音響音量レベルが高くなるに連れて、電気信号の１つの振幅を減少させるステップを含む。制御するステップは、選択可能な割合で、中間電気信号の２つの成分を合成するステップを含む。オーディオ電気信号を制御するステップは、限定された周波数範囲において信号の１つのレベルを調節するステップを含む。オーディオ電気信号を制御するステップは、ハイ・パス・フィルタにおいて信号の１つを処理し、相補的オール・パス・フィルタにおいて他方の信号を処理するステップを含む。

本発明は、別の態様において、概述すると、入力オーディオ電気信号を受ける入力端子と、（ａ）入力オーディオ信号から、アレイの内１対の電気音響変換器が用いるために、２つの関係する出力オーディオ電気信号を発生し、（ｂ）２つの出力信号を制御することにより、アレイの動作に関連するパラメータに関して可変とした所定の指向性および音響ボリューム（音量）特性を達成し、（ｃ）信号の制御によって生ずるアレイの放射音響パワー・スペクトルの変化を補償する回路とを備えている装置を特徴とする。

本発明の実施態様は、１つ以上の以下の特徴を含むことができる。前述の回路は、ダイナミック・イコライザを備えている。このダイナミック・イコライザは、１対の信号処理経路と、２つの経路上で処理された信号を混合するミキサとを含む。また、前述の回路は、更に、音量レベルに基づいて変化を補償することができる。

本発明は、別の態様において、概述すると、電気音響変換アレイを特徴とし、関係する電気信号成分によってそれぞれ駆動される１対の電気音響変換器と、入力オーディオ電気信号を受ける入力端子と、（ａ）アレイの内１対の電気音響変換器が用いるための２つの関係する出力オーディオ電気信号を発生し、（ｂ）２つの出力信号を制御して、アレイの動作に関連するパラメータに関して可変とした所定の指向性および音響音量特性を達成し、（ｃ）信号の制御によって生じた、アレイの音響パワー・スペクトルの変化を補償する回路とを備えている。この回路はダイナミック・イコライザを備えている。ダイナミック・イコライザは、１対の信号処理経路と、２つの経路上で処理された信号を混合するミキサとを含む。この装置は、前述の回路が用いるための、音量レベルを示す信号を搬送する第２入力端子を備えている。

本発明は、別の態様において、概述すると、サウンド・システムを特徴とする。このサウンド・システムは、１対の電気音響変換器アレイを備え、各アレイは、関係する電気信号成分によってそれぞれ駆動される１対の電気音響変換器またはドライバと、入力オーディオ電気信号を受ける入力端子と、（ａ）アレイの内１対の電気音響変換器が用いるための２つの関係する出力オーディオ電気信号を発生し、（ｂ）２つの出力信号を制御して、アレイの動作に関連するパラメータに関して可変とした所定の指向性および音響音量特性を達成し、（ｃ）信号制御の結果生じた、アレイの放射音響パワー・スペクトルの変化を補償する回路とを備えている。

本発明は、別の態様において、概述すると、スピーカ・アレイを備えた装置を特徴とする。スピーカ・アレイは、１対の近接するスピーカを備え、各スピーカは軸を有し、この軸に沿って音響エネルギが当該スピーカから放射される。更に、装置は、（ａ）入力オーディオ信号から、１対のスピーカが使用するための２つの関係する出力オーディオ電気信号を発生し、（ｂ）２つの出力信号を制御して、所定の指向性および音響音量特性を達成する回路を備え、スピーカは、前述の軸が約６０度の角度だけ分離するように配向されている。

本発明のその他の特徴、目的および利点は、以下の説明を添付図面と関連付けて読むことによって明らかになるであろう。

これより図面、更に特定すれば、図１を参照すると、本発明によるラウドスピーカ・システム３００は、内側ドライバ３０２ＬＩおよび外側ドライバ３０２ＬＯを有する左ラウドスピーカ・エンクロージャ（筐体）３０２Ｌと、右内側ドライバ３０２ＲＩおよび右外側ドライバ３０２ＲＯを有する右ラウドスピーカ・エンクロージャ３０２Ｒとを含む。各エンクロージャにおける内側および外側ドライバ間の間隔は、中心間で測定した場合、通例８１ｍｍである。これらのエンクロージャは、通例、約２１０Ｈｚから１６ＫＨｚまでの中音域および高音（高周波数）域（レンジ）におけるスペクトル成分を放射するように構成および配置されている。また、ラウドスピーカ・システム３００は、通例、２０Ｈｚおよび２１０Ｈｚの間である低音周波数範囲（レンジ）内のスペクトル成分を放射するように構成および配置されたドライバ３１２を有するバス・エンクロージャ３１０も含む。ラウドスピーカ・ドライバ・モジュール３０６が、電気信号を各ドライバに送出する。通例、左外側ドライバ３０２ＬＯから、壁３０４Ｌで反射して聴取者（リスナー）３２０に至る放射経路３０７と、右外側ドライバ３０２ＲＯから右壁３０４Ｒで反射した後の経路３１６がある。左外側ドライバ３０２ＬＯおよび右外側ドライバ３０２ＲＯの見かけ上の音像は、それぞれ、Ｉ３０２ＬＯおよびＩ３０２ＲＯである。ここで、ｃを空中における音速３３１ｍ／ｓ、Ｄをドライバの中心間の間隔、通例、０．０８１ｍとすると、所定の周波数Ｆ_d＝ｃ／２Ｄよりも低いスペクトル成分では、Ｆ_dは約２ＫＨｚとなり、各エンクロージャの放射パターンは、聴取者３２０から離れる方向に向かい、聴取者３２０に放射するよりも強いエネルギが各エンクロージャの外側に放射される。

更に高い周波数範囲、典型的には約２ＫＨｚよりも高いレンジでは、内側ドライバ３０２ＬＩおよび３０２ＲＩからのサウンドは、それぞれ、直接経路３０８および３１４を通って聴取者３２０に到達し、更に外側ドライバ３０２ＬＯおよび３０２ＲＯからは、それぞれ、壁３０４Ｌおよび３０４Ｒで反射した後に到達する。

図２を参照すると、ドライバ・モジュール３０６を具体化した回路の論理構成を示すブロック図が示されている。ディジタル・オーディオ信号Ｎは、デコーダ３４０を付勢する。デコーダ３４０の典型例は、Crystal CS 98000チップであり、ＡＣ３またはＤＴＳのような種々のオーディオ・フォーマットのいずれかで符号化したディジタル・オーディオでも受け入れ、個々のチャネルに復号信号を供給する。典型的な５．１チャネル・サラウンド・システムでは、チャネルは、通例、左、右、中央、左サラウンド、右サラウンド、および低域効果（ＬＦＥ：low frequency effects）である。ＤＳＰチップ３４２の典型例はAnalog Device 21065Lであり、これが信号処理を行い、右エンクロージャ３０４Ｒ、左エンクロージャ３０４Ｌおよびバス・エンクロージャ３１０内に含まれるドライバを含む、エンクロージャ内にあるドライバに供給する信号を発生し制御する。Ｄ／Ａ変換器３４４は、ディジタル信号をアナログ信号に変換し、増幅器３４６が増幅して、それぞれのドライバを付勢する。

ドライバ中心間の距離８１ｍｍは、約２４０μｓの伝搬遅延に対応する。Ｆ_dよりも低い周波数範囲では、システムは、エンクロージャ内にあるドライバの１つを駆動し、他のドライバを付勢する信号に対して１ｄＢ減衰し極性を反転したキャンセレイション（相殺）信号を放射して、Ｆ_d未満の全周波数において１８０゜の相対的位相シフトを行う。この減衰によって、相殺の範囲を縮小し、指向性パターンにおいては鋭いノッチ(notch)を保存しつつ、より多くのパワーを放射させることを可能にする。ドライバの１つへの信号経路における遅延を０μｓから２４０μｓに変化させることによって、有効指向性パターンは、遅延が０μｓのときに対するダイポールから、中心間の伝搬遅延に対応する２４０μｓの信号遅延が与えられたときのカージオイドまで変化する。これら両極端間における信号遅延では、１つまたは複数のノッチは徐々に方向が変化する。可変遅延を用いて指向性パターンを変化させることに加えて、種々のドライバに印加する信号の相対位相や振幅を変化させるというように、他の信号処理技法も使用可能である。

本発明によれば、周波数Ｆ_d未満において相殺を減少させるには、ドライバの１つに印加する広帯域信号、典型的には相殺信号を減衰させるか、あるいは更に狭い周波数範囲で、その狭い周波数範囲においてのみ信号の１つを減衰させることが可能である。相殺による周波数選択の変更については、以下で更に詳しく説明する。

相殺を修正することは、多数の方法で可能である。ここで更に詳細に説明する方法は、相殺を修正した結果得られた周波数の関数として放射パワーの指向性に生ずる変化を、全周波数範囲、または周波数範囲の一部のいずれかにおいて相殺信号を減衰させることによって修正を行ったときの等化によって補償することができるという利点がある。相殺を部分修正するためには、あらゆる処理を用いて、ドライバに印加する信号の相対振幅、相対位相、または相対振幅および位相を変更することができる。相対振幅は、利得を変化させることによって、変更することができる。選択した周波数範囲における相対振幅は、１つのドライバの信号経路において振幅を同相で変化させる周波数選択フィルタを用い、一方他のドライバの信号経路において平坦な振幅応答を有するが、第１のフィルタの位相応答に一致する位相応答を有する第２の相補フィルタを用いることによって得ることができる。相対位相の変更は、異なるドライバの信号経路における相対遅延を変更することによって、または各信号経路において平坦な振幅応答を有するが位相応答が異なるフィルタ群を用いることによってのみ行うことができる。例えば、この特性を有することができるのは、各信号経路においてカットオフ周波数が異なるオール・パス・フィルタである。相対振幅および位相の双方を変更するには、各信号経路において異なるフィルタを用いることによって行うことができ、この場合フィルタは、いずれかまたは双方が、最小または非最小位相特性および任意の相対振幅特性を有することができる。

図３を参照すると、ラウドスピーカ・ドライバ・モジュール３０６の一実施形態を例示するブロック図が示されている。マルチチャネル信号が信号処理モジュール５００を付勢する。信号処理モジュール５００は、ラウドスピーカ信号をダイナミック・イコライザ５０２に供給し、ダイナミック・イコライザ５０２は、動的に等化したラウドスピーカ信号をアレイ処理モジュール５０４に供給する。信号処理モジュール５００は、通例、多数のオーディオ・チャネル、例えば、典型的な５．１チャネル・サラウンドの実施態様では、左、右、中央、左サラウンド、右サラウンド、ＬＦＥを表す電気信号を受け入れ、一部の入力電気信号、例えば、左および左サラウンドを合成して、ラウドスピーカ・ドライバに統合出力電気信号を発生する。また、信号処理モジュール５００は、電気信号の周波数スペクトルの整形というような、追加の信号処理も実行することができ、ダイナミック・イコライザ・モジュール５０２およびアレイ処理モジュール５０４による処理の後に、処理モジュール５００と適切なラウドスピーカとの組み合わせによる伝達関数から、聴取者３２０の位置において、所望の周波数応答が得られるようにすることができる。

アレイ処理モジュール５０４は、３０２Ｒのようなエンクロージャ内部にある、３０２ＲＩおよび３０２ＲＯのような個々のドライバを駆動する各電気信号を供給する。ドライバに印加される電気信号の相対位相および振幅が、エンクロージャによって放射される音響信号の指向性パターンを決定する。指向性パターンを得るために個々の電気信号を発生する方法は、前述の米国特許出願公開第ＵＳ２００３／０００２６９３号に更に詳しく記載されている。その内容は、既に引用したこによって、本願にも援用されている。アレイ処理モジュール５０４は、１組の所望の指向性および音響音量特性に応じてこれらの電気信号を供給する。ユーザは、音量制御部５０８を用いて、所望の音響音量レベルを選択することができる。ユーザが高い方の音量レベルの１つを選択したときに、アレイ処理モジュール５０４は相殺を減少させるように構成および配置されている。

ダイナミック・イコライザ・モジュール５０２は、アレイ処理モジュール５０４の効果によって生ずる、放射音響信号の周波数スペクトルにおける変化を補償する。これらの効果は、音量レベル、既知の所望の指向性パターン、および音量レベルの関数として発生することが望まれる、既知の相殺変化に基づいて判定することができるので、音量制御部５０８は（信号処理モジュール５００およびアレイ処理モジュール５０４に加えて）ダイナミック・イコライザ・モジュール５０２に音量レベルを供給して、放射音響信号のスペクトル変化を補償するための等化量を確定し、システムの放射相対パワー応答を、周波数の関数として実質的に均一に維持することができる。信号処理モジュール５００は、ディジタル信号処理を行う際、入力電気信号を４４．１ｋＨｚというような十分なサンプリング・レートでサンプリングし、ディジタル電気出力信号を生成する。あるいは、入力電気信号にアナログ信号処理を行って、アナログ電気出力信号を生成することも可能である。

ダイナミック・イコライザ５０２およびアレイ処理モジュール５０４は、アナログ回路、ディジタル回路、またはアナログおよびディジタル信号処理回路の組み合わせで具体化することができる。信号処理は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアおよびソフトウェアの組み合わせを用いて行うことができる。

図４を参照すると、アレイ処理モジュール５０４の実施形態の一例のブロック図が示されている。可変オール・パス・フィルタ６１４の入力６０２、および可変遅延回路６１１を付勢するインバータ６１０の入力６０６に、入力電気信号６００を送出する。インバータ６１０は、入力６０２上に送出される信号に対して、全ての周波数において１８０゜の相対位相シフトを行う。可変遅延ユニット６１１の応答はＨτ（Ω）＝Ｅ^-jΩτであり、可変時間量τだけ電気信号を遅延させる。この時間遅延によって、エンクロージャ内における２つのドライバ間の相対位相遅延、および結果的に得られる指向性パターンを制御する。可変遅延回路６１１の出力は、可変ハイ・パス・フィルタ６１２を付勢する。このフィルタは、最初に低い方の周波数を徐々に排除して、低周波数相殺を減少させるように機能する。相殺の減少が起こるのは、設定した閾値音量より高い方だけである。設定閾値音量は、通例、最大音量設定値に近い。この音量設定値未満では、相殺は影響を受けない。この閾値よりも上では、ハイ・パス・フィルタ６１２のカットオフ周波数は、音量レベルが上昇するのに連れて、徐々に高くなる。

一例では、可変ハイ・パス・フィルタ６１２は、Ｖ＝８６の音量レベル（Ｖ＝１００が最大システム音量を表すシステムでは、放射音圧レベルは、音量レベルの単位刻み幅毎に、約０．５ｄＢ変化する）よりも上で濾波を開始する。フィルタ・インデックス・サブモジュール６１６は、音量レベルＶの関数として、以下の式に従ってＶ＝１、２、．．．、１００についてインデックス信号ｉを供給する。
ｉ＝ｆ₁（Ｖ）＝ｕ（Ｖ−８６）＋ｕ（Ｖ−８８）＋ｕ（Ｖ−９０）＋ｕ（Ｖ−９２）＋ｕ（Ｖ−９４）
ここで、ｕ（Ｖ）は、ユニット・ステップ関数である。インデックス信号ｉは、図５に示すように、音量レベルＶと共に増加し、８６および９４の間で２音量レベルずつ増加する。Ｖ＝８６未満の音量レベルでは、インデックス信号はｉ＝０であり、ハイ・パス・フィルタのカットオフ周波数は十分に低いので、何らかの影響が信号に及ぶにしても、最小限の影響に止まる（例えば、２１０Ｈｚ以下のカットオフ周波数）。ハイ・パス・フィルタの周波数応答は、ｉ≧１に対して、次の式で決定される。

ここで、Ｑ＝１／√２、ω_iはカットオフ角周波数（ラジアン／秒単位）であり、ω₀／２π＝２１０、ω₁／２π＝２１９、ω₂／２π＝２６９、ω₃／２π＝３３１、ω₄／２π＝４０７、ω₅／２π＝５０１にしたがって、インデックス信号ｉの増加と共に増加する。また、ｊ＝√−１である。初期カットオフ周波数ｆ₀＝２１０Ｈｚ（ｆ₀＝ω₀／２π）は、約２１０Ｈｚから３ｋＨｚの周波数の中音域で動作するアレイの指向性には、最小限の影響しか及ぼさない。最も高いカットオフ周波数ｆ₅＝５０１Ｈｚは、許容可能な指向性およびサウンド・レベルにしたがって（例えば、聴取テストによって）選択する。アレイ処理モジュール５０４のこの実施態様では、あらゆる音量レベルにおいて、５０１Ｈｚよりも高い周波数ではアレイの指向性を保持する。２１０および５０１Ｈｚ間の周波数に対するアレイの指向性は、音量レベルが８６以上のときに系統的に変更され、ラウドスピーカ・システムが再生する音を更に大きくすることができる。

ハイ・パス・フィルタ６１２の位相応答は、潜在的に２つの経路間の位相関係を大きく変更する可能性があるので、第１経路６０２は、位相応答がハイ・パス・フィルタのそれと近似的に一致する可変オール・パス・フィルタ６１４を含み、少なくとも部分的にあらゆる位相効果を補償する。ハイ・パス・フィルタを臨界減衰させ、オール・パス・フィルタが一次オール・パス・フィルタであり、ハイ・パス・フィルタと同じカットオフ周波数を有する場合、実質的に正確な一致が可能である。可変オール・パス・フィルタ６１４の周波数応答は、Ｖ＝８６未満の音量レベルに対してＨ⁰ _AP（ω）＝１であり、周波数応答は、Ｖ＝８６以上の音量レベルに対して、以下のようになる。

また、フィルタ・インデックス・サブモジュール６１６は、インデックス信号ｉを可変オール・パス・フィルタ６１４に供給し、その位相が可変ハイ・パス・フィルタ６１２の位相を近似的に追跡するようにする。このようにするには、ハイ・パス・フィルタおよびオール・パス・フィルタのカットオフ周波数に、インデックス信号の変化に追従させる。カットオフ周波数ｆ₁が２１９Ｈｚ（ｆ₁＝ω₁／２π）に対するＨⁱ _HP（ω）およびＨⁱ _AP（ω）の位相を図６に示す。このプロットは、二次ハイ・パス・フィルタ６１２の位相７０２が、一次オール・パス・フィルタ６１４の位相７０４と適切に一致していることを示す。

実施態様によっては、固定ロー・パス・フィルタ６１８を第２経路６０６に含ませて、内側に向けた１つのドライバ６０８の高周波出力を制限し、外側６０４からの高周波音響エネルギの殆どを外側に向けるようにする。ロー・パス・フィルタは、周波数が高くなると、相殺ドライバからの出力を減少させるので、高周波情報は、外側ドライバによってのみ放射される。一実施態様では、ロー・パス・フィルタ６１８の周波数応答は、以下のようになる。

ここで、Ｑ＝１／√２、ω_L＝３ｋＨｚはカットオフ周波数である。
連続するインデックス間で切換を行うためには、円滑に更新するインシデント（入射）インパルス応答（ＩＩＲ：incident impulse response)ディジタル・フィルタを用いると有利な場合がある。配合（ブレンド）シーケンスが、アーチファクトがない遷移の間フィルタの状態をクリアにしつつ、信号経路の連続するフィルタ入力（および出力）を円滑に傾斜（ランプ：ramp）させる。

図７を参照すると、６本の曲線８００の１群が、アレイ処理モジュール５０４が生成し、ダイナミック・イコライザ・モジュール５０２が補償した、放射音響パワー・スペクトルの変化の一例を表している。曲線群８００は、単一スピーカ要素（完全にオフにした第２スピーカ要素に対応する）の放射音響パワー・スペクトルＳ₁（ω）に対する２要素スピーカ・アレイの放射音響パワー・スペクトルＳ₂（ω）の対数プロット、即ち−10log[S₂(ω)/S₁(ω)]である。ほぼ平坦な曲線８０２は、大きく濾波された（ｆ₅＝５０１Ｈｚ）第２アレイ要素の残留効果を表す。連続する曲線の形状は、初期の濾波（ｆ₀＝２１０Ｈｚ）を表す曲線８０４の形状からほぼ連続的に変化している。初期濾波の場合、曲線８０４では、２要素アレイに対する低周波数における放射パワーは、減算的（相殺的）干渉のために、単一要素の放射パワーよりも大幅に少なくなっている（即ち、Ｓ₂（ω）＜Ｓ₁（ω）。低周波数における曲線８０４は、量Ｙ＝−10log[S₂(ω)/S₁(ω)]が大きな正の値を有し、Ｓ₂（ω）＜Ｓ₁（ω）を示唆していることを示す。このような曲線は、実験的測定（例えば、無響環境または室内で行う）によって、理論的モデリングによって、シミュレーションによって、またはこれらの方法の組み合わせによって発生することができる。

図９を参照すると、９本の曲線８１０の１群が、アレイ処理モジュールの別の実施態様によって生成した放射音響パワー・スペクトルの変化の一例を表している。この実施態様では、アレイ処理モジュールは、連続する音量レベルにわたって、２ドライバ・アレイの内側ドライバ（相殺ドライバ）が放射する振幅を単に減衰させて、サウンド・レベルを上昇させるだけである。内側ドライバが放射する振幅は、外側ドライバに対する初期値の−４ｄＢから、−４０ｄＢの値（最大サウンド出力の場合）まで、Ｖ＝８６からＶ＝９４までの９段階の音量レベルにわたって減衰する。ほぼ平坦な曲線８１２は、内側ドライバからの、大きく減衰した（−４０ｄＢ）放射の残留効果を表している。連続する曲線の形状は、初期減衰（−４ｄＢ）を表す曲線８１４の形状からほぼ連続的に変化する。初期濾波の場合、曲線８０４では、２要素アレイに対する低周波数における放射パワーは、減算的干渉のために、単一要素の放射パワーよりも大幅に少なくなっている（即ち、Ｓ₂（ω）＜Ｓ₁（ω））。

図１１は、ダイナミック・イコライザ・モジュール５０２の一実施態様のブロック図を示す。そのパラメータは、アレイの指向性が変化することに伴う、放射音響パワー・スペクトルの変化を補償するように選択されている。入力電気信号９００は、信号処理モジュール５００から送出され、出力電気信号９１２はアレイ処理モジュール５０４に供給される。入力電気信号は、経路９０２上の第１信号と、経路９０４上の第２信号とに分割される。フィルタ係数サブモジュール９１０は、図１２に示すように、次の式にしたがって、音量レベルＶの関数として係数信号Ｃを発生する。

係数信号Ｃは、サブモジュール９０およびサブモジュール９０８に印加され、第１濾波経路９０２および第２非濾波経路９０４の割合を決定する。これらは加算器９１４において合成され、出力電気信号９１２を生成する。得られた出力信号９１２は、伝達関数Ｈ_EQ（ω）＝１＋Ｃ（Ｈ_A（ω）−１）による入力信号９００を等化した信号である。ここで、Ｈ_A（ω）は、第２アレイ・ドライバの効果を補償するフィルタの周波数応答である。

Ｖ＝８６以下の音量レベルでは、係数信号Ｃは１の値を有し、出力信号は、以下のように、アレイ・フィルタ・サブモジュール９０６にしたがって等化される。

ここで、４つのポール（極）ｐ±₁、ｐ±₂および４つのゼロ（零点）ｚ±₁、ｚ±₂は、以下の形態、および表１または２に示す値に対応する値を有する。

表１は、図７のハイ・パス・フィルタの実施態様に用いられる値に対応し、表２は、図８のキャンセラを減衰させる実施態様に用いられる値に対応する。
Ｖ＝９４以上の音量レベルでは、係数信号Ｃは０の値を有し、出力信号９１２は入力信号９００と同一であるので、第２アレイ・ドライバの影響を受けることなく等化される。８６および９４間の音量レベルでは、第２アレイ・ドライバの出力は、８４の音量設定点から始まって徐々に減少し、一方ダイナミック・イコライザ・モジュール５０２を用いてスペクトルを保存するので、音量設定値９４以上では、アレイは放射を大幅に増大することができる。ダイナミック・イコライザ・モジュール５０２は、第２アレイ・ドライバの効果を（濾波または減衰によって）変化させるために、適切に出力信号を濾波する。

図１１のハイ・パス・フィルタを用いたキャンセラの実施態様に対応する６つの音量レベルの各々に対するスペクトル応答｜Ｈ_EQ（ω）｜²を図９に示す。平坦な曲線８０８は、曲線８０２に対応する相対スペクトルに用いられる等化を表し、曲線８１１は、曲線８０４に対応する相対スペクトルに用いられる等化を表す。アレイ処理の効果を表す曲線群８００、および等化を表す曲線群８０６の間の一致度は十分に高く、実質的に均一な放射音響パワー・スペクトルが得られることが好ましい。

図１１の減衰を用いたキャンセラの実施形態の９つの音量レベルの各々に対するスペクトル応答｜Ｈ_EQ（ω）｜²を図１０に示す。平坦な曲線８１８は、曲線８１２に対応する相対スペクトルに用いられる等化を表し、曲線８２０は、曲線８１４に対応する相対スペクトルに用いられる等化を表す。アレイ処理の効果を表す曲線群８１０、および等化を表す曲線群８１６の間の一致度は十分に高く、聴取者に知覚される際に、一貫性のある音響パワー・スペクトルが得られることが好ましい。

図１３を参照すると、ラウドスピーカ・ドライバ・モジュール３０６の代替実施態様は、信号処理モジュール１０００、ダイナミック・イコライザ・モジュール１００２、およびアレイ処理モジュール１００４を含み、検出器１００６を用いて、ダイナミック・イコライザ・モジュール１００２およびアレイ処理モジュール１００４に制御信号を供給する。この実施態様では、音量制御部１００８は、信号処理モジュール１０００における電気信号の振幅を決定し、検出器１００６は、１つ以上の出力電気信号のレベルを決定し、放射パワー・レベルの指示を与える。この実施態様では、アレイの指向性および補償等化は、検出される信号レベルの関数として全て変化する。前述のような指向性および音響音量特性の制御は、この検出した制御信号、音量制御、またはアレイの動作に関連する他のいずれかのパラメータを用いて実行することができる。

ここに開示した具体的な装置および技法の多数の用法や変更、ならびにそれからの発展も可能であることは、当業者には明白であろう。例えば、アレイ処理および動的等化は、単一のモジュールの中で実行することができる。ラウドスピーカ・システムにおける各ドライバ・アレイは、別個のラウドスピーカ・ドライバ・モジュールを有してもよい。相殺および音響音量特性の制御、ならびに関連する補償等化は、（例えば、第１オーディオ・チャネルに基づいて）、電気信号成分に対して実行することができ、この電気信号成分を他の電気信号成分（例えば、第２オーディオ・チャネルに基づいて）と組み合わせて、アレイのドライバを駆動することができる。たがって、本発明は、ここに開示した装置および技法の中にある、またはこれらが保有するあらゆる新規な特徴および新規な組み合わせも包含し、特許請求の範囲の精神およびその範囲によってのみ限定されるものと解釈すべきである。

図１は、室内に据え付けた、本発明による電気音響システムを示す図である。 図２は、本発明によるシステムの論理構成を示すブロック図である。 図３は、本発明によるサブシステムの論理構成を示すブロック図である。 図４は、本発明による信号処理システムの論理構成を示すブロック図である。 図５は、音量レベルの関数として制御インデックスを示すグラフである。 図６は、ハイ・パス・フィルタおよびオール・パス・フィルタについて、周波数の関数として位相を示すグラフである。 図７は、異なるパワー・レベルにおける周波数の関数として放射パワーを示すグラフである。 図８は、異なるパワー・レベルにおける周波数の関数として等化応答を示すグラフである。 図９は、別の実施形態について、異なるパワー・レベルにおける周波数の関数として放射パワーを示すグラフである。 図１０は、異なるレベルにおける周波数の関数として等化応答を示すグラフである。 図１１は、等化モジュールの論理構成を示すブロック図である。 図１２は、音量レベルの関数としてフィルタ係数を示すグラフである。 図１３は、本発明によるシステムの論理構成を示すブロック図である。

Claims (9)

1. 電気音響変換方法であって、
   アレイ（３０４）内の複数の電気音響変換器（３０２）に供給されるオーディオ電気信号を制御して、音量制御（５０８）または検出された信号レベル（１００６）の関数として所定の指向性および音響音量特性を達成して、前記アレイの電気音響変換器からの音響出力信号の相殺を減少させ、前記オーディオ電気信号を制御することによって、前記特性の変化に伴って、前記アレイの放射音響パワー・スペクトルの変化を生じさせ、
   イコライザ（５０２）を調節して、前記アレイの放射音響パワー・スペクトルの変化を補償する、
   ことを含む電気音響変換方法。
2. 請求項１記載の方法において、前記音響パワー・スペクトルの変化の補償は、放射相対音響パワー・スペクトルを実質上均一に維持することを含む方法。
3. 請求項１記載の方法において、前記オーディオ電気信号の制御は、より高い音響音量レベルに対して、前記オーディオ電気信号の１つの振幅を低下させる方法。
4. 請求項１記載の方法において、前記オーディオ電気信号の制御は、限定された周波数範囲にわたって前記信号の１つのレベルを調節することを含む方法。
5. 請求項１記載の方法において、前記オーディオ電気信号の制御は、ハイ・パス・フィルタ（６１２）において前記信号の１つを処理し、相補的オール・パス・フィルタ（６１４）において前記信号の他方を処理する方法。
6. 電気音響変換装置であって、
   入力オーディオ電気信号を受ける入力端子と、
   アレイ（３０４）内の複数の電気音響変換器（３０２）と、
   前記電気音響変換器に結合される前記入力オーディオ信号から２つの関係する出力オーディオ電気信号（６０２，６０６）を発生し、音量制御（５０８）または検出された信号レベル（１００６）の関数として所定の指向性および音響音量特性を達成して、前記アレイの電気音響変換器からの音響出力信号の相殺を減少させるように構成配置されている回路（５０４）、および前記信号の制御によって生ずる前記アレイの放射音響パワー・スペクトルの変化を補償するように調節されるイコライザ（５０２）と、
   を備えた電気音響変換装置。
7. 請求項６記載の装置において、前記イコライザ（５０２）はダイナミック・イコライザを備えている装置。
8. 請求項７記載の装置において、前記ダイナミック・イコライザは、１対の信号処理経路（９０２，９０４）と、前記２つの経路上で処理される信号を合成するコンバイナ（９１４）と、を含む装置。
9. 電気音響変換器アレイであって、
   関係する電気信号成分のソースと、
   前記関係する電気信号成分によってそれぞれ駆動される複数の電気音響変換器と、
   請求項６〜８のいずれかに記載の電気音響変換装置であって、前記関係する電気信号成分のソースが入力オーディオ電気信号を供給する電気音響変換装置と、
   を備えた電気音響変換器アレイ。

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